JP2020067455A - 妨害信号抑圧を行うｆｍｃｗレーダー - Google Patents

Abstract

【課題】レーダーシステムにおいて使用可能な方法を以下に説明する。【解決手段】一実施例によれば、当該方法は、複素ベースバンド信号のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトルを計算することを含む。セグメントは、第１のＨＦレーダー信号に含まれているチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけ可能である。当該方法は、さらに、複素ベースバンド信号に含まれている妨害信号のスペクトルを表す第２のスペクトルを、第１のスペクトルのうち負の周波数に対応づけられた部分に基づいて推定することを含む。【選択図】図１５

Description

本明細書は、レーダーセンサの分野、特にレーダーセンサにおいて使用される、妨害性の干渉を抑圧可能な信号処理方法の分野に関する。

レーダーセンサは、対象物を検出する多数の用途において使用されており、当該検出には、通常、検出される対象物の距離および速度の測定が含まれている。特に自動車分野では、とりわけ先進運転支援システム（Advanced driver assistance systems, ＡＤＡＳ）、例えば定速走行車間距離制御（ＡＣＣ，Adaptive Cruise ControlまたはRadar Cruise Control）システムにおいて使用可能なレーダーセンサへの需要が大きくなっている。こうしたシステムは、前方を走行する他の自動車（ならびに他の対象物および歩行者）までの安全距離を保持するため、自動車の速度を自動的に適応化することができる。自動車分野での他の用途として、例えば、死角検出（blind spot detection）、車線変更支援（lane change assist）およびこれに類似のものが挙げられる。自動運転の分野においても、レーダーセンサは、自動運転車両の制御に重要な役割を果たすようになっている。

自動車にレーダーセンサを設けることが増えているので、干渉の確率も高くなっている。つまり、（第１の車両に組み付けられている）第１のレーダーセンサから送信されたレーダー信号が、（第２の車両に組み付けられている）第２のレーダーセンサの受信アンテナに散乱入射してしまうことがある。第２のレーダーセンサでは、第１のレーダー信号が第２のレーダー信号のエコーと干渉し、これにより第２のレーダーセンサの動作が損なわれることがある。

以下に、レーダーシステムにおいて使用可能な方法を記載する。一実施例によれば、本方法は、複素ベースバンド信号のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトルを計算することを含む。セグメントは、第１のＨＦレーダー信号に含まれているチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけ可能である。本方法は、さらに、複素ベースバンド信号に含まれている妨害信号のスペクトルを表す第２のスペクトルを、第１のスペクトルのうち負の周波数に対応づけられた部分に基づいて推定することを含む。

別の一実施例によれば、本方法は、ベースバンド信号のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトルを計算することを含む。セグメントは、第１のＨＦレーダー信号に含まれているチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられている。本方法は、さらに、レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線を識別すること、およびベースバンド信号に含まれている妨害信号のスペクトルの推定値を表す第２のスペクトルを、第１のスペクトルに基づいて求めることを含む。ここで、レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線は、考慮されないままとされる。

さらに、レーダー装置を記載する。一実施例によれば、本レーダー装置は、発振器と受信チャネルとを含むレーダー通信機を備えている。発振器は、チャープシーケンスを含む第１のＨＦレーダー信号を形成するように構成されている。受信チャネルは、複数のセグメントを含みかつ各セグメントがチャープシーケンスの各１つのチャープに対応づけられている複素ベースバンド信号を形成するように構成されている。本装置は、さらに、複素ベースバンド信号のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトルを計算し、複素ベースバンド信号に含まれている妨害信号のスペクトルを表す第２のスペクトルを、第１のスペクトルのうち負の周波数に対応づけられた部分に基づいて推定するように構成された計算ユニットを備えている。

別の一実施例によれば、本レーダー装置は、発振器と受信チャネルとを含むレーダー通信機を備えている。発振器は、チャープシーケンスを含む第１のＨＦレーダー信号を形成するように構成されている。受信チャネルは、複数のセグメントを含みかつ各セグメントがチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられているベースバンド信号を形成するように構成されている。本装置は、さらに、ベースバンド信号のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトルを計算し、レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線を識別し、さらに、第１のスペクトルに基づいて、ベースバンド信号に含まれている妨害信号のスペクトルの推定値を表す第２のスペクトルを求めるように構成された計算ユニットを備えている。ここで、レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線は、考慮されないままとされる。

以下に各実施例を図に即して詳細に説明する。図示は必ずしも縮尺通りでなく、各実施例は図示の各態様のみに限定されない。むしろ、各実施例の基礎となっている方式を示すことに重点が置かれている。図には次のことが示されている。

距離測定および／または速度測定のためのＦＭＣＷレーダーシステムの動作方式を説明するための概略図である。 ＦＭＣＷシステムによって形成されたＨＦ信号の周波数変調（ＦＭ）を説明するための２つの時間図を含む。 ＦＭＣＷレーダーシステムの基本構造を説明するためのブロック図である。 妨害信号がレーダーセンサの受信アンテナにどのように散乱入射しうるかの一例を説明するための概略図である。 １つのレーダー通信機と干渉を生じる別のレーダー通信機との簡単な例を説明するための回路図である。 測定に使用されるチャープをそれぞれ所定数ずつ有する複数のチャープシーケンスを有する、送信されたレーダー信号の一例を示す時間図である（時間に関する周波数が示されている）。 １つのレーダーセンサの送信信号と、別のレーダーセンサ（妨害体）の、干渉を生じる送信信号（妨害信号）とを示す時間図であり、当該各信号の信号特性（時間に関する周波数）は部分的に重畳している。 レーダー目標（ターゲット）からのレーダーエコーおよび妨害信号（干渉）を含むレーダー信号の（ベースバンドへの混合後の）例としての信号特性を示す時間図である。 レンジ‐ドップラー分析の際のレーダー信号のデジタル信号処理を例として示す図である。 複素ベースバンド信号を取得するために受信チャネルにおいてＩＱミキサを使用する、図５の例の修正形態を示す図である。 ベースバンドの実レーダー信号のスペクトルと複素レーダー信号のスペクトルとを概略的に示す図である。 干渉性の妨害信号の絶対値スペクトルの推定を概略的に示す図である。 干渉性の妨害信号の位相スペクトルの推定を概略的に示す図である。 ベースバンド信号中の干渉性の妨害信号の（周波数領域における）消去を示す図である。 ベースバンドレーダー信号中の干渉を消去するための、ここに説明するアプローチをまとめたフローチャートである。 実ベースバンド信号の絶対値スペクトル中の妨害信号の推定および低減を示す図である。 実ベースバンド信号の絶対値スペクトル中の妨害信号の推定および低減を示す図である。 実ベースバンド信号の絶対値スペクトル中の妨害信号の推定および低減を示す図である。 実ベースバンド信号の位相スペクトル中の妨害信号の推定および低減を示す図である。 実ベースバンド信号の位相スペクトル中の妨害信号の推定および低減を示す図である。 実ベースバンド信号の位相スペクトル中の妨害信号の推定および低減を示す図である。 実ベースバンド信号の位相スペクトル中のゼロ位置検出を示す図である。

図１には、レーダー目標（レーダーターゲット）と通常称される対象物の距離および速度を測定するセンサとしての、周波数変調連続波レーダーシステム（Frequency-Modulated Continuous-Wave Rader System）（大抵の場合ＦＭＣＷレーダーシステムと称される）の適用が概略図で示されている。この例では、レーダー装置１は、別個の送信（ＴＸ）アンテナ５と受信（ＲＸ）アンテナ６とを有する（バイスタティックレーダー構成または疑似モノスタティックレーダー構成）。ただし、同時に送信アンテナおよび受信アンテナとして使用される唯一のアンテナも使用可能である（モノスタティックレーダー構成）ことに注意されたい。送信アンテナ５は、例えば鋸歯波信号（周期的かつ線形の周波数勾配）の形態で周波数変調された、連続したＨＦ信号ｓ_ＲＦ（ｔ）を送信する。送信された信号ｓ_ＲＦ（ｔ）は、レーダーターゲットＴで後方散乱し、後方散乱した信号もしくは反射した信号ｙ_ＲＦ（ｔ）（エコー信号）が受信アンテナ６により受信される。図１には最も簡単な例が示されている。実際には、レーダーセンサは、複数の送信（ＴＸ）チャネルおよび受信（ＲＸ）チャネルを有するシステムであり、これにより、後方散乱信号もしくは反射信号ｙ_ＲＦ（ｔ）の入射角度（Direction of Arrival, ＤｏＡ）も算定され、レーダーターゲットＴをより正確に位置特定することができる。

図２には、例として、言及した、信号ｓ_ＲＦ（ｔ）の周波数変調が示されている。図２（上側のグラフ）に示されているように、送信されたＨＦ信号ｓ_ＲＦ（ｔ）は「チャープ」の集合から成り、つまり信号ｓ_ＲＦ（ｔ）は、上昇周波数（アップチャープ）または降下周波数（ダウンチャープ）を有する正弦波信号特性（waveforms）のシーケンスを含む。この例では、１つのチャープの瞬時周波数ｆ（ｔ）が、時間Ｔ_ＲＡＭＰ内の開始周波数ｆ_{ＳＴＡＲＴ}で開始し、停止周波数ｆ_ＳＴＯＰへ向かって線形に上昇する（図２の下側のグラフを参照）。こうしたチャープは線形の周波数勾配とも称される。図２には、同一の３つの線形の周波数勾配が示されている。しかし、パラメータｆ_{ＳＴＡＲＴ}，ｆ_ＳＴＯＰ，Ｔ_ＲＡＭＰおよび個々の周波数勾配間の休止は変化しうることに注意されたい。周波数変化は必ずしも線形（線形チャープ）でなくてよい。構成に依存して、例えば、指数的な周波数変化または双曲線的な周波数変化（指数チャープまたは双曲線チャープ）を有する送信信号も使用可能である。

図３には、例として、レーダー装置（レーダーセンサ）１の可能構造を示すブロック図が示されている。これによれば、少なくとも１つの送信アンテナ５（ＴＸアンテナ）および少なくとも１つの受信アンテナ６（ＲＸアンテナ）がチップ内に組み込まれたＨＦフロントエンド１０に接続されており、当該ＨＦフロントエンド１０は、ＨＦ信号処理に必要なすべての回路要素を含むことができる。当該回路要素は、例えば局部発振器（ＬＯ）、ＨＦパワーアンプ、低雑音増幅器（ＬＮＡ, low-noise amplifier）、方向性結合器（例えばラットレースカプラ、サーキュレータなど）ならびにＨＦ信号をベースバンドもしくは中間周波数帯域（ＺＦバンド）へ逓降変換（down conversion）するためのミキサを含む。ＨＦフロントエンド１０は、（場合により別の回路要素と共に）通常モノリシック集積マイクロ波回路（monolithically microwave integrated circuit, ＭＭＩＣ）と称されるチップ内に組み込み可能である。以下では、ベースバンドとＺＦバンドとをことさら区別せず、ベースバンドの概念のみを使用する。ベースバンド信号は、レーダーターゲットの検出を行うための基礎となる信号である。

図示の例には、別個のＲＸアンテナおよびＴＸアンテナを備えたバイスタティック（または疑似モノスタティック）レーダーシステムが示されている。モノスタティックレーダーシステムの場合、同じアンテナが電磁波（レーダー）信号の送信にも受信にも使用される。当該ケースでは、方向性結合器（例えばサーキュレータ）を、送信すべきＨＦ信号と受信されるＨＦ信号（レーダーエコー信号）との分離に使用することができる。言及したように、レーダーシステムは、実際には、大抵の場合、複数の送受信アンテナを備えた複数の送受信チャネルを有しており、これにより、とりわけレーダーエコーを受信するための方向（ＤｏＡ）の測定が可能となる。こうしたＭＩＭＯシステムでは、個々のＴＸチャネルおよびＲＸチャネルが、通常、それぞれ同一にもしくは類似に構成される。

ＦＭＣＷレーダーシステムの場合、ＴＸアンテナ５を介して送信されるＨＦ信号は、例えば約２０ＧＨｚから１００ＧＨｚ（例えば多くの用途において７７ＧＨｚ周辺）の範囲に存在しうる。言及したように、ＲＸアンテナ６によって受信されるＨＦ信号は、レーダーエコー（チャープエコー信号）、すなわち１つまたは複数のレーダーターゲットで後方散乱した信号成分を含む。受信されたＨＦ信号ｙ_ＲＦ（ｔ）は、例えばベースバンド（もしくはＺＦバンド）へ逓降変換され、ベースバンドにおいてアナログ信号処理部によりさらに処理される（図３のアナログベースバンド信号処理チェーン２０を参照）。上述したアナログ信号処理部は、主としてベースバンド信号のフィルタリング部および場合により増幅部を含む。ベースバンド信号は、最終的にはデジタル化され（図３のアナログデジタル変換器３０を参照）、デジタル領域でさらに処理される。デジタル信号処理チェーンは、少なくとも部分的に、プロセッサ上、例えばマイクロコントローラ上もしくはデジタルシグナルプロセッサ（図３の計算ユニット４０を参照）上に構成可能なソフトウェアとして実現可能である。システム全体は、ふつう、同様に少なくとも部分的にプロセッサ上、例えばマイクロコントローラ上に構成されるソフトウェアとして実現可能なシステムコントローラ５０により制御される。ＨＦフロントエンド１０およびアナログベースバンド信号処理チェーン２０（任意にはアナログデジタル変換器３０および計算ユニット４０も）は、共通に唯一のＭＭＩＣ（すなわちＨＦ半導体チップ）に集積可能である。代替的に、個々の要素が複数の集積回路上に分散されていてもよい。

図４には、受信されたレーダーエコーを妨害体（干渉体）がどのように妨害しうるかを説明するための簡単な例が示されている。図４には、３つの走行車線を有する道路と４台の車両Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４とが示されている。少なくとも車両Ｖ１，Ｖ４にはレーダーセンサが設けられている。車両Ｖ１のレーダーセンサはＨＦレーダー信号ｓ_ＲＦ（ｔ）を送信しており、受信されたＨＦレーダー信号ｙ_ＲＦ（ｔ）には、前方走行車両Ｖ２，Ｖ３および対向車両Ｖ４からのレーダーエコーが含まれている。さらに、車両Ｖ１のレーダーセンサによって受信されるＨＦレーダー信号ｙ_ＲＦ（ｔ）には、対向車両Ｖ４のレーダーセンサで形成されたレーダー信号（妨害信号）も含まれている。車両Ｖ１のレーダーセンサにとって、車両Ｖ４のレーダーセンサは妨害体（干渉体）である。

車両Ｖ１のレーダーセンサによって受信された信号ｙ_ＲＦ（ｔ）は、次のように記述することができる。すなわち、
ｙ_ＲＦ（ｔ）＝ｙ_ＲＦ，Ｔ（ｔ）＋ｙ_ＲＦ，Ｉ（ｔ） （１）
ここで、
である。上掲式（１）〜（３）では、受信された信号ｙ_ＲＦ（ｔ）の信号成分ｙ_ＲＦ，Ｔ（ｔ）およびｙ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）は、実際のレーダーターゲットＴ_ｉからのレーダーエコーまたは妨害信号に相当する。実際には、複数のレーダーエコーおよび複数の妨害体が存在しうる。したがって、式（２）は、Ｕ個の異なるレーダーターゲットＴ_ｉに由来するレーダーエコーの和を表しており、ここで、Ａ_Ｔ，ｉは送信されたレーダー信号の減衰量であり、Δｔ_Ｔ，ｉは特定のレーダーターゲットＴ_ｉについての往復走行時間（Round Trip Delay Time, ＲＴＤＴ）である。同様に、式（３）は、Ｖ個の妨害体に由来する妨害信号の和を表している。ここで、Ａ_Ｉ，ｋは妨害体が送信した妨害信号ｓ_ＲＦ，ｋ’（ｔ）の減衰量であり、Δｔ_Ｉ，ｋは（各妨害体ｋ＝０，１，…，Ｖ−１についての）対応する信号走行時間である。車両Ｖ１から送信されたレーダー信号ｓ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）と車両Ｖ４から送信された妨害信号ｓ_ＲＦ，０’（ｔ）（インデクスｋ＝０は車両Ｖ４を表す）とは、ふつう、異なるチャープパラメータ（開始周波数もしくは停止周波数、チャープ期間、反復速度など）を有する異なるチャープシーケンスを有することに注意されたい。さらに、受信された妨害信号成分ｙ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）の振幅は、エコー信号成分ｙ_ＲＦ，Ｔ（ｔ）の振幅より格段に大きい。

図５には、図３の例によるレーダー通信機１の例としての構成がより詳細に示されている。この例では、特に、レーダー通信機１のＨＦフロントエンド１０および別の（妨害性の）レーダーセンサ１’のＨＦフロントエンド１０’が示されている。図５には、送信チャネル（ＴＸチャネル）および受信チャネル（ＲＸチャネル）を有するＨＦフロントエンド１０の基本構造を示すための簡単化された回路図が示されていることに注意されたい。具体的な用途に強く依存しうる実際の構成は、通常、より複雑であり、複数のＴＸチャネルおよび／またはＲＸチャネルを有する。

ＨＦフロントエンド１０は、ＨＦ発振器信号ｓ_ＬＯ（ｔ）を形成する局部発振器１０１（ＬＯ）を含む。当該ＨＦ発振器信号ｓ_ＬＯ（ｔ）は、動作中、図２に関連して上述したように周波数変調され、ＬＯ信号とも称される。レーダー用途では、ＬＯ信号は通常ＳＨＦバンド（Super High Frequency,センチ波帯域）またはＥＨＦバンド（Extremely High Frequency,ミリ波帯域）、例えば多くの自動車用途での７６ＧＨｚから８１ＧＨｚまでのインターバルにある。ＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）は、送信信号路ＴＸ１（ＴＸチャネル）および受信信号路ＲＸ１（ＲＸチャネル）の双方において処理される。

ＴＸアンテナ５によって送信された送信信号ｓ_ＲＦ（ｔ）（図２を参照）は、例えばＨＦパワーアンプ１０２によるＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）の増幅によって形成され、ひいては、１回のみ増幅され場合により位相シフトされたバージョンの唯一のＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）である。アンプ１０２の出力側は、（バイスタティックレーダー構成または疑似モノスタティックレーダー構成の場合）ＴＸアンテナ５に結合可能である。ＲＸアンテナ６で受信された受信信号ｙ_ＲＦ（ｔ）は、ＲＸチャネルにおける受信器回路へ、ひいては直接にもしくは間接にミキサ１０４のＨＦポートへ、供給される。この例では、ＨＦ受信信号ｙ_ＲＦ（ｔ）（アンテナ信号）は、アンプ１０３（増幅度ｇ）によって予増幅されている。よって、ミキサ１０４は、増幅されたＨＦ受信信号ｇ・ｙ_ＲＦ（ｔ）を受信する。アンプ１０３は、例えばＬＮＡであってよい。ミキサ１０４の基準ポートには、ＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）が供給されるので、ミキサ１０４は（予増幅された）ＨＦ受信信号ｙ_ＲＦ（ｔ）をベースバンドへ逓降変換する。逓降変換されたベースバンド信号（ミキサ出力信号）は、ｙ_ＢＢ（ｔ）と称される。当該ベースバンド信号ｙ_ＢＢ（ｔ）はまずアナログでさらに処理され、ここで、アナログベースバンド信号処理チェーン２０が、主として増幅およびフィルタリング（例えばバンドパスフィルタリングまたはローパスフィルタリング）を行い、これにより、望ましくないサイドバンドおよび鏡像周波数が抑圧される。得られたアナログ出力信号は、アナログデジタル変換器（図３のＡＤＣ３０を参照）に供給され、ｙ（ｔ）と称される。デジタル化された出力信号（デジタルレーダー信号ｙ［ｎ］）のデジタルでのさらなる処理の方法は、それ自体公知である（例えばレンジ‐ドップラー分析）ので、ここでこれ以上詳細には検討しない。

この例では、ミキサ１０４は予増幅されたＨＦ受信信号ｇ・ｙ_ＲＦ（ｔ）（すなわち増幅されたアンテナ信号）を下方のベースバンドへ混合する。当該混合は１段階のみで（すなわちＨＦバンドから直接にベースバンドへ）行うことができ、または１つまたは複数の中間段階を介して（すなわちＨＦバンドから中間周波数帯域へ、さらにベースバンドへ）行うこともできる。この場合、受信ミキサ１０４は、有意に、直列に接続された複数の個別ミキサ段を含む。図５に示されている例によれば、レーダー測定の品質がＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）の品質、例えばＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）中に含まれる雑音に強く依存することが明らかであり、当該雑音は、局部発振器１０１の位相雑音によって定量的に算定される。

図５には、さらに、レーダーセンサ１にとって妨害体となる別のレーダーセンサ１’の部分（ＨＦフロントエンド１０’のＴＸチャネル）が示されている。レーダーセンサ１’のＨＦフロントエンド１０’は、ＬＯ信号ｓ_ＬＯ’（ｔ）を形成する別の局部発振器１０１’を含み、当該ＬＯ信号ｓ_ＬＯ’（ｔ）がアンプ１０２’で増幅される。増幅されたＬＯ信号は、ＨＦレーダー信号ｓ_ＲＦ，０’（ｔ）として、レーダーセンサ１’のアンテナ５’を介して送信される（式（３）を参照）。当該ＨＦレーダー信号ｓ_ＲＦ，０’（ｔ）は、別のレーダーセンサ１のアンテナ６で受信される妨害信号成分ｙ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）に寄与し、言及した干渉を発生させる。

図６には、ＦＭＣＷレーダーセンサにおいて、通常、ＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）の周波数変調の際に使用されるＦＭスキーマの一例が概略的に示されている。図示の例では、測定ごとにチャープシーケンスが形成される。図６では、第１のシーケンスが１６個のチャープのみを含んでいるが、実際には、シーケンスは、格段に多数のチャープ、例えば１２８個または２５６個のチャープを含む。２のべき乗に相当する数により、デジタル信号処理が後続する場合（例えばレンジ‐ドップラー分析が行われる場合）、効率的なＦＦＴ（高速フーリエ変換）アルゴリズムの使用が可能となる。個別シーケンス間には休止を設けることができる。

図７、図８には、一例に即して、レーダーセンサ１で受信されたＨＦ信号ｙ_ＲＦ（ｔ）に含まれるレーダーエコーを妨害体がどのように妨害しうるかが示されている。図７には、グラフ（時間に関する周波数）で、６０μｓのチャープ期間を有する、レーダーセンサ１から送信されたチャープが示されている。送信信号ｓ_ＲＦ（ｔ）の開始周波数は約７６２５０ＭＨｚであり、停止周波数は約７６６００ＭＨｚである。他のレーダーセンサで形成された妨害信号ｙ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）は、約７６１００ＭＨｚの開始周波数、約７６５８０ＭＨｚの停止周波数および３０μｓのチャープ期間を有するアップチャープと、ダウンチャープと、を含み、ダウンチャープは、前のチャープの停止周波数で開始し、次のチャープの開始周波数で終了する１０μｓのチャープ期間を有する。レーダーセンサのベースバンド信号の帯域幅Ｂは、主としてベースバンド信号処理チェーン２０によって算定され、図７に破線で示されている。図８には、レーダーセンサ１の（前処理された）ベースバンド信号ｙ（ｔ）の例としての信号特性が示されている。妨害信号の周波数がレーダーセンサの帯域幅Ｂ内にある時間インターバルにおいて、信号成分が干渉のために大きな振幅を有することが見て取れる（図７、図８を参照）。この例では、干渉は、６０μｓのチャープ期間中、３回、すなわち約７μｓ、約２８μｓ、約４２μｓで発生している。言及したように、妨害信号のエネルギは実際のターゲットのレーダーエコーのエネルギより高くてよい。さらに（ここで観察していない例外を除いて）、妨害信号および観察しているレーダーセンサ１の送信信号が制御されないので、干渉は雑音と見なすことができ、したがって基底雑音が高まる。

妨害信号抑圧を詳細に検討する前に、以下に、レーダーセンサにおいて通常レーダー目標の検出のために行われる信号処理を簡単にまとめておく。図９には、一例に即して、レーダーセンサから、チャープエコー信号を表すベースバンド信号のデジタル化部までの、アナログ信号処理部が示されている。図９のグラフ（ａ）には、チャープシーケンスのうちＭ個の線形チャープを含む部分が示されている。実線で表されているのは、送信されたＨＦレーダー信号ｓ_ＲＦ（ｔ）の信号特性（waveform、時間に関する周波数）であり、破線で表されているのは、対応する、到来した、（存在する場合）チャープエコーを含むレーダー信号ｙ_ＲＦ（ｔ）の信号特性である。図９のグラフ（ａ）によれば、送信されたレーダー信号の周波数は、開始周波数ｆ_{ＳＴＡＲＴ}から始まって線形に停止周波数ｆ_ＳＴＯＰまで上昇し（チャープ番号０）、その後開始周波数ｆ_{ＳＴＡＲＴ}まで戻って低下し、さらに停止周波数ｆ_ＳＴＯＰまで上昇し（チャープ番号１）、以降同様にふるまう。

図６に関連して上述したように、チャープシーケンスは複数のチャープを含む。この例では、１つのシーケンスのチャープ数は、Ｍで表される。用途に応じて、１つのシーケンスは、種々異なるパラメータ（開始周波数および停止周波数、期間および変調休止）を有するチャープも含むことができる。連続する２つのチャープ間の変調休止中、周波数は、例えば、前のチャープの停止周波数または次のチャープの開始周波数に等しくてよい（または他の周波数に等しくてよい）。チャープ期間は、数マイクロ秒から数ミリ秒までの範囲、例えば２０μｓから２ｍｓまでの範囲にあってよい。実際の値は、用途に応じて、より大きくてもまたはより小さくてもよい。１つのシーケンス内のチャープ数Ｍは、２のべき乗、例えばＭ＝２５６に相当しうる。

到来した（すなわちＲＸアンテナで受信された）ＨＦレーダー信号ｙ_ＲＦ（ｔ）は、送信された（すなわちＴＸアンテナから送信された）ＨＦレーダー信号ｓ_ＲＦ（ｔ）から時間差Δｔだけ遅れている。当該時間差Δｔは、ＴＸアンテナからレーダーターゲットを経てＲＸアンテナへ戻るまでの信号走行時間に相当し、往復遅延時間（Round Trip Delay Time, ＲＴＤＴ）とも称される。レーダーセンサからレーダー目標Ｔ_ｉまでの距離ｄ_Ｔｉは、ｄ_Ｔｉ＝ｃ・Δｔ／２であり、つまり光速度ｃに時間差Δｔの１／２を乗算したものである。図９のグラフ（ａ）から見て取れるように、時間差Δｔは対応する周波数差Δｆを生じさせる。当該周波数差Δｆは、到来する（および場合により予増幅された）レーダー信号ｙ_ＲＦ（ｔ）とレーダーセンサのＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）とを混合する（図５のミキサ１０４を参照）ことにより求めることができ、得られたベースバンド信号ｙ（ｔ）はデジタル化され、続いてデジタルスペクトル分析が行われる。この場合、周波数差Δｆは、デジタル化されたベースバンド信号ｙ［ｎ］のスペクトルにおいて、振動周波数（Beat Frequency）として現れる。線形チャープが使用される場合、時間差ΔｔがΔｔ＝Δｆ／ｋにより計算され、ここで係数ｋは、ｋ＝Ｂ／Ｔ_{ＣＨＩＲＰ}によって計算可能な、周波数勾配の急峻度（ヘルツ毎秒）であり、ここで、Ｂはチャープの帯域幅（Ｂ＝｜ｆ_ＳＴＯＰ−ｆ_{ＳＴＡＲＴ}｜）である。上述の説明に関して、ターゲットＴ_ｉまでの求めるべき距離ｄ_Ｔｉに対し、
ｄ_Ｔｉ＝ｃ・Δｔ／２＝ｃ・Δｆ・Ｔ_{ＣＨＩＲＰ}／（２・Ｂ） （４）
が得られる。

ＦＭＣＷレーダーセンサの基本動作方式を上にまとめたが、実際には、通常、要求に応じた信号処理が適用されることに注意されたい。例えば、到来する信号の付加的なドップラーシフトｆ_Ｄが、当該ドップラーシフトｆ_Ｄを上述した周波数差Δｆに加算するドップラー効果に基づいて、距離測定に影響しうる。用途に応じて、送信され到来したレーダー信号のドップラーシフトを推定または計算し、測定の際に考慮することができるが、これに対して、多くの用途では、距離測定においてドップラーシフトは無視可能である。これは例えば、チャープ期間が長く、ターゲット速度が低く、このため周波数差Δｆがドップラーシフトｆ_Ｄに比べて大きいケースでありうる。多くのレーダーシステムでは、距離測定の際、アップチャープおよびダウンチャープに基づいて距離を求めることにより、ドップラーシフトを消去することができる。理論的には、実際の距離ｄ_Ｔは、アップチャープの測定とダウンチャープの別の測定とから得られる距離値の平均値として計算可能である。平均によりドップラーシフトは消去される。

ＦＭＣＷレーダー信号の処理のための信号処理技術の一例には、レンジ‐ドップラー像（Range-Doppler Images）とも称されるいわゆるレンジ‐ドップラーマップ（Range-Doppler Maps）の計算が含まれる。一般に、ＦＭＣＷレーダーセンサは、チャープシーケンスの送信（図９のグラフ（ａ）を参照）ならびにレーダーターゲットからの（遅延した）エコーと送信された信号の「コピー」との混合（図５のミキサ１０４を参照）により、ターゲット情報（例えば距離、速度、ＤｏＡ）を求める。得られたベースバンド信号ｙ（ｔ）は、図９のグラフ（ｂ）に示されている。当該ベースバンド信号ｙ（ｔ）は、複数のセグメントに分割可能であり、ベースバンド信号ｙ（ｔ）の各セグメントはチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられている。

言及したターゲット情報は、ベースバンド信号ｙ（ｔ）の、言及した、１つまたは複数のレーダーターゲットによって形成されたチャープエコーを含むセグメントのスペクトルから抽出可能である。後に詳述するように、例えば２段階のフーリエ変換を使用して、レンジ‐ドップラーマップが得られる。レンジ‐ドップラーマップは、レーダーターゲットの検出、識別およびクラス分類のための種々の手法の基礎として使用可能である。第１のフーリエ変換段階の結果は、レンジマップ（Range Map）と称される。ここで説明している妨害信号抑圧の手法は、ベースバンド信号のうち、言及した、こうしたレンジマップに含まれるセグメントのスペクトルにおいて実行可能である。

ここで説明している例では、レンジ‐ドップラーマップを求めるのに必要な計算は、デジタル計算ユニット（computing unit）、例えばシグナルプロセッサ（図５のＤＳＰ４０を参照）によって行われる。別の実施例では、シグナルプロセッサに加えてもしくはこれに代えて、必要な計算を実行する他の計算ユニットも使用可能である。構成に応じて、種々のソフトウェアユニットおよびハードウェアユニット（software and hardware entities）またはこれらの組み合わせによる計算を行うことができる。一般に、ここでは、計算ユニットなる概念は、ここで説明している実施例に関連して述べた計算を実行可能でありかつ実行するように構成されたソフトウェアおよびハードウェアの任意の組み合わせであると理解される。

例としての一構成によれば、レンジ‐ドップラーマップの計算は２つの段階を含み、各段階において複数のフーリエ変換が（例えばＦＦＴアルゴリズムを使用して）計算される。この例によれば、ベースバンド信号ｙ（ｔ）（図５を参照）は、Ｍ個のチャープを有するチャープシーケンスに対して、Ｎ×Ｍ個のサンプリング値（Samples）、すなわちそれぞれＮ個のサンプルを有するＭ個のセグメントが得られるようにサンプリングされる。つまり、サンプリングインターバルＴ_{ＳＡＭＰＬＥ}は、Ｍ個のセグメント（ベースバンドでのチャープエコー）のすべてがＮ個のサンプルのシーケンスによって表されるように選択される。図９のグラフ（ｃ）に示されているように、当該Ｍ個のセグメントはそれぞれＮ個のサンプルに対して１つの２次元フィールド（アレイ）Ｙ［ｎ，ｍ］に配置可能である（レーダーデータフィールド）。フィールドＹ［ｎ，ｍ］の各列は、ベースバンド信号ｙ（ｔ）の観察しているＭ個のセグメントのうち１つを表し、フィールドＹ［ｎ，ｍ］のｎ番目の行は、Ｍ個のチャープのｎ番目のサンプルを含む。よって、行インデクスｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）は、「高速の」時間軸上の離散的な時点ｎ・Ｔ_{ＳＡＭＰＬＥ}と見なすことができる。同様に、列インデクスｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は、「低速の」時間軸上の離散的な時点ｍ・Ｔ_{ＣＨＩＲＰ}と見なすことができる。列インデクスｍは、チャープシーケンス内のチャープ番号に相当する。

第１の段階では、第１のＦＦＴ（通常、レンジＦＦＴと称される）が各チャープに適用される。フィールドＹ［ｎ，ｍ］の列ごとにフーリエ変換が計算される。言い換えれば、フィールドＹ［ｎ，ｍ］は、高速の時間軸に沿ってフーリエ変換され、結果として、レンジマップ（Range-Map）と称されるスペクトルの２次元フィールドＲ［ｋ，ｍ］が得られ、ここで、レンジマップのＭ個の各列はそれぞれＮ個の（複素）スペクトル値を含む。フーリエ変換により、「高速の」時間軸が周波数軸となる。レンジマップＲ［ｋ，ｍ］の行インデクスｋは離散的な周波数に相当し、したがって、周波数ビン（frequency bin）とも称される。離散的な各周波数は式４にしたがった距離に相当するので、周波数軸は距離軸（Range Axis）とも称される。

レンジマップＲ［ｋ，ｍ］は、図９のグラフ（ｃ）に示されている。レーダーターゲットに由来するレーダーエコーは、特定の周波数インデクスまたは特定の周波数ビンにおける局所極大値（Peak）を生じさせる。通常、当該局所極大値は、レンジマップＲ［ｋ，ｍ］のすべての列、すなわちベースバンド信号ｙ（ｔ）のうちチャープシーケンスのチャープに対応づけ可能な、観察しているすべてのセグメントのスペクトルにおいて現れる。言及したように、対応する周波数インデクスｋは、（例えば式４により）距離値に換算可能である。

第２の段階では、第２のＦＦＴ（通常、ドップラーＦＦＴと称される）が、レンジマップＲ［ｋ，ｍ］（ｋ＝０，…，Ｎ−１）のＮ個の行のすべてに適用される。レンジマップＲ［ｋ，ｍ］の各行は、特定の周波数ビンのＭ個のスペクトル値を含み、各周波数ビンは、特定のレーダーターゲットＴ_ｉの特定の距離ｄ_Ｔｉに相当する。特定の（１つのレーダーターゲットに対応づけ可能な）周波数ビン内のスペクトル値のフーリエ変換により、レーダーターゲットの速度に相当する、対応するドップラーシフトｆ_Ｄを求めることができる。言い換えれば、２次元フィールドＲ［ｋ，ｍ］（レンジマップ）が行ごとに、すなわち「低速の」時間軸に沿ってフーリエ変換される。フーリエ変換された結果は、レンジ‐ドップラーマップＸ［ｋ，ｌ］（ｋ＝０，…，Ｎ−１かつｌ＝０，…，Ｍ−１）と称される、Ｎ×Ｍ個のスペクトル値を有するフィールドを再び形成する。第２のＦＦＴにより、「低速の」時間軸がドップラー周波数軸となる。対応する離散的なドップラー周波数値は、各１つの特定の速度に相当する。したがって、ドップラー周波数軸は速度軸に変換可能である。

レンジ‐ドップラーマップＸ［ｋ，ｌ］内の各局所極大値（各ピーク）は、潜在的なレーダーターゲットを表している。当該局所極大値に対応する（レンジ軸上の）行インデクスｋはターゲットまでの距離を表し、当該局所極大値に対応する（速度軸上の）列インデクスｌはターゲットの速度を表す。ここで説明している、レンジ‐ドップラーマップに基づいたレーダーターゲットの距離および速度を求める手法は、比較的簡単な手法であることを理解されたい。用途に応じて、レンジ‐ドップラーマップを評価するより複雑で広汎なアルゴリズムが使用可能である。多くの用途では、レンジ‐ドップラーマップの計算は不要である。こうしたケースでは、レーダーターゲットの距離および速度は、レンジ‐ドップラーマップを予め計算する必要なく、例えばレンジマップに基づいて計算可能である。

ＲＸアンテナが複数個存在する場合、レンジマップおよびレンジ‐ドップラーマップＸ_ａ［ｋ，ｌ］は各ＲＦチャネルに対して計算可能であり、ここで、ａはアンテナおよび対応するＲＸチャネルの番号である。レンジ‐ドップラーマップＸ_ａ［ｋ，ｌ］は、３次元フィールドに「積層」可能である。同様に、出力データＹ_ａ［ｍ，ｎ］（レーダーデータフィールド）も３次元フィールドと見なすことができる。当該出力データは、レーダーデータキューブ（rader data cube）と称されることもある。

言及したように、レーダーデータキューブ、得られるレンジマップＲ_ａ［ｎ，ｍ］またはレンジ‐ドップラーマップＸ_ａ［ｋ，ｌ］は、種々のさらなる信号処理プロセスの入力データとして使用することができる。例えば、レンジマップＲ_ａ［ｎ，ｍ］またはレンジ‐ドップラーマップＸ_ａ［ｋ，ｌ］において、レーダーセンサの「視野」内の対象物（レーダーターゲット）に由来する局所極大値（ピーク）を検出するための種々のピーク検出アルゴリズムが公知である。他のアルゴリズムも、例えばレーダーターゲットの（方位）角度の計算に、または検出されたレーダーターゲットのクラス分類（例えばレーダーターゲットが歩行者であるかどうか）に使用される。

すべての測定データと同様に、スペクトル値もレンジマップ内またはレンジ‐ドップラーマップ内に雑音を有する。言及した局所極大値の検出能および検出の信頼性は、レーダーシステムの基底雑音（noise floor）に依存する。種々の雑音源、特に局部発振器の位相雑音が基底雑音に寄与する（図４のＬＯ１０１を参照）。妨害性の別のレーダーセンサに基づく上述した干渉効果も、レーダーターゲットの検出および測定結果のロバスト性および信頼性に負の影響を及ぼしうる。言及した干渉は、少なくとも一時的に、レーダーターゲットの検出が不可能となるかまたは少なくともエラーを生じるようになる程度の高さまで、基底雑音を増大しうる。

干渉を識別する種々の技術が公知である。当該技術により、測定の妨害およびこれによる測定結果の信頼性の欠落を識別することができる。他のアプローチは、妨害信号を抑圧し、またはフィルタ技術によりこれを低減することを目的としている。以下に説明する実施例は、特別なフィルタ技術により妨害信号成分（式３の信号ｙ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）を参照）を抑圧するための可能なアプローチに関する。ベースバンド信号中の妨害性の干渉を消去する種々の手段を検討する前に、図５の例に対する代替構成であるレーダーセンサのＨＦフロントエンド１０の別の例を以下に簡単に説明する。

図１０には、ＲＸチャネルＲＸ１およびＴＸチャネルＴＸ１を有する、レーダーセンサのＨＦフロントエンド１０が示されている。図５、図９の例は、主としてＲＸチャネルＲＸ１の構成の点で異なっており、図１０によれば、２つのミキサ１０４，１０４’から構成されるＩＱミキサ（ＩＱ復調器）が、複素ミキサ出力信号ｙ_ＢＢ ^＊（ｔ）＝ｙ_ＢＢ（ｔ）＋ｊ・ｙ_ＢＢ’（ｔ）（記号ｊは虚部の単位を表す）の形成に使用されている。実部ｙ_ＢＢ（ｔ）は同相成分であり、虚部ｙ_ＢＢ’（ｔ）は２乗成分である。アナログベースバンド信号処理チェーンは、図５の例と比べて２重としなくてはならず、つまり実部に対する信号処理チェーン２０と虚部に対する対応の信号処理チェーン２０’とが設けられている。出力信号ｙ（ｔ）およびｙ’（ｔ）は、（２つのチャネルを有する）アナログデジタル変換器ユニット３０によりデジタル化される。デジタルレーダー信号（デジタル化されたベースバンド信号）は、上述したミキサ出力信号ｙ_ＢＢ ^＊（ｔ）と同様に複素信号ｙ^＊［ｎ］＝ｙ［ｎ］＋ｊ・ｙ’［ｎ］と見なすことができる。式１と同様に、（デジタル領域の）複素ベースバンド信号に対しても、
ｙ^＊［ｎ］＝ｙ^＊ _Ｔ［ｎ］＋ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］ （５）
が該当する。ここで、ｙ^＊ _Ｔ［ｎ］は、実際のレーダーターゲットでのエコーに基づく信号成分であり、ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］は、妨害信号の干渉に基づく信号成分である。

当該例では、局部発振器１０１が、「通常の」ＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）に加え、これに直交する（９０°位相シフトされた）ＬＯ信号ｓ_ＬＯ’（ｔ）も形成するように構成されており、ＲＸチャネルにおいて、ミキサ１０４の基準入力側にＬＯ信号ｓ_ＬＯ（ｔ）が供給されており、ミキサ１０４’の基準入力側に対応するＬＯ信号ｓ_ＬＯ’（ｔ）が供給されている。２つのミキサ１０４，１０４‘のＨＦ入力側には、増幅されたアンテナ信号ｇ・ｙ_ＲＦ（ｔ）が供給されている。得られたミキサ出力信号は、言及したように、複素信号ｙ_ＢＢ ^＊（ｔ）＝ｙ_ＢＢ（ｔ）＋ｊ・ｙ_ＢＢ’（ｔ）となる。続くデジタル信号処理は、ＩＱミキサが使用される場合、図５の例のような「通常の」ミキサが使用される場合と全く同様に堅牢である。上でまとめた周波数領域でのレンジ‐ドップラー分析は、複素信号についても行うことができる。受信チャネルにＩＱミキサを含むレーダーセンサは、それ自体公知であるので、ここでこれ以上詳細には検討しない。

図１１には、複素復調（図９を参照、ＩＱミキサによる）をともなうベースバンドでのレーダー信号のスペクトルが、実復調（図５を参照）をともなうベースバンドでのレーダー信号のスペクトルに比較して示されている。実信号のスペクトルはつねに対称、すなわち｜Ｙ［ｋ］｜＝｜ｙ［−ｋ］｜かつａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝＝−ａｒｇ｛Ｙ［−ｋ］｝であり、この例では、Ｙ［ｋ］は実ベースバンド信号ｙ［ｎ］のスペクトルである（図５を参照）。これとは異なり、複素信号ｙ^＊［ｎ］のスペクトルｙ^＊［ｋ］は非対称である。ＩＱミキサを使用した複素復調では、レーダーエコーが、スペクトルの右方部分の局所極大値のみ、すなわちスペクトルのうち正の周波数に対応づけられた部分のみを生じさせ（図１１の実線の箇所を参照）、これに対して実復調では、レーダーエコーはつねに対応する２つの局所極大値を生じさせる（図１１の破線を参照）。つまり、ターゲットでの各レーダーエコーは、正の周波数ｆ_１，ｆ_２での局所極大値と、負の周波数−ｆ_１，−ｆ_２での対応する局所極大値とを生じさせる。

受信されたレーダー信号の複素復調にＩＱミキサを使用する場合（式５を参照）、信号成分ｙ^＊ _Ｔ［ｎ］（実際のターゲットでのレーダーエコー）は、正の周波数においてのみスペクトル線を有し、これに対して、信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］（妨害性の干渉）は、正の周波数および負の周波数においてスペクトル線を有する。以下では、（複素）信号成分ｙ^＊ _Ｔ［ｎ］のスペクトルをｙ^＊ _Ｔ［ｋ］と称し、（同様に複素）信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］のスペクトルをｙ^＊ _Ｉ［ｋ］と称する。フーリエ変換の線形性に基づいて、式１および式５と同様に、
ｙ^＊［ｋ］＝ｙ^＊ _Ｔ［ｋ］＋ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］ （６）
の関係が成り立つ。式６では、ｋは周波数インデクスであり、（離散的な）周波数ｆに対してｆ＝ｋ・Δｆが該当し、ここでΔｆはこの例では周波数分解能を表す。（離散的な）スペクトルＹ^＊［ｋ］は、レンジマップＲ［ｋ，ｍ］が（Ｍ個のセグメントまたはチャープを有する）複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］に基づいて計算されている場合、例えばレンジマップＲ［ｋ，ｍ］の列を表すことができる。

言及したように、信号成分ｙ^＊ _Ｔ［ｎ］は正の周波数においてのみ、各１つの実際のレーダーターゲットを表しうるスペクトル線、すなわち
を有する。もちろん、０は、雑音が考慮されていない理論値である。理論的作業により、信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］が、対称の絶対値スペクトルを有すること、すなわち
｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜＝｜Ｙ^＊ _Ｉ［−ｋ］｜ （８）
であることが判明している。これにより、妨害信号のスペクトルが直接に全スペクトルＹ^＊［ｋ］から「抽出」（推定）可能である。式
は、妨害信号を表す信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜の充分に正確な推定を表す。

理論的作業により、信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝が双曲線特性を有すること、すなわち
ａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝＝ｃ_１ｋ^２＋ｃ_２ｋ＋ｃ_３ （１０）
であることが判明している。ここで、ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３は、スペクトル
Ｙ^＊［ｋ］ ｋ＜０のとき
から計算（推定）可能な一定のパラメータである。このために、それ自体公知の種々のパラメータ推定手法、例えば最小２乗誤差法（ＬＭＳ法）またはこれに類似の手法が使用可能である。正の周波数では、式１０による位相スペクトルは正の周波数（ｋ＞０）に対しても外挿可能である。一般に、スペクトルＹ^＊［ｋ］は複素スペクトル線の偶数であり、周波数インデクスｋはこのケースでは−Ｎ／２からＮ／２−１までである。

妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜（式９を参照）および位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝の双方（式１０を参照）が求められた後、妨害信号成分は、レーダーエコーおよび妨害信号をそれぞれ含む複素レーダー信号ｙ^＊［ｎ］から、減算によって消去可能となる（cancelling out）。当該手法は周波数領域において行われ、図１２から図１４に図示されており、ここでは、妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトルと位相スペクトルとが別個に推定される。以下に説明するアプローチは、複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］についての周波数領域での妨害信号抑圧に関する。実ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］中の妨害信号抑圧にも適する代替アプローチについては、後述する。より厳密に観察するならば、正の周波数ではさらなる付加的な線形の位相項ｅｘｐ（ｊφ’）を考慮しなければならず、ここで、線形の位相φ’は例えば最小化タスクの解によって算定可能である。つまり、φ’は、アウトプット
が最小となる（０から２πまでの領域の）位相φである。当該ケースでは、式１０は負の周波数にしか該当せず、正の周波数に対しては、付加的な線形の位相、すなわち
が生じる。

妨害信号抑圧は、デジタル化されたベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］の各セグメントに対して別個に行われる。つまり、以下の説明では、Ｙ^＊［ｋ］が複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］の個々のセグメントのスペクトルであり、例えばレンジマップＲ（ｋ，ｍ）の列、すなわちＹ^＊［ｋ］＝Ｒ［ｋ，ｍ］である。言及したように、ｍとは、ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］のＭ個のセグメントであり、ここで、各セグメントはチャープシーケンスの１つのチャープに対応づけられている（ｍ＝０，…，Ｍ−１）。図１２のグラフ（ａ）は、例として、ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］のセグメントのスペクトルＹ^＊［ｋ］を示している。当該スペクトルＹ^＊［ｋ］は、負の周波数に対応づけられた第１の部分（スペクトルの左方）と、正の周波数に対応づけられた第２の部分（スペクトルの右方）とを含む。図１２のグラフ（ａ）では、スペクトルの右方部分が破線で示されている。言及したように、実際のレーダーターゲットのエコーは、つねに正の周波数における局所極大値（Peak）として現れ、これに対して、妨害信号に基づく干渉は、スペクトルの双方の部分に（すなわち正の周波数と負の周波数とに）現れる。つまり、スペクトルＹ^＊［ｋ］の左方部分は、実際のレーダーターゲットで形成されたエコー信号を含まず、雑音および干渉のみを含む。妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜の対称性に基づき（式８を参照）、絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜の右方の（正の周波数に対応づけられた）部分は、スペクトルＹ^＊［ｋ］の左方の（負の周波数に対応づけられた）部分の、軸線ｋ＝０を中心とした「鏡像化」によって近似可能である。言及した鏡像化はしばしば「フリッピング」と称される。多くのプログラミング言語において、こうした演算のための専用の命令、例えば“ｆｌｉｐｌｒ”（左方から右方へのフリップ）が存在する。

つまり、ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］のうち現在観察しているセグメントの鏡像化された絶対値スペクトル｜Ｙ^＊［−ｋ］｜は、正の周波数（ｋ＞０）に対する妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜の適切な推定量であり、これに対して、ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］のうち現在観察しているセグメントの（鏡像化されていない）絶対値スペクトル｜Ｙ^＊［ｋ］｜は、負の周波数（ｋ＜０）に対する妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜の適切な推定量である。妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の推定された絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜は、図１２のグラフ（ｂ）に示されている。図１２のグラフ（ａ）に存在している、実際のレーダーエコーに基づく局所極大値は、グラフ（ｂ）にはもはや含まれていない（薄い一点鎖線によって示されているだけである）。グラフ（ｂ）は、妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜のみを表している。

ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］中の妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の消去には、絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜および位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝の双方が必要である。言及したように、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝は２次の多項式としてモデル化可能である（式１０、式１１を参照）。当該モデルのパラメータは、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝の左方の（負の周波数に対応づけられた）部分（すなわちｋ＜０のとき）から推定可能であり、推定されたモデルパラメータ（式１０のパラメータｃ_１，ｃ_２，ｃ_３を参照）は、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝の右方の（正の周波数に対応づけられた）部分（すなわちｋ＞０のとき）の外挿に使用可能であり、ここで、位相スペクトルの右方部分では、付加的な線形の位相項が考慮される（式１１を参照）。当該外挿は図１３に示されている。図１３のグラフ（ａ）には位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝が示されており、ここで、当該位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝の右方の（実際のレーダーエコーの影響も受けうる）部分は、破線で示されている。図１３のグラフ（ｂ）には、妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］の、外挿された位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝が示されている。

図１４には、妨害信号成分が消去された、修正もしくは補正されたスペクトルＹ^＊ _ｃоｒｒ［ｋ］＝Ｙ^＊［ｋ］−Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］の絶対値が示されている。妨害信号成分の消去は、周波数領域での簡単な減算、すなわち
Ｙ^＊ _ｃоｒｒ［ｋ］＝Ｙ^＊［ｋ］−Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］ （１２）
によって行われる。言及したように、妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］は、周波数領域において、ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］の各セグメントに対して別個であってよい。したがって、妨害信号成分の消去は、列ごとに、各列に対して１つずつのレンジマップＲ［ｋ，ｍ］で行うことができ、ここで、各チャープシーケンスおよび各受信チャネルに対して、レンジマップＲ［ｋ，ｍ］を求めることができる。

以下に、レーダー通信機の複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］中の、干渉に起因する妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］を消去する、ここに説明する方法の一例をまとめる。図１５には、フローチャートに即して当該例が示されている。本方法は、入力信号として、受信チャネルにＩＱミキサを備えたレーダー通信機の複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］を使用する（図１０を参照）。当該ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］は複数のセグメントを含み、ここで、各セグメントは、送信されたＨＦレーダー信号に含まれている１つのチャープシーケンスのチャープに相当する。図９に関連して上述したように、ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］のサンプリング値はマトリクスとして編成可能であり、マトリクスの各列はセグメントを含む。図１５によれば、本方法は、複素ベースバンド信号ｙ^＊（ｔ）のセグメントのスペクトルＹ^＊［ｋ］（第１のスペクトル）の計算を含む（図１５のステップＳ１を参照）。当該計算は、上述したレンジマップの計算に続いて行うことができる。レンジマップは、複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］の、（時間的に直接に）相並んだセグメントのスペクトルの列内に含まれる。

言及した妨害信号成分の消去は、セグメントごとに行われる。次のステップ（図１５のステップＳ２を参照）では、観察しているベースバンド信号セグメントに含まれている（干渉によって生じた）妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］のスペクトルＹ^＊ _Ｉ［ｋ］（第２のスペクトル）が推定される。当該推定は、第１のスペクトルＹ^＊［ｋ］のうち負の周波数に対応づけられた部分に基づく（すなわちＹ^＊［ｋ］ ｋ＜０のとき）。第３のステップ（図１５のステップＳ３を参照）では、複素ベースバンド信号セグメントｙ^＊［ｎ］に含まれている妨害信号成分ｙ^＊ _Ｉ［ｎ］が周波数領域において消去される。当該消去は、推定された第２のスペクトルＹ^＊ _Ｉ［ｋ］を第１のスペクトルＹ^＊［ｋ］から減算することにより達成される（式１１も参照）。当該消去は実際には妨害の完全な消去ではないが、干渉性の妨害信号エネルギの大幅な低減が達成されるものと理解される。

第２のスペクトルＹ^＊ _Ｉ［ｋ］の推定は、絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜と位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝とに対して別個に行われる。絶対値スペクトル｜Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｜は、第１のスペクトルの絶対値｜Ｙ^＊［ｋ］｜の左方部分（負の周波数）の鏡像化によって得られる。位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊ _Ｉ［ｋ］｝は、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝の左方部分（負の周波数）のモデルベースの外挿によって得られる（式１０、式１１を参照）。

上述した方法は、複素ベースバンド信号ｙ^＊［ｎ］を前提としており、これについてはＩＱミキサを含むＨＦフロントエンドが必要である。以下に、実ベースバンド信号ｙ［ｎ］にも適用可能であって、続いて単純なミキサを含むＨＦフロントエンドとしても動作可能な、上述したアプローチの修正を説明する。干渉の消去は、（式１１と同様に）実妨害信号成分ｙ_Ｉ［ｎ］のスペクトルＹ_Ｉ［ｋ］の推定量を実ベースバンド信号ｙ［ｎ］の計算されたスペクトルＹ［ｋ］から減算することに基づいており、すなわち
Ｙ_ｃоｒｒ［ｋ］＝Ｙ［ｋ］−Ｙ_Ｉ［ｋ］ （１３）
に基づく。ここで説明しているように、実信号のスペクトルはつねにゼロヘルツ曲線に関して対称である（図１１および対応する説明を参照）。つまり、絶対値スペクトル｜Ｙ［ｋ］｜は、正の周波数および負の周波数に対して等しく（｜Ｙ［ｋ］｜＝｜Ｙ［−ｋ］｜）、絶対値スペクトル｜Ｙ［ｋ］｜のうち負の周波数に対応づけられた部分および正の周波数に対応づけられた部分の双方が、妨害信号成分（スペクトル｜Ｙ_Ｉ［ｋ］｜、干渉）と有効信号成分（スペクトル｜Ｙ_Ｔ［ｋ］｜、実際のレーダーエコー）とを含む。絶対値スペクトル｜Ｙ［ｋ］｜の一例が図１６に示されている。およそ１１ＭＨｚの箇所に、実際のレーダーエコーを表す局所極大値（Peak）が認められる。

実妨害信号成分ｙ_Ｉ［ｎ］のスペクトルＹ_Ｉ［ｋ］の推定値を算定する前に、まず、計算された絶対値スペクトル｜Ｙ［ｋ］｜（例えばレンジマップの列）において、実際のレーダーエコーに対応づけ可能な局所極大値が検出される。当該検出は、図１６に例として示したように、閾値Ｙ_ＴＨとの比較によって行うことができ、つまり、｜Ｙ［ｋ_ｐ］｜＞Ｙ_ＴＨが該当する周波数インデクスｋ_ｐ（周波数ビン、各１つの周波数ｆ_ｐに対応する）が識別される。実際のレーダーエコーに対応づけ可能な当該周波数ビンｋ_ｐ（および場合により隣接のビン）は、妨害信号スペクトルＹ_Ｉ［ｋ］の推定の際には考慮されない。図１６に示されているグラフでは、局所極大値（ピーク）が（およそｆ_ｐ＝１１ＭＨｚで）識別可能であり、これに対して他の周波数ビンは干渉および雑音が支配的である。閾値比較の結果は、実際のレーダーエコーに対応づけられうる周波数インデクスの集合Ｐであってよい。図１６のケースでは、集合Ｐは、例えば、
Ｐ＝｛ｋ_ｐ−２，ｋ_ｐ−１，ｋ_ｐ，ｋ_ｐ＋１，ｋ_ｐ＋２｝
であってよい。

妨害信号スペクトルＹ_Ｉ［ｋ］の推定は、実ベースバンド信号（例えばレンジマップの列）の計算されたスペクトルＹ［ｋ］に基づいており、ここで、レーダーエコーに対応づけ可能な周波数領域（周波数ビン）は考慮されないままである。つまり、周波数ビンｋ≠ｋ_ｐに対して、絶対値スペクトルは、
のように近似される。ここで、周波数ビン
での「空隙」は補間により推定される。この場合、それ自体公知の種々の補間プロセス、例えば３次元スプラインを使用した補間を適用可能である。また、それ自体公知の他の手法も適用可能である。推定された絶対値スペクトル｜Ｙ_Ｉ［ｋ］｜の一例が図１７に示されている。図１８には、差｜Ｙ［ｋ］−Ｙ_Ｉ［ｋ］｜が示されている（式１３を参照）。

位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝の推定値は、ｋ≠ｋ_ｐに対して、先行して計算された位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝におけるブロックごとの線形補間によって求めることができる。絶対値スペクトルがゼロ位置を有する（またはその近傍にある）周波数ビンｋ_ｚでは、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝の値は信頼性のないものとなりうる。したがって、推定値の計算の際には、レーダーエコーに対応づけ可能な周波数領域ｋ_ｐ（周波数ビン）と、ゼロ位置に対応づけ可能な周波数ビンｋ_ｚとは、考慮されないままであってよい。図１９には例として図１６に対応する位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝が示されており、図２０にはブロックごとに線形補間された位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝が示されている。別の一例によれば、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝は、ｋ≠ｋ_ｐかつｋ≠ｋ_ｚに対する位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝（例えばレンジマップの列）に基づく回帰直線として計算可能である。つまり、スペクトル線Ｙ［ｋ_ｐ］および場合によりＹ［ｋ_ｚ］は、ａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝の推定値の計算では考慮されないままである。図２１には、差ａｒｇ｛Ｙ［ｋ］−Ｙ_Ｉ［ｋ］｝が示されている。

図２２には、例として、ゼロ位置に対応づけ可能な周波数ビンｋ_ｚを識別する手段が示されている。縦軸には、角度差、すなわちａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝−ａｒｇ｛Ｙ［ｋ−１］｝が示されている。ゼロ位置で位相跳躍が発生するので、当該ゼロ位置では、同様に閾値φ_ＴＨＬまたはφ_ＴＨＵとの比較によって検出可能な局所極小値および局所極大値が識別される。ゼロ位置で検出される周波数ビンｋ_ｚは、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝の近似の際には考慮されないままであってよい。一実施例では、検出されたゼロ位置での絶対値スペクトル｜Ｙ_Ｉ［ｋ］｜もゼロにセット可能である。領域の外側の位相がφ_ＴＨＬからφ_ＴＨＵにある周波数ビンｋ_ｚに加えて、さらに、隣接する周波数ビン（例えばｋ_ｚ−２，ｋ_ｚ−１，ｋ_ｚ，ｋ_ｚ＋１，ｋ_ｚ＋２）もゼロ位置に属するものとして規定可能であり、位相スペクトルａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝の近似の際には考慮しなくてよい。このため、図２２では、閾値φ_ＴＨＬからφ_ＴＨＵまでの間にあるものの、外側の位相値を有する周波数ビンに接する点も、「閾値外」として示されている。どれだけの数のゼロ位置近傍の周波数ビンがこの手段によって「スクリーニング」されるかは、実際の構成に依存し、さらに計算の数値的精度にも依存しうる。

ここで説明した、デジタルレーダー信号の信号処理の方法およびコンセプトは、種々の方式で実現可能である。ここで説明した各実施例では、ここで説明した干渉に起因する妨害信号を低減するコンセプトの大部分が、計算ユニットにおいて１つまたは複数のプロセッサ（図３のコントローラ５０、シグナルプロセッサ４０を参照）を使用して実行されるソフトウェアとして実現される。ここで説明する方法は、部分的には直接に専用ハードウェアを使用しても実現可能であることを理解されたい。このことに関連して、計算ユニットとは、ここで説明した各方法ステップを実行するのに適しておりかつこれを実行するように構成されたソフトウェアおよびハードウェアを含みうるすべての機能ユニット（Entity）であると理解される。特にＦＦＴを使用した周波数領域における信号変換については、ソフトウェアアルゴリズムのほか、効率的なハードウェア構造も公知である。この点では、ここで言及したレンジマップおよびレンジ‐ドップラーマップは必ずしも２次元データ構造として表示されなくてよいことにも注意されたい。実際に使用される構造は、構成に応じて、ここで説明する構造から偏差していてよい。

Claims (16)

1. 複素ベースバンド信号（ｙ^＊［ｎ］）の、第１のＨＦレーダー信号（ｓ_ＬＯ（ｔ））に含まれているチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられているセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）を計算するステップと、
   前記複素ベースバンド信号（ｙ^＊［ｎ］）に含まれている妨害信号（ｙ_Ｉ ^＊［ｎ］）のスペクトルを表す第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）を、前記第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）のうち負の周波数に対応づけられた部分に基づいて推定するステップと、
   を含む方法。
2. 前記方法は、さらに、
   前記チャープシーケンスを含む前記第１のＨＦレーダー信号（ｓ_ＬＯ（ｔ））を送信するステップと、
   第２のＨＦレーダー信号（ｙ_ＲＦ（ｔ））を受信するステップと、
   前記複素ベースバンド信号（ｙ^＊［ｎ］）を取得するために、ＩＱミキサにより、前記第２のＨＦレーダー信号をＨＦバンドからベースバンドへ逓降変換するステップと、
   を含む、
   請求項１記載の方法。
3. 前記第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）は、第１の絶対値スペクトル（｜Ｙ^＊［ｋ］｜）と第１の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝）とを含み、前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）は、第２の絶対値スペクトル（｜Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］｜）と第２の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］｝）とを含み、
   前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）を推定するステップは、
   前記第１の絶対値スペクトル（｜Ｙ^＊［ｋ］｜）のうち負の周波数に対応づけられた部分を、前記第２の絶対値スペクトル（｜Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］｜）のうち正の周波数に対応づけられた部分の推定値として使用するステップを含む、
   請求項１または２記載の方法。
4. 前記第２の絶対値スペクトル（｜Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］｜）のうち正の周波数に対応づけられた前記部分の前記推定値を、前記第１の絶対値スペクトル（｜Ｙ^＊［ｋ］｜）のうち負の周波数に対応づけられた前記部分の鏡像化に相当する絶対値スペクトルを求めることにより形成する、
   請求項３記載の方法。
5. 前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）を推定するステップは、さらに、
   前記第１の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ^＊［ｋ］｝）のうち負の周波数に対応づけられた前記部分を外挿することにより、前期第２の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］｝）のうち正の周波数に対応づけられた前記部分を計算するステップを含む、
   請求項３または４記載の方法。
6. 前記方法は、さらに、
   修正されたセグメントを取得するために、推定された前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）を、前記第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）のうち正の周波数に対応づけられた前記部分から減算するステップを含む、
   請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
7. 前記方法は、さらに、
   修正された前記セグメントをレーダーターゲットの検出に使用するステップを含む、
   請求項６記載の方法。
8. レーダー通信機および計算ユニット（４０）を備えているレーダー装置であって、
   前記レーダー通信機は、チャープシーケンスを含む第１のＨＦレーダー信号（ｓ_ＬＯ（ｔ））を形成するように構成された発振器と、複数のセグメントを含みかつ各セグメントが前記チャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられている複素ベースバンド信号（ｙ^＊（ｔ））を形成するように構成された受信チャネルと、を含み、
   前記計算ユニット（４０）は、
   前記複素ベースバンド信号（ｙ^＊（ｔ））のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）を計算し、
   前記第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）のうち負の周波数に対応づけられた部分に基づいて、前記複素ベースバンド信号（ｙ^＊（ｔ））に含まれている妨害信号（ｙ_Ｉ ^＊（ｔ））のスペクトルを表す第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）を推定する、
   ように構成されている、
   レーダー装置。
9. 前記計算ユニット（４０）は、さらに、低減された妨害信号成分を有する修正されたセグメントを取得するために、推定された前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ ^＊［ｋ］）を、前記第１のスペクトル（Ｙ^＊［ｋ］）のうち正の周波数に対応づけられた前記部分から減算するように構成されている、
   請求項８記載のレーダー装置。
10. 前記計算ユニット（４０）は、さらに、修正された前記セグメントをレーダーターゲットの検出に使用するように構成されている、
    請求項９記載のレーダー装置。
11. ベースバンド信号（ｙ［ｎ］）の、第１のＨＦレーダー信号（ｓ_ＬＯ（ｔ））に含まれているチャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられているセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトル（Ｙ［ｋ］）を計算するステップと、
    レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）を識別するステップと、
    前記レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）を考慮しないまま、前記第１のスペクトル（Ｙ［ｋ］）に基づいて、前記ベースバンド信号（ｙ［ｎ］）に含まれている妨害信号（ｙ_Ｉ［ｎ］）のスペクトルの推定値を表す第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ［ｋ］）を求めるステップと、
    を含む方法。
12. 前記レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）を識別するステップは、
    前記第１のスペクトルのどのスペクトル線が閾値（Ｙ_ＴＨ）を上回る絶対値を有するかを求めるステップを含む、
    請求項１１記載の方法。
13. 前記第１のスペクトル（Ｙ［ｋ］）は、第１の絶対値スペクトル（｜Ｙ［ｋ］｜）と第１の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝）とを含み、前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ［ｋ］）は、第２の絶対値スペクトル（｜Ｙ_Ｉ［ｋ］｜）と第２の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝）とを含み、
    前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ［ｋ］）を求めるステップは、さらに、
    レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）を補間値によって置換し、前記第１の絶対値スペクトル（｜Ｙ［ｋ］｜）を前記第２の絶対値スペクトル（｜Ｙ_Ｉ［ｋ］｜）の近似として使用するステップを含む、
    請求項１１または１２記載の方法。
14. 前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ［ｋ］）を求めるステップは、さらに、
    レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）の位相を考慮しないまま、前記第１の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ［ｋ］｝）への線形補間により、前記第２の位相スペクトル（ａｒｇ｛Ｙ_Ｉ［ｋ］｝）を求めるステップを含む、
    請求項１３記載の方法。
15. 前記第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ［ｋ］）を求める際に、さらに、ゼロ位置に対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｘ］）を考慮しないままとする、
    請求項１１から１４までのいずれか１項記載の方法。
16. レーダー通信機および計算ユニット（４０）を備えているレーダー装置であって、
    前記レーダー通信機は、チャープシーケンスを含む第１のＨＦレーダー信号（ｓ_ＬＯ（ｔ））を形成するように構成された発振器と、複数のセグメントを含みかつ各セグメントが前記チャープシーケンスの特定のチャープに対応づけられているベースバンド信号（ｙ^＊（ｔ））を形成するように構成された受信チャネルと、を含み、
    前記計算ユニット（４０）は、
    前記ベースバンド信号（ｙ［ｎ］）のセグメントのスペクトルを表す第１のスペクトル（Ｙ［ｋ］）を計算し、
    レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）を識別し、
    前記レーダーエコーに対応づけ可能なスペクトル線（Ｙ［ｋ_ｐ］）を考慮しないまま、前記第１のスペクトル（Ｙ［ｋ］）に基づいて、前記ベースバンド信号（ｙ［ｎ］）に含まれている妨害信号（ｙ_Ｉ［ｎ］）のスペクトルの推定値を表す第２のスペクトル（Ｙ_Ｉ［ｋ］）を求める、
    ように構成されている、
    レーダー装置。