JPH10282227A - 周波数シフトキーイング連続波レーダに適用される距離のアンビギティーの除去方法及びその装置 - Google Patents
周波数シフトキーイング連続波レーダに適用される距離のアンビギティーの除去方法及びその装置Info
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- JPH10282227A JPH10282227A JP10099893A JP9989398A JPH10282227A JP H10282227 A JPH10282227 A JP H10282227A JP 10099893 A JP10099893 A JP 10099893A JP 9989398 A JP9989398 A JP 9989398A JP H10282227 A JPH10282227 A JP H10282227A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 距離のアンビギティーを除去する方法とその
装置を開示する。 【解決手段】 本方法は幾つかの推定関数（２１、２
２、２３）を用いてレーダにより検出された目標の距離
を計算する。推定関数がほぼ同じ結果の時、該目標はア
ンビギティーでない距離の範囲にあると定義され、推定
関数が異なる結果の時目標はアンビギティーの距離の領
域内にあると定義される。応用は、特に周波数シフトキ
ーイングに対してであり、自動車の交通制御に対する連
続波レーダである。
装置を開示する。 【解決手段】 本方法は幾つかの推定関数（２１、２
２、２３）を用いてレーダにより検出された目標の距離
を計算する。推定関数がほぼ同じ結果の時、該目標はア
ンビギティーでない距離の範囲にあると定義され、推定
関数が異なる結果の時目標はアンビギティーの距離の領
域内にあると定義される。応用は、特に周波数シフトキ
ーイングに対してであり、自動車の交通制御に対する連
続波レーダである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は特に周波数シフトキ
ーイング連続波（ＦＳＫ−ＣＷ）レーダに適用される距
離のアンビギティーの除去方法及びその装置に関する。
該発明は例えば、自動車用レーダに適用でき、より一般
的には検出効率が高く、低価格で製造できることを必要
とする周波数シフトキーイングレーダに適用できる。
ーイング連続波（ＦＳＫ−ＣＷ）レーダに適用される距
離のアンビギティーの除去方法及びその装置に関する。
該発明は例えば、自動車用レーダに適用でき、より一般
的には検出効率が高く、低価格で製造できることを必要
とする周波数シフトキーイングレーダに適用できる。
【０００２】
【従来の技術】周波数シフトキーイング連続波レーダは
幾つかの送信周波数、例えば４つの周波数を発射する。
この種のレーダは例えばＡＣＣ（自動車巡航制御）タイ
プの機能を有する自動車に取り付けることができる。こ
の種のレーダは自動車の巡航速度を制御する様に設計さ
れている。該レーダは運搬車両の通路内にいる一番近い
車両を検出し、場所を突き止める。特に距離に関する情
報は例えばコンピュータに送信される。該コンピュータ
は適当なインターフェイスを通して、エンジン制御シス
テムを動作させ、運搬車両とその先行車両の間の距離を
調整する。
幾つかの送信周波数、例えば４つの周波数を発射する。
この種のレーダは例えばＡＣＣ（自動車巡航制御）タイ
プの機能を有する自動車に取り付けることができる。こ
の種のレーダは自動車の巡航速度を制御する様に設計さ
れている。該レーダは運搬車両の通路内にいる一番近い
車両を検出し、場所を突き止める。特に距離に関する情
報は例えばコンピュータに送信される。該コンピュータ
は適当なインターフェイスを通して、エンジン制御シス
テムを動作させ、運搬車両とその先行車両の間の距離を
調整する。
【０００３】所定の送信周波数に対し、該レーダが前記
送信の間受信を行うことを必要とするならば、解決すべ
き１つの問題は受信された信号が正しく所定の送信周波
数に対応しているかを確かめることである。解決すべき
この問題はパルスレーダの場合二次トレース、即ち高次
のトレースエコーの分析に例えられる。自動車レーダへ
の応用の場合、この問題はレーダの位置目標が互いに非
常に異なるレーダ等価表面（ＲＥＳ）を有する場合には
非常に大きな問題である。このため、例えば非常に大き
なＲＥＳを有するトラックが、即ち更に運搬車両からの
距離が大きいトラックをＲＥＳが小さく距離が非常に短
い小さな車両として識別されることを防ぐ必要がある。
送信の間受信を行うことを必要とするならば、解決すべ
き１つの問題は受信された信号が正しく所定の送信周波
数に対応しているかを確かめることである。解決すべき
この問題はパルスレーダの場合二次トレース、即ち高次
のトレースエコーの分析に例えられる。自動車レーダへ
の応用の場合、この問題はレーダの位置目標が互いに非
常に異なるレーダ等価表面（ＲＥＳ）を有する場合には
非常に大きな問題である。このため、例えば非常に大き
なＲＥＳを有するトラックが、即ち更に運搬車両からの
距離が大きいトラックをＲＥＳが小さく距離が非常に短
い小さな車両として識別されることを防ぐ必要がある。
【０００４】この問題を解決するためある方法が使われ
ていた。この方法は周波数フレームの受信の周期を利用
する方法である。効率的にするため、この方法は受信の
周期を非常に大きな割合に変える必要がある。これによ
り送信された波に対し衝撃係数が小さくなる。現在、所
定の平均電力に対し、低い衝撃係数は高いピーク電力を
送信する必要があることを意味している。これは、例え
ば第１に全ての時間及びレーダ間干渉の制約のためでき
るだけ長い時間送信したい場合、及び第２にいわゆるＭ
ＭＩＣ技術を使用する見込みが高いピーク電力値を妨げ
る場合速度制御を行う様に設計された自動車用レーダの
場合特に不可能である。
ていた。この方法は周波数フレームの受信の周期を利用
する方法である。効率的にするため、この方法は受信の
周期を非常に大きな割合に変える必要がある。これによ
り送信された波に対し衝撃係数が小さくなる。現在、所
定の平均電力に対し、低い衝撃係数は高いピーク電力を
送信する必要があることを意味している。これは、例え
ば第１に全ての時間及びレーダ間干渉の制約のためでき
るだけ長い時間送信したい場合、及び第２にいわゆるＭ
ＭＩＣ技術を使用する見込みが高いピーク電力値を妨げ
る場合速度制御を行う様に設計された自動車用レーダの
場合特に不可能である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は送信され
るピーク電力にいかなる増加も必要とすることなく距離
のアンビギティーを除去する方法を与え、同時に実施が
経済的であり、それ故自動車の速度制御への応用に良く
適合する方法を特に提供することである。この目的に対
し、本発明の目的はレーダの距離のアンビギティーを除
去する方法であって、幾つかの推定関数を用いてレーダ
で検出した目標からの距離を計算し、該目標は推定関数
がほぼ同じ結果の時はアンビギティーでない距離の領域
内にあるとして定められ、推定関数が異なる結果の時は
アンビギティーな距離の領域内にあるとして定められる
ことを特徴とする方法である。
るピーク電力にいかなる増加も必要とすることなく距離
のアンビギティーを除去する方法を与え、同時に実施が
経済的であり、それ故自動車の速度制御への応用に良く
適合する方法を特に提供することである。この目的に対
し、本発明の目的はレーダの距離のアンビギティーを除
去する方法であって、幾つかの推定関数を用いてレーダ
で検出した目標からの距離を計算し、該目標は推定関数
がほぼ同じ結果の時はアンビギティーでない距離の領域
内にあるとして定められ、推定関数が異なる結果の時は
アンビギティーな距離の領域内にあるとして定められる
ことを特徴とする方法である。
【０００６】本発明の目的は、更に前述の方法を実施す
る装置である。
る装置である。
【０００７】本発明の主な特徴は、本発明が推定された
距離に関し高いレベルの信頼性を与え、デジタル受信機
に良く適合し、基本発振器の周波数ドリフトと受信機の
雑音に対し低い感度を示す距離の測定を与え、幾つかの
タイプのレーダに適合し、更に実施が容易であることで
ある。
距離に関し高いレベルの信頼性を与え、デジタル受信機
に良く適合し、基本発振器の周波数ドリフトと受信機の
雑音に対し低い感度を示す距離の測定を与え、幾つかの
タイプのレーダに適合し、更に実施が容易であることで
ある。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は本発明を説明するための例
として与えた４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を使
用した場合の周波数シフトキーイング連続波レーダに対
する送信における波形１の例と、受信における波形２の
例を時間の関数としてそれぞれ与えている。レーダを処
理する繰り返しのそれぞれに対し、該レーダは第１の周
波数ではＦ０の信号で、第２の周波数ではＦ１の信号
で、第３の周波数ではＦ２の周波数で、更に第４の周波
数ではＦ３の信号で、周期が例えば２．５μｓの送信を
連続的に行い、再び次の繰り返しで、第１の周波数では
Ｆ１の信号で、以下同様に送信を行う。４つの連続した
周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に基づき送信を構成する
繰り返しはフレームとも呼ばれる。より一般的には、フ
レームは周期的に繰り返される送信パターンである。本
発明では応用例として４つの周波数のフレームで記載し
ている。
として与えた４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を使
用した場合の周波数シフトキーイング連続波レーダに対
する送信における波形１の例と、受信における波形２の
例を時間の関数としてそれぞれ与えている。レーダを処
理する繰り返しのそれぞれに対し、該レーダは第１の周
波数ではＦ０の信号で、第２の周波数ではＦ１の信号
で、第３の周波数ではＦ２の周波数で、更に第４の周波
数ではＦ３の信号で、周期が例えば２．５μｓの送信を
連続的に行い、再び次の繰り返しで、第１の周波数では
Ｆ１の信号で、以下同様に送信を行う。４つの連続した
周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に基づき送信を構成する
繰り返しはフレームとも呼ばれる。より一般的には、フ
レームは周期的に繰り返される送信パターンである。本
発明では応用例として４つの周波数のフレームで記載し
ている。
【０００９】しかし本発明は２以上のあらゆる数の周波
数に適用できる。受信では、各周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３の送信の間、受信機は周波数の送信の始めに例
えば１μｓに等しいアイドル時間の間閉じている。該受
信機は例えば１．５μｓである送信の残りの時間の間開
いている。該アイドル時間は例えば１５０メータから２
００メータのレーダの制限の範囲内で次の周波数Ｆｉ＋
１の受信チャネル内で周波数がＦｉのエコー信号が応答
することを最小にする様に特に設計されている。
数に適用できる。受信では、各周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３の送信の間、受信機は周波数の送信の始めに例
えば１μｓに等しいアイドル時間の間閉じている。該受
信機は例えば１．５μｓである送信の残りの時間の間開
いている。該アイドル時間は例えば１５０メータから２
００メータのレーダの制限の範囲内で次の周波数Ｆｉ＋
１の受信チャネル内で周波数がＦｉのエコー信号が応答
することを最小にする様に特に設計されている。
【００１０】該４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は
次の関係式に基づき示される： Ｆ０＝Ｆ＋ｋ0 ν （１） Ｆ１＝Ｆ＋ｋ1 ν （２） Ｆ２＝Ｆ＋ｋ2 ν （３） Ｆ３＝Ｆ＋ｋ3 ν （４）
次の関係式に基づき示される： Ｆ０＝Ｆ＋ｋ0 ν （１） Ｆ１＝Ｆ＋ｋ1 ν （２） Ｆ２＝Ｆ＋ｋ2 ν （３） Ｆ３＝Ｆ＋ｋ3 ν （４）
【００１１】ここに、Ｆは例えば自動車用レーダの場合
７６から７７ＧＨｚであるレーダで使用される帯域のあ
らゆる周波数であり、係数ｋi は４つの異なる整数であ
り、νは所定の周波数を示している。
７６から７７ＧＨｚであるレーダで使用される帯域のあ
らゆる周波数であり、係数ｋi は４つの異なる整数であ
り、νは所定の周波数を示している。
【００１２】レーダの目標がレーダの範囲内に位置して
いる限り、即ち例えば半径１５０から２００メータ内に
ある限り、異なる周波数ＦｉとＦｊを有する信号間の変
調のオーバーラップ即ち相互変調は全くないか又は殆ど
ない。従って、異なる受信チャネルで復調された時、そ
れぞれ第１、第２、第３及び第４の送信周波数に対応し
次の関係式で与えられる受信信号ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ
3 を導き出すことができる：
いる限り、即ち例えば半径１５０から２００メータ内に
ある限り、異なる周波数ＦｉとＦｊを有する信号間の変
調のオーバーラップ即ち相互変調は全くないか又は殆ど
ない。従って、異なる受信チャネルで復調された時、そ
れぞれ第１、第２、第３及び第４の送信周波数に対応し
次の関係式で与えられる受信信号ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ
3 を導き出すことができる：
【００１３】
【数３】
【００１４】ここに、振幅は１に規準化されており、ｄ
はレーダと目標間の距離を示しており、ｃは光速であ
る。
はレーダと目標間の距離を示しており、ｃは光速であ
る。
【００１５】次のとおり置き換えると：
【００１６】
【数４】
【００１７】ｉの０から３までの変化に対し次式を得
る：
る：
【００１８】
【数５】
【００１９】レーダの処理が繰り返される間、得られる
４つの受信信号ｒi によりｒijが次式で表される６個の
異なる信号ｒijを形成することが可能である：
４つの受信信号ｒi によりｒijが次式で表される６個の
異なる信号ｒijを形成することが可能である：
【００２０】
【数６】
【００２１】ここにｒijはｒij＝ｒi −ｒj である。
【００２２】前述の信号ｒijから、該方法は例えば次の
４つの信号を形成することができる： ｕk ＝ｒijｒ* mn （１３）
４つの信号を形成することができる： ｕk ＝ｒijｒ* mn （１３）
【００２３】ここに、ｒ* mn は受信信号ｒmnの共役複素
数である；記号＊は共役複素数であることを示す変数に
以下で付けている；
数である；記号＊は共役複素数であることを示す変数に
以下で付けている；
【００２４】更に、組（ｉ，ｊ）は組（ｍ，ｎ）と異な
る様に選択されており、該組（ｍ，ｎ）は次の変数のイ
ンデックスがｋの１６の可能な値に理論的に利用され
る：
る様に選択されており、該組（ｍ，ｎ）は次の変数のイ
ンデックスがｋの１６の可能な値に理論的に利用され
る：
【００２５】
【数７】
【００２６】関係式（１４）から変数ｕk のアーギュメ
ント（ａｒｇｕｍｅｎｔ：引き数）は次式で与えられる
ことが導き出される：
ント（ａｒｇｕｍｅｎｔ：引き数）は次式で与えられる
ことが導き出される：
【００２７】
【数８】
【００２８】関係式（１０）と（１４′）から、中間値
ｕk により推定される距離として、
ｕk により推定される距離として、
【００２９】
【外３】
【００３０】を示すと次式を得る：
【００３１】
【数９】
【００３２】該推定された距離
【００３３】
【外４】
【００３４】はそれ故前述の関係式（１４′）から導き
出され、次の関係式により与えられる：
出され、次の関係式により与えられる：
【００３５】
【数１０】
【００３６】
【外５】
【００３７】は１６の異なる推定の中からの距離の推定
である。
である。
【００３８】目標がレーダの範囲の外である時、各受信
チャネルはこの目標から２つの連続した送信周波数に対
応した２つの連続した信号の合成を受ける。これにより
歪みと更に受信信号の平均位相にずれを生ずる。この歪
みは目標に対し伝播され戻ったレーダ波に対し要した時
間、即ち往復運動の時間と、対象とする２つの周波数の
間の差の直接関数である。この場合、前述の処理操作に
より１６の推定値
チャネルはこの目標から２つの連続した送信周波数に対
応した２つの連続した信号の合成を受ける。これにより
歪みと更に受信信号の平均位相にずれを生ずる。この歪
みは目標に対し伝播され戻ったレーダ波に対し要した時
間、即ち往復運動の時間と、対象とする２つの周波数の
間の差の直接関数である。この場合、前述の処理操作に
より１６の推定値
【００３９】
【外６】
【００４０】となる。この推定値は互いに非相関が高
く、値ｋi とｋj は適切に選択される様に与えられてい
る。これによりレーダ処理の場合、有効範囲より大きな
距離から来るエコーを排除する効率的な基準が与えられ
る。実際には、例えば３つの値のｋ接尾語を使用すると
１０００メータを越える距離までアンビギティーを除去
することができる。この様に、本発明によれば、目標か
らの距離は幾つかの推定関数
く、値ｋi とｋj は適切に選択される様に与えられてい
る。これによりレーダ処理の場合、有効範囲より大きな
距離から来るエコーを排除する効率的な基準が与えられ
る。実際には、例えば３つの値のｋ接尾語を使用すると
１０００メータを越える距離までアンビギティーを除去
することができる。この様に、本発明によれば、目標か
らの距離は幾つかの推定関数
【００４１】
【外７】
【００４２】により検出され、全ての推定関数は目標が
アンビギティーでない領域内にあればほぼ同じ結果を与
え、目標がアンビギティー領域内にあれば互いに異なる
結果を与える。
アンビギティーでない領域内にあればほぼ同じ結果を与
え、目標がアンビギティー領域内にあれば互いに異なる
結果を与える。
【００４３】周波数平面は例えば、ｕk と
【００４４】
【外８】
【００４５】の式から導き出されるある数の制約の関数
として選択される。特に、検出用に使用される該信号ｕ
k は距離がゼロである範囲を除いたレーダの電界の範囲
内では打ち消されない。これは特に次の関係式で書け
る：
として選択される。特に、検出用に使用される該信号ｕ
k は距離がゼロである範囲を除いたレーダの電界の範囲
内では打ち消されない。これは特に次の関係式で書け
る：
【００４６】
【数１１】
【００４７】使用される項目（ｋi −ｋj ）νが７５０
ｋＨｚ以下であることを特に意味する例えば２００メー
タに等しい距離ｄの場合、次式が与えられる： |ｋi −ｋj|ν≦ 750ｋＨｚ 及び |ｋm −ｋn|ν≦ 750ｋＨｚ （１８）
ｋＨｚ以下であることを特に意味する例えば２００メー
タに等しい距離ｄの場合、次式が与えられる： |ｋi −ｋj|ν≦ 750ｋＨｚ 及び |ｋm −ｋn|ν≦ 750ｋＨｚ （１８）
【００４８】更に、異なる周波数で受信した信号の識別
により得られる雑音及び近距離クラッターを減少する目
的を満たすため、係数ｕk は例えば推定された距離が３
０メータ未満に対してはできるだけ小さくする必要があ
る。例えば、｜ｕk ｜≦０，１とすると、距離ｄが３０
メータの場合、次式を得る： |sin [2.10-7πν (ｋi −ｋj)] ・sin[2.10-7 πν（ｋm −ｋn)]|≦0,1 （１９）
により得られる雑音及び近距離クラッターを減少する目
的を満たすため、係数ｕk は例えば推定された距離が３
０メータ未満に対してはできるだけ小さくする必要があ
る。例えば、｜ｕk ｜≦０，１とすると、距離ｄが３０
メータの場合、次式を得る： |sin [2.10-7πν (ｋi −ｋj)] ・sin[2.10-7 πν（ｋm −ｋn)]|≦0,1 （１９）
【００４９】更に、項目（ｋi −ｋj ）νに関し前述の
状態を与えると： （2.10-7π）2 ν2|( ｋi −ｋj) (ｋm −ｋn)| ≦0,1 （２０）
状態を与えると： （2.10-7π）2 ν2|( ｋi −ｋj) (ｋm −ｋn)| ≦0,1 （２０）
【００５０】次式が与えられる： ν2| (ｋi −ｋj)( ｋm −ｋn)| ≦2,5.1011Ｈｚ2 （２１）
【００５１】関係式（１８）と（２１）から、特に次式
を得る： |ｋm −ｋn|ν≦ 333ｋＨｚ （２２）
を得る： |ｋm −ｋn|ν≦ 333ｋＨｚ （２２）
【００５２】更に、レーダの範囲の限界で、最大値に近
い感度を得るため、係数ｕk は例えば距離ｄが１５０メ
ータの場合１に近くなる。例えば、距離ｄが１５０メー
タに近い場合、 |ｕk|≧１／√２に設定することによ
り、次式が得られる： ν2| (ｋi −ｋj) (ｋm −ｋn)| ≧7,2.1010Ｈｚ2 （２３）
い感度を得るため、係数ｕk は例えば距離ｄが１５０メ
ータの場合１に近くなる。例えば、距離ｄが１５０メー
タに近い場合、 |ｕk|≧１／√２に設定することによ
り、次式が得られる： ν2| (ｋi −ｋj) (ｋm −ｋn)| ≧7,2.1010Ｈｚ2 （２３）
【００５３】関係式（２２）及び（２３）から特に次式
が得られる： |ｋi −ｋj|ν≦ 216ｋＨｚ （２４）
が得られる： |ｋi −ｋj|ν≦ 216ｋＨｚ （２４）
【００５４】周波数平面を定めるための１つの条件とし
て例えば距離に対応した位相の測定が範囲の最大までア
ンビギティーでないことが必要である。この場合、次の
関係式が例えば２００メータの距離まで成立する必要が
ある：
て例えば距離に対応した位相の測定が範囲の最大までア
ンビギティーでないことが必要である。この場合、次の
関係式が例えば２００メータの距離まで成立する必要が
ある：
【００５５】
【数１２】
【００５６】例えば次の様になる： ν[(ｋi ＋ｋj)− (ｋm ＋ｋn)] ≦ 750Ｈｚ （２６）
【００５７】次に、マイクロ波発振器の制御を可能にす
るため、周波数が例えば少なくとも２００ｋＨｚだけ異
なる信号のみ使用することが望ましい。この条件により
次の関係式が導かれる： |(ｋi −ｋj)ν| ＞ 200ｋＨｚ 及び |(ｋm −ｋn)ν| ＞ 200ｋＨｚ （２７）
るため、周波数が例えば少なくとも２００ｋＨｚだけ異
なる信号のみ使用することが望ましい。この条件により
次の関係式が導かれる： |(ｋi −ｋj)ν| ＞ 200ｋＨｚ 及び |(ｋm −ｋn)ν| ＞ 200ｋＨｚ （２７）
【００５８】上記の条件から、距離を推定するため使用
されるあらゆる４つの信号の組み合わせは例えば決めら
れた目的に左右されるが、全ての組（ｉ，ｊ），（ｍ，
ｎ）に対し関係式（１８）、（２２）、（２４）及び
（２６）により定められる制限を少なくとも満たす必要
があることを例えば導き出すことが可能である。これら
の制限に基づき、周波数平面を例えば定めることができ
る。４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は関係式
（１）、（２）、（３）、（４）により定められる周波
数ｋi νが０から７５０ｋＨｚの間でほぼ一様に分布す
る様に特に選択されている。これらの周波数は例えば次
式の様に定められる： ｋ0 ν≒０ （２８） ｋ1 ν≒２５０ｋＨｚ （２９） ｋ2 ν≒５００ｋＨｚ （３０） ｋ3 ν≒７５０ｋＨｚ （３１） 記号≒は“おおよそ等しい”ことを意味している。
されるあらゆる４つの信号の組み合わせは例えば決めら
れた目的に左右されるが、全ての組（ｉ，ｊ），（ｍ，
ｎ）に対し関係式（１８）、（２２）、（２４）及び
（２６）により定められる制限を少なくとも満たす必要
があることを例えば導き出すことが可能である。これら
の制限に基づき、周波数平面を例えば定めることができ
る。４つの周波数Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は関係式
（１）、（２）、（３）、（４）により定められる周波
数ｋi νが０から７５０ｋＨｚの間でほぼ一様に分布す
る様に特に選択されている。これらの周波数は例えば次
式の様に定められる： ｋ0 ν≒０ （２８） ｋ1 ν≒２５０ｋＨｚ （２９） ｋ2 ν≒５００ｋＨｚ （３０） ｋ3 ν≒７５０ｋＨｚ （３１） 記号≒は“おおよそ等しい”ことを意味している。
【００５９】正確な値の選択は、レーダの特別な形、特
に異なる周波数が現れる順序、各送信方形波の期間及び
周波数を変えるため局部発振器が元に戻る時間を考慮し
たシミュレーションに基づき最適化される。
に異なる周波数が現れる順序、各送信方形波の期間及び
周波数を変えるため局部発振器が元に戻る時間を考慮し
たシミュレーションに基づき最適化される。
【００６０】図２は次の関係式により定められる３つの
推定関数
推定関数
【００６１】
【外９】
【００６２】により０から１５００メータの間の推定さ
れた距離について典型的な図を与えている：
れた距離について典型的な図を与えている：
【００６３】
【数１３】
【００６４】図では例としてν＝２５０ＫＨｚで、ｋ0
＝０，ｋ1 ＝１，ｋ2 ＝２，ｋ3 ＝２である。
＝０，ｋ1 ＝１，ｋ2 ＝２，ｋ3 ＝２である。
【００６５】図２はｘ，ｙ軸の系の前述の推定関数の図
であり、ｘ軸は実際の距離を表し、ｙ軸は推定された距
離を表している。実線で書いた第１の曲線２１は推定関
数
であり、ｘ軸は実際の距離を表し、ｙ軸は推定された距
離を表している。実線で書いた第１の曲線２１は推定関
数
【００６６】
【外１０】
【００６７】により推定した距離を表し、破線の第２の
曲線２２は推定関数
曲線２２は推定関数
【００６８】
【外１１】
【００６９】を表し、点線の第３の曲線２３は推定関数
【００７０】
【外１２】
【００７１】を表している。これらの曲線は更に推定関
数の結果が０から３００メータの実際の距離の場合ほぼ
等しく、前述の距離を越えると３つの推定された値は非
相関になるが、距離に対しアンビギティーである目標を
除去出来る基準が与えられる。更に、例えばレーダによ
り検出された目標の受け入れ又は除去に対する基準とし
て前述に定義した関数ｒij又はｕk の係数を使用するこ
とも可能であり、これにより特に本方法が有効であるこ
とを増すことができる。
数の結果が０から３００メータの実際の距離の場合ほぼ
等しく、前述の距離を越えると３つの推定された値は非
相関になるが、距離に対しアンビギティーである目標を
除去出来る基準が与えられる。更に、例えばレーダによ
り検出された目標の受け入れ又は除去に対する基準とし
て前述に定義した関数ｒij又はｕk の係数を使用するこ
とも可能であり、これにより特に本方法が有効であるこ
とを増すことができる。
【００７２】例えば、以下の様に受信した信号に基づき
目標の確認の関数を定めることができる：
目標の確認の関数を定めることができる：
【００７３】確認関数は次の全ての関係式（３５）、
（３６）、（３７）、（３８）が満たされれば１であ
る：
（３６）、（３７）、（３８）が満たされれば１であ
る：
【００７４】
【数１４】
【００７５】該確認関数は他の全ての場合ゼロである。
【００７６】該確認関数は検出された目標がアンビギテ
ィーでない時１に等しい。アンビギティーの時、該確認
関数はゼロに等しい。
ィーでない時１に等しい。アンビギティーの時、該確認
関数はゼロに等しい。
【００７７】この確認関数の有効性は例えば次の追加制
約を加えることにより改善される：
約を加えることにより改善される：
【００７８】
【数１５】
【００７９】| Ｋ1 −Ｋmean| ≦0,5 （３９） | Ｋ2 −Ｋmean| ≦0,5 （４０） | Ｋ3 −Ｋmean| ≦0,5 （４１） | Ｋ4 −Ｋmean| ≦0,5 （４２） Ｋmean≦1,1 （４３）
【００８０】該確認関数は関係式（３５）から（４３）
が全て満たされれば１であり、満たされなければゼロで
ある。
が全て満たされれば１であり、満たされなければゼロで
ある。
【００８１】図３は軸ｘ，ｙの系に於けるこの確認関数
の典型的な結果を曲線３１で示しており、ｘ軸は検出さ
れた距離を示しｙ軸は確認関数の値を示している。この
曲線３１は特に０から３００メータの間を示しており、
検出された目標は有効であると考えられ、それ故レーダ
の処理操作により検討される。更に、３００メータを越
えると目標は確認されない。実際には、関係式（３９）
から（４３）により与えられる有効性により距離の誤り
が取り除かれる。この距離の誤りは、しかし３つの推定
関数が関係式（３５）から（３８）のもとで定められた
ブラケット（ｂｒａｃｋｅｔ）内に来る場合に対応して
いる。これにより推定関数を示す３つの曲線２１、２
２、２３の分離された交差点２４、２５の様な特異な値
を取り除くことが特に可能である。これにより、更に例
えば図２の場合３００メータから始まる負の傾斜を有す
る直線の区分２６内に含まれる値の様な相関性がなく誤
っている値を取り除くことが可能である。この種の値は
明らかに誤っている。これは推定された距離が実際の距
離の関数と共に増加する必要があるからである。追加さ
れた有効性の状態を使用することなく、これらの全ての
値により与えられるアンビギティーを避けるため、ある
閾値以下、例えば２００メータ以下の推定値のみ選び出
す簡単な分類操作を行うことができる。
の典型的な結果を曲線３１で示しており、ｘ軸は検出さ
れた距離を示しｙ軸は確認関数の値を示している。この
曲線３１は特に０から３００メータの間を示しており、
検出された目標は有効であると考えられ、それ故レーダ
の処理操作により検討される。更に、３００メータを越
えると目標は確認されない。実際には、関係式（３９）
から（４３）により与えられる有効性により距離の誤り
が取り除かれる。この距離の誤りは、しかし３つの推定
関数が関係式（３５）から（３８）のもとで定められた
ブラケット（ｂｒａｃｋｅｔ）内に来る場合に対応して
いる。これにより推定関数を示す３つの曲線２１、２
２、２３の分離された交差点２４、２５の様な特異な値
を取り除くことが特に可能である。これにより、更に例
えば図２の場合３００メータから始まる負の傾斜を有す
る直線の区分２６内に含まれる値の様な相関性がなく誤
っている値を取り除くことが可能である。この種の値は
明らかに誤っている。これは推定された距離が実際の距
離の関数と共に増加する必要があるからである。追加さ
れた有効性の状態を使用することなく、これらの全ての
値により与えられるアンビギティーを避けるため、ある
閾値以下、例えば２００メータ以下の推定値のみ選び出
す簡単な分類操作を行うことができる。
【００８２】本発明に基づく方法の実施の前述の例は３
つの推定関数を使用している。低い有効度が取り入れら
れるならば、即ち例えばこの低い有効度が他の追加され
た制約により補償されるならば、３つの推定関数のうち
２つのみ選び出すことが可能である。この場合、前述の
距離の閾値は例えば少なくすることができる。本発明に
基づく方法の信頼性は、反対に各フレームでの推定関数
を変えることにより高くなり、推定関数の数は例えばフ
レーム当たり３であり、更に例えば少なくとも１つの推
定関数はあるフレームから他のフレームに対し変わって
いる。これにより目標のアンビギティーを取り除く信頼
性を改善することが可能であり、これは推定関数が異な
るが推定によりあるフレームから他のフレームへの相関
が残ることを確かめることができるからである。
つの推定関数を使用している。低い有効度が取り入れら
れるならば、即ち例えばこの低い有効度が他の追加され
た制約により補償されるならば、３つの推定関数のうち
２つのみ選び出すことが可能である。この場合、前述の
距離の閾値は例えば少なくすることができる。本発明に
基づく方法の信頼性は、反対に各フレームでの推定関数
を変えることにより高くなり、推定関数の数は例えばフ
レーム当たり３であり、更に例えば少なくとも１つの推
定関数はあるフレームから他のフレームに対し変わって
いる。これにより目標のアンビギティーを取り除く信頼
性を改善することが可能であり、これは推定関数が異な
るが推定によりあるフレームから他のフレームへの相関
が残ることを確かめることができるからである。
【００８３】本発明に基づく方法の他の可能な実施は、
例えば各フレーム毎に推定関数を変えることによりフレ
ーム毎に１つの推定関数のみを使用することから成る。
この様に、３つの推定関数が継続して使用されるなら
ば、アンビギティーの除去は３フレーム毎に行われる、
即ち必要な時間は３つの推定された距離を得るためであ
る。この方式の実施により与えられる１つの利点は、幾
つかの受信チャネルを必要としないことである。しか
し、１つの欠点はアンビギティーを除去するため例えば
少なくとも３つのフレームに対し通過を待たせることが
必要であることである。
例えば各フレーム毎に推定関数を変えることによりフレ
ーム毎に１つの推定関数のみを使用することから成る。
この様に、３つの推定関数が継続して使用されるなら
ば、アンビギティーの除去は３フレーム毎に行われる、
即ち必要な時間は３つの推定された距離を得るためであ
る。この方式の実施により与えられる１つの利点は、幾
つかの受信チャネルを必要としないことである。しか
し、１つの欠点はアンビギティーを除去するため例えば
少なくとも３つのフレームに対し通過を待たせることが
必要であることである。
【００８４】図４は本発明に基づく方法を実施するため
典型的な可能な実施例を示すブロック図である。受信機
はアナログ受信機である場合もあり、デジタル及びアナ
ログ技術を使用することもでき、又は完全にデジタルに
することもできる。図４に示す典型的な実施例は完全な
デジタル受信機を有しており、シンプルで信頼性が与え
られている。この受信機は例えばホモダインタイプであ
る。この典型的な実施例は更に周波数シフトキーイング
連続波レーダにも適用でき、該波は例えば図１に示す形
に基づく４つの周波数のフレームの形で送信される。
典型的な可能な実施例を示すブロック図である。受信機
はアナログ受信機である場合もあり、デジタル及びアナ
ログ技術を使用することもでき、又は完全にデジタルに
することもできる。図４に示す典型的な実施例は完全な
デジタル受信機を有しており、シンプルで信頼性が与え
られている。この受信機は例えばホモダインタイプであ
る。この典型的な実施例は更に周波数シフトキーイング
連続波レーダにも適用でき、該波は例えば図１に示す形
に基づく４つの周波数のフレームの形で送信される。
【００８５】変調制御手段４１は局部発振器４２を制御
し、該変調制御手段は関係式（１）から（４）及び関係
式（２８）から（３１）に基づく４つの周波数を出力す
る。この発振器４２はサーキュレータ４３に接続され、
このサーキュレータと図示していない増幅器を通してア
ンテナ４４に送信波を与えている。このアンテナにより
受信された信号はサーキュレータ４３を通してミキサ４
５に与えられる。該ミキサ４５は更にカプラ４６を通し
て発振器４２からの出力信号を受ける。ミキサ４５から
の出力信号は例えば増幅器４７により増幅され、該増幅
器の出力は整合フィルタ４８の入力に接続されている。
この整合フィルタ４８の出力はアナログ−デジタル変換
器４９の入力に接続されている。この変換器４９は受信
され、増幅され更にフィルタを通った受信信号をサンプ
リングし、デジタル的に変換する。該サンプリングは例
えば４００ｋＨｚの周波数で行われ、レーダの４つの送
信周波数に対応し周波数が１００ｋＨｚ離れた４つのデ
ジタル信号を発生する。レーダの送信周波数はそれぞれ
が方形波で２．５μｓの期間を有している。次に送信方
形波毎にサンプリングされる。該変換器の後には４つの
受信チャネルが続き、１つのチャネルは１つの送信周波
数に関連している。アナログ−デジタル変換器の速度が
不十分な時、この変換器は４つの変換器に置き換えら
れ、それぞれの変換器は受信チャネルに割り当てられて
いる。各受信チャネルは入力にランダムアクセスメモリ
即ちＲＡＭ５０を有し、チャネルの周波数に対応したサ
ンプリング信号を記憶する。ＲＡＭ５０の出力はサンプ
リング信号の補間とフィルタリングを行う手段５１に接
続されている。これらの手段は例えば、直線補間を行
い、検出された目標の場合あるチャネルから他のチャネ
ルへのドップラー位相シフトに起こり得る差を補償す
る。これらの位相シフトは送信と受信が全てのチャネル
で時間的に同じ点で行われないことに関連している。信
号は次にローパスフィルタを通る。このフィルタのカッ
トオフ周波数は例えば相対速度が１６０ｋｍ／ｈに等し
い場合、例えば最大ドップラー位相シフトに対応してい
る。
し、該変調制御手段は関係式（１）から（４）及び関係
式（２８）から（３１）に基づく４つの周波数を出力す
る。この発振器４２はサーキュレータ４３に接続され、
このサーキュレータと図示していない増幅器を通してア
ンテナ４４に送信波を与えている。このアンテナにより
受信された信号はサーキュレータ４３を通してミキサ４
５に与えられる。該ミキサ４５は更にカプラ４６を通し
て発振器４２からの出力信号を受ける。ミキサ４５から
の出力信号は例えば増幅器４７により増幅され、該増幅
器の出力は整合フィルタ４８の入力に接続されている。
この整合フィルタ４８の出力はアナログ−デジタル変換
器４９の入力に接続されている。この変換器４９は受信
され、増幅され更にフィルタを通った受信信号をサンプ
リングし、デジタル的に変換する。該サンプリングは例
えば４００ｋＨｚの周波数で行われ、レーダの４つの送
信周波数に対応し周波数が１００ｋＨｚ離れた４つのデ
ジタル信号を発生する。レーダの送信周波数はそれぞれ
が方形波で２．５μｓの期間を有している。次に送信方
形波毎にサンプリングされる。該変換器の後には４つの
受信チャネルが続き、１つのチャネルは１つの送信周波
数に関連している。アナログ−デジタル変換器の速度が
不十分な時、この変換器は４つの変換器に置き換えら
れ、それぞれの変換器は受信チャネルに割り当てられて
いる。各受信チャネルは入力にランダムアクセスメモリ
即ちＲＡＭ５０を有し、チャネルの周波数に対応したサ
ンプリング信号を記憶する。ＲＡＭ５０の出力はサンプ
リング信号の補間とフィルタリングを行う手段５１に接
続されている。これらの手段は例えば、直線補間を行
い、検出された目標の場合あるチャネルから他のチャネ
ルへのドップラー位相シフトに起こり得る差を補償す
る。これらの位相シフトは送信と受信が全てのチャネル
で時間的に同じ点で行われないことに関連している。信
号は次にローパスフィルタを通る。このフィルタのカッ
トオフ周波数は例えば相対速度が１６０ｋｍ／ｈに等し
い場合、例えば最大ドップラー位相シフトに対応してい
る。
【００８６】補間及びフィルタリングの手段５１の後に
は種々の信号を形成する手段５２が続いている。高速フ
ーリエ変換計算手段５３は種々の信号の位相シフト間の
位相シフトを定めるため、それ故関係式（１５）に基づ
き定められた距離推定関数に必要なアーギュメントを定
めるため使用されている。この様に、図２及び関係式
（３２）、（３３）及び（３４）に関連し、本発明に基
づく方法の典型的な実施例を適用することにより、種々
の信号を形成する手段により信号ｒ0 −ｒ2 ，ｒ1 −ｒ
2 及びｒ1 −ｒ3 が与えられる。高速フリーリエ変換を
計算する手段５３は計算された位相シフトを計算手段５
４に送る差信号のそれぞれに加える。これらの手段５４
は例えば、メモリ内に例えば関係式（２８）から（３
１）に基づき定められた周波数ｋi νの値と定数πとｃ
とを有している。これらの手段は関係式（３２）から
（３４）に基づき推定された距離を計算し、次に関係式
（３５）から（３８）まで、又は（３５）から（４３）
により定められた確認関数を適用し、種々の係数又は定
数を記憶する。計算手段５４は例えば特に速度検出を含
んだより多くの関数を有した信号処理コンピュータ内に
含まれている。前述の関係に基づき行われた計算を行う
ため信号処理コンピュータ内にあらゆる特別な追加の回
路を必要としない。
は種々の信号を形成する手段５２が続いている。高速フ
ーリエ変換計算手段５３は種々の信号の位相シフト間の
位相シフトを定めるため、それ故関係式（１５）に基づ
き定められた距離推定関数に必要なアーギュメントを定
めるため使用されている。この様に、図２及び関係式
（３２）、（３３）及び（３４）に関連し、本発明に基
づく方法の典型的な実施例を適用することにより、種々
の信号を形成する手段により信号ｒ0 −ｒ2 ，ｒ1 −ｒ
2 及びｒ1 −ｒ3 が与えられる。高速フリーリエ変換を
計算する手段５３は計算された位相シフトを計算手段５
４に送る差信号のそれぞれに加える。これらの手段５４
は例えば、メモリ内に例えば関係式（２８）から（３
１）に基づき定められた周波数ｋi νの値と定数πとｃ
とを有している。これらの手段は関係式（３２）から
（３４）に基づき推定された距離を計算し、次に関係式
（３５）から（３８）まで、又は（３５）から（４３）
により定められた確認関数を適用し、種々の係数又は定
数を記憶する。計算手段５４は例えば特に速度検出を含
んだより多くの関数を有した信号処理コンピュータ内に
含まれている。前述の関係に基づき行われた計算を行う
ため信号処理コンピュータ内にあらゆる特別な追加の回
路を必要としない。
【００８７】本発明に基づく方法は送信されるピーク電
力にいかなる増加も必要でなく、その主な利点の１つは
使用される波形の効率が高いことである。該効率は受信
チャネルに対応する周波数の送信の期間に対する受信チ
ャネルの開く期間の比により定められる。例えば６０％
の効率を得ることができる。本発明に基づく方法は該方
法が回路を実質的に複雑にしない範囲において特に経済
的であり、更に受信機が低価格であるホモダインタイプ
の受信機に良く適合できる。特に、該方法はデジタル技
術により作られた受信機に良く適合する。この特徴は更
に該方法の応用を経済的にすることができる。実際に
は、必要なデジタル回路の殆どはすでに利用でき、特に
信号処理に利用できる。これは特に高速フーリエ変換を
計算する手段と、種々の信号を形成するための手段と、
補間及びフィルタリング手段とメモリを備えた場合であ
る。デジタル技術により更に検出の信頼性を増加するこ
とができる。これは、該技術が特別な調節を必要とせ
ず、しかも時間が変動することが全くないからである。
この出願により行った種々のシミュレーションにより、
更に本発明に基づく方法は発振器の周波数変動と、受信
機からの雑音と、更に受信チャネル間の微分利得に対す
る感度が低いことを示していることが提示されている。
図４に示す実現された装置は連続波レーダに取り入れる
ことができる。更に、該装置はモノパルスレーダに適合
する様に備えつける事ができ、種々の受信チャネルは合
計したチャネルとして表すことができる。
力にいかなる増加も必要でなく、その主な利点の１つは
使用される波形の効率が高いことである。該効率は受信
チャネルに対応する周波数の送信の期間に対する受信チ
ャネルの開く期間の比により定められる。例えば６０％
の効率を得ることができる。本発明に基づく方法は該方
法が回路を実質的に複雑にしない範囲において特に経済
的であり、更に受信機が低価格であるホモダインタイプ
の受信機に良く適合できる。特に、該方法はデジタル技
術により作られた受信機に良く適合する。この特徴は更
に該方法の応用を経済的にすることができる。実際に
は、必要なデジタル回路の殆どはすでに利用でき、特に
信号処理に利用できる。これは特に高速フーリエ変換を
計算する手段と、種々の信号を形成するための手段と、
補間及びフィルタリング手段とメモリを備えた場合であ
る。デジタル技術により更に検出の信頼性を増加するこ
とができる。これは、該技術が特別な調節を必要とせ
ず、しかも時間が変動することが全くないからである。
この出願により行った種々のシミュレーションにより、
更に本発明に基づく方法は発振器の周波数変動と、受信
機からの雑音と、更に受信チャネル間の微分利得に対す
る感度が低いことを示していることが提示されている。
図４に示す実現された装置は連続波レーダに取り入れる
ことができる。更に、該装置はモノパルスレーダに適合
する様に備えつける事ができ、種々の受信チャネルは合
計したチャネルとして表すことができる。
【００８８】最後に、本発明は周波数シフトキーイング
レーダでないレーダにも適用できる。例えば、周波数は
一定のままであるが、位相が変化するレーダに適用で
き、距離推定関数はこの明細で示した関数と異なってい
る。周波数シフトキーイングレーダの場合の様に、本発
明に基づく方法は全ての推定関数が、目標がアンビギテ
ィーでない領域にある時はほぼ同じ結果を出し、該目標
がアンビギティーな領域内にあれば互いに異なる結果を
出す様に、幾つかの推定関数により検出された目標から
の距離を計算する。
レーダでないレーダにも適用できる。例えば、周波数は
一定のままであるが、位相が変化するレーダに適用で
き、距離推定関数はこの明細で示した関数と異なってい
る。周波数シフトキーイングレーダの場合の様に、本発
明に基づく方法は全ての推定関数が、目標がアンビギテ
ィーでない領域にある時はほぼ同じ結果を出し、該目標
がアンビギティーな領域内にあれば互いに異なる結果を
出す様に、幾つかの推定関数により検出された目標から
の距離を計算する。
【００８９】本発明は４つの周波数の送信波形の使用に
基づき説明した。しかし、本発明は他の数の周波数、例
えば５つの周波数にも適用でき、該５つの送信周波数は
次の関係式で与えられる： Ｆ０＝Ｆ Ｆ１＝Ｆ＋ｋ0 ν （４５） Ｆ２＝Ｆ＋ｋ1 ν （４６） Ｆ３＝Ｆ＋ｋ2 ν （４７） Ｆ４＝Ｆ＋ｋ3 ν （４８）
基づき説明した。しかし、本発明は他の数の周波数、例
えば５つの周波数にも適用でき、該５つの送信周波数は
次の関係式で与えられる： Ｆ０＝Ｆ Ｆ１＝Ｆ＋ｋ0 ν （４５） Ｆ２＝Ｆ＋ｋ1 ν （４６） Ｆ３＝Ｆ＋ｋ2 ν （４７） Ｆ４＝Ｆ＋ｋ3 ν （４８）
【００９０】例えば、これらの周波数の値はほぼ次の様
になる： Ｆ０＝７６ＧＨｚ Ｆ１＝Ｆ０＋２５０ｋＨｚ Ｆ２＝Ｆ０＋５００ｋＨｚ Ｆ３＝Ｆ０＋７５０ｋＨｚ Ｆ４＝Ｆ０＋１０００ｋＨｚ
になる： Ｆ０＝７６ＧＨｚ Ｆ１＝Ｆ０＋２５０ｋＨｚ Ｆ２＝Ｆ０＋５００ｋＨｚ Ｆ３＝Ｆ０＋７５０ｋＨｚ Ｆ４＝Ｆ０＋１０００ｋＨｚ
【００９１】この場合、距離を計算するため有効な周波
数は例えば関係式（５）から（４３）に基づく周波数Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３及びＦ４である。
数は例えば関係式（５）から（４３）に基づく周波数Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３及びＦ４である。
【００９２】ここに示した例では、周波数間のピッチは
一定である。しかし、これは必ずしも必要でない。言い
換えれば、値νはある周波数から他の周波数に対し同じ
でなく各周波数で値νi を取る。この場合、関係式（１
０）の係数βi は次の様になる：
一定である。しかし、これは必ずしも必要でない。言い
換えれば、値νはある周波数から他の周波数に対し同じ
でなく各周波数で値νi を取る。この場合、関係式（１
０）の係数βi は次の様になる：
【００９３】
【数１６】
【００９４】他の関係式は距離の計算に対し同じ方法で
適用できる。
適用できる。
【図１】本発明が適用できるレーダの受信における典型
的な波形を示す。
的な波形を示す。
【図２】３つの推定関数に基づき推定された距離の典型
的な図を示す。
的な図を示す。
【図３】前述の３つの関数から推定される距離確認関数
の表現の例示である。
の表現の例示である。
【図４】本発明に基づく方法の実現に対する可能な典型
的な実施例を示す。
的な実施例を示す。
１ 周波数シフトキーイング連続波レーダの送信におけ
る波形の例 ２ 周波数シフトキーイング連続波レーダの受信におけ
る波形の例 ２１、２２、２３ 推定関数 ４１ 変調制御手段 ４２ 局部発振器 ４３ サーキュレータ ４４ アンテナ ４５ ミキサ ４６ カプラ ４７ 増幅器 ４８ 整合フィルタ ４９ アナログ−デジタル変換器 ５０ ＲＡＭ ５１ サンプリング信号の補間とフィルタリングを行う
手段 ５２ 種々の信号を形成する手段 ５３ 高速フーリエ変換計算手段 ５４ 位相シフトの計算手段
る波形の例 ２ 周波数シフトキーイング連続波レーダの受信におけ
る波形の例 ２１、２２、２３ 推定関数 ４１ 変調制御手段 ４２ 局部発振器 ４３ サーキュレータ ４４ アンテナ ４５ ミキサ ４６ カプラ ４７ 増幅器 ４８ 整合フィルタ ４９ アナログ−デジタル変換器 ５０ ＲＡＭ ５１ サンプリング信号の補間とフィルタリングを行う
手段 ５２ 種々の信号を形成する手段 ５３ 高速フーリエ変換計算手段 ５４ 位相シフトの計算手段
Claims (15)
- 【請求項１】 レーダの距離のアンビギティーを除去す
る方法であって、幾つかの推定関数を用いてレーダで検
出した目標からの距離を計算し、該目標は推定関数がほ
ぼ同じ結果の時はアンビギティーでない距離の領域内に
あるとして定められ、推定関数が異なる結果の時はアン
ビギティーな距離の領域内にあるとして定められ、該距
離の推定関数が次の関数式で定義され： 【数１】 ここに、 【外１】 は推定された距離であり；ｃは光速であり；ｕk はｕk
＝（ｒi −ｒj ）（ｒm −ｒn ）* で、ｒi ，ｒj ，ｒ
m 及びｒn はそれぞれ送信フレームのｉ，ｊ，ｍ及びｎ
の順序の周波数に関して受信された信号であり；ｋi ，
ｋj ，ｋm ，及びｋn は次の様なフレームの送信周波数
Ｆｉ，Ｆｊ，Ｆｍ，Ｆｎを定める係数であり： Ｆｉ＝Ｆ＋ｋi νi Ｆｊ＝Ｆ＋ｋj νj Ｆｍ＝Ｆ＋ｋm νm Ｆｎ＝Ｆ＋ｋn νn ここに、Ｆは所定の基本周波数であり、νi ，νj ，ν
m ，νn はコンプリメンタリ周波数である、ことを特徴
とするレーダの距離のアンビギティーを除去する方法。 - 【請求項２】 コンプリメンタリ周波数νi ，νj ，ν
m ，νn が所定の周波数νにほぼ等しいことを特徴とす
る請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 少なくとも１つの推定関数がある送信フ
レーム（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４）から他の送信
フレームに変更されることを特徴とする請求項１に記載
の方法。 - 【請求項４】 １つの推定のみが送信フレーム（Ｆ０，
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４）毎に行われることを特徴とす
る請求項３に記載の方法。 - 【請求項５】 同じ推定関数がある送信フレーム（Ｆ
０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４）から他の送信フレームま
でに使用されていることを特徴とする請求項１に記載の
方法。 - 【請求項６】 レーダが周波数シフトキーイングレーダ
であり、各フレームが所定数の連続した送信周波数を備
え、推定関数が受信した信号の組から得られる異なる信
号間の位相差に基づいており、各信号がフレームの周波
数に対応していることを特徴とする請求項１に記載の方
法。 - 【請求項７】 基本周波数Ｆが７６から７７ＧＨｚ帯に
あることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項８】 ４つの周波数（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３）を備えたフレームに対し、係数ｋi ，ｋj ，ｋm 及
びｋn がそれぞれ０、１、２及び３に等しく、コンプリ
メンタリ周波数νが２５０ｋＨｚに等しいことを特徴と
する請求項２に記載の方法。 - 【請求項９】 ５つの周波数（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３，Ｆ４）を備えたフレームに対し、第１の周波数（Ｆ
０）が基本周波数Ｆに等しく、係数ｋi ，ｋj，ｋm 及
びｋn がそれぞれ０、１、２及び３に等しく、コンプリ
メンタリ周波数νが２５０ｋＨｚに等しいことを特徴と
する請求項２に記載の方法。 - 【請求項１０】 周波数フレーム当たり使用されている
推定関数の数が３であることを特徴とする請求項１に記
載の方法。 - 【請求項１１】 ３つの推定関数、 【外２】 が次の関係式： 【数２】 により定められることを特徴とする請求項１０に記載の
方法。 - 【請求項１２】 周波数シフトキーイングレーダである
レーダが少なくとも、 −各送信周波数（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３）に関連した
１つの受信チャネルを備え、各チャネルが受信信号をサ
ンプリングする少なくとも１つのアナログ−デジタル変
換器と、サンプリングされた信号を記憶するためのメモ
リと、サンプリングされた信号を補間しフィルタリング
の手段とを備えており； −異なる信号を形成するための手段を備え、各チャネル
は出力でこれらの手段に接続されており、それぞれが異
なるチャネルにある２個づつ取った信号の差が計算され
ており； −異なる信号間の位相シフトを定める様に設計された高
速フーリエ変換計算手段と； −前述の位相シフトからの距離の推定を計算する手段
と；を備えていることを特徴とする前述の請求項のいず
れか１つに基づく方法を実施する装置。 - 【請求項１３】 補間とフィルタリングの手段により直
線的な補間を行い、検出された目標に対し、あるチャネ
ルと他のチャネルの間のドップラー位相シフト内のいか
なる差に対しても補償を得ることで、これらの位相シフ
トは送信と受信が全てのチャネルについて時間的に同じ
点で行われないことに関係していることを特徴とする請
求項１１に記載の装置。 - 【請求項１４】 補間とフィルタリングの手段によりロ
ーパスフィルタリングを行い、該ローパスフィルタリン
グのカットオフ周波数が最大ドップラー位相シフトに対
応していることを特徴とする請求項１１に記載の装置。 - 【請求項１５】 装置の回路がデジタル技術回路である
ことを特徴とする請求項１０に記載の装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9703841 | 1997-03-28 | ||
| FR9703841A FR2761480B1 (fr) | 1997-03-28 | 1997-03-28 | Procede et dispositif de levee d'ambiguite en distance appliquee notamment a un radar a onde continue et a saut de frequence |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10282227A true JPH10282227A (ja) | 1998-10-23 |
| JP4168475B2 JP4168475B2 (ja) | 2008-10-22 |
Family
ID=9505298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09989398A Expired - Lifetime JP4168475B2 (ja) | 1997-03-28 | 1998-03-30 | 周波数シフトキーイング連続波レーダに適用される距離のアンビギティーの除去方法及びその装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6023238A (ja) |
| EP (1) | EP0867731B1 (ja) |
| JP (1) | JP4168475B2 (ja) |
| DE (1) | DE69816687T2 (ja) |
| ES (1) | ES2205397T3 (ja) |
| FR (1) | FR2761480B1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP2004264284A (ja) * | 2002-09-10 | 2004-09-24 | Thales | Ｆｓｋレーダーにおけるアンビギュイティでない距離を増大させる方法 |
| JP2006509212A (ja) * | 2002-12-10 | 2006-03-16 | ティーアールダブリュー・リミテッド | アンビギティー検知式周波数偏位変調 |
| JP2009042061A (ja) * | 2007-08-08 | 2009-02-26 | Hitachi Ltd | 電波レーダ装置 |
| JP2010048635A (ja) * | 2008-08-21 | 2010-03-04 | Hitachi Ltd | レーダ装置 |
| JP2012510055A (ja) * | 2008-11-24 | 2012-04-26 | オートリブ エー・エス・ピー・インク | レーダー信号処理方法およびレーダー信号処理装置 |
| WO2018198453A1 (ja) * | 2017-04-27 | 2018-11-01 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | レーダ回路、レーダシステム、及びレーダプログラム |
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| FR2790228B1 (fr) * | 1999-02-26 | 2001-05-11 | Thomson Csf | Dispositif de commande d'un systeme de regulation d'allure pour vehicule automobile |
| FR2798196B1 (fr) | 1999-09-07 | 2001-11-30 | Thomson Csf | Procede et dispositif pour l'alignement d'un radar automobile |
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| FR2807841B1 (fr) | 2000-04-18 | 2003-10-03 | Thomson Csf | Radar a imagerie bas cout a haute resolution |
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| WO2002054353A1 (de) * | 2000-12-29 | 2002-07-11 | Siemens Aktiengesellschaft | Identifikationssystem zum nachweis einer berechtigung für den zugang zu einem objekt oder die benutzung eines objekts, insbesondere eines kraftfahrzeugs |
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| FR2887036B1 (fr) * | 2005-05-24 | 2007-10-12 | Thales Sa | Procede de formation de faisceau par le calcul, notamment adapte a la compensation de defaillances de modules actifs d'un radar a balayage electronique. |
| FR2941304B1 (fr) * | 2009-01-20 | 2016-01-01 | Thales Sa | Procede de mesure en distance, notamment pour radar a courte portee |
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| WO2015131907A1 (en) | 2014-03-06 | 2015-09-11 | Weibel Scientific A/S | Frequency set quality measure |
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- 1997-03-28 FR FR9703841A patent/FR2761480B1/fr not_active Expired - Fee Related
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1998
- 1998-03-24 DE DE69816687T patent/DE69816687T2/de not_active Expired - Lifetime
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- 1998-03-24 ES ES98400681T patent/ES2205397T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-27 US US09/048,857 patent/US6023238A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-30 JP JP09989398A patent/JP4168475B2/ja not_active Expired - Lifetime
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