WO2018198453A1 - レーダ回路、レーダシステム、及びレーダプログラム - Google Patents

Abstract

周波数変調方式を用いて距離や相対速度を計測するレーダ技術に関して、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ距離分解能を上げることができる技術を提供する。レーダ回路は、送信波のための送信信号を発生する信号発生部と、送信信号の周波数変調を制御する変調制御部と、受信波の受信信号と送信信号との差分周波数に基づいた検出信号を検出する受信側回路部と、検出信号に基づいて解析処理を行って距離及び相対速度を計算する信号処理部とを備える。送信信号の周波数変調の波形は、変調周波数の傾きが正または負である、複数（ｎ）のサブ波形（直線部３０１～３０ｎ）を有し、それぞれの隣り合うサブ波形において、例えば傾きが正の場合には、後のサブ波形の開始周波数が、前のサブ波形の終了周波数よりも大きい（例えばＦｓ２＞Ｆｅ１）。

Description

レーダ回路、レーダシステム、及びレーダプログラム

　本発明は、レーダ（Radar：Radio Detecting and Ranging）技術に関し、ミリ波レーダの距離分解能向上等のために適用して有効な技術に関する。

　対象物体（物標と記載する場合がある）との距離等を計測するレーダ技術として、車載のレーダシステム等が挙げられる。レーダシステムのレーダ回路は、例えば、周波数変調（ＦＭ：Frequency Modulation）を用いた送信信号に基づいて送信波を送信し、物標からの反射波を受信波として受信信号を受信する。レーダ回路は、送信信号と受信信号との差分周波数を用いて、物標との距離等を計算する。

　レーダにおける一般的な変調方式としては、周波数変調連続波レーダ（ＦＭＣＷ：Frequency Modulated Continuous Wave radar）方式等が挙げられる。ＦＭＣＷ方式では、所定の周波数変調の波形を時間軸で連続的に繰り返す。

　上記周波数変調を用いるレーダに係わる先行技術例として、国際公開第２０１６／１８４８５０号（特許文献１）、米国特許第９１３４４１５号明細書（特許文献２）が挙げられる。特許文献１には、複数のＦＭＣＷ変調を組み合わせた車載レーダシステムを提供する旨が記載されている。特許文献２には、複数のＦＭＣＷ変調（リニア周波数変調：ＬＦＭ）を組み合わせて広帯域を実現するＳＡＲ（synthetic aperture radar）イメージングレーダを提供する旨が記載されている。

国際公開第２０１６／１８４８５０号 米国特許第９１３４４１５号明細書（US9,134,415 B2）

　従来技術例のレーダとして、周波数変調方式を用いて距離や相対速度を計測するレーダでは、特に比較的近距離にある物標との距離や相対速度を計測する場合、距離分解能及び信号雑音比（ＳＮ比）の点で課題がある。従来の一般的なＦＭＣＷ方式（比較例の第１方式）では、周波数帯域が狭いので、距離分解能を上げるためには不足である。

　ＦＭＣＷ方式を用いたレーダにおいて、距離分解能を上げるためには、複数の変調周波数波形を組み合わせてつなぎ合わせることで広周波数帯域の送信信号を構成する方式（比較例の第２方式）が挙げられる。しかしながら、その方式で、その送信信号に基づいた受信信号の処理の際に、雑音が増大してＳＮ比が劣化し、距離や相対速度の検知感度や精度が低下する課題がある。即ち、距離分解能を上げようとするとＳＮ比が劣化する、言い換えれば、ＳＮ比を劣化させずに距離分解能を上げることが難しいという課題がある。

　本発明の目的は、周波数変調方式を用いて距離や相対速度を計測するレーダ技術に関して、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ距離分解能を上げることができる技術を提供することである。

　本発明のうち代表的な実施の形態は、レーダ回路等であって、以下に示す構成を有することを特徴とする。

　一実施の形態のレーダ回路は、周波数変調方式を用いて物標との距離及び前記物標の相対速度を検知するレーダ回路であって、送信波のための送信信号を発生する信号発生部と、前記送信信号の周波数変調を制御する変調制御部と、前記送信波に対する受信波の受信信号と前記送信信号との差分周波数に基づいた検出信号を検出する受信側回路部と、前記検出信号に基づいて解析処理を行って前記距離及び前記相対速度を計算する信号処理部と、を備え、前記送信信号の周波数変調の波形は、変調周波数の傾きが正または負である、複数（ｎ）のサブ波形を有し、前記複数（ｎ）のサブ波形のそれぞれの隣り合うサブ波形において、前記傾きが正の場合には、後のサブ波形の開始周波数が、前のサブ波形の終了周波数よりも大きく、前記傾きが負の場合には、前記後のサブ波形の開始周波数が、前記前のサブ波形の終了周波数よりも小さい。

　本発明のうち代表的な実施の形態によれば、周波数変調方式を用いて距離や相対速度を計測するレーダ技術に関して、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ距離分解能を上げることができる技術を提供することである。

本発明の実施の形態１のレーダ回路及びレーダシステムを含む、車載システムの構成、及び物標との距離等について示す図である。 実施の形態１のレーダ回路で、主にＲＦ回路部の構成を示す図である。 実施の形態１で、周波数変調の波形、受信信号の特性、及び第１変形例の受信信号の特性を示す図である。 実施の形態１で、複数回の波形の連続波の構成例を示す図である。 実施の形態１で、送信波出力オフ制御の信号を示す図である。 実施の形態１で、比較例との比較で効果等を説明するための図である。 実施の形態１及び比較例における波形の設計例を示す図である。 実施の形態１の第２変形例における波形の設計を示す図である。 実施の形態１の第３変形例における波形の設計を示す図である。 実施の形態１の第４変形例における波形の設計を示す図である。 本発明の実施の形態２のレーダ回路における構成を示す図である。 本発明の実施の形態３のレーダ回路における構成を示す図である。 実施の形態３で、各モードの周波数変調の波形の設計を示す図である。 実施の形態３で、送信波出力オフ制御を示す図である。 実施の形態３で、モード切り替え制御例を示す図である。 実施の形態１に対する比較例のレーダ回路の構成を示す図である。 比較例のレーダ回路で、連続波の波形及び差分信号を示す図である。 比較例のレーダ回路で、第１方式及び第２方式の波形を示す図である。

　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において同一部には原則として同一符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

　［課題等］
　本発明の実施の形態のレーダ回路等の前提技術や課題等について、比較例のレーダ技術を用いながら補足説明する。

　図１６は、比較例のレーダ回路９０の構成を示す。このレーダ回路９０を含むレーダシステムは、ＦＭＣＷ変調方式を用いて、物標との距離、及び物標の相対速度を計測、検知する。レーダシステムは、レーダ回路９０、送信アンテナ４１、受信アンテナ４２を有する。レーダ回路９０は、信号処理部９１、変調制御部９２、ＰＬＬ回路２１を含む信号発生部２０、増幅器３１、低雑音増幅器３２、ダウンコンバータ３３、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）３４等を備える。

　信号処理部９１は、ＣＰＵ等で構成され、ＦＭＣＷ変調方式の周波数変調を用いた距離及び相対速度等の計測、検知を制御する。信号処理部９１は、周波数変調の制御信号Ｃ１を変調制御部９２に与える。変調制御部９２は、制御信号Ｃ１に従って、周波数変調を制御するための変調制御信号ＳＭを信号発生部２０に与える。信号発生部２０は、変調制御信号ＳＭに従い、ＰＬＬ回路２１を用いて、所定の周波数の送信信号ＳＴを生成し出力する。送信信号ＳＴは、増幅器３１及びダウンコンバータ３３に入力される。増幅器３１は、送信信号ＳＴを増幅した信号（送信波出力信号）ＴＸＯＵＴを、送信アンテナ４１に出力する。送信アンテナ４１は、信号ＴＸＯＵＴを、電波である送信波として外部へ照射する。

　送信波は、一部が物標に当たって反射された電波である反射波となって返ってくる。受信アンテナ４２は、反射波を受信波として受信し、信号（受信波入力信号）ＲＸＩＮとして出力する。低雑音増幅器３２は、信号ＲＸＩＮを増幅して受信信号ＳＲとして出力する。ダウンコンバータ３３は、受信信号ＳＲ及び送信信号ＳＴを入力し、受信信号ＳＲと送信信号ＳＴとの乗算によって、受信信号ＳＲと送信信号ＳＴとの差分周波数を表す差分信号ＳＤを検出する。ＡＤＣ３４は、アナログ信号である差分信号ＳＤをデジタル信号に変換し、検出信号ＳＦとして出力する。信号処理部９１は、その検出信号ＳＦを入力し、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）等の解析処理を行った結果（周波数スペクトル）に基づいて、物標との距離及び物標の相対速度を計算、検知する。信号処理部９１は、検知した距離及び相対速度等を含む検知情報を出力する。

　このように、比較例のレーダ回路９０において物標の距離及び相対速度を検知する際には、信号発生部２０のＰＬＬ回路２１の出力信号に周波数変調をかける変調方式が用いられている。従来、主な変調方式としては、ＣＷ変調、ＦＭＣＷ変調、ステップ変調、２ＦＣＷ変調等が挙げられる。比較例及び実施の形態１では、最も一般的なＦＭＣＷ変調方式を用いる場合を示す。

　図１７は、比較例のレーダ回路９０におけるＦＭＣＷ変調を用いた送信信号の設計等を示す。図１７の（Ａ）は、ＦＭＣＷ変調の波形（変調周波数波形）の周波数－時間の特性を示す。実線は、送信信号ＳＴに対応する送信信号９１０の特性を示し、破線は、受信信号ＳＲに対応する受信信号９２０の特性を示す。送信信号９１０は、信号発生部２０でＦＭＣＷ変調がかけられた信号である。（Ａ）の特性は、その信号における周波数（Ｆとする）の時間遷移を示す。送信信号９１０では、変調期間ＴＭにおいて、時間に線形で比例して周波数が高くなるように周波数変調がかけられている。なお、図示しないが、時間に比例して周波数が低くなる周波数変調も同様に可能である。

　レーダ回路９０は、このような周波数変調がかけられた送信信号９１０に基づいた送信波を送信し、物標からの反射波を受信信号９２０として受信する。受信信号９２０は、送信信号９１０に対して遅延時間ＴＤだけ経過して遅延した信号である。遅延時間ＴＤは、送信波が送信されてから物標で反射されて戻ってきた受信波を受信するまでの時間である。

　ＦＭＣＷ変調方式では、連続波として、上記のような周波数変調の波形が時間軸で同様に繰り返される。（Ａ）の例では、最初の変調期間ＴＭの後、所定の休止時間ＴＲの後に、次の変調期間ＴＭで同様に周波数変調の信号が出力されている。複数の各々の変調期間ＴＭでの周波数変調の波形は、同じ所定の周波数帯域Ｗ０を有する。

　図１７の（Ｂ）は、（Ａ）の受信信号９２０と送信信号９１０との差分周波数（ＦＤとする）を持つ差分信号を示す。ダウンコンバータ３３は、受信信号９２０と送信信号９１０との乗算によって、受信信号９２０の周波数と送信信号９１０の周波数との差分周波数ＦＤを表す差分信号ＳＤを出力する。差分周波数ＦＤは、遅延時間ＴＤに比例している。そのため、信号処理部９１は、差分信号ＳＤに基づいて差分周波数ＦＤを知ることで、物標との距離を計算できる。信号処理部９１は、差分信号ＳＤに基づいた検出信号ＳＦから、ＦＦＴ等の解析処理を行って、その結果のＦＦＴスペクトルからピーク周波数を検出する。ＦＦＴのピーク周波数から距離を計算できる。これにより、各変調期間ＴＭの信号毎に、距離の情報が抽出される。

　一方、物標の相対速度については、公知のドップラーシフト（ドップラー効果）を検出することで計算できる。その計算方法としては、いくつかあるが、ここでは、２次ＦＦＴによる計算方法を説明する。物標に相対速度が存在する場合、即ちレーダ回路９０の速度に対して物標の速度が異なる場合で、その相対速度を計算する場合には、（Ａ）の送信信号９１０のように、時間軸で複数回の周波数変調の繰り返しの連続波を用いる。各回を、（１），（２），……，（Ｎ）として示す。まず、各回の周波数変調の信号に基づいて、上記のように、各回の距離を計算できる。相対速度が存在する場合、時間軸で次第に各回の距離が変化してゆく。それによって、得られたＦＦＴのピーク周波数の値である複素数の位相が変化してゆく。信号処理部９１は、この位相変化を検出することで、相対速度を計算できる。なお、本例では、相対速度に変化が無い場合を図示している。

　上記のようなＦＭＣＷ変調方式で計算できる、物標の最大検知距離をD_MAXとし、距離分解能をRES_Dとし、最大相対速度をV_MAXとし、相対速度分解能をRES_Vとする。D_MAX，RES_D，V_MAX，RES_Vは、下記の式（１）～（４）で表わされる。

　ここで、ｆｓは、ＦＦＴのサンプリング周波数［Hz］である。ｆｃは、信号発生部２０から出力される信号（送信信号ＳＴ）の中心周波数［Hz］である。Δｆは、変調帯域幅［Hz］である。ｃは、光速［m/s］である。Ｔmodは、変調時間［sec］である。Ｔrestは、変調待機時間（休止時間）［sec］である。Ｎchirpは、チャープの回数［回］である。なお、チャープは、図１７の（Ａ）の送信信号９１０の波形のように、周波数が時間で増加することを示す。

　図１８は、上記比較例のレーダ回路９０における波形の設計の第１方式及び第２方式を示す。図１８の（Ａ）は、比較例の第１方式として、比較的狭い周波数帯域Ｗ０とする設計例を示す。これは、図１７の（Ａ）と同様であり、変調期間ＴＭに対応する複数（ｎ）の各回の変調時間Ｔｍ｛Ｔｍ１，Ｔｍ２，……，Ｔｍｎ｝で、同様の繰り返しの周波数変調の波形を有する。各回の変調時間Ｔｍでは、波形として直線部９０１，９０２，……，９０ｎを有する。各回の変調時間Ｔｍの間には、各回の休止時間Ｔｒ｛Ｔｒ１，Ｔｒ２，……，Ｔｒｎ｝を有する。各回の変調時間Ｔｍの波形及び周波数帯域Ｗ０は同じである。

　例えば、最初の変調時間Ｔｍ１の直線部９０１は、開始周波数Ｆｓ１から終了周波数Ｆｅ１まで時間に対し周波数が線形に増加し、所定の傾きを持つ。同様に、次の変調時間Ｔｍ２の直線部９０２は、開始周波数Ｆｓ２から終了周波数Ｆｅ２まで周波数が同様の傾きで増加する。直線部９０２の開始周波数Ｆｓ２及び終了周波数Ｆｅ２は、直線部９０１の開始周波数Ｆｓ１及び終了周波数Ｆｅ１と同じである。

　連続波として時間軸で複数回の送受信を繰り返すことで、複数回の距離の検知、及び複数回の距離を用いた相対速度の検知を実現し、また、ＳＮ比を上げることができる。

　上記のように、レーダ回路９０によって距離及び相対速度を計算し検知することが可能である。このようなレーダシステムは、自動車分野では、例えば衝突防止や運転アシスト等に利用されている。このような背景で、近年では、レーダにおいて、例えば１０ｃｍ以下の高い距離分解能で、比較的近距離の物体の距離を検知したいというニーズが高まっている。例えば、駐車場で自車に対して近い位置にある他車等の物体との距離を検知して駐車制御を行う機能が挙げられる。従来よりも近距離の検知を可能とするためには、従来よりも距離分解能を上げる必要がある。例えば、従来方式では距離分解能として１０ｃｍ以上の単位であったのに対し、距離分解能として１０ｃｍ未満あるいは５ｃｍ未満の単位を実現したい。

　上記の式（２）に示すように、基本的には、変調帯域幅（Δｆ）を拡大することで、距離分解能を上げることができる。例えば、将来的に、周波数として７７～８１GHzを用いるレーダシステムでは、４GHzの変調帯域幅が許容される見通しである。このような４GHzでの周波数変調が実現される場合、単純計算としては、距離分解能として４ｃｍ以下の単位が実現できる。しかしながら、４GHzもの広帯域の周波数変調を実現するためには、ＰＬＬ回路２１を含む信号発生部２０の周波数変調範囲を４GHz以上に広くする必要がある。このように周波数変調範囲を広くする場合、位相雑音の悪化や、ＰＬＬのロック状態が不安定になる等の悪影響の恐れがある。

　周波数帯域Ｗ０に関する広い周波数変調範囲を実現するための従来技術例として、特許文献２等に示されるチャープ・スティッチング（Chirp stitching）技術が挙げられる。この技術では、設計上の必要な変調帯域を、複数の変調帯域に分割する。この技術では、各々の変調帯域に、各々の周波数変調の信号を設け、それらを組み合わせて送信信号として用いる。この技術では、受信信号においては、各々の周波数変調の信号に対応して得られた複数の信号をつなぎ合わせて、必要な変調帯域分の信号を生成する。そして、その信号を用いて、距離等が計算される。

　図１８の（Ｂ）は、上記従来技術例に対応する比較例の第２方式における、送信信号９１０の設計例を示す。これは、比較的広い周波数帯域Ｗ０を実現する。（Ｂ）の波形（変調周波数波形）は、変調期間ＴＭに対応する部分の波形を示す。この波形は、時間軸で、複数（ｎ）の周波数変調の波形部分である直線部（サブ波形）に分けられている。（Ａ）と同様に、時間軸で、休止時間Ｔｒ及び変調時間Ｔｍの繰り返しを有する。各変調時間Ｔｍでの直線部として、直線部９０１，９０２，……，９０ｎを有する。これらの複数（ｎ）の直線部は、周波数帯域が異なる。例えば、最初（１回目）の変調時間Ｔｍ１の直線部９０１は、開始周波数Ｆｓ１から終了周波数Ｆｅ１まで周波数が所定の傾きで線形に増加する。次（２回目）の変調時間Ｔｍ２の直線部９０２は、開始周波数Ｆｓ２から終了周波数Ｆｅ２まで同様の傾きで増加する。２回目の直線部９０２の開始周波数Ｆｓ２は、１回目の直線部９０１の終了周波数Ｆｅ１と同じである。２回目の直線部９０２の周波数範囲は、１回目の直線部９０１の周波数範囲とは異なり、より高い帯域になっている。変調期間ＴＭの全体の波形でみると、複数（ｎ）の直線部の組み合わせによって、周波数帯域Ｗ０は、（Ａ）の第１方式よりも広い帯域が実現されている。

　このような第２方式を用いることで、設計上、所要の広い周波数変調帯域（周波数帯域Ｗ０）を実現できる。即ち、第２方式では、第１方式よりも距離分解能を上げることができる。しかしながら、第２方式を用いて距離分解能を上げる場合でも、物標に相対速度がある場合には、ＳＮ比の点で課題があることが分かった。第２方式の送信信号に基づいた受信信号を用いて距離及び相対速度を計算する場合、上記（Ｂ）の波形の複数（ｎ）の信号をつなぎ合わせた信号を用いて、ＦＦＴ等の計算を行う必要がある。相対速度がある場合には、受信信号において、複数の周波数変調の間隙時間（休止時間Ｔｒ）中にも距離が変わってしまい、位相がずれてゆく。即ち、受信信号における複数の信号において、時間軸でのコヒーレンスが保たれない。その結果、複数の信号をつなぎ合わせた部分では、不連続点が生じる。信号処理部９１では、そのような不連続点を持つ検出信号を用いてＦＦＴ等の解析処理を行うと、結果のＦＦＴスペクトルにおいて、雑音フロアが増大し、ＳＮ比が劣化してしまう。したがって、その結果、距離及び相対速度の検知感度や精度が低下してしまうことになる。上記のように、比較例のレーダ技術では、ＳＮ比を劣化させずに距離分解能を上げることが難しい。

　（実施の形態１）
　図１～図１０を用いて、本発明の実施の形態１のレーダ回路等について説明する。実施の形態１のレーダ回路は、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ距離分解能を上げることができる方式を実現する。

　［車載システム及びレーダシステム］
　図１は、実施の形態１のレーダ回路１０及びレーダシステム１を含んで構成される、車載システム１００の構成を示す。図１の左側には、車載システム１００を示す。図１の右側には、自車と物標との距離等について示す。自車には、車載システム１００が搭載されている。物標は、距離等の計測及び検知の対象物体であり、例えば他車である。自車の位置Ｍ１、他車の位置Ｍ２、自車のレーダ回路１０から物標までの距離Ｄ、方位、自車に対する物標の相対速度Ｖを示す。

　車載システム１００は、ＥＣＵ（Engine Control Unit）１０１、センサ部１０２、通信部１０３、カーナビ部１０４、出力部１０５、操作部１０６、その他図示しない電源部等を備え、それらが車載バス及びＣＡＮ（Car Area Network）１１０を通じて接続されている。

　ＥＣＵ１０１は、エンジン制御部、言い換えると車両制御部であり、エンジン制御を含め、自車及び車載システム１００の全体を制御する。ＥＣＵ１０１は、レーダシステム１を制御してレーダシステム１から検知情報として物標との距離等を取得し、自車の制御に用いることができる。ＥＣＵ１０１の制御の一例は以下である。ＥＣＵ１０１は、レーダシステム１から、他車等の物標との距離Ｄ、方位、及び相対速度Ｖ等を取得する。ＥＣＵ１０１は、それらの情報から、判断に基づいて、ハンドル操舵やブレーキのオン／オフ等を制御する。制御例としては、駐車場のスペースへの駐車の際に、近距離の他車等の物体との距離Ｄを用いて、接触しないように駐車させる制御が挙げられる。また、走行中に中距離の他車との相対速度Ｖに応じたブレーキ自動制御やアラート出力制御が挙げられる。

　センサ部１０２は、車に搭載されている公知のセンサ群を有し、検出情報を出力する。ＥＣＵ１０１は、その検出情報を用いて制御を行う。センサ部１０２に含むセンサデバイスの例として、車速計、加速度センサ、ジャイロセンサ、地磁気センサ、エンジン始動センサ、温度センサ等がある。加速度センサ及びジャイロセンサは、自車の加速度、角速度及び角度等を検出する。なお、レーダシステム１は、距離や方位等を計測する機能を有するので、無線電波方式の距離センサ等と言い換えることもできる。

　通信部１０３は、車外の移動体網やインターネット等に対する通信を行う通信インタフェース装置を含む部分である。通信部１０３は、ＥＣＵ１０１やレーダシステム１等からの制御に基づいて、例えばインターネット上のサーバ等と通信ができる。カーナビ部１０４は、ＧＰＳ受信器を含み、車に搭載されている既存のカーナビゲーションシステムの部分である。カーナビ部１０４は、地図情報や、ＧＰＳ受信器によって取得した位置情報（例えば緯度、経度、高度）等を用いて、公知のナビゲーション処理を行う。出力部１０５は、表示機器や音声出力機器等を含み、運転者等の利用者に対する情報表示や音声出力を行う。操作部１０６は、例えば操作パネルや操作ボタン等を含み、利用者による操作入力を受け付ける。

　レーダシステム１は、自車と物標との距離Ｄ、物標の相対速度Ｖ、物標の方位等を検知する機能を有する。レーダシステム１は、レーダ回路１０、送信アンテナ４１、受信アンテナ４２を備える。レーダシステム１は、その他、ＥＣＵ１０１等との通信インタフェース部や、利用者に対するユーザインタフェース部等を備えてもよいし、そのようなインタフェース機能については車載システム１００が持つ機能としてもよい。実施の形態１のレーダシステム１は、車載システム１００の一部として接続される形態としているが、これに限らず、独立の装置として実装された形態としてもよい。また、レーダシステム１は、車載に限らず、他の乗り物等の用途にも適用可能である。また、レーダシステム１は、検知した距離Ｄ等を用いて所定の制御を行う機能等を備えていてもよい。

　レーダ回路１０は、信号処理部１１、ＲＦ回路部１２、メモリ１３、設定インタフェース部１４等を備える。レーダ回路１０は、半導体チップ等で実装されるレーダ装置である。レーダ回路１０は、周波数変調方式を用いて距離Ｄ等を計測する。

　信号処理部１１は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等のハードウェア及び対応するソフトウェアで実装され、ソフトウェアプログラム処理によって機能を実現する。信号処理部１１は、マイコンやＦＰＧＡ等のハードウェアによって実装されてもよい。信号処理部１１の機能は、特にＦＭＣＷ変調方式を用いて、無線電波の送信及び受信に基づいて、物標との距離Ｄ及び相対速度Ｖ等を計算し検知する機能を含む。信号処理部１１は、例えばＣＰＵ１６によってメモリ１３に格納されているプログラムを読み出してプログラムに従った処理を実行することで、その機能に対応する処理部を実現する。信号処理部１１は、必要に応じて、データや情報を、内部または外部のメモリに格納し、読み書きを行う。

　信号処理部１１は、ＲＦ回路部１２や他の各部と電気的に接続されており、また、車載バス及びＣＡＮ１１０を通じてＥＣＵ１０１等と通信可能に接続されている。信号処理部１１は、ＥＣＵ１０１からの制御に従って、距離Ｄ等の計測を制御する。信号処理部１１は、ＲＦ回路部１２に制御信号を与えて、ＲＦ回路部１２の送信信号に基づいて、送信アンテナ４１からの送信波の送信を制御する。また、信号処理部１１は、受信アンテナ４２での受信波の受信から、ＲＦ回路部１２の受信信号に基づいて、得られた検出信号を用いて、距離Ｄ等を計算し、距離Ｄ等を含む検知情報を、ＥＣＵ１０１等へ出力する。

　ＲＦ回路部１２は、比較的高い周波数及び広い周波数帯域の信号を扱う高周波回路部である。ＲＦ回路部１２は、信号処理部１１からの制御に従って、周波数変調がかけられた送信信号を生成し、送信アンテナ４１から送信波を送信させる。送信波は、一部が物標に当たって反射されて反射波が受信波として返ってくる。ＲＦ回路部１２は、受信アンテナ４２で受信した受信波の受信信号と、送信信号とから、差分周波数に基づいた検出信号を得て、信号処理部１１へ出力する。信号処理部１１は、その検出信号に基づいて、周波数の解析処理を行って、距離Ｄ等を計算する。

　メモリ１３には、例えば予め製品出荷時にプログラム及び設定情報が格納されている。このプログラムは、実施の形態１のレーダプログラムに相当し、レーダ回路１０に所定の機能を実現するための処理を行わせる。このプログラムには、設定情報を有する。もしくは、プログラム内にその設定情報が記述されている。この設定情報は、後述の周波数変調の設計を規定する情報を含む。

　この設定情報は、利用者によるユーザ設定情報を含んでもよい。このプログラム及び設定情報は、製造者等による固定の設計情報としてもよいが、製品出荷後にも製造者や利用者による設定を可能としてもよい。その場合、設定インタフェース部１４を用いてその設定、即ちプログラム及び設定情報の更新が可能である。このプログラム及び設定情報は、通信網上のサーバ等からダウンロード等によって設定されてもよい。例えば、製造者等がこのプログラム及び設定情報を設定する場合、車載システム１００の操作部１０６、出力部１０５、通信部１０３等を通じて、レーダシステム１に対する設定作業を行う。この設定作業に応じて、レーダ回路１０は、設定インタフェース部１４を通じて、例えば設定更新のためのプログラム及び設定情報を入力し、メモリ１３のプログラム及び設定情報を更新する。なお、プログラムのみや設定情報のみの更新も可能である。信号処理部１１は、更新されたプログラム及び設定情報を用いて機能を実現する。また、ＥＣＵ１０１が、必要に応じて、レーダ回路１０のプログラム及び設定情報を設定してもよい。

　［レーダ回路］
　図２は、レーダシステム１のレーダ回路１０のうち、主にＲＦ回路部１２の構成を示す。実施の形態１の図２のレーダ回路１０の実装構成例として、信号処理部１１が第１半導体チップＴＰ１で実装されており、ＲＦ回路部１２が別の第２半導体チップＴＰ２で実装されており、両者が相互接続されている。この形態では、信号処理部１１からＲＦ回路部１２を制御することで機能を実現する。この形態では、第２半導体チップＴＰ２において、インタフェース回路１７を有する。インタフェース回路１７は、信号処理部１１とＲＦ回路部１２との間を接続し、両者の間で信号をやり取りするための所定の通信インタフェースで通信処理を行う。なお、他の実装構成例としては、信号処理部１１及びＲＦ回路部１２を含めて１つの半導体チップで実装された形態も可能である。その形態の場合、インタフェース回路１７は不要である。

　信号処理部１１は、ＣＰＵ１６を有する。ＣＰＵ１６は、タイマ１５を含む。タイマ１５は、ＣＰＵ１６のクロックに基づいて時間を計測する。ＣＰＵ１６は、タイマ１５の時間に基づいて制御を行う。ＣＰＵ１６は、上位システムである車載システム１００のＥＣＵ１０１等から指示等の情報２０１を入力して制御を行う。ＣＰＵ１６は、検知した距離Ｄや相対速度Ｖ等を含む検知情報２０２を、ＥＣＵ１０１等へ出力する。ＣＰＵ１６は、インタフェース回路１７を介して、ＲＦ回路部１２を制御する。ＣＰＵ１６は、インタフェース回路１７を通じて、変調制御部２２へ制御信号Ｃ１を与え、出力制御部２４へ制御信号Ｃ２を与える。ＣＰＵ１６は、インタフェース回路１７を介して、ＲＦ回路部１２から信号を取得する。ＣＰＵ１６は、インタフェース回路１７を介して、状態検出部２３から状態検出信号ＳＳを入力し、ＡＤＣ３４から検出信号ＳＦを入力する。

　信号処理部１１のＣＰＵ１６で実現される個別の処理としては、計測全体制御処理、送信制御処理、受信制御処理、距離や相対速度の計算処理、検知情報出力処理等がある。

　ＲＦ回路部１２は、ＰＬＬ回路２１を含む信号発生部２０、変調制御部２２、状態検出部２３、出力制御部２４、増幅器３１、低雑音増幅器３２、ダウンコンバータ３３、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）３４を有する。送信側回路部としては、信号発生部２０や増幅器３１等を有する。受信側回路部としては、低雑音増幅器３２、ダウンコンバータ３３、ＡＤＣ３４等を有する。

　変調制御部２２は、ＣＰＵ１６からの制御信号Ｃ１に従って、信号発生部２０の周波数変調を制御するための変調制御信号ＳＭを生成し、ＰＬＬ回路２１へ出力する。変調制御信号ＳＭは、例えばＰＬＬ回路２１のＰＬＬ設定信号であって、波形データを含む。ＰＬＬ回路２１は、その変調制御信号ＳＭのＰＬＬ設定信号に従って、ＰＬＬの周波数等が設定される。

　信号発生部２０は、変調制御部２２からの変調制御信号ＳＭに基づいて、ＰＬＬ回路２１を用いて周波数変調がかけられた送信信号ＳＴを発生する。送信信号ＳＴは、周波数変調後の信号であり、増幅器３１及びダウンコンバータ３３に入力される。

　ＰＬＬ回路２１は、ＰＬＬ状態信号ＳＰを出力する機能を有する。ＰＬＬ状態信号ＳＰは、例えば、ＰＬＬにおけるロック状態またはアンロック状態を表す２値信号である。例えば、ロック状態の時には値１、アンロック状態の時には値０が出力される。なお、アンロック状態は、言い換えると、遷移中状態や出力不安定状態である。

　増幅器３１は、送信信号ＳＴを増幅して、送信波出力信号ＴＸＯＵＴとして出力する。送信アンテナ４１は、送信波出力信号ＴＸＯＵＴを送信波として外部へ照射する。送信波は、一部が物標に当たって反射されて反射波として返ってくる。受信アンテナ４２は、反射波を受信波として受信し、受信波入力信号ＲＸＩＮとして出力する。低雑音増幅器３２は、受信波入力信号ＲＸＩＮを増幅して、受信信号ＳＲとして出力する。ダウンコンバータ３３は、受信信号ＳＲと送信信号ＳＴとを入力し、それらの乗算によって、差分周波数を表す差分信号ＳＤを出力する。ＡＤＣ３４は、差分信号ＳＤをアナログ・デジタル変換して、デジタル信号である検出信号ＳＦとして、ＣＰＵ１６へ出力する。

　状態検出部２３は、ＰＬＬ回路２１からのＰＬＬ状態信号ＳＰに基づいて、ＰＬＬ回路２１の状態であるロック状態またはアンロック状態を検出し、その状態を表す状態検出信号ＳＳをＣＰＵ１６へ出力する。状態検出部２３は、言い換えるとロック検出部である。

　状態検出信号ＳＳは、例えば、ロック状態またはアンロック状態を表す２値信号である。なお、状態検出部２３を省略した形態としてもよい。ＣＰＵ１６は、状態検出信号ＳＳによってＰＬＬ回路２１の状態を把握し、その状態に応じて、後述する送信波出力オフ制御を行う。その際、ＣＰＵ１６は、送信波出力オフ制御のための制御信号Ｃ２を出力制御部２４へ与える。

　出力制御部２４は、ＣＰＵ１６からの制御信号Ｃ２に従って、送信波出力オフ制御のための出力制御信号ＳＯを生成し、増幅器３１へ与える。出力制御信号ＳＯは、増幅器３１の出力（増幅）をオン／オフすることで送信アンテナ４１からの送信波の出力（送信）をオン／オフするための信号である。例えば、出力制御信号ＳＯが値１の場合には増幅器３１の出力が通常のオン状態であり、送信信号ＳＴに基づいた送信波が出力される。出力制御信号ＳＯが値０の場合には増幅器３１の出力がオフ状態とされ、送信波が出力されない。

　ＣＰＵ１６は、ＡＤＣ３４からの検出信号ＳＦを入力し、検出信号ＳＦに対し、ＦＦＴ等の解析処理を行って、その結果のＦＦＴスペクトル及びピーク周波数等を得る。ＣＰＵ１６は、そのピーク周波数等から、物標との距離Ｄを計算し、また、各時点の距離Ｄに基づいて、物標の相対速度Ｖを計算する。ＣＰＵ１６は、計算によって検知した距離Ｄや相対速度Ｖを含む検知情報２０２を、ＥＣＵ１０１等へ出力する。

　［周波数変調（１）］
　図３は、実施の形態１のレーダ回路１０における、周波数変調の波形（変調周波数波形）の設計概略を示す。図３の（Ａ）は、送信信号ＳＴの波形の周波数Ｆ［Hz］－時間［秒］の特性を示す。この波形は、図１７の比較例の１回の変調期間ＴＭの部分を拡大した波形に対応する。この波形は、複数（ｎ）の各々の変調時間Ｔｍ毎に分けられた、複数の副次的な周波数変調波形（説明上、サブ波形と記載する）である複数の直線部を有し、それらの複数の直線部の組み合わせで構成されている。ｎは、２以上の整数である。

　この波形は、時間軸では、変調待機時間である休止時間Ｔｒと、変調時間Ｔｍとの繰り返しを有する。即ち、休止時間Ｔｒ｛Ｔｒ１，Ｔｒ２，……，Ｔｒｎ｝、変調時間Ｔｍ｛Ｔｍ１，Ｔｍ２，……，Ｔｍｎ｝を有する。変調時間Ｔｍの時には、実線で示す直線部を有し、休止時間Ｔｒの時には、間隙となっている。変調時間Ｔｍの時に、直線部３０１，３０２，……，３０ｎを有する。

　一点鎖線で示す直線３００は、この周波数変調制御の基準直線である。直線３００は、時間に対して所定の傾きで周波数が線形に増加する直線である。この直線３００上に、複数（ｎ）の直線部３０１，３０２，……，３０ｎが重なるように有する。各直線部は、直線３００と同じ傾きを有し、同じ時間幅である変調時間Ｔｍを有し、同じ所定の周波数範囲である範囲Ｆｘを有する。休止時間Ｔｒに対応する間隙では、同じ所定の周波数範囲である範囲Ｆｙを有する。

　実施の形態１の送信信号ＳＴの波形の設計における特有の構成として以下の点を含む。複数（ｎ）の直線部（サブ波形）は、それぞれの隣り合う直線部において、後の直線部の開始周波数は、前の直線部の終了周波数よりも大きく、所定の範囲Ｆｙを有する。例えば、第１の直線部３０１と第２の直線部３０２との関係をみる。直線部３０１は、時間方向での開始点である開始周波数Ｆｓ１と、終了点である終了周波数Ｆｅ１とを有する。同様に、直線部３０２は、開始周波数Ｆｓ２と、終了周波数Ｆｅ２とを有する。第２の直線部３０２の開始周波数Ｆｓ２は、第１の直線部３０１の終了周波数Ｆｅ１よりも大きい（Ｆｓ２＞Ｆｅ１）。開始周波数Ｆｓ２と終了周波数Ｆｅ１との差が範囲Ｆｙである（Ｆｓ２－Ｆｅ１＝Ｆｙ）。このような設計により、実施の形態１のレーダ回路１０では、前述の比較例の設計よりも、物標に相対速度がある場合のＳＮ比の劣化を抑制、改善しつつ、距離分解能を上げる、及び確保することができる。

　図１８の比較例の波形の設計では、第１方式及び第２方式を含め、複数の直線部における隣り合う直線部において、後の直線部（例えば第２の直線部）の開始周波数は、前の直線部（例えば第１の直線部）の終了周波数以下である（例えばＦｓ２≦Ｆｅ１）。例えば、第１方式では、第２の直線部９０２の開始周波数Ｆｓ２は、第１の直線部９０１の終了周波数Ｆｅ１よりも小さく、開始周波数Ｆｓ１と同じである（Ｆｓ２＝Ｆｓ１）。第２方式では、第２の直線部９０２の開始周波数Ｆｓ２は、第１の直線部９０１の終了周波数Ｆｅ１と同じである（Ｆｓ２＝Ｆｅ１）。このように、実施の形態１の波形の設計は比較例とは異なっている。

　実施の形態１のレーダ回路１０は、上記設計に従い、送信信号ＳＴの変調周波数波形が直線状になるように制御する。即ち、図３の（Ａ）のように、波形の複数の各々の直線部は、時間に対して理想的には基準の直線３００上に重なるように制御される。変調制御部２２からは、上記波形の設計に対応する変調制御信号ＳＭが信号発生部２０のＰＬＬ回路２１へ与えられる。ＰＬＬ回路２１では、ＰＬＬ設定信号に従ってＰＬＬの周波数が設定される。これにより、信号発生部２０の出力である送信信号ＳＴは、上記のような直線状の波形となる。

　実施の形態１の上記波形の設計では、各回の変調期間ＴＭに対応する全体の時間において、複数の直線部（サブ波形）の組み合わせによって、広い周波数帯域Ｗ１が実現されている。なお、周波数帯域Ｗ１のうち、各間隙の範囲Ｆｙの周波数は使用されない。広い周波数帯域Ｗ１を用いることで、近距離の検知の際にも距離分解能を高くすることができる。

　実施の形態１の周波数変調の設計は、図３の（Ａ）のように、基準の直線３００上の完全な直線状の設計が好適であるが、この設計に限定されるわけではなく、後述するように各種の設計が可能である。実装回路上の信号の揺らぎ等によって実際の信号波形が直線３００からある程度ずれる場合も許容できる。

　［周波数変調（２）］
　図３の（Ｂ）は、実施の形態１（後述の補間機能が無い場合）における受信信号ＳＲに対応する受信信号の電圧［Ｖ］－時間［秒］の特性を示す。この受信信号では、図３の（Ａ）の波形の複数の各々の直線部及び変調時間Ｔｍに対応して得られる、それぞれの波形部分を有し、信号ＩＦ｛ＩＦ１，ＩＦ２，……，ＩＦｎ｝として示す。送信信号に対し、受信信号の信号ＩＦは、物標に相対速度があってドップラーシフトによる位相シフトがある場合でも、コヒーレンス（位相の揃い）が保たれている。全体の変調時間Ｔｍで、複数の信号ＩＦは、所定の波（一般にＡｓｉｎωｔで表せる）の上に乗っており、時間軸でコヒーレンスが保たれている。即ち、時間軸で信号ＩＦの位相が揃っている。これらの複数の信号ＩＦは、その状態で、対応する検出信号ＳＦとされて、ＣＰＵ１６へ出力される。時間軸で受信信号の各信号ＩＦのコヒーレンスが保持されているので、ＣＰＵ１６が検出信号ＳＦからＦＦＴ等の解析処理によって距離等を計算する際には、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ、所定の距離分解能で計算できる。

　ここで、実施の形態１では、図３の（Ａ）のように複数のすべてのサブ波形が直線３００上にあるように制御しているため、隣り合うサブ波形の間には、間隙が生じている。その間隙に対応する休止時間Ｔｒでは、送信波が送信されていない。言い換えると、送信波上において意味ある周波数を持っていない。そのため、図３の（Ｂ）のように、受信信号の複数の信号ＩＦにおいても、対応する間隙が生じている。この信号ＩＦの間隙では、受信波が受信されていない。言い換えれば、受信波上において、意味ある周波数を持っていない。なお、この間隙の時間で、全体の波（Ａｓｉｎωｔ）に対応する部分を点線で示している。また、図３等では、電波伝播遅延時間については省略している。

　上記のように、受信信号の複数の信号ＩＦには間隙があるので、ＣＰＵ１６が解析処理に用いる検出信号ＳＦにおいては、複数の信号ＩＦのつなぎ合わせが必要である。即ち、ＣＰＵ１６における解析処理対象の信号は、複数の信号ＩＦをつなぎ合わせた信号とされる。なお、このつなぎ合わせは、ＣＰＵ１６が１つの処理として行ってもよいし、ＲＦ回路部１２内に、信号ＩＦのつなぎ合わせ処理のための回路部を設けてもよい。実施の形態１では、つなぎ合わせの内容については限定しない。

　［周波数変調（２）］
　図４は、図３の波形の設計に基づいて、更に時間方向で複数回（Ｎとする）の波形の繰り返しの送信信号ＳＴとする制御例及び設計例を示す。即ち、ＦＭＣＷ方式の連続波を示す。変調期間ＴＭ毎に同様の波形をＮ回繰り返しである。図４の（Ａ）は、第１設計例として、変調期間ＴＭ毎に図３の（Ａ）の傾きが正の波形を１単位として同様にＮ回繰り返しとする場合を示す。Ｎ回の各サイクルの波形は同じであり、同じ周波数帯域Ｗ１を有する。各回の変調期間ＴＭとして、変調期間ＴＭ１，ＴＭ２，……，ＴＭＮを示す。各回の変調期間ＴＭ毎の波形として、波形４０１，４０２，……，４０Ｎを有する。波形４０１等の内容は、図３の通りである。基準の直線３００及び各サブ波形の傾きが正である。このように、時間軸でＮ回の波形の連続波を用いることで、相対速度Ｖの検知が可能である。

　図４の（Ｂ）は、第２設計例を示す。第２設計例は、第１設計例との違いとして、直線部の傾きが負である。なお、この場合の波形の設計としては、例えば第１の直線部３０１と第２の直線部３０２との関係において、第２の直線部３０２の開始周波数Ｆｓ２が、第１の直線部３０１の終了周波数Ｆｅ１よりも小さい。このような制御でも同様の効果が得られる。レーダとしては、周波数変調の傾きが正でも負でも、ドップラーシフトによる位相回転の向きが逆になる以外は同等の結果が得られる。

　図４の（Ｃ）は、他の設計例として、変調期間ＴＭ毎に、（Ａ）の傾きが正の波形と（Ｂ）の傾きが負の波形とを交互に繰り返す第３設計例を示す。このような制御でも同様の効果が得られる。

　［送信波出力オフ制御（１）］
　上記比較例の第２方式や、実施の形態１のように、周波数変調として、複数のサブ波形の組み合わせによって比較的広い周波数帯域を確保する場合、近距離の検知に好適な距離分解能を実現できる。ただし、ＰＬＬ回路２１を用いて周波数変調を実現するので、ＳＮ比の点で課題がある。周波数変調を掛けるには、ＰＬＬ回路（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）を用いて行うことが一般的である。実施の形態１では、前述のように、ＰＬＬ回路２１に対する変調制御によって、所定の設計で周波数変調が掛けられた送信信号ＳＴが生成される。

　図３のような波形の変調周波数制御を行うためには、ＰＬＬ回路２１のＰＬＬ設定を、それぞれの変調時間Ｔｍのサブ波形（直線部）毎に変更する必要がある。各サブ波形の周波数範囲が異なるので、ＰＬＬ設定状態を変更する必要がある。

　ただし、一般的に、ＰＬＬ回路２１では、出力が安定するまでの遷移中にＰＬＬのアンロック状態が存在し、アンロック状態時の出力周波数は不安定である。ＰＬＬ設定による変調周波数の変更の際には、所定の遷移時間が必要である。遷移時間は、ＰＬＬが不安定なアンロック状態から安定なロック状態になるまでに要する時間である。サブ波形の間隙（休止時間Ｔｒ）は、このＰＬＬの遷移時間に対応付けられている。ＰＬＬ回路２１は、遷移時間の時には、周波数が不安定なアンロック状態であり、アンロック状態では、周波数を完全に安定には制御できない。そのため、アンロック状態の時には、信号発生部２０から、所定の周波数以外の不安定な周波数が出力される可能性がある。国や地域によっても違いがあるが、各国や地域で電波法や規格によって使用可能な周波数範囲や出力電力等が規定されている。ＰＬＬ回路２１のアンロック状態で不安定な周波数の信号を出力することは、電波法等を満たさない可能性があるため、問題である。したがって、アンロック状態中に周波数が不安定な送信波を出力しないようにする必要がある。

　［送信波出力オフ制御（２）］
　そこで、実施の形態１のレーダ回路１０では、上記送信信号ＳＴの波形の設計に対応して、送信波の出力（送信）のオン／オフを制御する機能も備えている。この機能は、ＰＬＬ回路２１のアンロック状態に対応する遷移時間（休止時間Ｔｒ）では、送信波の出力をオフ状態にするように制御する機能である。この機能により、レーダシステム１の実装上、電波法等を満たし、安定な送信波を出力できる。実施の形態１では、送信波の周波数としては、電波法や規格に合わせて例えば７７～８１GHzを想定している。実施の形態１では、その周波数範囲内での周波数を持つ送信波を送信し、その周波数範囲外となるような不安定な送信波の送信を防止するように、送信波出力オフ制御を行う。この機能は、図２では、前述のように、ＣＰＵ１６の制御に基づいて状態検出部２３及び出力制御部２４を用いて実現される。

　図５は、実施の形態１で、送信波出力オフ制御のための各信号の構成、タイミングチャートを示す。時間軸では、図３と同様に変調時間Ｔｍ及び休止時間Ｔｒを有する。図５で、上から、状態検出信号ＳＳ、出力制御信号ＳＯ、送信波出力信号ＴＸＯＵＴを示す。

　ＣＰＵ１６は、状態検出部２３からの状態検出信号ＳＳの値を参照して、ＰＬＬ回路２１のロック状態、アンロック状態を把握する。ＣＰＵ１６は、ＰＬＬ回路２１がアンロック状態の時には送信波を出力させないようにするための制御信号Ｃ２を生成する。具体的には、ＣＰＵ１６は、状態検出信号ＳＳが値１のロック状態から値０のアンロック状態に変わることに応じて、送信波出力信号ＴＸＯＵＴをオン状態からオフ状態に切り替えるための制御信号Ｃ２を、出力制御部２４に与える。出力制御部２４は、制御信号Ｃ２に従い、出力制御信号ＳＯを値１のオン状態から値０のオフ状態へ切り替える。増幅器３１では、出力制御信号ＳＯのオフ状態に応じて、増幅がオフにされて、送信波出力ＴＸＯＵＴがオフ状態になる。これにより、送信信号ＳＴにおいて、休止時間Ｔｒでは、送信アンテナ４１から送信波が出力（送信）されない。

　そして、当然、対応する受信波において、休止時間Ｔｒでは、受信波入力信号ＲＸＩＮも生じない。このように、実施の形態１のレーダ回路１０では、送信波出力オフ制御によって、ＰＬＬ回路２１のアンロック状態に対応した不安定な周波数を持つ送信波の送信が防止される。これにより、アンロック状態中には確実に電波（送信波）を輻射しないようにし、電波法違反等を防止して、安定な周波数の送信波を用いた好適な計測が実現できる。

　また、図５では、より好適な制御例として、オン／オフのタイミングに関する制御例を示している。即ち、この制御例では、状態検出信号ＳＳが値０のアンロック状態になる時点（例えばｔ４）よりも少し前の時点（例えばｔ３）で、出力制御信号ＳＯを値１のオン状態から値０のオフ状態になるように切り替えている。また、状態検出信号ＳＳが値１のロック状態になる時点（例えばｔ５）よりも少し後の時点（例えばｔ６）で、出力制御信号ＳＯを値０のオフ状態から値１のオン状態になるように切り替えている。

　送信波出力オフ制御を含む制御の詳細は以下である。レーダ回路１０では、周波数変調による計測を開始する場合、ＣＰＵ１６からインタフェース回路１７を介して変調制御部２２へ、制御信号Ｃ１の内容の１つとして変調開始信号が送信される。変調開始信号に従い、変調制御部２２において、ＰＬＬ回路２１の変調周波数を制御する。ＣＰＵ１６は、タイマ１５の時間を基準にして、図３の変調周波数波形が終了する前の時点で、出力制御部２４へ、送信波出力信号ＴＸＯＵＴをオフ状態にするための制御信号Ｃ２を送信する。出力制御部２４は、制御信号Ｃ２に従い、出力制御信号ＳＯを増幅器３１へ与える。これにより、送信波出力信号ＴＸＯＵＴがオフ状態になる。

　変調周波数波形を切り替えている途中の遷移時間（休止時間Ｔｒ）では、ＰＬＬ回路２１がアンロック状態である。状態検出部２３は、ＰＬＬ回路２１からのＰＬＬ状態信号ＳＰに基づいてアンロック状態を検出し、対応する状態検出信号ＳＳを出力する。ＣＰＵ１６は、その状態検出信号ＳＳに基づいて、ロック状態からアンロック状態への変化に応じて、送信波出力信号ＴＸＯＵＴをオフにするための制御信号Ｃ２を与える。

　遷移時間を通じてＰＬＬ回路２１が再度ロック状態になると、状態検出部２３がそのロック状態を検出し、対応する状態検出信号ＳＳを出力する。ＣＰＵ１６は、その状態検出信号ＳＳに基づいて、アンロック状態からロック状態への変化に応じて、送信波出力信号ＴＸＯＵＴをオンするための制御信号Ｃ２を与える。

　なお、増幅器３１の出力（増幅）をオン／オフするための出力制御信号ＳＯは、急峻にオン／オフさせた場合、ＡＭ変調（振幅変調）によってスペクトルが広がり、所定の周波数帯域外の信号を出力してしまう恐れがある。これを防ぐために、時間軸で緩やかに出力をオン／オフさせる必要がある。そのため、上記出力制御信号ＳＯでは、オン状態とオフ状態との切り替えの際に傾きを持つ信号となっている。

　［効果等］
　上記のように、実施の形態１のレーダ回路１０等によれば、周波数変調方式を用いて距離Ｄ及び相対速度Ｖを計測する際に、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ、距離分解能を上げることができる。実施の形態１によれば、特に、図３のような波形の設計に基づいて、広い周波数帯域を用いて近距離を好適に検知できる。

　図６及び図７は、実施の形態１の効果等に関して比較例との比較で説明するための図である。図６では、実施の形態１と第１比較例及び第２比較例とで、周波数変調の設計の結果のＦＦＴスペクトルを示す。図６のＦＦＴスペクトルの横軸は、計測対象の物標との距離に比例する値（Distance BIN）であり、図示の左側ほど近距離、右側ほど遠距離を示す。縦軸は、信号処理部１１での周波数解析結果のＦＦＴパワー［dB］を示し、ＦＦＴピークを０dBとした時のＦＦＴ信号強度である。

　図６の（Ａ）は、第１比較例及び第２比較例の結果を示す。実線で示す結果６０１は、第１比較例として、図７の（Ａ）の波形の設計とした場合の特性を示す。破線で示す結果６０２は、第２比較例として、図７の（Ｂ）の波形の設計とした場合の特性を示す。第２比較例は、シミュレーションによる理想的な特性を示す。距離値≒３２の付近には、ＦＦＴパワーのピーク（周波数ピーク）がある。

　図７の（Ａ）の第１比較例の波形の設計では、変調期間ＴＭにおいて、ｎ＝２個のサブ波形（直線部）として第１の直線部７０１及び第２の直線部７０２を有する。第２の直線部７０２の開始周波数Ｆｓ２が第１の直線部７０１の終了周波数Ｆｅ１と同じ場合である（Ｆｓ２＝Ｆｅ１）。２つのサブ波形は同じ傾きｇ０を持つ。図７の（Ｂ）の第２比較例の波形の設計では、対応する同じ変調期間ＴＭにおいて、１個の直線部７００を有し、傾きｇ０を持つ。この波形は、サブ波形には分割されておらず、１本の直線で規定できる理想的な波形である。

　図６の（Ａ）のように、第２比較例の理想的な結果６０２に対し、第１比較例の結果６０１では、ピーク以外の箇所において、ＦＦＴパワーがより大きい。第１比較例の結果６０１では、高周波、即ち遠距離では、第２比較例の理想的な結果６０２に比べて、雑音フロアが増加している。雑音フロアの増加によって、第１比較例では、遠距離の物標を検知する場合にＳＮ比が劣化してしまう課題がある。同様に、近距離や中距離でも雑音フロアが増加している。第１比較例では、第２比較例よりも、雑音フロアが広く、ＳＮ比が低い。

　図６の（Ｂ）は、実施の形態１及び第１比較例の結果を示す。実線で示す結果６０３は、実施の形態１のレーダ回路１０の結果を示し、図７の（Ｃ）の波形の設計とした場合の特性を示し、補間機能が無い場合である。

　図７の（Ｃ）の実施の形態１の波形の設計では、変調期間ＴＭにおいて、ｎ＝２個のサブ波形（直線部）として、第１の直線部３０１、第２の直線部３０２を有する。この設計は、前述の図３でｎ＝２とした場合に対応する。それらの２つの直線部は、基準の直線３００上に配置されており、同じ傾きｇ０を持つ。第２の直線部３０２の開始周波数Ｆｓ２は、第１の直線部３０１の終了周波数Ｆｅ１よりも大きい（Ｆｓ２＞Ｆｅ１）。

　図６の（Ｂ）のように、実施の形態１の結果６０３は、高周波、即ち遠距離で、第１比較例の結果６０１よりも、ＦＦＴパワーがより小さく、雑音フロアの増大が抑えられている。同様に、近距離や中距離でも雑音フロアが抑えられている。即ち、実施の形態１のレーダ回路１０では、第１比較例に比べて、ＳＮ比の劣化が抑制されている効果がある。

　ただし、実施の形態１の結果６０３では、ピーク付近に示すように、サイドローブ６０５が発生している。細かくみると、ピークを含め、３つの山として観察できる。そのため、ＣＰＵ１６の解析処理にもよるが、その３つの山が３つのピークとして判断される可能性もある。ＣＰＵ１６の解析処理上で、このサイドローブ６０５の影響を問題としない場合にはよいが、問題とする場合には改善する必要がある。この改善手段として、実施の形態１の第１変形例の補間機能が挙げられる。

　［変形例（１）－波形補間機能］
　実施の形態１の変形例のレーダ回路１０として以下が挙げられる。

　第１変形例のレーダ回路１０では、図３の受信信号の複数の信号ＩＦのつなぎ合わせのために、間隙の波形を補間する機能を有する。この補間機能は、例えばＣＰＵ１６のソフトウェア処理で実現される。あるいは、ＲＦ回路部１２内に、補間処理を行うための回路部を追加で設けてもよい。

　図３の（Ｃ）は、第１変形例のレーダ回路１０における、受信信号の複数の信号ＩＦとして、補間後の波形を示す。第１変形例のレーダ回路１０は、複数の信号ＩＦのつなぎ合わせの際に、間隙における波形データを補間する。休止時間Ｔｒに対応付けられる各信号ＩＦの間隙において、補間波形を有する。補間波形を、信号ＩＰ１，ＩＰ２，……，ＩＰｎとして示す。

　ＣＰＵ１６では、受信信号ＳＲに基づいた検出信号ＳＦを処理する際に、（Ｃ）のような波形の補間を行い、補間後の信号を用いて、複数の信号ＩＦの部分をつなぎ合わせた信号を作成する。そして、ＣＰＵ１６は、そのつなぎ合わせた信号を用いて、ＦＦＴ等の解析処理を行って、距離Ｄ及び相対速度Ｖ等を計算する。これにより、物標に相対速度があってドップラーシフトによる位相シフトがある場合でも、コヒーレンスを保持したまま、複数の信号ＩＦのつなぎ合わせの不連続点を無くすことができる。これにより、ＣＰＵ１６の解析処理では、ＳＮ比の劣化を抑制しつつ、広い周波数帯域Ｗ１の信号を用いて高い距離分解能で距離Ｄ等を計算できる。

　この波形データの補間は、様々な方式が適用可能である。例えば、過去の波形データを利用して補間する方式、スプライン補間方式、過去の波形データの機械学習によって未来の波形を予測して補間する方式等が適用可能である。例えば、過去の波形データを利用して補間する方式を適用する場合、以下のように実現できる。ＣＰＵ１６は、いずれかのメモリに、受信信号の各信号ＩＦに対応する検出信号を一時的に保持する。ＣＰＵ１６は、メモリに保持した信号ＩＦの波形を用いて、その後の間隙（休止時間Ｔｒ）の波形を補間するための補間波形を作成する。例えば、ＣＰＵ１６は、第１の変調時間Ｔｍ１に対応する信号ＩＦ１の波形、次の第２の変調時間Ｔｍ２に対応する信号ＩＦ２の波形、といったように順に保持する。なお、信号ＩＦの波形には、図示省略するが詳しくは様々な周波数の波形が含まれている。ＣＰＵ１６は、例えば、信号ＩＦ１の波形及び信号ＩＦ２の波形に基づいて、それらの間隙の補間波形の信号ＩＰ１を作成する。ＣＰＵ１６は、信号ＩＦ１の波形を用いて、補間波形の信号ＩＰ１を作成し、信号ＩＦ１の後にその補間波形の信号ＩＰ１を不連続点が無いようにつなげ、かつ、信号ＩＦ２の前にその補間波形の信号ＩＰ１を不連続点が無いようにつなげる。ＣＰＵ１６は、つなぎ合わせ及び補間後の信号を用いて、ＦＦＴ等の解析処理を行う。

　図６の（Ｃ）は、実施の形態１の第１変形例として補間有りの場合の結果を比較で示す。実線で示す結果６０４は、第１変形例の場合の特性を示す。第１変形例の結果６０４では、波形の設計については図７の（Ｃ）と同じであり、受信信号において波形データの補間が行われている。波形データの補間は、過去の波形を再利用して補間波形を作成する方式を用いた。結果６０４では、ピーク付近でサイドローブ６０５は生じていないため、ＣＰＵ１６の解析処理上で、距離計算結果への悪影響等を避けることができる。結果６０４では、各距離において、ＦＦＴパワーは、一点鎖線で示す第１比較例の結果６０１と破線で示す実施の形態１の結果６０３との中間にあり、第１比較例よりも雑音フロアが抑えられている。第１変形例では、ＳＮ比劣化抑制効果とサイドローブ防止効果との両方をバランスよく実現できる。

　［変形例（２）－ステップ形状の波形］
　実施の形態１の変形例のレーダ回路１０として、上記送信信号ＳＴの変調周波数波形の設計に関する変形例を以下に示す。

　図８は、第２変形例のレーダ回路１０において、送信信号ＳＴの変調周波数波形の設計における周波数－時間の特性を図３と同様に示す。基準の直線３００は図３と同じである。直線３００上に、複数（ｎ）の各々のサブ波形として、直線部３０１，……，３０ｎを有する。各直線部を拡大し、（Ａ）、（Ｂ）に示す。（Ａ）は、前述の実施の形態１の図３の波形の場合であり、所定の傾きｇ０を持つリニアの直線である。（Ｂ）は、第２変形例の場合であり、階段形状（ステップ形状）を有する。この第２変形例の波形の設計では、階段の横幅ｈ１である所定の時間、及び縦幅ｈ２である所定の周波数範囲が規定されている。この階段形状の直線部は、概略的にみれば、直線３００に沿っており、（Ａ）の傾きｇ０と同じである。なお、同様に、負の傾きを持つ階段形状も可能である。（Ａ）の実施の形態１の場合、距離分解能の点で有利である。（Ｂ）の第２変形例の場合、相対速度Ｖの検知性能の点で有利である。（Ｂ）の変調を用いる場合、（Ａ）のような変調（リニア周波数変調）を用いる場合よりも、ドップラーシフトの検出が容易であるため、相対速度Ｖを高精度に検知できる。

　［変形例（３）－概略直線状の波形］
　周波数変調の波形の設計は、図３のように完全な直線状の特性に限らず、それに近い略直線状の特性の設計としてもよく、同様及び相応の効果が得られる。上記波形の複数の直線部は、概略的に基準の直線３００に沿って配置されていればよく、直線３００に対してある程度までの許容範囲内で周波数のずれを持って配置されていてもよい。上記波形の複数の直線部は、全体として、直線３００に対する所定の周波数範囲の基準領域内において概略直線状に配置されていればよい。

　図９は、第３変形例のレーダ回路１０における波形の設計を示す。図９の（Ａ）は、図３の実施の形態１の完全な直線状の設計の場合よりも、複数の各直線部の周波数の増加の度合いが小さい概略直線状の設計例を示す。この設計では、基準の直線３００に対し、直線部が次第に少し下にずれる位置に配置されている。この設計では、複数の直線部の間隙（休止時間Ｔｒ）における周波数の増加量に対応する範囲が、図３の場合の範囲よりも小さい。複数の各直線部は、同じ傾きであり、隣り合う直線部の関係は、実施の形態１と同様である。例えば、第１の直線部３０１の終了周波数Ｆｅ１に対し、第２の直線部３０２の開始周波数Ｆｓ２は、前述の条件（Ｆｓ２＞Ｆｅ１）を満たす。この設計で、間隙の周波数範囲を範囲Ｆｙ２とする。範囲Ｆｙ２は、図３の範囲Ｆｙよりも小さい（Ｆｙ２＜Ｆｙ）。これにより、第２の直線部３０２は、直線３００の少し下にずれて配置されている。この増加量及びずれは、所定の許容範囲内にある。許容範囲に対応する周波数範囲を範囲Ｆｚで示す。開始周波数は、この範囲Ｆｚ内にあればよい。

　変調期間ＴＭの全体において、複数の直線部３０１～３０ｎは、概略直線状となっている。破線の三角形で示す領域３５０は、直線３００及び範囲Ｆｚに対応する許容範囲領域（基準領域）を示す。この領域３５０内に複数の直線部が入っていればよい。

　図９の（Ｂ）は、同様であるが、他の設計例として、図３の場合よりも、複数の各直線部の周波数の増加の度合いが大きい略直線状の設計例を示す。この設計では、基準の直線３００に対し、直線部が次第に少し上にずれる位置に配置されている。この設計で、間隙の周波数範囲を範囲Ｆｙ３とする。範囲Ｆｙ３は、図３の範囲Ｆｙよりも大きい（Ｆｙ３＞Ｆｙ）。これにより、第２の直線部３０２は、直線３００の少し上にずれて配置されている。この増加量及びずれは、所定の範囲Ｆｚ内にある。

　［変形例（４）－傾きが変化する波形］
　図１０は、第４変形例のレーダ回路１０における波形の設計を示す。図１０の（Ａ）は、変調期間ＴＭの複数（ｎ）の直線部において、傾きが異なり、時間軸で傾きが次第に増加する設計例を示す。この設計では、複数（ｎ）の直線部は、概略的に、漸増する二次曲線を構成する。隣り合う直線部の周波数の関係は前述と同様である。各直線部の傾きは次第に増加している。例えば、第１の直線部３０１では傾きｇ１、第２の直線部３０２では傾きｇ１よりも大きい傾きｇ２である（ｇ２＞ｇ１）。複数の直線部は、所定の領域３５０内に入っている。同様に、直線部の傾きが減少する設計等も可能である。

　メモリ１３のプログラム及び設定情報において、各実施の形態や各変形例の波形の設計のいずれを適用するかを設定可能である。また、メモリ１３において複数種類の波形の設計のプログラムや設定情報を保持しておき、ユーザ設定や制御に応じてそれらから選択して利用する形態としてもよい。

　（実施の形態２）
　図１１を用いて、本発明の実施の形態２のレーダ回路等について説明する。実施の形態２等の基本的な構成は実施の形態１と同様であり、以下では実施の形態２等における実施の形態１とは異なる構成部分について説明する。実施の形態２は、実施の形態１における送信波出力オフ制御機能を実現する別の形態として、ＲＦ回路部１２内のシーケンス制御で実現する形態を示す。

　［送信波出力オフ制御］
　図１１は、実施の形態２のレーダ回路１０におけるＲＦ回路部１２等の構成を示す。この構成では、ＣＰＵ１６側ではなくＲＦ回路部１２側を主体として、ＰＬＬ回路２１のアンロック状態中の送信波出力オフを制御する。この構成は、図２の構成に対して異なる要素として、ＲＦ回路部１２内に、シーケンス制御部２６、タイマ２５を有する。この構成では、前述の状態検出部２３は不要である。

　タイマ２５は、ＲＦ回路部１２で発生するクロックＣＬＫ２を入力し、そのクロックＣＬＫ２を基準にして時間を計測する。なお、実施の形態２では、ＲＦ回路部１２内のＰＬＬ回路２１の動作時間に基づいて制御する必要があるので、ＣＰＵ１６のタイマ１５ではなく、ＲＦ回路部１２内のタイマ２５を用いる。

　シーケンス制御部２６は、タイマ２５の時間を基準にして、周波数変調のシーケンスを制御するシーケンサである。シーケンス制御部２６は、タイマ２５の時間に基づいて、変調制御部２２及び出力制御部２４の制御内容を時間軸でシーケンス制御する。シーケンス制御部２６は、時間軸上で、信号発生部２０の周波数変調、及び送信波出力オフを制御するための制御信号Ｃ４を生成する。シーケンス制御部２６は、プログラムや設定情報によって予め定められたシーケンス通りに、タイマ２５の時間を基準にした制御信号Ｃ４を生成し、変調制御部２２及び出力制御部２４に送信する。また、シーケンス制御部２６は、ＣＰＵ１６からの指示（制御信号）の通りに、タイマ２５の時間を基準にした制御信号Ｃ４を生成し送信することもできる。制御信号Ｃ４の内容は、変調制御部２２への制御信号と、出力制御部２４への制御信号とを含む。

　実施の形態２のレーダ回路１０における、送信波出力オフ制御のためのシーケンス制御の信号の構成は、図３の（Ａ）の送信信号ＳＴの波形、図５の出力制御信号ＳＯ、及び送信波出力信号ＴＸＯＵＴ等と同様である。即ち、ＰＬＬ回路２１のアンロック状態に対応する休止時間Ｔｒの開始時点では、出力制御信号ＳＯがオフにされ、休止時間Ｔｒの終了時点では、出力制御信号ＳＯがオンにされる。これにより、アンロック状態に対応する休止時間Ｔｒでは、送信波出力信号ＴＸＯＵＴがオフ状態にされ、送信波が送信されない。

　［シーケンス制御の設定］
　実施の形態２のレーダ回路１０では、前述のメモリ１３のプログラム及び設定情報に関する設定機能を用いて、シーケンス制御部２６によるシーケンス制御内容を設定（またはプログラミング）できる。シーケンス制御部２６からの変調制御部２２及び出力制御部２４への制御信号Ｃ４の内容やタイミングを設定可能である。予め、ＰＬＬ回路２１の特性として、ＰＬＬ状態がロック状態とアンロック状態との間で切り替わる時点や遷移時間が把握される。その特性の把握に基づいて、シーケンスが設定される。例えば、製造者が製造時に設定する。例えば、前述の図５の出力制御信号ＳＯのオン／オフのタイミングも設定可能である。例えば、図５のように、サブ波形が終了する少し前の時点（アンロック状態に変わる少し前の時点）で送信波出力信号ＴＸＯＵＴがオフ状態になるように設定可能である。また、サブ波形が開始した少し後の時点（ロック状態に変わって少し後の時点）で送信波出力信号ＴＸＯＵＴがオン状態になるように設定可能である。

　シーケンス制御部２６は、予め設定されているシーケンス、及びタイマ２５の時間に基づいて、現在のＰＬＬ状態を把握して、ＰＬＬ状態に応じた内容の制御信号Ｃ４を出力する。変調制御部２２は、制御信号Ｃ４の内容及びタイミングに従って、前述と同様に変調制御信号ＳＭを用いて周波数変調を制御する。出力制御部２４は、制御信号Ｃ４の内容及びタイミングに従って、前述と同様に出力制御信号ＳＯを用いて送信波出力オン／オフを制御する。

　［効果等］
　上記のように、実施の形態２のレーダ回路１０等によれば、実施の形態１と同様の効果が得られる。実施の形態２では、シーケンス制御によって、ＰＬＬ回路２１のアンロック状態中には不安定な周波数の送信波を輻射しないように制御し、電波法等を満たすことができる。実施の形態２によれば、特に、信号処理部１１側とＲＦ回路部１２側との通信を少なくして距離検知を実現できる。

　なお、実施の形態２の変形例のレーダ回路１０として、実施の形態１と同様に状態検出部２３（またはシーケンス制御部２６自身）を用いてＰＬＬ回路２１のＰＬＬ状態を検出して把握する方式を適用してもよい。この場合、シーケンス制御部２６は、その検出したＰＬＬ状態に応じて、同様に規定のシーケンスを制御する。

　更に、実施の形態２の変形例のレーダ回路１０として、信号発生部２０及びＰＬＬ回路２１の出力の後段の箇所、または信号発生部２０及びＰＬＬ回路２１の内部の箇所に、図１１の出力オフ回路２９を設けた構成としてもよい。出力オフ回路２９は、ＰＬＬ回路２１の出力信号のオン／オフの状態が切り替え可能な回路である。この場合、出力制御部２４は、出力制御信号ＳＯを出力オフ回路２９に与えることで、ＰＬＬ回路２１の出力の送信信号ＳＴをオフ状態にする。

　（実施の形態３）
　図１２～図１５を用いて、本発明の実施の形態３のレーダ回路等について説明する。実施の形態３のレーダシステム１及びレーダ回路１０は、送信側において、複数の送信チャネルを有し、距離計測に係わるモードに応じて使用する送信チャネルを切り替える機能を有する。また、実施の形態３では、受信側において、フェーズドアレイアンテナ構成を有する。即ち、実施の形態３は、フェーズドアレイレーダ（位相配列レーダ）の場合を示す。

　［レーダ回路］
　図１２は、実施の形態３のレーダシステム１及びレーダ回路１０の構成を示す。実施の形態３のレーダ回路１０は、基本構成として、実施の形態２のレーダ回路１０（図１１）と同様にシーケンス制御部２６を用いて制御する構成を適用した場合である。これに限らず、実施の形態３のレーダ回路１０は、実施の形態１のレーダ回路１０（図２）と同様にＣＰＵ１６から制御する構成も適用可能である。

　レーダシステム１は、送信アンテナ４１側において、２つの送信チャネルに対応した２つの送信アンテナを有する。２つの送信チャネルとして、第１送信チャネルＣＨ１、第２送信チャネルＣＨ２を有する。第１送信チャネルＣＨ１用の第１送信アンテナＴＸＡ１、第２送信チャネルＣＨ２用の第２送信アンテナＴＸＡ２を有する。送信チャネルに対応させて、増幅器３１として、第１増幅器ＰＡ１、第２増幅器ＰＡ２を有する。第１増幅器ＰＡ１に第１送信アンテナＴＸＡ１が、第２増幅器ＰＡ２に第２送信アンテナＴＸＡ２が接続されている。第１送信チャネルＣＨ１は、第１増幅器ＰＡ１、第１送信アンテナＴＸＡ１から成る。第２送信チャネルＣＨ２は、第２増幅器ＰＡ２、第２送信アンテナＴＸＡ２から成る。送信チャネルに対応させて、送信波出力信号ＴＸＯＵＴ１，ＴＸＯＵＴ２を有する。ＰＬＬ回路２１からの送信信号ＳＴは、第１増幅器ＰＡ１、第２増幅器ＰＡ２、及び複数（ｋ）のダウンコンバータ３３に入力される。出力制御部２４からの出力制御信号ＳＯとして、出力制御信号ＳＯ１，ＳＯ２を有する。

　実施の形態３のレーダシステム１は、距離計測に係わる２つのモードを設け、モードに応じて２つの送信チャネルを使い分けるように制御する機能を有する。このモードは、検知対象距離の遠近の度合いに応じたモードである。実施の形態３では、モードとして、第１モード、第２モードを設け、それらに対応させて、第１送信チャネルＣＨ１、第２送信チャネルＣＨ２を有する。第１モードは、近距離検知モード（ショートレンジレーダモード：Short range radar mode）であり、第１送信チャネルＣＨ１を用いる。第１モードは、第２モードに対して相対的に近接位置や至近距離にある物標の近距離（短距離）の検知に好適なモードであり、特に、第２モードよりも高い距離分解能で近距離を検知可能とするモードである。第１モードでは、そのための第１波形の設計を用いる。第２モードは、中距離検知モード（ミドルレンジレーダモード：Middle range radar mode）であり、第２送信チャネルＣＨ２を用いる。第２モードは、第１モードに対して相対的に中距離にある物標の中距離の検知に好適なモードである。第２モードでは、そのための第２波形の設計を用いる。変調制御部２２は、シーケンス制御に従い、モードに応じた波形の変調制御信号ＳＭをＰＬＬ回路２１へ与える。

　それぞれのモードで、送信アンテナ４１に要求される指向性や送信出力の大きさが異なる。図１２のように、１つのレーダシステム１において、２つの送信チャネルの構成として、２つのモードによる２種類の距離計測を実現できる。即ち、実施の形態３では、近距離も中距離も両方を好適に検知できる。

　また、実施の形態３では、受信アンテナ４２側において、フェーズドアレイアンテナ５００の構成を有する。フェーズドアレイアンテナ５００は、複数（ｋとする）の受信アンテナとして、受信アンテナＲＸＡ１～ＲＸＡｋを有する。レーダ回路１０は、複数（ｋ）の受信アンテナに対応させて、複数（ｋ）の低雑音増幅器３２｛ＬＮＡ１～ＬＮＡｋ｝、複数（ｋ）のダウンコンバータ３３｛ＤＣ１～ＤＣｋ｝、複数（ｋ）のＡＤＣ３４｛ＡＤＣ１～ＡＤＣｋ｝を有する。複数（ｋ）の受信アンテナに対応させて、複数（ｋ）の受信波入力信号ＲＸＩＮ１～ＲＸＩＮｋ、複数（ｋ）の受信信号ＳＲ１～ＳＲｋ、複数（ｋ）の差分信号ＳＤ１～ＳＤｋ、複数（ｋ）の検出信号ＳＦ１～ＳＦｋを有する。検出信号ＳＦとして複数（ｋ）の検出信号ＳＦ１～ＳＦｋが信号処理部１１に送信される。

　フェーズドアレイアンテナ５００では、複数（ｋ）の受信チャネルのブロックを有し、各受信チャネルは、受信アンテナ４１、低雑音増幅器３２、ダウンコンバータ３３、ＡＤＣ３４から成る。なお、受信チャネルと送信チャネルは別の概念である。フェーズドアレイアンテナ５００の構成では、公知技術として、検出信号ＳＦの処理に基づいて、受信波（到来波）の角度推定が可能であり、それにより物標の方位が検知可能である。レーダシステム１の信号処理部１１は、フェーズドアレイアンテナ５００を用いた検出信号ＳＦに基づいて、物標の方位を計算する。検知情報２０２は、その方位の情報を含む。フェーズドアレイアンテナ５００の受信チャネル数を増やすほど、複数の物標の角度分離が可能となるため、より高精度に物標の角度（方位）を検知可能である。

　なお、実施の形態１等でもフェーズドアレイアンテナ５００の構成を同様に適用可能である。

　［周波数変調］
　図１３は、実施の形態３で、モード毎の送信信号ＳＴの変調期間ＴＭの周波数変調の波形の設計を示す。図１３の（Ａ）は、第１モード用の第１波形を示す。図１３の（Ｂ）は、第２モード用の第２波形を示す。

　（Ａ）の第１波形の構成は、図３の（Ａ）の実施の形態１の波形と同様とした場合である。基準の直線３００上に複数のサブ波形として直線部３０１～３０ｎを有し、全体として周波数帯域Ｗ１を有する。

　（Ｂ）の第２波形の構成は、図１８の（Ａ）の比較例の第１方式の波形と同様とした場合である。複数のサブ波形として直線部９０１～９０ｎを有し、全体として周波数帯域Ｗ０を有する。

　周波数帯域Ｗ１は、周波数帯域Ｗ０よりも広い（Ｗ１＞Ｗ０）。第１モードの波形は第２モードの波形よりも広帯域であるため、相対的に距離分解能を高くでき、近距離の検知に好適である。

　［モード制御（１）］
　実施の形態３のレーダシステム１は、第１モードの使用時には第１送信チャネルＣＨ１をオン状態とし、第２モードの使用時には第２送信チャネルＣＨ２をオン状態にするようにモード切り替えを制御する。

　図１４は、２つのモードの切り替えの制御に係わるタイミングチャート等を示す。図１４では、モード毎に、送信波出力オフ制御に係わる出力制御信号ＳＯ及び送信波出力信号ＴＸＯＵＴの例を示す。図１４は、上から、第１モードの第１送信チャネルＣＨ１の出力制御信号ＳＯ１、第２モードの第２送信チャネルＣＨ２の出力制御信号ＳＯ２、第１モードの第１送信チャネルＣＨ１の送信波出力信号ＴＸＯＵＴ１、第２モードの第２送信チャネルＣＨ２の送信波出力信号ＴＸＯＵＴ２を示す。本例では、第１モードをオン状態（有効）、第２モードをオフ状態（無効）に制御する場合の信号を示す。

　第１モード使用時には、各々のサブ波形に対応する変調期間Ｔｍ毎に、第１送信チャネルＣＨ１の出力制御信号ＳＯ１がオン状態にされ、休止時間Ｔｒ毎にオフ状態にされる。これにより、変調期間Ｔｍ毎に、第１増幅器ＰＡ１からの送信波出力信号ＴＸＯＵＴ１がオン状態になり、ＰＬＬのアンロック状態に対応する休止時間Ｔｒではオフ状態になる。この制御内容は図５と同様である。一方、第２送信チャネルＣＨ２の出力制御信号ＳＯ２がオフ状態にされ、これにより、第２増幅器ＰＡ２からの送信波出力信号ＴＸＯＵＴ２がオフ状態になる。このように、第１モード使用時には、第１送信アンテナＴＸＡ１のみから送信波の電波が輻射される。

　図示しないが、第２モード使用時には、上記と同様で逆の信号となる。即ち、第２モード使用時には、第２送信チャネルＣＨ２の出力制御信号ＳＯ２においてオン／オフが繰り返される信号とされ、第１送信チャネルＣＨ１の出力制御信号ＳＯ１がオフ状態にされる。これにより、第２送信アンテナＴＸＡ２のみから送信波が送信される。第２モードは、例えば、近距離を検知する必要が無く、中距離を検知する際の距離分解能も第１モードの近距離の距離分解能ほど必要無いものとして設計される。そのため、第２モードの波形は、比較例と同様の設計を適用している。これに限らず、第２モードでは、検知対象距離等の設計に応じて、比較例とは異なる波形を適用してもよい。例えば、第２モードで、実施の形態１や変形例の波形と同様で第１モードとは異なる傾きや周波数帯域等の設定とした波形を適用してもよい。

　なお、シーケンス制御部２６またはＣＰＵ１６は、現在の使用するモードを表す制御信号を発生させて、モード切り替えを制御してもよい。

　実施の形態３の変形例として、２つのモード及び送信チャネルの構成に限らず、３つ以上のモード及び送信チャネルの構成が可能である。例えば、追加で、第３モードとして、遠距離検知モード、及び対応する第３送信チャネルを設けてもよい。この場合、第３送信アンテナとしては、遠距離の検知に好適な、アンテナ利得が高いものが用いられる。他のモード及び送信アンテナとしては、輻射ビームを絞った狭角照射モード等に対応できるものを用いてもよい。このように、各モードに応じて波形及び送信チャネルを切り替える構成によって、１つのレーダシステム１で、各種の距離を好適に検知でき、高機能のレーダシステム１を提供できる。

　［モード制御（２）］
　実施の形態３のレーダシステム１は、モードの切り替えの方式としては、以下が適用可能である。まず、予め、複数のモードをシーケンシャルに切り替えるように、プログラムや設定情報で設定しておく方式が可能である。例えば、シーケンス制御部２６（またはＣＰＵ１６）は、その設定に基づいて、時間軸で所定時間毎や所定時点でモードを切り替えるように制御信号を生成する。

　図１５は、モード切り替え制御の例を示す。図１５の（Ａ）は、第１例として、予めの設定に基づいて時分割で２つのモードを切り替える場合の時間遷移を示す。例えば、所定時間毎に、第１モード、第２モードが交互に使用されている。予め、第１モード期間、第２モード期間としてモード継続時間等が設定されており、その設定は可変である。なお、２つのモードの切り替えの際の間に所定の切り替え遷移中時間Ｔｓｗを有する。切り替え遷移中時間Ｔｓｗでは、前述の周波数変調の波形の設定や使用する送信チャネルの設定が切り替えられる。このような時分割のモード切り替え制御によって、近距離及び中距離の２種類の距離を殆ど同時に所定の精度で検知できる。

　図１５の（Ｂ）は、モード切り替え制御の第２例として、上位システムからの指示等に応じたタイミングでモードを切り替える場合を示す。例えば、上位システムである車載システム１００のＥＣＵ１０１から、レーダシステム１の信号処理部１１へ、距離計測に係わるモード、または指示、または他の情報が入力される。ＣＰＵ１６は、その入力情報に従って、複数のモードを切り替える。

　（Ｂ）の例では、ある第１時点ｔｘ１で、ＣＰＵ１６は、ＥＣＵ１０１から指示等の情報を入力している。その情報は、例えば、第２モードを使用する指示である。ＣＰＵ１６は、その指示に応じて、第２モードへ切り替えるように、ＲＦ回路部１２へ制御信号を与える。これにより、所定の切り替え遷移中時間Ｔｓｗ後に第２モードがオン状態になる。また、その後、第２時点ｔｘ２で、ＣＰＵ１６は、ＥＣＵ１０１から指示等の情報を入力している。その情報は、例えば、第１モードを使用する指示である。ＣＰＵ１６は、その指示に応じて、第１モードへ切り替えるように、ＲＦ回路部１２へ制御信号を与える。これにより、所定の切り替え遷移中時間Ｔｓｗ後に第１モードがオン状態になる。このようなモード切り替え制御によって、上位システムの都合に合わせて、任意時点で、近距離及び中距離の距離計測が実現できる。

　上位システムからの入力情報は、直接的なモードの指示に限らず可能である。例えば、ＣＰＵ１６は、ＥＣＵ１０１からの車速等の入力情報に基づいて、いずれのモードを使用するべきか判断処理を行って、モードを切り替えてもよい。また、ＣＰＵ１６は、上位システムからの指示等の入力情報が無い場合でも、自らの判断に基づいて、モードを切り替えるようにしてもよい。また、指示や設定に応じて、複数のモードのうちの特定のモードを使用し続けることも勿論可能である。

　図１５の（Ｃ）は、モード切り替え制御の第３例として、車載システム１００のレーダシステム１において、ＥＣＵ１０１からの車速（自車速度、Vehicle speed）の入力情報に基づいて、ＣＰＵ１６が自動的に判断して２つのモードを切り替える制御例を示す。（Ｃ）で、上側には車速［m/sec］の時間遷移例を示し、下側には対応するモードの切り替え例を示す。

　ＣＰＵ１６は、入力された車速を基準にして、その大小に応じて、２つのモードを切り替える。本例では、その際、ＣＰＵ１６は、車速の閾値を用いたヒステリシス制御によって２つのモードを切り替える。本例では、第１閾値Ｈ１、第２閾値Ｈ２を示す（Ｈ１＜Ｈ２）。ＣＰＵ１６は、第１モードの状態から車速が第２閾値Ｈ２を上回る場合には第２モードを使用し、第２モードの状態から車速が第１閾値Ｈ１を下回る場合には第１モードを使用するように切り替える。なお、閾値近辺で車速が上下に変化する場合に頻繁にモード切り替えが起こってしまうことを避けるため、公知のヒステリシス制御を用いている。本例では、最初、車速が比較的高い状態であるため、第２モードで中距離の検知が行われている。ある時点ｔｙ１で車速が第１閾値Ｈ１を下回っている。これにより、第２モードから第１モードに切り替えられて、第１モードで近距離の検知が行われている。その後のある時点ｔｙ２で車速が第２閾値Ｈ２を上回っている。これにより、第１モードから再び第２モードに切り替えられている。

　このようなモード切り替え制御によって、走行時の車速の状態に応じて検知対象距離を変えて的確に検知できる。比較的低速走行時には、第１モードで近距離を対象に検知でき、比較的高速走行時には、第２モードで中距離を対象に検知できる。例えば、駐車場でスペースに自車を駐車する際に、近接位置にある他車等の物体との近距離を、比較的高い距離分解能で検知できる。車載システム１００は、レーダシステム１によって検知したその近距離の情報を用いて、例えば駐車運転制御としてブレーキ等の制御を行うことができる。利用する入力情報は、車速に限らず、他のセンサの検出情報等を用いて同様にモード切り替え制御が可能である。

　［効果等］
　上記のように、実施の形態３のレーダ回路１０等によれば、実施の形態１や２と同様の効果が得られる。実施の形態３によれば、特に、検知対象距離の大きさ（遠近）に応じた好適な波形のモードを使用して好適な距離検知が実現できる。また、その検知距離を上位システムで利用して好適な制御が実現できる。

　距離と変調周波数との関係等について補足する。上記第１モードの例のように、比較的近距離を検知対象とする場合、距離分解能をなるべく高くしたい。例えば、自車が比較的低速で走行している状態で、自車に対して比較的近接位置にある他車等の物体との近距離を検知する場合、従来技術例であれば数十ｃｍ～数ｃｍの距離分解能である。それに対し、実施の形態１～３を用いることで、数ｃｍ以下の距離分解能が実現できる。図３のように、複数のサブ波形の組み合わせによる波形の設計によって、周波数変調の広帯域を確保して、距離分解能を高めることができる。

　上記第２モードの例のように、比較的中距離を検知対象とする場合、上記第１モードの近距離の場合ほどの距離分解能は必須ではない。そのため、前述の比較例のような波形も適用できる。第２モードの場合、変調周波数が狭帯域であるため、周波数変調時間が短くて済む利点もある。物標の相対速度Ｖが大きい場合には第２モードの方が検知しやすい。

　実施の形態３のレーダ回路１０等の変形例として、以下も可能である。モード及び送信チャネル毎に、独立した回路部を設けてもよい。例えば、第１モード用に第１ＰＬＬ回路及びその設定回路等を設け、第２モード用に第２ＰＬＬ回路及びその設定回路等を設けてもよい。それらの複数の系統の回路部の出力が１つに合流される。モードに応じて出力が切り替えられる。変調期間ＴＭの複数のサブ波形の設計についても、並列の複数の回路部を用いて実現してもよい。例えば、第１の直線部の周波数変調は第１ＰＬＬ回路等で実現され、第２の直線部の周波数変調は第２ＰＬＬ回路等で実現されるといった構成である。

　以上、本発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明は前述の実施の形態に限定されず、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。実施の形態の構成要素の追加や削除、分離や併合、置換、組合せ等が可能である。実施の形態の機能等は、一部または全部が集積回路等のハードウェアで実現されてもよいし、ソフトウェアプログラム処理で実現されてもよい。各ソフトウェアは、製品出荷時点で予め装置内に格納されていてもよいし、製品出荷後に外部装置から通信を介して取得されてもよい。実施の形態の具体例の数値や形状は一例である。本発明は、車載システムに限らず、各種の用途に適用可能である。

　１…レーダシステム、１０…レーダ回路、１１…信号処理部、１２…ＲＦ回路部、１３…メモリ、１４…設定インタフェース部、１５…タイマ、１６…ＣＰＵ、１７…インタフェース回路、２０…信号発生部、２１…ＰＬＬ回路、２２…変調制御部、２３…状態検出部、２４…出力制御部、３１…増幅器、３２…低雑音増幅器、３３…ダウンコンバータ、３４…ＡＤＣ、４１…送信アンテナ、４２…受信アンテナ、１００…車載システム。

Claims (15)

1. 　周波数変調方式を用いて物標との距離及び前記物標の相対速度を検知するレーダ回路であって、
   　送信波のための送信信号を発生する信号発生部と、
   　前記送信信号の周波数変調を制御する変調制御部と、
   　前記送信波に対する受信波の受信信号と前記送信信号との差分周波数に基づいた検出信号を検出する受信側回路部と、
   　前記検出信号に基づいて解析処理を行って前記距離及び前記相対速度を計算する信号処理部と、
   　を備え、
   　前記送信信号の周波数変調の波形は、変調周波数の傾きが正または負である、複数（ｎ）のサブ波形を有し、
   　前記複数（ｎ）のサブ波形のそれぞれの隣り合うサブ波形において、前記傾きが正の場合には、後のサブ波形の開始周波数が、前のサブ波形の終了周波数よりも大きく、前記傾きが負の場合には、前記後のサブ波形の開始周波数が、前記前のサブ波形の終了周波数よりも小さい、
   　レーダ回路。
2. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記送信信号は、１回の変調期間において、前記波形の前記複数のサブ波形の組み合わせによる所定の周波数帯域を実現し、前記波形を複数（Ｎ）回繰り返す信号である、
   　レーダ回路。
3. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記波形の前記複数のサブ波形は、基準直線上に配置されている、または前記基準直線に対して所定の周波数範囲の基準領域内において概略直線状に配置されている、
   　レーダ回路。
4. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記送信波の出力のオン／オフを制御する出力制御部を備え、
   　前記出力制御部は、前記信号発生部のＰＬＬ回路のロック状態の時に前記送信波の出力をオン状態にし、アンロック状態の時に前記送信波の出力をオフ状態にするように制御する、
   　レーダ回路。
5. 　請求項４記載のレーダ回路において、
   　前記複数のサブ波形の隣り合うサブ波形の間に、前記アンロック状態に対応した休止時間を有し、
   　前記出力制御部は、前記休止時間の時に前記送信波の出力をオフ状態にするように制御する、
   　レーダ回路。
6. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記信号処理部は、タイマの時間に基づいて、前記周波数変調を制御するための制御信号を生成し、前記変調制御部へ与える、
   　レーダ回路。
7. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記周波数変調を制御するためのシーケンス制御部を備え、
   　前記シーケンス制御部は、前記信号処理部とは異なる高周波回路部内のタイマの時間に基づいて、前記周波数変調を制御するための制御信号を生成し、前記変調制御部へ与える、
   　レーダ回路。
8. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記受信信号における前記複数のサブ波形に対応する複数の信号の間隙時間の波形データを補間し、
   　前記信号処理部は、前記複数の信号をつなぎ合わせた信号を用いて前記解析処理を行う、
   　レーダ回路。
9. 　請求項１記載のレーダ回路において、
   　前記サブ波形は、所定の時間幅及び周波数幅を単位とするステップ形状を有する、
   　レーダ回路。
10. 　請求項１記載のレーダ回路において、
    　複数の送信アンテナに対応させた複数の送信チャネルを持つ送信側回路部を備え、
    　前記変調制御部は、前記送信信号の前記波形として、第１波形及び第２波形を含む複数種類の波形を制御し、
    　第１モードの時には、前記第１波形による前記送信信号に基づいて、第１送信アンテナから前記送信波を送信させ、第２モードの時には、前記第２波形による前記送信信号に基づいて、第２送信アンテナから前記送信波を送信させる、
    　レーダ回路。
11. 　請求項１０記載のレーダ回路において、
    　前記第１波形による前記送信波は、第１周波数帯域を有し、前記第２波形による前記送信波は、第２周波数帯域を有し、前記第１周波数帯域は、前記第２周波数帯域よりも広く、
    　検知対象距離または上位システムからの入力情報に応じて、前記第１モード、前記第２モードを切り替える、
    　レーダ回路。
12. 　請求項１０記載のレーダ回路において、
    　前記第１波形による前記送信波は、第１周波数帯域を有し、前記第２波形による前記送信波は、第２周波数帯域を有し、前記第１周波数帯域は、前記第２周波数帯域よりも広く、
    　時分割で、前記第１モード、前記第２モードを切り替える、
    　レーダ回路。
13. 　請求項１０記載のレーダ回路において、
    　前記第１波形による前記送信波は、第１周波数帯域を有し、前記第２波形による前記送信波は、第２周波数帯域を有し、前記第１周波数帯域は、前記第２周波数帯域よりも広く、
    　上位システムからの車速を含む入力情報に応じて、前記第１モード、前記第２モードを切り替える、
    　レーダ回路。
14. 　周波数変調方式を用いて物標との距離及び前記物標の相対速度を検知するレーダシステムであって、
    　レーダ回路、送信アンテナ、及び受信アンテナを有し、
    　前記レーダ回路は、
    　送信波のための送信信号を発生する信号発生部と、
    　前記送信信号の周波数変調を制御する変調制御部と、
    　前記送信波に対する受信波の受信信号と前記送信信号との差分周波数に基づいた検出信号を検出する受信側回路部と、
    　前記検出信号に基づいて解析処理を行って前記距離及び前記相対速度を計算する信号処理部と、
    　を備え、
    　前記送信信号の周波数変調の波形は、変調周波数の傾きが正または負である、複数（ｎ）のサブ波形を有し、
    　前記複数（ｎ）のサブ波形のそれぞれの隣り合うサブ波形において、前記傾きが正の場合には、後のサブ波形の開始周波数が、前のサブ波形の終了周波数よりも大きく、前記傾きが負の場合には、前記後のサブ波形の開始周波数が、前記前のサブ波形の終了周波数よりも小さい、
    　レーダシステム。
15. 　周波数変調方式を用いて物標との距離及び前記物標の相対速度を検知するレーダ回路に処理を実行させるレーダプログラムであって、
    　前記レーダ回路に実行させる処理として、
    　送信波のための送信信号を発生する信号発生処理と、
    　前記送信信号の周波数変調を制御する変調制御処理と、
    　前記送信波に対する受信波の受信信号と前記送信信号との差分周波数に基づいた検出信号を検出する受信側処理と、
    　前記検出信号に基づいて解析処理を行って前記距離及び前記相対速度を計算する信号処理と、
    　を有し、
    　前記送信信号の周波数変調の波形は、変調周波数の傾きが正または負である、複数（ｎ）のサブ波形を有し、
    　前記複数（ｎ）のサブ波形のそれぞれの隣り合うサブ波形において、前記傾きが正の場合には、後のサブ波形の開始周波数が、前のサブ波形の終了周波数よりも大きく、前記傾きが負の場合には、前記後のサブ波形の開始周波数が、前記前のサブ波形の終了周波数よりも小さい、
    　レーダプログラム。

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