JP5130034B2 - 電子走査式レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子走査式レーダ装置に係わり、特に、車載用のFM-CW方式の電子走査式レーダ装置において、受信信号に含まれる干渉信号を抑圧することのできる電子走査式レーダ装置に関する。

図１は、FM-CWレーダ方式における送受信信号と、ミキシング処理の原理を示すタイムチャート、図２は、対向車線を有する道路環境の一例を示す平面図、図３の（ａ）（ｂ）は、レーダ装置において、他車からの干渉信号が受信された場合の、自車での信号処理状態示す図である。

自動車の衝突事故防止や車間制御のために、先行する車両などの前方物標に対する距離・速度・方位を計測する車載レーダが開発されている。

前方物標に対する距離と相対速度を計測する手法としては、信号処理回路構成が簡易であるなどの理由からFM-CWレーダ方式が採用され、また、方位を計測するために電子走査方式を利用している（例えば、特許文献１参照）。

FM-CW方式では、図１（ａ）に示すように、送信アンテナより直線的に周波数が変化する送信波Ｔｘを、図２に示すように、自車５１の車輌中心ＣＬを中心に左右方向に所定の角度にわたり扇状に送信する。この扇状に送信された送信波Ｔｘは物標（たとえば対向車５２）に反射し、この反射信号Ｒｘ１を受信することで扇状の領域の走査が行われる。そして、この反射信号である受信信号Ｒｘ１と送信信号Ｔｘとのミキシングを行う。このミキシングにより、送受信信号の周波数差（ビート周波数ｆｂ）を成分とする図１（ｂ）に示すビート信号Ｓが生成される。このビート信号Ｓの周波数が物標からの往復伝播遅延時間Δｔに比例していることを用いて距離を換算する。

方位を計測する方式として、短時間で全方位の走査処理が可能ものとして、前述した電子走査方式がある。電子走査方式では、対象からの反射波をある規則により配置された複数のアンテナ素子（アレーアンテナ）で受信する。この受信データのチャンネル間には、各アンテナに対する物標の方位α、各アンテナの配置位置及び受信信号周波数によって決定される時間差が生じている。この時間差（または位相差）から物標の方位検出ができる。たとえばこのような方式を具現化する手法としてデジタルビームフォーミング（DBF）が知られている。DBFでは受信データをＡＤ変換器でデジタル化した後、各チャネルとベクトルデータ（モードベクトル）との相関をとることで方位検出をおこなう（例えば、非特許文献１参照）。

ところで、車載レーダ装置搭載車両が多数往来するような、例えば図２に示すような道路環境では、対向車線を走行する車両５２に搭載されたレーダから送信される電波Ｒｘ２が自車に搭載したレーダへ混入することで、自車において放射した電波（送信波）Ｔｘの物標での反射信号Ｒｘ１と対向車からの電波（対向車の送信波）Ｒｘ２との干渉が生じる。特に他車搭載レーダの送信アンテナからの直接送信波は電力レベルが大きい。更に、他車搭載レーダの変調方式がFM-CWなどの狭帯域信号の場合、その電力レベルは大きいものとなる。大きな電力レベルの干渉信号は、計測精度を劣化させる主要因となりうる。

このような状況では、受信信号中に含まれる干渉成分を抑圧することが有効である。たとえば、特定方位からの成分を抑圧するフィルタを利用して干渉成分を抑圧する方法が提案されている。（例えば、非特許文献２参照）
菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」，科学技術出版，1998 年）。 論文：Adaptive Mainbeam JammingSuppressionfor Multi-Function Radars, T.J. Nohara 他著」） 特開平１１−１３３１４２号公報

しかしながら、FM-CW方式の電子走査式レーダでは当方法を直接適用することが困難となる。これを以下説明する。

他車からの干渉信号成分の変調方式がFM-CW方式やCW方式の場合、図３（ｂ）に示すように、自車において放射した電波（送信信号）Ｔｘの物標での反射信号Ｒｘ１は送信信号Ｔｘと同じ周波数変調となるため、ミキシング後のビート周波数は時間に対してほぼ一定となり、これが所望信号に対応するビート信号である。これに対して、干渉波である対向車からの送信波Ｒｘ２（以下干渉波という）は他車搭載のレーダからの信号であるため、自車において放射した送信信号Ｔｘの物標での反射信号Ｒ×１と同じ周波数変調とはならない。例えば、変調周波数幅や変調速度が規格上異なっていたり、たとえばこれら規格が対向車等に搭載されたレーダと自車レーダとが同等であっても製造上等のレーダ固体差による周波数変調差等により反射信号Ｒｘ１と干渉波Ｒｘ２とは全く同じ周波数変調となる可能性はほぼあり得ない。よって、図３（ａ）から分かるように、この他車からの干渉波Ｒ×２のビート周波数は時間に対して遷移する。すなわち、このように時間に対して周波数が遷移、言い換えれば時間に対して周波数が変化する状況を示す情報が周波数スペクトルの時間遷移情報であり、干渉波によってこの信号を周波数分析するなら、それは広帯域の信号成分として現れることとなる。

更に、図３（ａ）および（ｂ）にから分かるように、時間に対して遷移している干渉波Ｒ×２のビート周波数は、干渉波Ｒ×２の周波数と送信波Ｔｘの周波数が交差する点を前後してゼロにて折り返す（反転する）。この折り返した周波数成分については折り返し前の周波数の符号が反転したものとなり、結果として、図２及び図３（ａ）に示す、本来の干渉成分である干渉波Ｒｘ２の到来方位αとその到来方位が反転した方位−αからの電波Ｒｘ３（実際は、到来していない電波）と区別が付かなくなる。このような周波数の時間変動する折り返し信号に対しスナップショット毎の受信データで方位検出処理を行っても干渉信号成分として一定の方位に出現しない。このように、ビート信号として広帯域に広がることで干渉波Ｒ×２のビート周波数がゼロで反転し、これによって方向が判別できなくなる干渉信号に対し、方位を利用した干渉抑圧処理の適用は困難であった。

そこで、本発明は、FM−CW方式のレーダにおいても干渉抑圧が可能な電子走査式レーダ装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、連続波からなる送信信号を放射自在な送信アンテナ、チャンネルに対応するアンテナ素子からなる受信アンテナ、前記アンテナ素子で受信される受信信号と前記送信信号をミキシングしてビート信号を得るミキサ、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてＮ個のサンプリングデータからなる受信データを得るＡＤ変換器、前記ＡＤ変換器によりサンプリングされた前記受信データに基づいて物標との距離あるいは/および相対速度を検出する物標検出部、を有する電子走査式レーダ装置において、前記チャンネルは複数存在し、この複数のチャンネルに対応する各アンテナ素子からなる複数の受信アンテナを備え、前記ミキサは前記各アンテナ素子でそれぞれ受信される受信信号と前記送信信号をミキシングして前記各アンテナ素子についてのビート信号を得るために複数備えられ、前記ＡＤ変換器は前記複数のミキサで得られた各チャンネルのビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして前記各アンテナ素子に対応した各チャンネルあたりＮ個のサンプリングデータからなる受信データを得るために複数設けられており、前記サンプリングされたＮ個のサンプリングデータからなる受信データを時間方向に連続したＭ（＜Ｎ）個のサンプリングデータからなる、（Ｎ−Ｍ＋１）個のデータに切出すデータ切出し部、前記（Ｎ−Ｍ＋１）個のデータの周波数スペクトルを算出する周波数スペクトル算出部、前記周波数スペクトルから干渉波の干渉成分周波数を検出する干渉周波数検出部、前記干渉成分周波数に対してデジタルビームフォーミング処理を行って前記干渉成分周波数について方位方向の電力のピークを抽出するピーク方向抽出部、前記ビート信号から前記干渉周波数検出部にて検出された干渉成分周波数を除去する干渉成分除去部、前記干渉成分除去部は、前記受信信号に対応するビート信号と前記干渉波に対応するビート信号とが交差する部分のビート信号のうち、当該受信信号と同方向からの干渉波に対応するビート信号が当該受信信号に対応するビート信号と交差する部分のみを除去するフィルタを用い、前記干渉成分が除去された前記データ切出し部にて切出されたデータをマージして切り出し前の長さのデータに復元するバッファ部、前記バッファ部にて復元されたデータに基づいて前記物標の距離あるいは/および相対速度を検出する構成を備えることを特徴とする。

なお、請求項２に記載のように、データ切出し部は、前記Ｍ個のサンプリングデータが前記サンプリング周波数にてサンプリングされた場合に前記連続したＭ個のサンプリングデータ中では実質的に周波数が変化しないように当該Ｍを設定することが有益である。

さらに請求項３に記載のように、前記データ切出し部で切出されたデータに作用する射影行列のフィルタを用いることも有益である。

請求項４に記載のように、干渉周波数検出部を、前記周波数スペクトルの時間遷移情報に基づいて前記干渉波成分周波数を検出するように構成することも有益である。

さらに請求項５に記載のように、干渉周波数検出部は、前記周波数スペクトルの電力値が最大となる成分を前記干渉波成分周波数として検出するように構成することも有益である。

請求項１の発明によれば、サンプリング後のサンプリングデータを少なくとも２つ以上の連続した切出しデータとしている。これにより、ビート信号を時間的に推移した情報、すなわち少なくとも２つのタイミング以上での情報として捉えることができるため、干渉周波数成分において時間に対する干渉波の周波数変化を推定することができる。さらに干渉成分除去部が推定された干渉成分周波数を除去すれば干渉波の影響を抑制できる。
なお、受信が１チャンネルの場合には機械的に送受信の方向（角度）を振ることが必要であるが、本発明のように、複数の受信アンテナを備えれば、機械的な機構等が不要である。
また、ＤＢＦを用いて方位情報が分かれば、本来の受信波の到来方位と干渉波の到来方位とが判別できる。しかしながら到来方位が同じである場合には干渉波か受信波かの判別はつかないため、この観点で干渉波を除去すれば、干渉の影響を抑圧できる。

請求項２の発明では、Ｍ個のサンプリングデータ中では実質的に周波数が変化しないようにＭを設定しているため、サンプリング後の干渉周波数成分の時間に対する周波数変動が切出したサンプリングデータにおいてはほとんど無い状態であり、その時間区分の中で干渉成分のビート周波数を一層適切に検出することが可能となる。

また、請求項３に記載の如く、フィルタに、干渉波を除去可能な射影行列を用いれば、より精度よく干渉波の影響を抑制できる。

さらに、請求項４の発明によれば、干渉成分のビート周波数を適正に検出するために、干渉周波数の時間遷移情報を用いる。具体的には、前述のように、物標での反射波Ｒｘ１のビート周波数は、時間に対してほぼ一定となる。これに対して、干渉波Ｒｘ２は別のレーダからの信号であるため、ビート周波数は時間に対して遷移する。例えば、図３（ａ）に示すように、他車搭載レーダが当該レーダとは異なる変調傾きであった場合、ビート周波数は一次直線的に遷移する。そこでビート周波数の遷移に着目し、ある一定以上の遷移が発生した場合に干渉成分と判定すれば、精度よく検出できる。

また、請求項５の発明によれば、干渉成分のビート周波数を適正に検出するために、干渉周波数の電力情報を用いる。具体的には、干渉波の電力が物標からの反射波に比べて大きい場合に、計測精度を大きく悪化させる。そこで、電力が大きい場合、つまりピークが最大になる周波数を干渉成分として検出させれば、精度よく効率的に検出できる。

以下、図面に基づき、本発明の第１の実施形態を説明する。

図４は、本発明の一実施形態である電子走査式レーダ装置１を示す構成図である。このレーダ装置１は、連続波（ＣＷ）に周波数変調（ＦＭ）を掛けた送信信号Ｔｘを用いるＦＭ−ＣＷレーダ装置である。また、受信用アレーアンテナ８においてデジタルビームフォーミング処理を行うＤＢＦレーダ装置である。このレーダ装置１は、自動車に搭載されるいわゆる車載用レーダ装置であり、前方を走行する車輌（物標）までの距離やその相対速度などを検知するものである。このレーダ装置１の検知結果は、車輌走行の制御情報等に利用される。送信電波にはマイクロ波が用いられている。

このレーダ装置１は、送受信部４を有しており、送受信部４は、タイミング発生器５０に接続された中心周波数がｆ０（たとえば７６ＧＨｚ）の発振器２と、アンプ３と、送信アンテナ５とを備えている。発振器２は、図示しない変調用の直流電源から出力される制御電圧によって、周波数ｆ０の搬送波に対して周波数変調幅ΔＦの三角波変調を掛けた信号、すなわち周波数ｆ０±ΔＦ／２の被変調波（送信波Ｔｘ）を出力する。被変調波はアンプ３で増幅され、送信アンテナ５から電磁波として放射される。なお、送信波Ｔｘの一部は受信検波用のローカル信号としてミキサ１０に出力される。送信用アンテナ５は水平方向に所望の指向性を持たせるために、例えば図示しない４つの要素アンテナから構成されている。

送受信部４に設けられた受信用アレーアンテナ８は、第１チャネル（♯１）から第Ｋチャネル（♯Ｋ）までの各チャネルに対応するＫ個の直線等間隔アレーアンテナ素子６を備えている。各アンテナ素子６はそれぞれ２つの要素アンテナで構成され、送信アンテナ１３と同様に水平方向に固定の指向性を持たせている。

各アンテナ素子６からの受信波Ｒｘ（１〜Ｋ）は、ＲＦアンプ９でそれぞれ増幅され、ミキサ１０により分配された送信波Ｔｘとミキシングされる。このミキシングにより受信信号Ｒｘはダウンコンバートされ、図１（ｂ）に示すように、送信波Ｔｘと受信波Ｒｘ（１〜Ｋ）との差信号であるビート信号Ｓが生成される。受信波Ｒｘ（１〜Ｋ）及び送信波Ｔ_Ｘに基づいてビート信号Ｓを得る処理の詳細は、例えば特開平１１−１３３１４２号公報などで述べられている公知技術なので、本明細書ではその詳細な説明は省略する。

ところで、三角波変調ＦＭ−ＣＷ方式では、相対速度が零のときのビート周波数をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、周波数が増加する区間（アップ区間）のビート周波数をｆｂ１、周波数が減少する区間（ダウン区間）のビート周波数をｆｂ２とすると、
ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（１）
ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ …（２）
が成り立つ。

従って、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に測定すれば、次式（３）及び（４）からｆｒおよびｆｄを求めることができる。
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（３）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（４）
相対速度が零のときのビート周波数ｆｒおよびドップラ周波数ｆｄが求まれば、目標物の距離Ｒと速度Ｖを次の（５）（６）式により求めることができる。
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（５）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（６）
ここに、Ｃは光の速度、Ｆ０は中心周波数、ΔＦは周波数ｆ０の搬送波に対して周波数変調幅、ｆｍはＦＭ変調周波数である。

生成された各アンテナ素子６毎のビート信号Ｓ３は、各アンテナ素子６毎に設けられたローパスフィルタ１２を経由して、A／D変換器１３にてサンプリング周波数ｆで、１スナップショット当たりN個のサンプリングデータとしてそれぞれサンプリング量子化される。そして次式のようなK（チャンネル）×N個の受信データＤＴ１としてバッファ部１４へ蓄積され、物標検出部１７に出力される。なおこの受信データＤＴ１は後述する受信データＲＤがＫチャンネル分まとめられたものに相当する。

物標検出部１７は、図４に示すように、干渉抑圧部３０，ビート周波数検出部３１及び方位検出部３３を有しており、干渉抑圧部３０は、短時間データ切り出し部１９，周波数スペクトル算出部２０，干渉周波数検出部１８，ＤＢＦ（デジタルビームフォーミング）処理部２２、最大ピーク方向抽出部２３、干渉方向成分除去部２６及びバッファ部２７を有している。

短時間データ切り出し部１９では、図５に示すように、各アレーアンテナ素子６に対応する各チャンネルについて、それぞれ時間方向にサンプリングデータがN個（例えば、１０２４個／スナップショット）蓄積された受信データＲＤを、次式のような時間方向にサンプリングデータがM個（例えば、３２個、変動可）づつの短いデータＳＤに切出す。そして切り出した短時間データＳＤを行列形式にならべ直す。なお、並べなおした切出しデータを式８に示す。

次に、周波数スペクトル算出部２０では、短時間に切り出したデータに対して各々に図６及び式（９）に示すように、離散フーリエ変換を行い周波数領域へのデータＭｆに変換して、周波数スペクトルを演算算出する。式９に短時間フーリエ変換データＹを示す。

干渉周波数検出部１８では、Kチャンネル分の離散フーリエ変換後の電力の平均を求め、図７に示すように、さらにその周波数方向のピークを一つ以上検出しそのピークの平均電力レベルが最大となる周波数をもって、各時刻tｎでの干渉成分の瞬時ビート周波数（干渉成分周波数）として求める。この瞬時ビート周波数（干渉成分周波数）を式１０のように定義する。

式１０のように表される干渉成分周波数を数式化したものが式１１である。

次に、ＤＢＦ処理部２２では、短時間フーリエ変換データYに対して公知のDBF（デジタルビームフォーミング）処理を行う。DBF処理詳細については、非特許文献１に詳しい説明がある。ここでθはDBF走査する方位を表す。

式１２に示すＺ[t](θ)はDBF処理によるスペクトルを表す。

次に、最大ピーク方向抽出部２３で、干渉成分の周波数について、ＤＢＦ処理で得られたエネルギが最大となる方位方向のピーク値を式１３を用いて検出する。

次に、干渉方向成分除去部２６では、求められた方位方向のピーク（周波数方向のピーク）から干渉成分の到来方向の絶対値を公知の演算手法で推定する。これにより得られる干渉成分の到来方向は、図２、図３（ａ）及び（ｂ）に示すように、車輌中心ＣＬ（送信信号Ｔｘの電子走査における走査中心）に対して対称な方位角αを有する干渉波Ｒｘ２又はＲｘ３のどちらか一方であるが、どちらであるかは確定出来ない値であることから、「到来方向の絶対値」と称する。これは、図３（ａ）に示すように、送信信号Ｔｘに線対称な干渉波Ｒｘ２及びＲｘ３は、ミキシング後に、図３（ｂ）に示すように、同じ干渉波パターンとなるからであり、これにより、例えば、演算で得られる到来方向がθ_Ｔ＝αだとしても、実際の到来方位は、図２に示す方位θ＝α又は−αのどちらの方位でも取ることが出来るのである。

しかし、干渉方向成分除去部２６では、干渉成分の到来方向を確定することなく、次のような干渉成分を抑圧する射影行列ｈ[ｔ]を式１４、１５に基づき時刻ごとに生成する。

ここでｈ[ｔ]の定義は式１５に示す

であり、Wk(θ)は方位θに対するＤＢＦの重み（ステアリングベクトル）である。

これを、元の受信データＳＤ（図５参照）に施すことにより、干渉成分抑圧処理後の受信信号Xc[ｔ]を得ることができる。

受信信号Xc[t]は、バッファ部２７で、干渉信号成分が抑圧された短時間データＳＤ、即ちｘ_C[t]を、元のデータ数分蓄積して、短時間データ切り出し部１９で切出され、更に干渉方向成分除去部２６で干渉方向成分が抑圧除去された短時間データＳＤを、切り出し以前の受信データＲＤ、ＤＴ１（図５参照）に復元し、後段のビート周波数検出部３１へ送る。この状態で、後段のビート周波数検出部３１へは、図４の送受信部４のバッファ部１４に蓄積されたビート信号から、干渉波成分が除去（抑圧）された形の信号Ｓ４が適切に出力される。

なお、既に述べたように、干渉波成分が除去（抑圧）された形の信号ＳＳは、図３（ｂ）の送信波と干渉波の交差による折り返しが生じた干渉信号成分について、その到来方位の正負についての判定処理を行うことなく抑圧処理が成されているが、その到来方位の正負が分からなくても、干渉成分の除去が可能となっている。

以下図８を用いて説明する。なお、図８（ａ）,(ｂ)は図３（ａ）（ｂ）と同様であるため説明を省略する。また図８も図３と同様図２に示すような物標および干渉波の状況を例としたものである。

例えば干渉信号の一方の到来方位に対応する、例えば図２および図８（ａ）（ｂ）の状況ではＤＢＦ後の方位情報は図８（ｃ）に示すものとなる。すなわち、図８（ｂ）において時間に対して略同一のビート周波数であった所望信号であるビート信号に対応する方位は正の値αである。また対向車５２からの送信波である干渉波Ｒｘ２の方位はαとして出る。干渉波Ｒｘ２が反転したビート信号に対応する方位は‐αである。よって、図８（ｂ）に示すようなミキシング後の干渉波Ｒｘ２のビート信号のうち、ビート周波数がゼロにより反転した部分のビート信号はＤＢＦ後において所望のビート信号Ｓと方位の正負が異なるため区別できるものとなる。よって、干渉波Ｒｘ２に対応するビート信号を除去する場合、反射波Ｒｘ１に対応するビート信号Ｓと到来方位の正負の符号が逆である干渉波Ｒｘ２に対応するビート信号は干渉波のビート信号のみが射影行列によるフィルタにより除去され、一方で反射波Ｒｘ１に対応するビート信号Ｓと到来方位の正負の符号が一致する干渉波Ｒｘ２に対応するビート信号は反射波Ｒｘ１と干渉波Ｒｘ２との区別がつかないため一緒に削除される。なお、この一緒に削除される場合の削除幅は、図８（ｂ）において所望のビート信号Ｓと干渉波Ｒｘ２のビート周波数とが交わる部分のうち破線で囲った部分としている。これらのように除去を施されたビート信号ＳＳを図８（ｄ）に示す。図８（ｄ）では時間Ｔｏを中心とした時間Ｔ３〜Ｔ４が本来の所望のビート信号Ｓと共に干渉波Ｒｘ２のビート周波数も除去されている。なお、この除去の幅は信号強度が大きい場合には大きい幅、小さい場合には小さい幅とすることが可能である。

物標検出部１７の干渉抑圧部３０で干渉成分が抑圧されたビート信号ＳＳは、ビート周波数検出部３１及び方位検出部３３で公知の処理が施され、自車と先行車両などの物標との距離、相対速度、方位などが演算され、更に、図４に示す、物標追従部３５において、時間的な追跡処理を行って前方の車両を検出するなどの演算処理を行う。なお、物標追従部３５における詳しい処理内容については、特開２００３−２７０３４１号公報などにその詳細が述べられている公知技術なので、本明細書ではその説明を省略する。また、ビート周波数検出部３１及び方位検出部３３での処理は、非特許文献１等に詳細に述べられており、公知の手法となっているので、ここでは、その詳細な説明は省略する。

なお、本実施例では、これらの処理部とその動作内容をマイクロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサー等で動作する信号処理ソフトウエアとしての実現を想定して説明を行ったが、FPGAやLSI等の半導体デバイス上の集積回路としての実現も可能である。

以上の実施例において、干渉抑圧部３０を構成する各処理部は、以下のような機能を有する。即ち、
Ａ）前段のバッファ部から受信した多チャンネルデータを複数チャンネル短時間データに切り出す、短時間データ切り出し部１９、
Ｂ）短時間データから短時間周波数スペクトルを算出する、周波数スペクトル算出部２０、
Ｃ）短時間周波数スペクトルから干渉成分周波数を検出する、干渉周波数検出部１８、
Ｄ）DBF（デジタルビームフォーミング）処理を行う、ＤＢＦ処理部２２
Ｅ）ＤＢＦ処理結果から、干渉成分の方位を求める、最大ピーク方向抽出部２３、
Ｇ）求められた干渉成分の方位（求められた方位には、正負の方位が対応しており、どちらかを特定することは出来ない）に基づき、短時間複数チャネルデータからその方位方向の成分を抑圧するフィルタを作用させる、干渉方向成分除去部２６、
Ｈ）干渉成分抑圧後の短時間複数チャネルデータをマージしてもとの長さのデータ長を復元する、バッファ部２７。

このように、対向車などからのＦＭ−ＣＷ、ＣＷレーダ波などを干渉波として受信したような場合などにおいて、干渉成分周波数の時間変動があっても、当該干渉波の短時間データを切出して処理する構成としたため、切出した時間範囲では周波数がほとんど変わらず、周波数スペクトル算出部２０と干渉周波数検出部１８によって、その時間区間での干渉成分周波数を検出し、抑圧することができる。

次に図９を用いて第１の実施形態の第１の変形例について説明する。図９（ａ）（ｂ）は図３（ａ）（ｂ）と同等のため説明を省略する。

図９（ｃ）は図９（ｂ）に示すビート周波数をＡＤ変換器でサンプリングした結果であるが、通常サンプリング周波数の１/２倍のいわゆるナイキスト周波数において干渉波Ｒｘ２のビート信号は折り返す。よって、図９（ｃ）から分かるようにサンプリング後の周波数はビート周波数がゼロとナイキスト周波数との間で各々折り返した形状となる。

この図９に基づく変形例では、図９（ｂ）から分かるように時点Ｔｏ１〜Ｔｏ４において反射波Ｒｘ１に対応するビート信号Ｓと干渉波Ｒｘ２に対応する折り返したビート信号とが交差している。しかしながらこの交差は時点Ｔｏ１とＴｏ２とではビート信号Ｓと干渉波Ｒｘ２のビート信号とが到来方位の正負で一致しているものとなり、時点Ｔｏ３，Ｔｏ４では正負が逆である。よって、本変形例では到来方位の正負が一致している期間のビート信号を削除している。詳述すると、時点Ｔｏ２を挟む時点Ｔ１〜Ｔ２および時点Ｔｏ１を挟む時点Ｔ３〜Ｔ４の間のビート信号Ｓおよび干渉波Ｒｘ２のビート信号との双方がフィルタにより除去される。また時点Ｔ１まで、時点Ｔ２〜Ｔ３、時点Ｔ４以後の期間では、干渉波Ｒｘ２のビート信号のみがフィルタにより除去される。

このようにサンプリングによるナイキスト周波数を鑑み、干渉波Ｒｘ２（Ｒｘ３）のビート周波数が周波数ゼロおよびナイキスト周波数との双方で折り返す場合、反射波Ｒｘ１と干渉波Ｒｘ２の到来方位の正負が一致する期間を全て除去するようにしても効率的である。

なお、この変形例においても第１の実施形態と同様に時点Ｔｏ１、Ｔｏ２を挟み、干渉波の電力等を鑑み、除去する幅（期間）を設定するようにしてもよい。

次に図１０を用いて第２の実施形態について説明する。

図１０（ａ）（ｂ）は略図３と同様であるため説明を簡略化する。

この第２の実施形態ではＤＢＦ機能を備えない点が上述の実施形態、変形例とは大きく異なる点である。この第２の実施形態では、ミキサによりミキシングされた後の反射波Ｒｘ１に対応するビート信号Ｓと干渉波Ｒｘ２に対応するビート信号とが交差する２点を射影行列等により除去する。すなわち、干渉成分周波数のうち、前述の交差する点あるいはこの点の前後の期間はビート信号Ｓと干渉波Ｒｘ２のビート信号とを双方とも除去し、それ以外は干渉波Ｒｘ２のビート信号のみを除去する。すなわち、図１０（ｄ）に示すように、時点Ｔｏ４，Ｔｏ１の各々において前述の交差があるため、この時点Ｔｏ４、Ｔｏ１の前後の幅（期間）である時点Ｔ６〜Ｔ７、Ｔ３〜Ｔ４の双方とも、ビート信号Ｓと干渉波Ｒｘ２のビート信号とを両方フィルタで除去する。その他の期間は干渉波Ｒｘ２のビート信号のみを除去する。このようにＤＢＦを用いて方位情報を得なくても干渉周波数成分の時間に対する遷移情報を用いれば、干渉成分を抑圧できる。

なお、この第２の実施形態においては、図４における方位検出部３３、ＤＢＦ処理部２２、最大ピーク方向抽出部２３は省略でき、干渉方向成分除去部２６はピーク方向等の方位情報を用いず、干渉周波数成分の時間に対する遷移情報を用いて干渉成分を除去するものとなる。

本発明は上記までの実施形態、あるいは変形例に限定されることなくさらに種々変形可能である。

たとえば、上述までの実施形態、変形例では、短時間データ切出し部９は時間方向に連続するＭ個のデータを単に切出すこととしており、極端に言えば、Ｎ＝1024である場合、Ｍ＝1023でもとり得るものであった。すなわち、短時間データ切出し部９は、２つ以上の時間帯が相違する連続したデータ群として取り出せばよかったものである。しかしながら、たとえば、短時間データ切出し部９において、短時間データＳＤのサンプル時間、即ち、図９（ｃ）に示す干渉波Ｒｘ２（Ｒｘ３）の折り返し時間ｔ１に比してより短い時間のデータとすることも可能である。これにより干渉成分のビート周波数の変動を折れ曲がり（反転）しないぐらいの大幅に小さなものとすることが出来るため、干渉波のビート周波数を一層適切に算出できる。

また、上述までの実施形態、変形例では、最大ピーク方向抽出部２３がＤＢＦ処理で得られたエネルギが最大となる方位方向のピーク最大値を検出していたが、最大値でなくても単にピークを検出するようにしてもよい。すなわち、ピークが複数あれば、複数のピークに基づいて干渉成分を除去するようにしてもよい。この際にはピークの時間的な推移を評価する必要があり、ピーク最大値を用いる際と比較して計算が複雑化するが、性能上は問題ないものとできる。逆に言えば上述までのようにピーク最大値を用いれば、計算が簡素化できるというメリットを有するものである。

さらに、たとえば上述の第１の実施形態では方位検出部３３を備え物標の方位情報を演算子追従処理部３５に情報として与えていたが、これに限定されず、たとえば方位情報を算出しないシステムにも適用できる。すなわち、方位検出部３３を備えない装置でも本発明を適用できる。

以上説明した実施形態、変形例およびさらなる変形形態は適宜組み合わせ可能であり、上記内容に限定されない。

本発明は、車載用のFM-CW方式の電子走査式レーダ装置に利用することが出来る。

図１の（ａ）はFM-CWレーダ方式における送受信信号を示し、（ｂ）はミキシング処理の原理を示すタイムチャートである。 図２は、対向車線を有する道路環境の一例を示す平面図。 図３の（ａ）はミキシング前の送信波、反射波、干渉波の時間に対する周波数変化を示す図であり、（ｂ）はそれらの信号をミキシングした後の各ビート信号を示す図である。 図４は、本発明による電子走査式レーダ装置の１実施例を示すブロック図である。 図５は、短時間データ切り出し処理の内容を示す模式図である。 図６は、周波数スペクトル算出処理の内容を示す模式図である。 図７は、各時刻における干渉信号の瞬時ビート周波数を示す模式図である。 図８（ａ）はミキシング前の送信波、反射波、干渉波の時間に対する周波数変化を示す図であり、（ｂ）はそれらの信号をミキシングした後の各ビート信号を示す図であり、（ｃ）はＤＢＦ後の方位に関して示す図であり、（ｄ）は方位情報に基づきビート信号から干渉波のビート信号を除去した際の所望ビート信号ＳＳを示す図である。 図９（ａ）はミキシング前の送信波、反射波、干渉波の時間に対する周波数変化を示す図であり、（ｂ）はそれらの信号をミキシングした後の各ビート信号を示す図であり、（ｃ）は（ｂ）における各々ビート信号のサンプリング後を示す図であり、（ｄ）は方位情報に基づきビート信号から干渉波のビート信号を除去した際の所望ビート信号ＳＳを示す図である。 図１０（ａ）はミキシング前の送信波、反射波、干渉波の時間に対する周波数変化を示す図であり、（ｂ）はそれらの信号をミキシングした後の各ビート信号を示す図であり、（ｄ）は方位情報に基づかずにビート信号から干渉波のビート信号を除去した際の所望ビート信号ＳＳを示す図である。

符号の説明

１……電子走査式レーダ装置
５……送信アンテナ
６……アンテナ素子
１０……ミキサ
１３……Ａ／Ｄ変換器
１７……物標検出部
１８……干渉周波数検出部
１９……短時間データ切出し部
２０……周波数スペクトル算出部
２６……干渉方向成分除去部
２７……バッファ部
Ｓ３、Ｓ４，ＲＤ……ビート信号
Ｒ_Ｘ……受信信号
Ｔ_Ｘ……送信信号

Claims (5)

1. 連続波からなる送信信号を放射自在な送信アンテナ、チャンネルに対応するアンテナ素子からなる受信アンテナ、前記アンテナ素子で受信される受信信号と前記送信信号をミキシングしてビート信号を得るミキサ、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてＮ個のサンプリングデータからなる受信データを得るＡＤ変換器、前記ＡＤ変換器によりサンプリングされた前記受信データに基づいて物標との距離あるいは/および相対速度を検出する物標検出部、を有する電子走査式レーダ装置において、
   前記チャンネルは複数存在し、この複数のチャンネルに対応する各アンテナ素子からなる複数の受信アンテナを備え、
   前記ミキサは前記各アンテナ素子でそれぞれ受信される受信信号と前記送信信号をミキシングして前記各アンテナ素子についてのビート信号を得るために複数備えられ、
   前記ＡＤ変換器は前記複数のミキサで得られた各チャンネルのビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして前記各アンテナ素子に対応した各チャンネルあたりＮ個のサンプリングデータからなる受信データを得るために複数設けられており、
   前記サンプリングされたＮ個のサンプリングデータからなる受信データを時間方向に連続したＭ（＜Ｎ）個のサンプリングデータからなる、（Ｎ−Ｍ＋１）個のデータに切出すデータ切出し部、
   前記（Ｎ−Ｍ＋１）個のデータの周波数スペクトルを算出する周波数スペクトル算出部、
   前記周波数スペクトルから干渉波の干渉成分周波数を検出する干渉周波数検出部、
   前記干渉成分周波数に対してデジタルビームフォーミング処理を行って前記干渉成分周波数について方位方向の電力のピークを抽出するピーク方向抽出部、
   前記ビート信号から前記干渉周波数検出部にて検出された干渉成分周波数を除去する干渉成分除去部、
   前記干渉成分除去部は、前記受信信号に対応するビート信号と前記干渉波に対応するビート信号とが交差する部分のビート信号のうち、当該受信信号と同方向からの干渉波に対応するビート信号が当該受信信号に対応するビート信号と交差する部分のみを除去するフィルタを用い、
   前記干渉成分が除去された前記データ切出し部にて切出されたデータをマージして切り出し前の長さのデータに復元するバッファ部、
   前記バッファ部にて復元されたデータに基づいて前記物標の距離あるいは/および相対速度を検出することを特徴とするレーダ装置。
2. 前記データ切出し部は、前記Ｍ個のサンプリングデータが前記サンプリング周波数にてサンプリングされた場合に前記連続したＭ個のサンプリングデータ中では実質的に周波数が変化しないように当該Ｍを設定していることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記フィルタは、前記データ切出し部で切出されたデータに作用する射影行列であることを特徴とする請求項１又は２に記載のレーダ装置。
4. 前記干渉周波数検出部は、前記周波数スペクトルの時間遷移情報に基づいて前記干渉波成分周波数を検出することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のレーダ装置。
5. 前記干渉周波数検出部は、前記周波数スペクトルの電力値が最大となる成分を前記干渉波成分周波数として検出することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のレーダ装置。
   

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