CN101568853B - 电子扫描雷达系统 - Google Patents

Abstract

采样差拍信号RD在时间上被划分为用于每个天线元件的多个短时数据SD。从短时数据SD的频谱检测干扰波的干扰成分频率。针对干扰波的干扰成分频率进行数字波束形成处理以提取方位方向的电功率的尖峰并估计干扰成分的进入方向的绝对值。基于所估计的干扰成分的进入方向的绝对值，操作用于抑制干扰成分的滤波器以抑制干扰成分。

Description

电子扫描雷达系统

技术领域

本发明涉及一种电子扫描雷达系统，具体地涉及一种利用FM-CW技术的车载电子扫描雷达系统，其能够抑制接收信号中包含的干扰信号。

背景技术

图1示出指示FM-CW雷达技术中的发射/接收信号的时序图以及混合处理的原理。图2是示出具有相向车道的公路的环境的示例的平面图。图3(a)和(b)示出在从另一车辆接收到干扰信号的情况下车辆配备的雷达系统中的信号处理的状态。

为了防止车辆之间的碰撞并进行车辆间的控制，开发了车载雷达，其测量与前方目标例如在前的车辆相关的距离、速度以及方位(azimuth)。

作为用于测量距前方目标的距离和前方目标的相对速度的手段，例如使用FM-CW雷达技术，这是因为FM-CW雷达技术使用具有简化配置的信号处理电路。另外，为了测量方位，使用了电子扫描技术(例如参见专利文件1)。

在FM-CW技术中，如图2所示，以车辆51的车辆中心CL为中心从发射天线以扇状形式以预定角度水平地发射如图1(a)所示的频率线性变化的发射波Tx。以扇状形状发射的发射波Tx被目标(例如迎面到来的车辆52)反射，以便接收反射信号Rx1以由此进行扇状区域的扫描。接着，反射信号或接收信号Rx1与发射信号Tx混合。这种混合产生差拍信号S，如图1(b)所示，其具有发射和接收信号之间的频率差(差拍频率fb)的成分。进行转换以利用差拍信号S的频率与目标的往返传播延迟时间Δt成比例这一事实来获得距离。

用于测量方位的技术包括以上提到的能够在短时间内实现全方位扫描处理的电子扫描技术。在电子扫描技术中，来自对象的反射波被按照某一规则排列的多个天线元件(阵列天线)接收。在接收数据的信道之间造成时间差，该时间差由目标和每个天线之间的方位α、每个天线的排列位置以及接收信号的频率确定。基于该时间差(或相位差)，可以检测目标的方位。例如，已知数字波束形成(DBF)是实现该技术的手段。在DBF中，通过使用AD转换器将接收数据数字化，接着将每个信道与矢量数据(模式矢量)相关来检测方位(例如参见非专利文件1)。

在如图2所示的道路上，例如道路上具有许多配备雷达系统的车辆，从沿着相向车道行进的车辆52中配备的雷达发射的无线电波Rx2可被其它车辆中配备的雷达接收。由此，来自迎面到来的车辆的无线电波Rx2(来自迎面到来的车辆的发射波)可能干扰从其它车辆发射的无线电波(发射波)Tx造成的从目标反射的反射信号Rx1。具体地，在从其它车辆上加载的雷达的每个发射天线发射的直接发射波中电功率电平趋向于较高。在其它车辆上加载的雷达使用例如FM-CW技术的涉及窄带信号的调制技术的情况下，信号的电功率电平将更高。大电功率电平的干扰信号是测量准确度变差的主要原因。

在这种情形下，抑制接收信号中包含的干扰成分将是有效的。提出了一些用于抑制干扰成分的方法，例如通过使用滤波器来抑制来自特定方位的成分(例如参见非专利文件2)。

[非专利文件1]

“Adaptive signal processing by array antennas”，Nobuyoshi Kikuma，Science and Technology Publishing Co.，Ltd.，1998

[非专利文件2]

“Adaptive mainbeam jamming suppression for multi-functionradars”.T.J.Nohara et al.

[专利文件1]

日本专利公开No.11-133142

发明内容

本发明要解决的问题

然而，利用FM-CW技术的电子扫描雷达在直接应用上述方法上具有一些困难。下面将描述其原因。

用于应对其它车辆使用的干扰信号成分的调制技术可以是基于FM-CW技术或CM技术。在此情况下，反射信号Rx1是从本车发出的无线电波(发射波)Tx所产生的从目标的反射，反射信号Rx1的频率调制将具有与图3所示的发射信号Tx相同的频率调制。因此，混合之后的差拍频率在时间上将基本上恒定，并且这种恒定的差拍频率呈现对应于期望的信号的差拍信号。在另一方面，发射波Rx2，即来自迎面而来的车辆的干扰波(下面将称为干扰波)是来自其它车辆上配备的雷达的信号。因此，干扰波Rx2的频率调制将与反射信号Rx1的频率调制不同，反射信号Rx1是本车发射的发射波Tx从目标反射而造成的。例如，取决于标准，调制频率的带宽或调制速度可能不同。在其它情况下，例如，即使当迎面而来的车辆配备的雷达的标准等与本车配备的雷达的相同，反射信号Rx1和干扰波Rx2基本上也不能具有完全相同的频率调制。这是因为可能存在例如取决于制造工艺的雷达之间的个体差异所造成的频率调制中的不同。因此，如从图3(a)可见，来自其它车辆的干扰波Rx2的差拍频率随时间瞬变。具体地，指示频率随着时间瞬变的状态或换句话说频率随着时间变化的状态的信息是频谱上的时间瞬变信息。因此，当信号在具有干扰波的情况下进行频率分析时，信号将最终呈现为宽带信号成分。

此外，从图3(a)和3(b)可见，干扰波Rx2的随着时间瞬变的差拍频率在到达零点时被复制(翻转)，其中在零点处干扰波Rx2的频率与发射波Tx的频率相交。复制的频率的成分具有与复制之前的频率符号相反的频率符号。结果，如图2和图3(a)所示，不能区分从进入方位α进入的干扰波Rx2或本征干扰成分和从与方位α相反的方位-α进入的无线电波Rx3(实际上没有进入的无线电波)。即使在利用每次快拍的接收数据来进行方位检测处理时，关于频率随时间变化的复制信号，在固定方位上不出现干扰信号成分。以此方式，在宽带上延伸的差拍信号造成干扰波Rx2在零点复制，从而不能与干扰信号在方向上进行区分。由此，难以将利用方位的方法应用于不能方向区分的干扰信号来抑制干扰。

考虑到上述情形，本发明目的在于提供一种电子扫描雷达系统，即使在使用FM-CW技术的雷达的情况下其也能够抑制干扰。

解决问题的途径

权利要求1的发明提供一种电子扫描雷达系统，包括：发射天线，用于自由地发射包括连续波的发射信号；接收天线，包括对应于各个信道的天线元件；混合器，用于通过将每个天线元件接收的接收信号与发射信号混合而获得差拍信号；AD转换器，用于通过对所述混合器获得的差拍信号以预定采样频率采样而获得包括N个采样数据的接收数据；以及目标检测部分，用于基于由AD转换器采样的接收数据来检测距目标的距离或/和目标的相对速度，其特征在于，数据切除部分，用于从包括N个采样数据的接收数据中切除(N-M+1)个数据，且(N-M+1)个数据中的每个数据包括时间方向上连续的M(M＜N)个采样数据；频谱计算部分，用于计算所述(N-M+1)个数据中的每个数据的频谱；干扰频率检测部分，用于从频谱检测干扰波的干扰成分频率；干扰成分移除部分，用于从差拍信号移除由干扰频率检测部分检测的干扰成分频率；缓冲部分，用于合并数据切除部分切除并移除频率成分的数据以恢复具有切除之前的长度的数据；以及基于缓冲部分恢复的数据检测距目标的距离或/和目标的相对速度。

如权利要求2记载，数据切除部分有利地设定数目M使得在以采样频率对M个采样数据采样的情况下，在连续的M个采样数据中频率基本不改变。

如权利要求3记载，在从差拍信号移除由干扰频率检测部分检测的干扰成分频率时，干扰成分移除部分有利地从对应于接收波的差拍信号与对应于干扰波的差拍信号相交的部分中移除差拍信号。

如权利要求4记载，另外有利地，干扰成分移除部分是工作于数据切除部分切除的数据的投影矩阵。

如权利要求5记载，另外有利地，信道被提供成多个并且提供多个接收天线，每个接收天线包括对应于多个信道的天线元件；混合器被提供成多个，以通过将每个天线元件接收的接收信号与发射信号混合来获得每个天线元件的差拍信号；并且AD转换器被提供成多个，以对从多个混合器中的每个混合器获得的每个信道的差拍信号以预定采样频率采样，以获得对应于各个天线元件的每个信道的包括N个采样数据的接收数据。

如权利要求6记载，另外有利地，系统包括尖峰方向提取部分，用于对干扰成分频率进行数字波束形成处理以从干扰成分频率提取方位方向的电功率的尖峰，并且干扰成分移除部分适于计算尖峰方向提取部分提取的干扰成分频率的进入方向的绝对值，并形成滤波器以便基于绝对值移除干扰成分频率。

如权利要求7记载，另外有利地，所述系统包括尖峰方向提取部分，用于对干扰成分频率进行数字波束形成处理以从干扰成分频率提取方位方向的电功率的尖峰，并且干扰成分移除部分适于使用滤波器来从对应于接收信号的差拍信号与对应于干扰波的差拍信号相交的部分的差拍信号中，仅仅移除对应于来自与接收波相同方向的干扰波的差拍信号与对应于接收信号的差拍信号相交的部分。

如权利要求8记载，另外有利地使用具有工作于由数据切除部分切除的数据的投影矩阵的滤波器。

如权利要求9记载，另外有利地配置干扰频率检测部分以便基于频谱的时间瞬变信息来检测干扰成分频率。

如权利要求10记载，另外有利地配置干扰频率检测部分以便检测使得频谱的电功率值最大的成分作为干扰成分频率的成分。

本发明的优点

根据权利要求1的发明，进行采样之后获得的采样数据被分为至少两个或更多个连续的切除数据。由此，能够捕捉到差拍信号作为时间上瞬变的信息，也就是说至少两个或更多个时刻的信息。由此，能够估计干扰频率成分中的干扰波关于时间的频率变化。此外，当估计的干扰成分频率被干扰成分移除部分移除时，能够抑制干扰波的影响。

根据权利要求2的发明，设定M使得在M个采样数据中频率基本不改变。由此，切除的采样数据相对于时间在干扰频率成分中基本上不具有在采样之后能够看到的频率变化。因此，能够更合适地在时间片段中检测干扰成分的差拍频率。

在权利要求3的发明中，通过使干扰成分移除部分移除对应于接收波的差拍信号与对应于干扰波的差拍信号相交的部分中的差拍信号，确保移除干扰频率。例如，当本车的发射波被目标反射时，反射波的差拍信号是不随时间瞬变的信号，而干扰波是随时间瞬变的信号。由此，对应于干扰波的差拍信号与对应相交的接收波的差拍信号相交。该相交部分不能被识别为接收波或干扰波。因此，这一部分的移除能够抑制干扰波的影响。

如权利要求4记载，在干扰成分移除部分中使用能够移除干扰波的投影矩阵可以以更精确的方式抑制干扰波的影响。

本发明可应用于具有一个用于发射和接收的信道的系统。然而如权利要求5记载，本发明在具有多个接收天线的系统中也有用。例如，当一个信道用于接收时，要求机械地朝向发射/接收的方向(角度)，而例如提供多个接收天线则可省去该机械机构。

如权利要求6记载，如果提供数字波束形成(DBF)功能，能够获得绝对值形式的方位信息。接着，当根据方位信息的绝对值设定滤波器时，可实现干扰波的移除，同时允许尽可能地保留原始的接收波的差拍信号。

如权利要求7记载，当利用DBF获得方位信息时，能够从干扰波的进入方位区分原始接收波的进入方位。然而，当进入方位相同时，不能区分干扰波和接收波。从这一点考虑，干扰波的移除可抑制干扰的影响。

如权利要求8记载，通过使用能够移除干扰波的投影矩阵作为滤波器能够更精确地抑制干扰波的影响。

根据权利要求9的发明，使用干扰频率的时间瞬变信息以充分地检测干扰成分的差拍频率。具体地，如上所述，来自目标的反射波Rx1的差拍频率基本上在时间上恒定。在另一方面，干扰波Rx2即来自另一雷达系统的信号，其差拍频率随时间瞬变。例如，如图3(a)所示，当主体的雷达系统的调制的斜率与另一车辆上加载的雷达系统的斜率不同时，差拍频率主要呈现线性瞬变。为此，关注差拍频率的瞬变，如果当瞬变超出某一电平时确定为干扰成分，则能够精确地进行检测。

根据权利要求10的发明，使用干扰频率的电功率信息以充分地检测干扰成分的差拍频率。具体地，当干扰波的电功率大于来自目标的反射波的电功率时，将极大地损害测量的精确度。为此，当电功率很大时，通过检测将使得尖峰最大的频率作为干扰成分，能够有效地进行精确检测。

附图说明

图1(a)示出FM-CW雷达技术中的发射/接收信号，图1(b)示出指示混合处理的原理的时序图；

图2示出说明具有相向车道的道路环境的示例的平面图；

图3(a)示出发射波、反射波以及干扰波在进行混合之前关于时间的频率变化，以及图3(b)示出对这些波进行混合之后的差拍信号；

图4是示出本发明的电子扫描雷达系统的实施例的框图；

图5是示出短时数据切除处理的内容的示意图；

图6是示出频谱计算处理的内容的示意图；

图7是示出在一些时间点的干扰信号的瞬时差拍频率的示意图；

图8(a)示出发射波、反射波以及干扰波在进行混合之前关于时间的频率变化，图8(b)示出对这些信号进行混合之后的差拍信号，图8(c)示出DBF之后的涉及方位的图，以及图8(d)示出基于方位信息从差拍信号移除干扰波的差拍信号之后的期望差拍信号SS的图；

图9(a)示出发射波、反射波以及干扰波在进行混合之前相对于时间的频率变化，图9(b)示出对这些信号进行混合之后的差拍信号，图9(c)是示出采样之后的差拍信号的图，以及图9(d)是示出基于方位信息从差拍信号移除干扰波的差拍信号之后的期望差拍信号SS的图；以及

图10(a)示出发射波、反射波以及干扰波在进行混合之前关于时间的频率变化，图10(b)示出对这些信号进行混合之后的差拍信号，以及图10(c)是示出不基于方位信息从差拍信号移除干扰波的差拍信号之后的期望差拍信号SS的图。

附图标记说明

1电子扫描雷达系统

5发射天线

6天线元件

10混合器

13A/D转换器

17目标检测部分

18干扰频率检测部分

19短时数据切除部分

20频谱计算部分

26干扰方位成分移除部分

27缓冲部分

S3S4RD差拍信号

RX接收信号

TX发射信号

具体实施方式

下面参照附图，描述本发明的第一实施例。

图4是示出根据本发明实施例的电子扫描雷达系统1的框图。雷达系统1是使用通过对连续波(CW)应用频率调制(FM)获得的发射信号Tx的FM-CW雷达系统。另外，雷达系统1是在接收阵列天线8中进行数字波束形成处理的DBF雷达系统。雷达系统1是加载在车辆上的所谓车载雷达系统，其检测例如与前方行驶车辆(目标)的距离或前方行驶车辆的相对速度。雷达系统1的检测结果例如被利用作为用于控制车辆的行驶的信息。微波被用作发射波。

雷达系统1具有发射/接收部分4，其包括：具有中心频率f0(例如76GHz)并且连接到时序发生器50的振荡器2；放大器3；以及发射天线5。通过利用从未示出的用于调制的DC电源输出的控制电压对具有频率f0的载波应用具有频率调制宽度ΔF的三角波调制而获得信号，振荡器2输出该信号。也就是说，振荡器2输出频率为f0±ΔF/2的调制波(发射波Tx)。调制信号被放大器3放大，并从发射天线5作为电磁波发射。发射波部分地输出到混合器10以用作用于接收检测的本地信号。为了使发射天线5具有期望的水平方向性，发射天线5例如包括未示出的4个元件天线。

设置在发射/接收部分4的接收阵列天线8具有与从第一信道(#1)到第K信道(#K)的信道对应的K个均匀隔开的线性阵列天线元件6。每个天线元件6包括2个组件天线，并且类似于发射天线13，每个天线元件6允许具有固定的水平方向性。

来自天线元件6的接收波Rx(1到K)被各个RF放大器9放大并通过各个混合器10与分布的发射波Tx混合。通过混合每个接收信号Rx被下转换以产生如图1(b)所示的差拍信号S，即发射波Tx和接收波Rx(1到K)之间的差所引起的差分信号。如上所述，基于接收波Rx(1到K)和发射信号Tx获得差拍信号S的技术是已知的，例如日本专利公开No.11-133142中描述的。因此，将在此省略对详细处理的描述。

在用于三角波调制的FM-CW技术中，能够建立以下公式：

fb1＝fr-fd    ...(1)

fb2＝fr+fd    ...(2)

其中fr是当相对速度为零时的差拍频率，fd是基于相对速度的多普勒频率，fb1是频率增加的区域(上升区域)中的差拍频率，fb2是频率减小的区域(下降区域)中的差拍频率。

因此，当在调制循环中分开测量分别位于上升和下降区域的差拍频率fb1和fb2时，能够从以下的公式(3)和(4)获得fr和fd：

fr＝(fb1+fb2)/2             ...(3)

fd＝(fb2-fb1)/2             ...(4)

当相对速度为零时计算差拍频率fr和多普勒频率fd，进一步利用以下公式(5)和(6)来计算距目标的距离R和目标的速度V：

R＝(C/(4·ΔF·fm))·fr     ...(5)

V＝(C/(2·f0))·fd          ...(6)

其中C是光速，F0是中心频率，ΔF是频率f0的载波的频率调制宽度，fm是FM调制频率。

所产生的用于各个天线元件6的差拍信号S3通过为各个天线元件6提供的各个低通滤波器12，并被各个A/D转换器13以采样频率f采样和量化以提供用于每个快拍的N个采样数据。采样数据以以下公式所示的K(信道)×N个接收数据DT1的形式存储在缓冲单元14中，接着输出到目标检测部分17。如以下将描述的，接收数据DT1对应于包括K个信道的数据的接收数据RD。

[数学表达式1]

如图4所示，目标检测部分17包括干扰抑制单元30、差拍频率检测单元31以及方位检测单元33。干扰抑制单元30包括短时数据切除部分19、频谱计算部分20、干扰频率检测部分18、DBF(数字波束形成)处理部分22、最大尖峰方向提取部分23、干扰方向成分移除部分26以及缓冲部分27。

如图5所示，对于对应于各个阵列天线元件6的每个信道，短时数据切除部分19从接收数据RD即在时间方向上存储的N个采样数据(例如1024/快拍)中切除短数据SD，每个短数据SD包括时间方向上的M个采样数据(例如32个可变数据)，如从以下公式可见。接着，所切除的短时数据SD被重新排列在行列阵列中。重新排列的切除数据如公式(8)所示。

[数学表达式2]

k＝1...K            ...(8)

t＝1...N-M+1

接着，如图6和公式(9)所示，频谱计算部分20对每个短时切除数据进行离散傅立叶变换以变换为适于频率区域的数据Mf，以由此计算频谱。短时傅立叶变换数据Y用公式(9)表示。

[数学表达式3]

(Y[k][1](f)…Y[k][t](f)…Y[k][N-M+1](f))...(9)

干扰频率检测部分18计算K个信道的离散傅立叶变换之后的平均电功率，接着如图7所示，检测频率方向上的一个或更多个尖峰。在检测中，尖峰的平均电功率电平达到最大点的频率被确定为每个时间点tn的干扰成分的瞬时差拍频率(干扰成分频率)。瞬时差拍频率(干扰成分频率)由公式(10)定义。

[数学表达式4]

f_BA[t]，(t＝1...N-M+1)          ...(10)

当公式(10)表示的干扰成分频率被加密时，获得公式(11)。

[数学表达式5]

$f_{\mathrm{BA}}\left[t\right]=\underset{f}{\arg \max }\left(\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y\right[k\left]\right[t\left]\left(f\right)\right|}^2\right),t=1...N-M+1...\left(11\right)$

接着，DBF处理部分22对短时傅立叶变换数据Y进行已知的DBF(数字波束形成)处理。DBF处理的细节在非专利文件1中描述。符号θ在这里表示DBF扫描的方位。

公式(12)中的符号Z[t](θ)表示从DBF处理获得的频谱。

[数学表达式6]

$Z\left[t\right]\left(\mathrm{\θ}\right)={|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(\mathrm{\θ}\right)\·Y[k\left]\right[t\left]\left(f_{\mathrm{BA}}\right[t\left]\right)\right|}^2...\left(12\right)$

接着，对于干扰成分的频率，尖峰方向提取部分23利用公式(13)来检测使DBF处理所获得的能量最大的方位方向的峰值。

[数学表达式7]

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PK}}\left[t\right]=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg \max }\left(Z\right[t\left]\left(\mathrm{\θ}\right)\right)...\left(13\right)$

接着，干扰方向成分移除部分26利用已知的计算方法基于所获得的方位方向的尖峰(频率方向的尖峰)来估计干扰成分的进入方向的绝对值。如图2和图3(a)、(b)所示，通过此估计获得的干扰成分的进入方向是对称的干扰波Rx2和Rx3中任意一个，干扰波Rx2和Rx3相对于车辆中心CL(发射信号Tx的电子扫描中的扫描中心)具有方位角α。不能确定是上述波中的哪一个的这个值被称为“进入方向的绝对值”。这是因为如图3(a)所示的相对于接收波Rx1呈线性对称的干扰波Rx2和Rx3在混合之后显示出如图3(b)所示的类似的干扰模式。因此，即使计算获得的进入方向例如是θT＝α，实际进入方向也可被认为是两个方位θ＝α和-α。

然而，在没有确定干扰成分进入方向的情况下，干扰方向成分移除部分26在每个时间点基于公式(14)和(15)产生以下抑制干扰成分的投影矩阵h[t]。

[数学表达式8]

P[t]＝I-h[t]·h[t]^H    ...(14)

h[t]的定义可用公式(15)表示。

[数学表达式9]

$h\left[t\right]=\left(\begin{array}{c}{w}_1\left({\mathrm{\θ}}_T\right[t\left]\right)\\ w_2\left({\mathrm{\θ}}_T\right[t\left]\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ w_K\left({\mathrm{\θ}}_T\right[t\left]\right)\end{array}\right)...\left(15\right)$

其中W_K(θ)表示方位θ的DBF的权重(导向矢量)。

通过对原始接收数据SD应用上述处理(参见图5)，能够获得干扰成分抑制处理之后的接收信号X_C[t]。

[数学表达式10]

$X_C\left[t\right]=\left(\begin{array}{c}{x}_C\left[1\right]\left[t\right]\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_C\left[K\right]\left[t\right]\end{array}\right)=P\left[t\right]\·\left(\begin{array}{c}x\left[1\right]\left[t\right]\\ \·\\ \·\\ \·\\ x\left[K\right]\left[t\right]\end{array}\right)...\left(16\right)$

缓冲部分27存储短时数据SD即接收信号X_C[t]，其具有数量等于数据的原始数量的被抑制的干扰成分。由此，已被短时数据切除部分19切除并被干扰方向成分移除部分26移除了干扰方向成分的短时数据SD被恢复为在切除之前的接收数据RD和DT1(参见图5)，接着被发射到下行差拍频率检测单元31。以此方式，从图4所示的存储在发射/接收部分4的缓冲单元14中的差拍信号移除(抑制)干扰成分，生成的信号以信号S4的形式适当地输出到下行差拍频率检测单元31。

如上所述，通过抑制处理获得移除(抑制)干扰成分之后的信号SS，而不进行确定干扰信号成分的进入方向的正/负号的处理，该干扰信号成分在图3(b)所示的发射波和干扰波的相交处复制。由此，在不确定进入方向的正/负号的情况下就能够确保干扰成分的移除。

下面的描述通过参照图8给出。由于图8(a)和(b)与图3(a)和(b)相同，将省略对其解释。与图3类似，图8也示例了涉及如图2所示的目标和干扰波的状态。

例如，在对应于图2和图8(a)和(b)所示的状态的干扰信号的一个进入方位中，例如DBF之后的方位信息可以是如图8(c)所示。具体地，可从对应于具有图8(b)中的关于时间大致恒定的差拍频率的差拍信号或期望信号的方位得出正值α。另外，可从来自迎面到来的车辆52的干扰波Rx2或发射波得出方位α。同时，与干扰波Rx2相反的差拍信号的对应的方位是-α。因此，在如图8(b)所示的混合之后的干扰波Rx2中，能够区分出差拍频率在零处反向的差拍信号，因为在DBF之后，具有相反的差拍频率的差拍信号的方位将具有与期望的差拍信号S的方位不同的正/负号。由此，在移除对应于干扰波Rx2的差拍信号的情况下，可利用投影矩阵的滤波仅仅针对对应于频率波Rx2的其进入方位的正/负号与对应于反射波Rx1的差拍信号S相反的差拍信号进行移除。另一方面，一些对应于干扰波Rx2的差拍信号具有正/负号与对应于反射波Rx1的差拍信号S相同的进入方位。在此情况下，因为不能彼此区分，反射波Rx1和干扰波Rx2被一起移除。在此情况下的移除宽度对应于图8(b)中虚线包围的部分，其位于期望的差拍信号S和干扰波Rx2的差拍频率彼此相交的部分中。从该移除得到的差拍信号SS由图8(d)示出。如图8(d)所示，在对应于以T3和T4之间的时间To为中心的时段期间，干扰波Rx2的差拍频率也与初始期望的差拍频率S一起被移除。应理解的是，当信号的强度高时可以使移除宽度较大，而当信号的强度低时可以使移除宽度较小。

其干扰成分已经被目标检测部分17的干扰抑制单元30抑制的差拍信号SS在差拍频率检测单元31和方位检测单元33中进行已知处理，以计算例如本车和诸如前方车辆的目标之间的距离以及相对于目标的相对速度和方位。另外，所生成的信号在图4所示的目标跟踪部分35进行时域跟踪处理，该处理之后是计算处理以检测例如前方车辆。在目标跟踪部分35中进行的处理是基于已知的技术，其细节例如在日本专利公开No.2003-270341中描述。因此在此省略这些处理的详细描述。另外，在差拍频率检测单元31和方位检测单元33中进行的处理是基于已知的技术，例如在非专利文件1中描述。因此在此省略详细描述。

在这些处理和操作内容以例如通过微处理器或数字信号处理器运行的信号处理软件的形式实现的假设下描述了本实施例。可替选地，这些处理和操作内容也可通过诸如FPGA或LSI的在半导体元件上形成的集成电路的形式实现。

在上述实施例中，构建干扰抑制单元30的处理部分具有以下功能：

A)短时数据切除部分19，切除从上游缓冲单元接收的多信道数据中的多个短时信道数据；

B)频谱计算部分20，从短时数据计算短时频谱；

C)干扰频率检测部分18，从短时频谱检测干扰成分频率；

D)DBF处理部分22，进行DBF(数字波束形成)处理；

E)最大尖峰方向提取部分23，从DBF处理的结果计算干扰成分的方位；

G)干扰方向成分移除部分26，操作滤波器以便基于计算的干扰成分的方位从多个短时信道数据中抑制相关方位方向成分；以及

H)缓冲部分27，在干扰成分抑制之后合并多个短时信道数据以恢复原始数据长度。

以此方式，这样配置使得在例如从迎面来的车辆接收FM-CW或CW雷达波等作为干扰波的情况下，例如，即使当干扰成分频率在时间上变化时，干扰波的短时数据被切除并被处理。由此，切除的时间范围中的频率基本上不改变，这使得频谱计算部分20和干扰频率检测部分18能够检测和抑制时间部分中的干扰成分频率。

下面参照图9描述第一实施例的变形例。由于图9(a)和图9(b)与图3(a)和图3(b)相同，省略了其解释。

图9(c)示出利用AD转换器对图9(b)所示的差拍频率采样的结果。最常见地，频率波Rx2的差拍信号在采样频率的1/2处或在所谓的奈奎斯特频率复制。因此，如从图9(c)可见，采样后的频率具有其中差拍频率在零和奈奎斯特频率之间转向的模式。

在图9所示的变形例中，如从图9(b)可见，对应于反射波Rx1的差拍信号S在时间范围To1到To4中与复制的对应于干扰波Rx2的差拍信号相交。然而，在相交中，在差拍信号S和干扰波Rx2的差拍信号的进入方位之间，正/负号关于时间点To1和To2彼此一致，而关于时间点To3和To4彼此翻转。因此，本变形例在当进入方位的正/负号彼此一致的时段期间移除差拍信号。具体地，滤波器移除落入夹着时间点To2的时间点T1和T2之间以及夹着时间点To1的时间点T3和T4之间的差拍信号S和干扰波Rx2的差拍信号。另外，滤波器仅仅移除时间点T1之前、时间点T2和T3之间以及在时间点T4或在时间点T4之后的干扰波Rx2的差拍信号。

如上所述，考虑到采样后的奈奎斯特频率，在干扰波Rx2(Rx3)的差拍频率在零频率和在奈奎斯特频率复制的情况下，还能够通过确保移除其中进入方位的正/负号在反射波Rx1和干扰波Rx2之间彼此一致的全部时间段来获得效率。

在本变形例中，类似于第一实施例，考虑到例如干扰波的电功率，移除宽度(时间段)可以设定为夹在时间点To1和To2之间。

下面参照图10描述第二实施例。

由于图10(a)和10(b)基本上与图3相同，简化了其说明。

第二实施例与以上的实施例和修改例不同之处主要在于不提供DBF功能。在第二实施例中，利用投影矩阵进行的移除例如是针对混合器混合之后的对应于反射波Rx1的差拍信号S和对应于干扰波Rx2的差拍信号之间的两个相交处进行的。具体地，差拍信号S和干扰波Rx2的差拍信号在上述的相交处或在包括相交处的时间段内从干扰频率移除，而在其它一切情况下，仅仅移除干扰波Rx2的差拍信号。更具体地，如图10(d)所示，上述相交处位于时间点To4和To1。由此，差拍信号S和参考波Rx2的差拍信号在与时间点To4和To1周围的宽度(时间段)对应的时间点T6和T7之间和时间点T3和T4之间的时间段被滤波器移除。在其它时间段，只有干扰波Rx2的差拍信号被移除。以此方式，使用干扰频率成分关于时间的瞬变信息能够抑制干扰成分，而无需利用DBF获得方位信息。

在第二实施例中，可省略图4所示的方位检测单元33、DBF处理部分22以及最大尖峰方向提取部分23。结果，干扰方向成分移除部分26可利用干扰频率成分相对于时间的瞬变信息来移除干扰成分，而无需利用例如尖峰方向的方位信息。

可进一步对本发明做不同的修改，而不限于上述实施例和修改例。

例如，上述实施例和修改例配置为允许短时数据切除部分9仅仅切除时间方向上连续的M个数据。在最多的情况下，在N＝1024被建立的情况下，能够建立M＝1023。换句话说，短时数据切除部分9仅仅需要进行恢复以获得具有不同时间区的两个或更多个连续数据组的形式的数据。可替选地，例如，短时数据切除部分9可恢复比短时数据SD的采样时间短的时间数据，即，图9(c)所示的干扰波Rx2(Rx3)的复制时间t1。这可显著地减少干扰成分的差拍频率的变化，使得不能发生弯曲(翻转)，由此能够更适当地计算干扰波的差拍频率。

另外，上述实施例和变形例允许最大尖峰方向提取部分23检测其中使通过DBF处理获得的能量最大的方位方向的最大峰值。可替选地，可以只确保检测到尖峰而不是最大值。换句话说，如果存在多个尖峰，可确保基于多个尖峰移除干扰成分。在此情况下，需要估计尖峰的时间分布。因而，尽管与使用最大峰值的情况相比计算可能变复杂，但是在实现上不存在问题。相反地，以上所述的最大峰值的使用可呈现使计算简化的优点。

另外，例如，以上描述的第一实施例设置有方位检测单元33以向跟踪处理部分35的操作员给出目标的方位信息。该配置不限于此，本发明也可应用于不计算方位信息的系统，即不具有方位检测单元33的系统。

以上描述的实施例、变形例以及进一步修改可做适当的组合，并且不限于上述内容。

工业实用性

本发明可用于利用FM-CW技术的车载电子扫描雷达系统。

Claims (10)

1.一种电子扫描雷达系统，包括：发射天线，用于自由地发射包括连续波的发射信号；接收天线，包括对应于各个信道的天线元件；混合器，用于通过将每个天线元件接收的接收信号与所述发射信号混合来获得差拍信号；AD转换器，用于通过对所述混合器获得的所述差拍信号以预定采样频率采样而获得包括N个采样数据的接收数据；以及目标检测部分，用于基于由所述AD转换器采样的所述接收数据来检测距目标的距离或/和所述目标的相对速度，其特征在于，

数据切除部分，用于从包括N个采样数据的所述接收数据中切除N-M+1个数据，所述N-M+1个数据中的每个数据包括时间方向上连续的M个采样数据，其中M＜N；

频谱计算部分，用于计算所述N-M+1个数据中每个数据的频谱；

干扰频率检测部分，用于从所述频谱检测干扰波的干扰成分频率；

干扰成分移除部分，用于从所述差拍信号移除所述干扰成分频率，所述干扰成分频率由所述干扰频率检测部分检测；

缓冲部分，用于合并所述数据切除部分切除并移除频率成分的数据以恢复具有切除之前的长度的数据；以及

距离/速度检测部分，用于基于所述缓冲部分恢复的数据来检测距所述目标的距离或/和所述目标的相对速度。

2.如权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，所述数据切除部分设定数量M，使得在M个采样数据通过所述采样频率采样的情况下，在连续的M个采样数据中频率基本不改变。

3.如权利要求1或2所述的雷达系统，其特征在于，在从所述差拍信号移除由所述干扰频率检测部分检测的所述干扰成分频率时，所述干扰成分移除部分从对应于所述接收信号的差拍信号与对应于干扰波的差拍信号相交的部分中移除差拍信号。

4.如权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，所述干扰成分移除部分是工作于所述数据切除部分切除的数据上的投影矩阵。

5.如权利要求1所述的雷达系统，其特征在于：

所述信道提供成多个，并且提供多个接收天线，每个接收天线包括对应于所述多个信道的天线元件；

所述混合器提供成多个，以通过将每个天线元件接收的接收信号与所述发射信号混合来获得用于每个天线元件的差拍信号；以及

所述AD转换器提供成多个，以便以预定采样频率对每个信道的差拍信号采样，以获得对应于相应天线元件的每个信道的包括N个采样数据的所述接收数据，所述差拍信号从多个所述混合器中的每个混合器获得。

6.如权利要求5所述的雷达系统，其特征在于，所述系统包括：尖峰方向提取部分，用于对所述干扰成分频率进行数字波束形成处理以从所述干扰成分频率中提取方位方向的电功率的尖峰，所述干扰成分移除部分计算所述尖峰方向提取部分提取的干扰成分频率的进入方向的绝对值并使用滤波器来基于所述绝对值移除所述干扰成分频率。

7.如权利要求5所述的雷达系统，其特征在于，所述系统包括：尖峰方向提取部分，用于对所述干扰成分频率进行数字波束形成处理以从所述干扰成分频率提取方位方向的电功率的尖峰，所述干扰成分移除部分使用滤波器来从对应于所述接收信号的差拍信号与对应于所述干扰信号的差拍信号相交的部分的差拍信号中只移除对应于来自与接收波相同方向的干扰波的差拍信号与对应于所述接收信号的差拍信号相交的部分。

8.如权利要求6或7所述的雷达系统，其特征在于，所述滤波器是工作于所述数据切除部分切除的数据上的投影矩阵。

9.如权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，所述干扰频率检测部分基于频谱的时间瞬变信息来检测所述干扰成分频率。

10.如权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，所述干扰频率检测部分检测使得所述频谱的电功率值最大的成分作为所述干扰成分频率。

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