JP4168475B2 - 周波数シフトキーイング連続波レーダに適用される距離のアンビギティーの除去方法及びその装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は特に周波数シフトキーイング連続波（ＦＳＫ−ＣＷ）レーダに適用される距離のアンビギティーの除去方法及びその装置に関する。該発明は例えば、自動車用レーダに適用でき、より一般的には検出効率が高く、低価格で製造できることを必要とする周波数シフトキーイングレーダに適用できる。
【０００２】
【従来の技術】
周波数シフトキーイング連続波レーダは幾つかの送信周波数、例えば４つの周波数を発射する。この種のレーダは例えばＡＣＣ（自動車巡航制御）タイプの機能を有する自動車に取り付けることができる。この種のレーダは自動車の巡航速度を制御する様に設計されている。該レーダは運搬車両の通路内にいる一番近い車両を検出し、場所を突き止める。特に距離に関する情報は例えばコンピュータに送信される。該コンピュータは適当なインターフェイスを通して、エンジン制御システムを動作させ、運搬車両とその先行車両の間の距離を調整する。
【０００３】
所定の送信周波数に対し、該レーダが前記送信の間受信を行うことを必要とするならば、解決すべき１つの問題は受信された信号が正しく所定の送信周波数に対応しているかを確かめることである。解決すべきこの問題はパルスレーダの場合二次トレース、即ち高次のトレースエコーの分析に例えられる。自動車レーダへの応用の場合、この問題はレーダの位置目標が互いに非常に異なるレーダ等価表面（ＲＥＳ）を有する場合には非常に大きな問題である。このため、例えば非常に大きなＲＥＳを有するトラックが、即ち更に運搬車両からの距離が大きいトラックをＲＥＳが小さく距離が非常に短い小さな車両として識別されることを防ぐ必要がある。
【０００４】
この問題を解決するためある方法が使われていた。この方法は周波数フレームの受信の周期を利用する方法である。効率的にするため、この方法は受信の周期を非常に大きな割合に変える必要がある。これにより送信された波に対し衝撃係数が小さくなる。現在、所定の平均電力に対し、低い衝撃係数は高いピーク電力を送信する必要があることを意味している。これは、例えば第１に全ての時間及びレーダ間干渉の制約のためできるだけ長い時間送信したい場合、及び第２にいわゆるＭＭＩＣ技術を使用する見込みが高いピーク電力値を妨げる場合速度制御を行う様に設計された自動車用レーダの場合特に不可能である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は送信されるピーク電力にいかなる増加も必要とすることなく距離のアンビギティーを除去する方法を与え、同時に実施が経済的であり、それ故自動車の速度制御への応用に良く適合する方法を特に提供することである。この目的に対し、本発明の目的はレーダの距離のアンビギティーを除去する方法であって、幾つかの推定関数を用いてレーダで検出した目標からの距離を計算し、該目標は推定関数がほぼ同じ結果の時はアンビギティーでない距離の領域内にあるとして定められ、推定関数が異なる結果の時はアンビギティーな距離の領域内にあるとして定められることを特徴とする方法である。
【０００６】
本発明の目的は、更に前述の方法を実施する装置である。
【０００７】
本発明の主な特徴は、本発明が推定された距離に関し高いレベルの信頼性を与え、デジタル受信機に良く適合し、基本発振器の周波数ドリフトと受信機の雑音に対し低い感度を示す距離の測定を与え、幾つかのタイプのレーダに適合し、更に実施が容易であることである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明を説明するための例として与えた４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を使用した場合の周波数シフトキーイング連続波レーダに対する送信における波形１の例と、受信における波形２の例を時間の関数としてそれぞれ与えている。レーダを処理する繰り返しのそれぞれに対し、該レーダは第１の周波数ではＦ０の信号で、第２の周波数ではＦ１の信号で、第３の周波数ではＦ２の周波数で、更に第４の周波数ではＦ３の信号で、周期が例えば２．５μｓの送信を連続的に行い、再び次の繰り返しで、第１の周波数ではＦ１の信号で、以下同様に送信を行う。４つの連続した周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に基づき送信を構成する繰り返しはフレームとも呼ばれる。より一般的には、フレームは周期的に繰り返される送信パターンである。本発明では応用例として４つの周波数のフレームで記載している。
【０００９】
しかし本発明は２以上のあらゆる数の周波数に適用できる。受信では、各周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の送信の間、受信機は周波数の送信の始めに例えば１μｓに等しいアイドル時間の間閉じている。該受信機は例えば１．５μｓである送信の残りの時間の間開いている。該アイドル時間は例えば１５０メータから２００メータのレーダの制限の範囲内で次の周波数Ｆｉ＋１の受信チャネル内で周波数がＦｉのエコー信号が応答することを最小にする様に特に設計されている。
【００１０】
該４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は次の関係式に基づき示される：
Ｆ０＝Ｆ＋ｋ₀ ν （１）
Ｆ１＝Ｆ＋ｋ₁ ν （２）
Ｆ２＝Ｆ＋ｋ₂ ν （３）
Ｆ３＝Ｆ＋ｋ₃ ν （４）
【００１１】
ここに、Ｆは例えば自動車用レーダの場合７６から７７ＧＨｚであるレーダで使用される帯域のあらゆる周波数であり、係数ｋ_i は４つの異なる整数であり、νは所定の周波数を示している。
【００１２】
レーダの目標がレーダの範囲内に位置している限り、即ち例えば半径１５０から２００メータ内にある限り、異なる周波数ＦｉとＦｊを有する信号間の変調のオーバーラップ即ち相互変調は全くないか又は殆どない。従って、異なる受信チャネルで復調された時、それぞれ第１、第２、第３及び第４の送信周波数に対応し次の関係式で与えられる受信信号ｒ₀ ，ｒ₁ ，ｒ₂ ，ｒ₃ を導き出すことができる：
【００１３】
【数３】

【００１４】
ここに、振幅は１に規準化されており、ｄはレーダと目標間の距離を示しており、ｃは光速である。
【００１５】
次のとおり置き換えると：
【００１６】
【数４】

【００１７】
ｉの０から３までの変化に対し次式を得る：
【００１８】
【数５】

【００１９】
レーダの処理が繰り返される間、得られる４つの受信信号ｒ_i によりｒ_ijが次式で表される６個の異なる信号ｒ_ijを形成することが可能である：
【００２０】
【数６】

【００２１】
ここにｒ_ijはｒ_ij＝ｒ_i −ｒ_j である。
【００２２】
前述の信号ｒ_ijから、該方法は例えば次の４つの信号を形成することができる：
ｕ_k ＝ｒ_ijｒ^* _mn （１３）
【００２３】
ここに、ｒ^* _mn は受信信号ｒ_mnの共役複素数である；記号＊は共役複素数であることを示す変数に以下で付けている；
【００２４】
更に、組（ｉ，ｊ）は組（ｍ，ｎ）と異なる様に選択されており、該組（ｍ，ｎ）は次の変数のインデックスがｋの１６の可能な値に理論的に利用される：
【００２５】
【数７】

【００２６】
関係式（１４）から変数ｕ_k のアーギュメント（ａｒｇｕｍｅｎｔ：引き数）は次式で与えられることが導き出される：
【００２７】
【数８】

【００２８】
関係式（１０）と（１４′）から、中間値ｕ_k により推定される距離として、
【００２９】
【外３】

【００３０】
を示すと次式を得る：
【００３１】
【数９】

【００３２】
該推定された距離
【００３３】
【外４】

【００３４】
はそれ故前述の関係式（１４′）から導き出され、次の関係式により与えられる：
【００３５】
【数１０】

【００３６】
【外５】

【００３７】
は１６の異なる推定の中からの距離の推定である。
【００３８】
目標がレーダの範囲の外である時、各受信チャネルはこの目標から２つの連続した送信周波数に対応した２つの連続した信号の合成を受ける。これにより歪みと更に受信信号の平均位相にずれを生ずる。この歪みは目標に対し伝播され戻ったレーダ波に対し要した時間、即ち往復運動の時間と、対象とする２つの周波数の間の差の直接関数である。この場合、前述の処理操作により１６の推定値
【００３９】
【外６】

【００４０】
となる。この推定値は互いに非相関が高く、値ｋ_i とｋ_j は適切に選択される様に与えられている。これによりレーダ処理の場合、有効範囲より大きな距離から来るエコーを排除する効率的な基準が与えられる。実際には、例えば３つの値のｋ接尾語を使用すると１０００メータを越える距離までアンビギティーを除去することができる。この様に、本発明によれば、目標からの距離は幾つかの推定関数
【００４１】
【外７】

【００４２】
により検出され、全ての推定関数は目標がアンビギティーでない領域内にあればほぼ同じ結果を与え、目標がアンビギティー領域内にあれば互いに異なる結果を与える。
【００４３】
周波数平面は例えば、ｕ_k と
【００４４】
【外８】

【００４５】
の式から導き出されるある数の制約の関数として選択される。特に、検出用に使用される該信号ｕ_k は距離がゼロである範囲を除いたレーダの電界の範囲内では打ち消されない。これは特に次の関係式で書ける：
【００４６】
【数１１】

【００４７】
使用される項目（ｋ_i −ｋ_j ）νが７５０ｋＨｚ以下であることを特に意味する例えば２００メータに等しい距離ｄの場合、次式が与えられる：

【００４８】
更に、異なる周波数で受信した信号の識別により得られる雑音及び近距離クラッターを減少する目的を満たすため、係数ｕ_k は例えば推定された距離が３０メータ未満に対してはできるだけ小さくする必要がある。例えば、｜ｕ_k ｜≦０，１とすると、距離ｄが３０メータの場合、次式を得る：

【００４９】
更に、項目（ｋ_i −ｋ_j ）νに関し前述の状態を与えると：
（2.10^-7π）² ν²|( ｋ_i −ｋ_j) (ｋ_m −ｋ_n)| ≦0,1 （２０）
【００５０】
次式が与えられる：
ν²| (ｋ_i −ｋ_j)( ｋ_m −ｋ_n)| ≦2,5.10¹¹Ｈｚ² （２１）
【００５１】
関係式（１８）と（２１）から、特に次式を得る：
|ｋ_m −ｋ_n|ν≦ 333ｋＨｚ （２２）
【００５２】
更に、レーダの範囲の限界で、最大値に近い感度を得るため、係数ｕ_k は例えば距離ｄが１５０メータの場合１に近くなる。例えば、距離ｄが１５０メータに近い場合、 |ｕ_k|≧１／√２に設定することにより、次式が得られる：
ν²| (ｋ_i −ｋ_j) (ｋ_m −ｋ_n)| ≧7,2.10¹⁰Ｈｚ² （２３）
【００５３】
関係式（２２）及び（２３）から特に次式が得られる：
|ｋ_i −ｋ_j|ν≦ 216ｋＨｚ （２４）
【００５４】
周波数平面を定めるための１つの条件として例えば距離に対応した位相の測定が範囲の最大までアンビギティーでないことが必要である。この場合、次の関係式が例えば２００メータの距離まで成立する必要がある：
【００５５】
【数１２】

【００５６】
例えば次の様になる：
ν[(ｋ_i ＋ｋ_j)− (ｋ_m ＋ｋ_n)] ≦ 750Ｈｚ （２６）
【００５７】
次に、マイクロ波発振器の制御を可能にするため、周波数が例えば少なくとも２００ｋＨｚだけ異なる信号のみ使用することが望ましい。この条件により次の関係式が導かれる：

【００５８】
上記の条件から、距離を推定するため使用されるあらゆる４つの信号の組み合わせは例えば決められた目的に左右されるが、全ての組（ｉ，ｊ），（ｍ，ｎ）に対し関係式（１８）、（２２）、（２４）及び（２６）により定められる制限を少なくとも満たす必要があることを例えば導き出すことが可能である。これらの制限に基づき、周波数平面を例えば定めることができる。４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は関係式（１）、（２）、（３）、（４）により定められる周波数ｋ_i νが０から７５０ｋＨｚの間でほぼ一様に分布する様に特に選択されている。これらの周波数は例えば次式の様に定められる：
ｋ₀ ν≒０ （２８）
ｋ₁ ν≒２５０ｋＨｚ （２９）
ｋ₂ ν≒５００ｋＨｚ （３０）
ｋ₃ ν≒７５０ｋＨｚ （３１）
記号≒は“おおよそ等しい”ことを意味している。
【００５９】
正確な値の選択は、レーダの特別な形、特に異なる周波数が現れる順序、各送信方形波の期間及び周波数を変えるため局部発振器が元に戻る時間を考慮したシミュレーションに基づき最適化される。
【００６０】
図２は次の関係式により定められる３つの推定関数
【００６１】
【外９】

【００６２】
により０から１５００メータの間の推定された距離について典型的な図を与えている：
【００６３】
【数１３】

【００６４】
図では例としてν＝２５０ＫＨｚで、ｋ₀ ＝０，ｋ₁ ＝１，ｋ₂ ＝２，ｋ₃ ＝２である。
【００６５】
図２はｘ，ｙ軸の系の前述の推定関数の図であり、ｘ軸は実際の距離を表し、ｙ軸は推定された距離を表している。実線で書いた第１の曲線２１は推定関数
【００６６】
【外１０】

【００６７】
により推定した距離を表し、破線の第２の曲線２２は推定関数
【００６８】
【外１１】

【００６９】
を表し、点線の第３の曲線２３は推定関数
【００７０】
【外１２】

【００７１】
を表している。これらの曲線は更に推定関数の結果が０から３００メータの実際の距離の場合ほぼ等しく、前述の距離を越えると３つの推定された値は非相関になるが、距離に対しアンビギティーである目標を除去出来る基準が与えられる。更に、例えばレーダにより検出された目標の受け入れ又は除去に対する基準として前述に定義した関数ｒ_ij又はｕ_k の係数を使用することも可能であり、これにより特に本方法が有効であることを増すことができる。
【００７２】
例えば、以下の様に受信した信号に基づき目標の確認の関数を定めることができる：
【００７３】
確認関数は次の全ての関係式（３５）、（３６）、（３７）、（３８）が満たされれば１である：
【００７４】
【数１４】

【００７５】
該確認関数は他の全ての場合ゼロである。
【００７６】
該確認関数は検出された目標がアンビギティーでない時１に等しい。アンビギティーの時、該確認関数はゼロに等しい。
【００７７】
この確認関数の有効性は例えば次の追加制約を加えることにより改善される：
【００７８】
【数１５】

【００７９】
| Ｋ₁ −Ｋmean| ≦0,5 （３９）
| Ｋ₂ −Ｋmean| ≦0,5 （４０）
| Ｋ₃ −Ｋmean| ≦0,5 （４１）
| Ｋ₄ −Ｋmean| ≦0,5 （４２）
Ｋmean≦1,1 （４３）
【００８０】
該確認関数は関係式（３５）から（４３）が全て満たされれば１であり、満たされなければゼロである。
【００８１】
図３は軸ｘ，ｙの系に於けるこの確認関数の典型的な結果を曲線３１で示しており、ｘ軸は検出された距離を示しｙ軸は確認関数の値を示している。この曲線３１は特に０から３００メータの間を示しており、検出された目標は有効であると考えられ、それ故レーダの処理操作により検討される。更に、３００メータを越えると目標は確認されない。実際には、関係式（３９）から（４３）により与えられる有効性により距離の誤りが取り除かれる。この距離の誤りは、しかし３つの推定関数が関係式（３５）から（３８）のもとで定められたブラケット（ｂｒａｃｋｅｔ）内に来る場合に対応している。これにより推定関数を示す３つの曲線２１、２２、２３の分離された交差点２４、２５の様な特異な値を取り除くことが特に可能である。これにより、更に例えば図２の場合３００メータから始まる負の傾斜を有する直線の区分２６内に含まれる値の様な相関性がなく誤っている値を取り除くことが可能である。この種の値は明らかに誤っている。これは推定された距離が実際の距離の関数と共に増加する必要があるからである。追加された有効性の状態を使用することなく、これらの全ての値により与えられるアンビギティーを避けるため、ある閾値以下、例えば２００メータ以下の推定値のみ選び出す簡単な分類操作を行うことができる。
【００８２】
本発明に基づく方法の実施の前述の例は３つの推定関数を使用している。低い有効度が取り入れられるならば、即ち例えばこの低い有効度が他の追加された制約により補償されるならば、３つの推定関数のうち２つのみ選び出すことが可能である。この場合、前述の距離の閾値は例えば少なくすることができる。本発明に基づく方法の信頼性は、反対に各フレームでの推定関数を変えることにより高くなり、推定関数の数は例えばフレーム当たり３であり、更に例えば少なくとも１つの推定関数はあるフレームから他のフレームに対し変わっている。これにより目標のアンビギティーを取り除く信頼性を改善することが可能であり、これは推定関数が異なるが推定によりあるフレームから他のフレームへの相関が残ることを確かめることができるからである。
【００８３】
本発明に基づく方法の他の可能な実施は、例えば各フレーム毎に推定関数を変えることによりフレーム毎に１つの推定関数のみを使用することから成る。この様に、３つの推定関数が継続して使用されるならば、アンビギティーの除去は３フレーム毎に行われる、即ち必要な時間は３つの推定された距離を得るためである。この方式の実施により与えられる１つの利点は、幾つかの受信チャネルを必要としないことである。しかし、１つの欠点はアンビギティーを除去するため例えば少なくとも３つのフレームに対し通過を待たせることが必要であることである。
【００８４】
図４は本発明に基づく方法を実施するため典型的な可能な実施例を示すブロック図である。受信機はアナログ受信機である場合もあり、デジタル及びアナログ技術を使用することもでき、又は完全にデジタルにすることもできる。図４に示す典型的な実施例は完全なデジタル受信機を有しており、シンプルで信頼性が与えられている。この受信機は例えばホモダインタイプである。この典型的な実施例は更に周波数シフトキーイング連続波レーダにも適用でき、該波は例えば図１に示す形に基づく４つの周波数のフレームの形で送信される。
【００８５】
変調制御手段４１は局部発振器４２を制御し、該変調制御手段は関係式（１）から（４）及び関係式（２８）から（３１）に基づく４つの周波数を出力する。この発振器４２はサーキュレータ４３に接続され、このサーキュレータと図示していない増幅器を通してアンテナ４４に送信波を与えている。このアンテナにより受信された信号はサーキュレータ４３を通してミキサ４５に与えられる。該ミキサ４５は更にカプラ４６を通して発振器４２からの出力信号を受ける。ミキサ４５からの出力信号は例えば増幅器４７により増幅され、該増幅器の出力は整合フィルタ４８の入力に接続されている。この整合フィルタ４８の出力はアナログ−デジタル変換器４９の入力に接続されている。この変換器４９は受信され、増幅され更にフィルタを通った受信信号をサンプリングし、デジタル的に変換する。該サンプリングは例えば４００ｋＨｚの周波数で行われ、レーダの４つの送信周波数に対応し周波数が１００ｋＨｚ離れた４つのデジタル信号を発生する。レーダの送信周波数はそれぞれが方形波で２．５μｓの期間を有している。次に送信方形波毎にサンプリングされる。該変換器の後には４つの受信チャネルが続き、１つのチャネルは１つの送信周波数に関連している。アナログ−デジタル変換器の速度が不十分な時、この変換器は４つの変換器に置き換えられ、それぞれの変換器は受信チャネルに割り当てられている。各受信チャネルは入力にランダムアクセスメモリ即ちＲＡＭ５０を有し、チャネルの周波数に対応したサンプリング信号を記憶する。ＲＡＭ５０の出力はサンプリング信号の補間とフィルタリングを行う手段５１に接続されている。これらの手段は例えば、直線補間を行い、検出された目標の場合あるチャネルから他のチャネルへのドップラー位相シフトに起こり得る差を補償する。これらの位相シフトは送信と受信が全てのチャネルで時間的に同じ点で行われないことに関連している。信号は次にローパスフィルタを通る。このフィルタのカットオフ周波数は例えば相対速度が１６０ｋｍ／ｈに等しい場合、例えば最大ドップラー位相シフトに対応している。
【００８６】
補間及びフィルタリングの手段５１の後には種々の信号を形成する手段５２が続いている。高速フーリエ変換計算手段５３は種々の信号の位相シフト間の位相シフトを定めるため、それ故関係式（１５）に基づき定められた距離推定関数に必要なアーギュメントを定めるため使用されている。この様に、図２及び関係式（３２）、（３３）及び（３４）に関連し、本発明に基づく方法の典型的な実施例を適用することにより、種々の信号を形成する手段により信号ｒ₀ −ｒ₂ ，ｒ₁ −ｒ₂ 及びｒ₁ −ｒ₃ が与えられる。高速フリーリエ変換を計算する手段５３は計算された位相シフトを計算手段５４に送る差信号のそれぞれに加える。これらの手段５４は例えば、メモリ内に例えば関係式（２８）から（３１）に基づき定められた周波数ｋ_i νの値と定数πとｃとを有している。これらの手段は関係式（３２）から（３４）に基づき推定された距離を計算し、次に関係式（３５）から（３８）まで、又は（３５）から（４３）により定められた確認関数を適用し、種々の係数又は定数を記憶する。計算手段５４は例えば特に速度検出を含んだより多くの関数を有した信号処理コンピュータ内に含まれている。前述の関係に基づき行われた計算を行うため信号処理コンピュータ内にあらゆる特別な追加の回路を必要としない。
【００８７】
本発明に基づく方法は送信されるピーク電力にいかなる増加も必要でなく、その主な利点の１つは使用される波形の効率が高いことである。該効率は受信チャネルに対応する周波数の送信の期間に対する受信チャネルの開く期間の比により定められる。例えば６０％の効率を得ることができる。本発明に基づく方法は該方法が回路を実質的に複雑にしない範囲において特に経済的であり、更に受信機が低価格であるホモダインタイプの受信機に良く適合できる。特に、該方法はデジタル技術により作られた受信機に良く適合する。この特徴は更に該方法の応用を経済的にすることができる。実際には、必要なデジタル回路の殆どはすでに利用でき、特に信号処理に利用できる。これは特に高速フーリエ変換を計算する手段と、種々の信号を形成するための手段と、補間及びフィルタリング手段とメモリを備えた場合である。デジタル技術により更に検出の信頼性を増加することができる。これは、該技術が特別な調節を必要とせず、しかも時間が変動することが全くないからである。この出願により行った種々のシミュレーションにより、更に本発明に基づく方法は発振器の周波数変動と、受信機からの雑音と、更に受信チャネル間の微分利得に対する感度が低いことを示していることが提示されている。図４に示す実現された装置は連続波レーダに取り入れることができる。更に、該装置はモノパルスレーダに適合する様に備えつける事ができ、種々の受信チャネルは合計したチャネルとして表すことができる。
【００８８】
最後に、本発明は周波数シフトキーイングレーダでないレーダにも適用できる。例えば、周波数は一定のままであるが、位相が変化するレーダに適用でき、距離推定関数はこの明細で示した関数と異なっている。周波数シフトキーイングレーダの場合の様に、本発明に基づく方法は全ての推定関数が、目標がアンビギティーでない領域にある時はほぼ同じ結果を出し、該目標がアンビギティーな領域内にあれば互いに異なる結果を出す様に、幾つかの推定関数により検出された目標からの距離を計算する。
【００８９】
本発明は４つの周波数の送信波形の使用に基づき説明した。しかし、本発明は他の数の周波数、例えば５つの周波数にも適用でき、該５つの送信周波数は次の関係式で与えられる：
Ｆ０＝Ｆ
Ｆ１＝Ｆ＋ｋ₀ ν （４５）
Ｆ２＝Ｆ＋ｋ₁ ν （４６）
Ｆ３＝Ｆ＋ｋ₂ ν （４７）
Ｆ４＝Ｆ＋ｋ₃ ν （４８）
【００９０】
例えば、これらの周波数の値はほぼ次の様になる：
Ｆ０＝７６ＧＨｚ
Ｆ１＝Ｆ０＋２５０ｋＨｚ
Ｆ２＝Ｆ０＋５００ｋＨｚ
Ｆ３＝Ｆ０＋７５０ｋＨｚ
Ｆ４＝Ｆ０＋１０００ｋＨｚ
【００９１】
この場合、距離を計算するため有効な周波数は例えば関係式（５）から（４３）に基づく周波数Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３及びＦ４である。
【００９２】
ここに示した例では、周波数間のピッチは一定である。しかし、これは必ずしも必要でない。言い換えれば、値νはある周波数から他の周波数に対し同じでなく各周波数で値ν_i を取る。この場合、関係式（１０）の係数β_i は次の様になる：
【００９３】
【数１６】

【００９４】
他の関係式は距離の計算に対し同じ方法で適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用できるレーダの受信における典型的な波形を示す。
【図２】３つの推定関数に基づき推定された距離の典型的な図を示す。
【図３】前述の３つの関数から推定される距離確認関数の表現の例示である。
【図４】本発明に基づく方法の実現に対する可能な典型的な実施例を示す。
【符号の説明】
１ 周波数シフトキーイング連続波レーダの送信における波形の例
２ 周波数シフトキーイング連続波レーダの受信における波形の例
２１、２２、２３ 推定関数
４１ 変調制御手段
４２ 局部発振器
４３ サーキュレータ
４４ アンテナ
４５ ミキサ
４６ カプラ
４７ 増幅器
４８ 整合フィルタ
４９ アナログ−デジタル変換器
５０ ＲＡＭ
５１ サンプリング信号の補間とフィルタリングを行う手段
５２ 種々の信号を形成する手段
５３ 高速フーリエ変換計算手段
５４ 位相シフトの計算手段

Claims (14)

1. レーダの距離のアンビギティーを除去する方法であって、幾つかの推定関数を用いてレーダで検出した目標からの距離を計算し、該目標は推定関数がほぼ同じ結果の時はアンビギティーでない距離の領域内にあるとして定められ、推定関数が異なる結果の時はアンビギティーな距離の領域内にあるとして定められ、該距離の推定関数が次の関数式で定義され：
   

   

   ここに、
   【外１】
   

   

   は推定された距離であり；
   ｃは光速であり；
   ｕ_ｋ はｕ_ｋ ＝（ｒ_ｉ −ｒ_ｊ ）（ｒ_ｍ −ｒ_ｎ ）^＊ で、ｒ_ｉ ，ｒ_ｊ ，ｒ_ｍ 及びｒ_ｎ はそれぞれ送信フレームのｉ，ｊ，ｍ及びｎの順序の周波数に関して受信された信号であり；
   ｋ_ｉ ，ｋ_ｊ ，ｋ_ｍ ，及びｋ_ｎ は次の様なフレームの送信周波数Ｆｉ，Ｆｊ，Ｆｍ，Ｆｎを定める係数であり：
   Ｆｉ＝Ｆ＋ｋ_ｉ ν_ｉ
   Ｆｊ＝Ｆ＋ｋ_ｊ ν_ｊ
   Ｆｍ＝Ｆ＋ｋ_ｍ ν_ｍ
   Ｆｎ＝Ｆ＋ｋ_ｎ ν_ｎ
   ここに、Ｆは所定の基本周波数であり、ν_ｉ ，ν_ｊ ，ν_ｍ ，ν_ｎ はコンプリメンタリ周波数である、
   ことを特徴とするレーダの距離のアンビギティーを除去する方法。
2. コンプリメンタリ周波数ν_ｉ ，ν_ｊ ，ν_ｍ ，ν_ｎ が所定の周波数νにほぼ等しいことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 少なくとも１つの推定関数を、第１の送信フレーム（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４）から第２の送信フレームで変更することを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. １つの推定のみが送信フレーム（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４）毎に行われることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. レーダが周波数シフトキーイングレーダであり、各フレームが所定数の連続した送信周波数を備え、推定関数が受信した信号の組から得られる異なる信号間の位相差に基づいており、各信号がフレームの周波数に対応していることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 基本周波数Ｆが７６から７７ＧＨｚ帯にあることを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記送信フレームは、４つの周波数を備え、第１の周波数はＦ、第２の周波数はＦ＋２５０ｋＨｚ、第３の周波数はＦ＋５００ｋＨｚ、第４の周波数はＦ＋７５０ｋＨｚである、
   請求項２に記載の方法。
8. 前記送信フレームは、５つの周波数を備え、コンプリプリメンタリ周 波数は２５０ｋＨｚ、第１の周波数はＦ、第２の周波数はＦ＋２５０ｋＨｚ、第３の周波数はＦ＋５００ｋＨｚ、第４の周波数はＦ＋７５０ｋＨｚである、
   請求項２に記載の方法。
9. 周波数フレーム当たり使用されている推定関数の数が３であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. ３つの推定関数、
    【外２】
    

    

    が次の関係式：
    

    

    により定められることを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 周波数シフトキーイングレーダであるレーダが少なくとも、
    −各送信周波数（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３）に関連した１つの受信チャネルを備え、各チャネルが受信信号をサンプリングする少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器と、サンプリングされた信号を記憶するためのメモリと、サンプリングされた信号を補間してフィルタリングする手段とを備えており；
    −異なる信号を形成するための手段を備え、各チャネルは出力でこれらの手段に接続されており、それぞれが異なるチャネルにある２個づつ取った信号の差が計算されており；
    −異なる信号間の位相シフトを定める様に設計された高速フーリエ変換計算手段と；
    −前述の位相シフトからの距離の推定を計算する手段と；
    を備えていることを特徴とする、請求項１から１０のいずれか１項に記載の方法を実行する装置。
12. 補間とフィルタリングの手段により直線的な補間を行い、検出された目標に対し、あるチャネルと他のチャネルの間のドップラー位相シフト内のいかなる差に対しても補償を得ることで、これらの位相シフトは送信と受信が全てのチャネルについて時間的に同じ点で行われないことに関係していることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 補間とフィルタリングの手段によりローパスフィルタリングを行い、該ローパスフィルタリングのカットオフ周波数が最大ドップラー位相シフトに対応していることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
14. 装置の回路がデジタル技術回路であることを特徴とする請求項１１に記載の装置。

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