DE112007003175B4 - Elektronisch abtastendes Radarsystem - Google Patents

Abstract

Elektronisch abtastendes Radarsystem (1) mit:- einer Sendeantenne (5) zum freien Aussenden eines Sendesignals (Tx) bestehend aus einer kontinuierlichen Welle;- einer Empfangsantenne bestehend aus Antennenelementen (6), die jeweiligen Kanälen entsprechen;- einem (10) Mischer zum Erhalten eines Schwebungssignals (S3, S4, RD) durch Mischen eines von jedem der Antennenelemente (6) empfangenen Empfangssignals (6) mit dem Sendesignal (Tx);- einem A/D-Wandler (13) zum Gewinnen von Empfangsdaten bestehend aus einer Anzahl N von abgetasteten Daten durch Abtasten des vom Mischer (10) erhaltenen Schwebungssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz; und- einem Zielerfassungsabschnitt (17) zum Erfassen eines Abstands zu einem Ziel und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der vom A/D-Wandler (13) abgetasteten Empfangsdaten; gekennzeichnet durch:- einen Datenherausschneideteil (19) zum Herausschneiden einer Anzahl (N-M+1) von Daten, die jeweils aus einer Anzahl M (<N) von abgetasteten Daten fortlaufend im Zeitbereich bestehen, aus den Empfangsdaten, die aus der Anzahl N von abgetasteten Daten bestehen;- einen Frequenzspektrumberechnungsteil (20) zum Berechnen eines Frequenzspektrums von jeder der Anzahl (N-M+1) von Daten;- einen Störfrequenzerfassungsteil (18) zum Erfassung einer Störkomponentenfrequenz einer Störwelle aus dem Frequenzspektrum;- einen Störkomponentenentfernungsteil (26) zum Entfernen der Störkomponentenfrequenz aus dem Schwebungssignal, wobei die Störkomponentenfrequenz vom Störfrequenzerfassungsteil (18) erfasst wird;- einen Pufferteil (27) zum Zusammenfügen der Daten, die vom Datenherausschneideteil (19) herausgeschnitten und bei denen Frequenzkomponenten entfernt wurden, um Daten mit einer Länge vor dem Herausschneiden wiederherzustellen;- Detektion eines Abstands zum Ziel und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der vom Pufferteil (27) wiederhergestellten Daten;- der Kanal mehrere Kanäle aufweist und mehrere Empfangsantennen vorgesehen sind, wobei jede Empfangsantenne aus Antennenelementen (6) entsprechend den mehreren Kanälen besteht;- der Mischer (10) mehrere Mischer (10) aufweist, um ein Schwebungssignal für jedes der Antennenelemente (6) zu erhalten, durch Mischen eines von jedem der Antennenelemente (6) empfangenen Empfangssignals (Rx) mit dem Sendesignal (Tx);- der A/D-Wandler (13) mehrere A/D-Wandler (13) aufweist, um das Schwebungssignal von jedem der Kanäle mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz abzutasten, wobei das Schwebungssignal von jedem der mehreren Mischer (10) erhalten worden ist, um die Empfangsdaten bestehen aus der Anzahl N von abgetasteten Daten für jeden der Kanäle entsprechend den jeweiligen Antennenelementen (6) zu erhalten;- das System (1) einen Peakrichtungsextrahierungsteil (23) zum Ausführen eines digitalen Strahlformungsprozesses für die Störkomponentenfrequenz aufweist, um einen Peak der elektrischen Leistung einer Azimutrichtung aus der Störkomponentenfrequenz zu extrahieren; und- der Störkomponentenentfernungsteil (26) ein Filter verwendet, um einzig einen Abschnitt, in welchem das Schwebungssignal entsprechend der Störwelle, die aus der gleichen Richtung wie die der Empfangswelle kommt, das Schwebungssignal entsprechend dem Empfangssignal (Rx) schneidet, aus dem Schwebungssignal zu entfernen, in einem Abschnitt, in welchem das Schwebungssignal entsprechend dem Empfangssignal (Rx) das Schwebungssignal entsprechend der Störwelle schneidet.

Description

• GEBIET DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisch abtastendes Radarsystem und insbesondere ein elektronisch abtastendes Fahrzeug-Radarsystem, das ein FMCW-Verfahren nutzt und dazu ausgelegt ist, Störsignale in den Empfangssignalen zu unterdrücken.
• STAND DER TECHNIK
• 1 zeigt Zeitdiagramme eines Sendesignals und eines Empfangssignals sowie das Prinzip von Mischprozessen bei dem FMCW-Verfahren eines Radars. 2 zeigt eine Draufsicht zur Veranschaulichung eines Beispiels einer Umgebung einer Straße mit entgegengesetzt verlaufenden Fahrspuren. Die 3(a) und 3(b) zeigen Zustände einer Signalverarbeitung in einem Radarsystem eines Fahrzeugs für den Fall, dass ein Störsignal von einem anderen Fahrzeug empfangen wurde.
• Es sind Fahrzeug-Radarsysteme bekannt, die einen Abstand, eine Geschwindigkeit und einen Azimut messen, die mit einem im Voraus befindlichen Ziel, wie beispielsweise einem vorausfahrenden Fahrzeug, verknüpft sind, um eine Kollisionen zwischen Fahrzeugen zu vermeiden und eine Fahrzeug-Fahrzeug-Steuerung auszuführen.
• Als Mittel zum Messen eines Abstands zu einem im Voraus befindlichen Ziel und einer relativen Geschwindigkeit des im Voraus befindlichen Ziels ist das FMCW-Verfahren für ein Radar bekannt, da dieses Verfahren beispielsweise eine Signalverarbeitungsschaltung einfachen Aufbaus verwendet. Als Mittel zum Messen eines Azimuts ist ferner das elektronische Abtastverfahren bekannt. Solch ein Verfahren ist beispielsweise in der JP H11-133 142 A beschrieben.
• Bei dem FMCW-Verfahren wird eine Sendewelle Tx, deren Frequenz sich, wie in 1(a) gezeigt, linear ändert, wie in 2 gezeigt, horizontal über einen vorbestimmten Winkel in Form eines Fächers von einer Sendeantenne in einer Fahrzeugmitte CL eines Fahrzeugs 51 abgestrahlt. Die in Form eines Fächers abgestrahlte Sendewelle Tx wird von einem Ziel (z. B. dem entgegenkommenden Fahrzeug 52) reflektiert und das reflektierte Signal Rx1 empfangen, um so den fächerförmigen Bereich abzutasten. Anschließend wird das reflektierte Signal oder das Empfangssignal Rx1 mit dem Sendesignal Tx gemischt. Dieses Mischen erzeugt, wie in 1(b) gezeigt, ein Schwebungssignal S mit einer Komponente einer Frequenzdifferenz (Schwebungsfrequenz fb) zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal. Es wird eine Wandlung ausgeführt, um den Abstand unter Ausnutzung der Tatsache zu erhalten, dass die Frequenz des Schwebungssignals S proportional zur einer Zeit Δt ist, welche das Signal benötigt, um zu dem Ziel zu laufen und wieder zum Radar zurückzukehren.
• Die Verfahren zum Messen des Azimuts umfassen das vorstehend erwähnte elektronische Abtastverfahren, das Abtastprozesse in allen Azimuten in kurzer Zeit ermöglicht. Bei dem elektronischen Abtastverfahren wird eine von einem Objekt reflektierte Welle von mehreren Antennenelementen (Array-Antennen) empfangen, die gemäß einer bestimmten Regel angeordnet sind. Zwischen den Kanälen der Empfangsdaten wird eine Zeitdifferenz verursacht, die durch einen Azimut α zwischen einem Ziel und jeder Antenne, eine Anordnungsposition jeder Antenne und eine Frequenz eines Empfangssignals bestimmt wird. Auf der Grundlage dieser Zeitdifferenz (oder Phasendifferenz) kann ein Azimut für das Ziel erfasst werden. Als Mittel zur Realisierung solch eines Verfahrens ist beispielsweise die digitale Strahlformung (DBF) bekannt. Bei der DBF wird ein Azimut erfasst, indem Empfangsdaten unter Verwendung eines A/D-Wandlers digitalisiert werden und anschließend jeder Kanal mit Vektordaten (Modenvektor) korreliert wird. Solch ein Verfahren ist beispielsweise in der Veröffentlichung Nobuyoshi Kikuma, Adaptive Signal Processing by Array Antennas, Science and Technology Publishing Co., Ltd., Tokio, Japan, von 1998, beschrieben.
• Auf einer Straße, auf der beispielsweise, wie in 2 gezeigt, mehrere Fahrzeuge mit Radarsystemen fahren, kann es passieren, dass eine Funkwelle Rx2, die von einem Radar in einem auf einer Gegenfahrspur fahrenden Fahrzeug 52 ausgesendet wird, von einem Radar in einem anderen Fahrzeug empfangen wird. Folglich kann es passieren, dass die Funkwelle Rx2 vom entgegenkommenden Fahrzeug (Sendewelle vom entgegenkommenden Fahrzeug) ein reflektiertes Signal Rx1, das eine Reflexion von einem Ziel ist, die durch die vom anderen Fahrzeug ausgesendete Funkwelle (Sendewelle) Tx verursacht wird, stört. Insbesondere neigt der elektrische Leistungspegel bei einer direkten Sendewelle, die von jeder der Sendeantennen der Radars in anderen Fahrzeugen ausgesendet wird, dazu, hoch zu sein. Wenn die Radars in anderen Fahrzeugen ein Modulationsverfahren, wie beispielsweise das FMCW-Verfahren, verwenden, das ein Schmalbandsignal umfasst, wird der elektrische Leistungspegel des Signals höher sein. Das Störsignal eines hohen elektrischen Leistungspegels kann eine Hauptursache für die Verschlechterung in der Messgenauigkeit sein.
• Unter solchen Umständen wird es effektiv sein, die im Empfangssignal enthaltenen Störkomponenten zu unterdrücken. Es sind Verfahren bekannt, die dazu ausgelegt sind, die Störkomponenten zu unterdrücken, indem sie ein Filter verwenden, welches die aus einem bestimmten Azimut kommenden Komponenten unterdrücken soll. Solch ein Verfahren ist beispielsweise in der Veröffentlichung Nohara, T.J. u.a.: Adaptive Mainbeam Jamming Suppression for Multi-Function Radars, IEEE National Radar Conference, Dallas, Mai 1998, S. 207-212, beschrieben.
• Aus der DE 10 2007 009 385 A1 ist ferner eine elektronische Abtastradarvorrichtung zum Detektieren eines Azimuts eines in einem Empfangssignal enthaltenen Interferenzsignals und zum Unterdrücken des Interferenzsignals in einer elektronischen Abtastradarvorrichtung vom FM-CW-Typ oder vom CW-Typ zur Verwendung in Fahrzeugen bekannt.
• OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
• DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
• Die elektronisch abtastenden Radars, welche das FMCW-Verfahren nutzen, weisen jedoch einige Schwierigkeiten bei der direkten Anwendung dieser Verfahren auf. Die Gründe hierfür werden nachstehend beschrieben.
• Modulationsverfahren zur Bewältigung von Störsignalkomponenten, die von anderen Fahrzeugen verwendet werden, können auf dem FMCW-Verfahren oder dem CW-Verfahren basieren. In solch einem Fall wird die Frequenzmodulation des reflektierten Signals Rx1, welches die Reflexion von einem Ziel ist, die durch die Funkwelle (Sendewelle) Tx verursacht wird, die vom Eigenfahrzeug ausgesendet wird, wie in 3(b) gezeigt, die gleiche Modulation wie die Frequenzmodulation des Sendesignals Tx sein. Folglich wird die Schwebungsfrequenz nach dem Mischen bezüglich der Zeit im Wesentlichen konstant sein und stellt diese konstante Schwebungsfrequenz das Schwebungssignal entsprechend dem gewünschten Signal dar. Demgegenüber ist die Sendewelle Rx2, die eine Störwelle von einem entgegenkommenden Fahrzeug ist (nachstehend als Störwelle bezeichnet), ein Signal von einem Radar in einem anderen Fahrzeug. Folglich wird die Frequenzmodulation der Störwelle Rx2 nicht die gleiche Modulation wie die Frequenzmodulation des reflektierten Signals Rx1 sein, welches die Reflexion von einem Ziel ist, die durch die Sendewelle Tx verursacht wird, die vom Eigenfahrzeug ausgesendet wird. Die Bandbreite der modulierten Frequenz oder die Modulationsgeschwindigkeit kann beispielsweise in Abhängigkeit von Standards verschieden sein. In einem anderen Fall können das Reflexionssignal Rx1 und die Störwelle Rx2 beispielsweise selbst dann, wenn der Standard des Radars in einem entgegenkommenden Fahrzeug oder dergleichen dem des Radars im Eigenfahrzeug entspricht, im Wesentlichen nicht vollständig die gleiche Frequenzmodulation aufweisen. Dies liegt daran, dass eine Differenz in der Frequenzmodulation vorhanden sein kann, die durch die einzelnen Unterschiede zwischen den Radars verursacht wird, die beispielsweise von den Fertigungsprozessen abhängen. Folglich ändert sich die Schwebungsfrequenz der von einem anderen Fahrzeug kommenden Störwelle Rx2, wie in 3(a) gezeigt, über die Zeit. Insbesondere ist die Information, die einen Zustand anzeigt, dass sich die Frequenz über die Zeit ändert, d. h. einen Zustand anzeigt, dass die Frequenz über die Zeit schwankt, Zeitänderungsinformation bezüglich des Frequenzspektrums. Folglich kann das Signal dann, wenn es einer Frequenzanalyse mit der Störwelle unterzogen wird, schließlich als Breitbandsignalkomponente erscheinen.
• Ferner wird die Schwebungsfrequenz der Störwelle Rx2, die sich über die Zeit ändert, wie in den 3(a) und 3(b) gezeigt, bei Erreichen eines Nullpunkts, an welchem die Frequenz der Störwelle Rx2 die Frequenz der Sendewelle Tx schneidet, repliziert (umgekehrt). Die Komponente der replizierten Frequenz weist ein Frequenzvorzeichen entgegengesetzt zum Frequenzvorzeichen vor der Wiederholung auf. Dies führt dazu, dass, wie in 2 und 3(a) gezeigt, keine Unterscheidung zwischen der Störwelle Rx2 oder der intrinsischen Störkomponente, die aus einem Einfallsazimut α kommt, und einer Funkwelle Rx3, die aus einem Azimut - α kommt (Funkwelle, die eigentlich nicht auf das Eigenfahrzeug 51 zuläuft bzw. vorhanden ist), die einer Inversen des Einfallsazimut α entspricht, gemacht werden kann. Selbst wenn Empfangsdaten pro Snapshot bezüglich des replizierten Signals, dessen Frequenz sich über die Zeit ändert, einer Azimuterfassungsverarbeitung unterzogen werden, erscheint keine Störsignalkomponente an einem festen Azimut. Auf diese Weise veranlasst das sich über das Breitband erstreckende Schwebungssignal die Störwelle Rx2 dazu, sich am Nullpunkt zu wiederholen, was eine Richtungsunterscheidung von einem Störsignal unmöglich macht. Folglich ist es bis jetzt mit Schwierigkeiten verbunden gewesen, einen Azimut verwendende Verfahren zur Störunterdrückung auf solch ein Störsignal anzuwenden.
• Es ist angesichts der vorstehend beschriebenen Umstände Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein elektronisch abtastendes Radarsystem bereitzustellen, das dazu ausgelegt ist, eine Störung auch mit einem das FMCW-Verfahren verwendenden Radar zu unterdrücken.
• MITTEL ZUM LÖSEN DER PROBLEME
• Die Aufgabe wird gelöst durch ein elektronisch abtastendes Radarsystem nach dem Anspruch 1. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
• Die Erfindung nach dem Anspruch 1 ist ein elektronisch abtastendes Radarsystem, mit: einer Sendeantenne zum freien Aussenden eines Sendesignals bestehend aus einer kontinuierlichen Welle; einer Empfangsantenne bestehend aus Antennenelementen, die jeweiligen Kanälen entsprechen; einem Mischer zum Erhalten eines Schwebungssignals durch Mischen eines von jedem der Antennenelemente empfangenen Empfangssignals mit dem Sendesignal; einem A/D-Wandler zum Gewinnen von Empfangsdaten bestehend aus einer Anzahl N von abgetasteten Daten durch Abtasten des vom Mischer erhaltenen Schwebungssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz; und einem Zielerfassungsabschnitt zum Erfassen eines Abstands zu einem Ziel und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der vom A/D-Wandler abgetasteten Empfangsdaten; gekennzeichnet durch: einen Datenherausschneideteil zum Herausschneiden einer Anzahl (N-M+1) von Daten, die jeweils aus einer Anzahl M (<N) von abgetasteten Daten fortlaufend im Zeitbereich bestehen, aus den Empfangsdaten, die aus der Anzahl N von abgetasteten Daten bestehen; einen Frequenzspektrumberechnungsteil zum Berechnen eines Frequenzspektrums von jeder der Anzahl (N-M+1) von Daten; einen Störfrequenzerfassungsteil zum Erfassung einer Störkomponentenfrequenz einer Störwelle aus dem Frequenzspektrum; einen Störkomponentenentfernungsteil zum Entfernen der Störkomponentenfrequenz aus dem Schwebungssignal, wobei die Störkomponentenfrequenz vom Störfrequenzerfassungsteil erfasst wird; einen Pufferteil zum Zusammenfügen der Daten, die vom Datenherausschneideteil herausgeschnitten und bei denen Frequenzkomponenten entfernt wurden, um Daten mit einer Länge vor dem Herausschneiden wiederherzustellen; und eine Detektion eines Abstands zum Ziel und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der vom Pufferteil wiederhergestellten Daten.
• Der Kanal weist mehrere Kanäle auf, und es sind mehrere Empfangsantennen vorgesehen, wobei jede Empfangsantenne aus Antennenelementen entsprechend den mehreren Kanälen besteht; der Mischer weist mehrere Mischer auf, um ein Schwebungssignal für jedes der Antennenelemente zu erhalten, durch Mischen eines von jedem der Antennenelemente empfangenen Empfangssignals mit dem Sendesignal; und der A/D-Wandler weist mehrere A/D-Wandler auf, um das Schwebungssignal von jedem der Kanäle mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz abzutasten, wobei das Schwebungssignal von jedem der mehreren Mischer erhalten worden ist, um die Empfangsdaten bestehen aus der Anzahl N von abgetasteten Daten für jeden der Kanäle entsprechend den jeweiligen Antennenelementen zu erhalten.
• Das System weist einen Peakrichtungsextrahierungsteil zum Ausführen eines digitalen Strahlformungsprozesses für die Störkomponentenfrequenz auf, um einen Peak der elektrischen Leistung einer Azimutrichtung aus der Störkomponentenfrequenz zu extrahieren; und der Störkomponentenentfernungsteil verwendet ein Filter, um einzig einen Abschnitt, in welchem das Schwebungssignal entsprechend der Störwelle, die aus der gleichen Richtung wie die der Empfangswelle kommt, das Schwebungssignal entsprechend dem Empfangssignal schneidet, aus dem Schwebungssignal zu entfernen, in einem Abschnitt, in welchem das Schwebungssignal entsprechend dem Empfangssignal das Schwebungssignal entsprechend der Störwelle schneidet.
• Gemäß dem Anspruch 2 legt der Datenherausschneideteil vorzugsweise die Anzahl M derart fest, dass die Frequenz in der fortlaufenden Anzahl M von abgetasteten Daten im Wesentlichen unverändert ist, wenn die Anzahl M von abgetasteten Daten mit der Abtastfrequenz abgetastet wird.
• Gemäß dem Anspruch 3 wird vorzugsweise ein Filter mit einer Projektionsmatrix verwendet, die bezüglich der vom Datenherausschneideteil herausgeschnittenen Daten arbeitet.
• Gemäß dem Anspruch 4 ist der Störfrequenzerfassungsteil vorzugsweise dazu ausgelegt, die Störkomponentenfrequenz auf der Grundlage von Zeitänderungsinformation des Frequenzspektrums zu erfassen.
• Gemäß dem Anspruch 5 ist der Störfrequenzerfassungsteil vorzugsweise dazu ausgelegt, eine Komponente als die Störkomponentenfrequenz zu erfassen, wobei die Komponente einen Wert einer elektrischen Leistung des Frequenzspektrums maximiert.
• VORTEILE DER ERFINDUNG
• Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 1 werden die abgetasteten Daten, die nach der Abtastung erhalten werden, in wenigstens zwei kontinuierliche herausgeschnittene Daten aufgeteilt. Auf diese Weise kann ein Schwebungssignal als sich temporär ändernde Information, d. h. als Information von wenigstens zwei Zeitpunkten erfasst werden. Auf diese Weise kann eine Frequenzänderung einer Störwelle in den Störfrequenzkomponenten bezüglich der Zeit geschätzt werden. Ferner kann dann, wenn die geschätzte Störkomponentenfrequenz vom Störkomponentenentfernungsteil entfernt wird, der Einfluss der Störwelle unterdrückt werden.
• Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 2 wird M derart festgelegt, dass die Frequenz in der Anzahl M von abgetasteten Daten im Wesentlichen unverändert ist. Folglich weisen die herausgeschnittenen abgetasteten Daten im Wesentlichen keine Frequenzänderung in den Störfrequenzkomponenten bezüglich der Zeit auf, wobei die Änderung nach dem Abtasten zu sehen ist. Auf diese Weise kann die Schwebungsfrequenz der Störkomponenten in dem Zeitsegment noch genauer erfasst werden.
• Die vorliegende Erfindung kann auf ein System angewandt werden, das einen Kanal zum Aussenden und einen Kanal zum Empfangen aufweist. Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 1 ist die vorliegende Erfindung jedoch ebenso in einem System von Nutzen, das mehrere Empfangsantennen aufweist. Wenn beispielsweise ein Kanal für den Empfang verwendet wird, ist es erforderlich, die Richtung (den Winkel) für die Aussendung bzw. den Empfang mechanisch auszurichten, während durch eine Breitstellung mehrerer Empfangsantennen auf solch einen mechanischen Mechanismus verzichtet werden könnte.
• Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 1 kann der Einfallsazimut der ursprünglichen Welle auf den Erhalt der Azimutinformation unter Verwendung der DBF hin vom Einfallsazimut der Störwelle unterschieden werden. Wenn die Einfallsazimute jedoch gleich sind, kann keine Unterscheidung zwischen der Störwelle und der Empfangswelle erfolgen. Ein Entfernen der Störwelle von diesem Blickwinkel aus kann den Störeinfluss unterdrücken.
• Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 3 kann der Einfluss der Störwelle noch genauer unterdrückt werden, indem die Projektionsmatrix, die dazu ausgelegt ist, die Störwelle zu unterdrücken, als Filter verwendet wird.
• Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 4 wird die Zeitänderungsinformation der Störfrequenz verwendet, um die Schwebungsfrequenz der Störkomponenten in geeigneter Weise zu erfassen. Insbesondere ist die Schwebungsfrequenz der von einem Ziel reflektierten Welle Rx1, wie vorstehend beschrieben, im Wesentlichen konstant über die Zeit. Demgegenüber ändert sich die Schwebungsfrequenz der Störwelle Rx2, welche das Signal von einem anderen Radarsystem ist, über die Zeit. Wenn sich die Steigung der Modulation des betreffenden Radarsystems beispielsweise, wie in 3(a) gezeigt, von der des Radarsystems in einem anderen Fahrzeug unterscheidet, stellt die Schwebungsfrequenz eine primäre lineare Änderung dar. Diesbezüglich kann, bei einer näheren Betrachtung der Änderung der Schwebungsfrequenz, dann, wenn eine Bestimmung als die Störkomponenten erfolgt, wenn eine einen bestimmten Pegel überschreitende Änderung auftritt, die Erfassung genau ausgeführt werden.
• Gemäß der Erfindung nach dem Anspruch 5 wird Information über die elektrische Leistung der Störfrequenz verwendet, um die Schwebungsfrequenz der Störkomponenten in geeigneter Weise zu erfassen. Insbesondere wird sich dann, wenn die elektrische Leistung der Störwelle über der der von einem Ziel reflektierten Welle liegt, die Messgenauigkeit drastisch verschlechtern. Diesbezüglich kann dann, wenn die elektrische Leistung hoch ist, eine genaue Erfassung effizient ausgeführt werden, indem eine Frequenz, welche den Peak maximiert, als die Störkomponenten erfasst wird.
• Figurenliste
• 1(a) zeigt ein Sendesignal und ein Empfangssignal bei dem FMCW-Radar-Verfahren, und 1(b) zeigt ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung des Prinzips eines Mischprozesses;
• 2 zeigt eine Draufsicht zur Veranschaulichung eines Beispiels einer Umgebung einer Straße mit entgegengesetzten Fahrspuren;
• 3(a) zeigt eine Frequenzänderung einer Sendewelle, einer reflektierten Welle und einer Störwelle über die Zeit vor einem Mischen, und 3(b) zeigt ein Schwebungssignal nach dem Mischen dieser Signale;
• 4 zeigt ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung einer Ausführungsform eines elektronisch abtastenden Radarsystems der vorliegenden Erfindung;
• 5 zeigt eine schematische Darstellung zur Veranschaulichung der Inhalte eines Kurzzeitdatenherausschneideprozesses;
• 6 zeigt eine schematische Darstellung zur Veranschaulichung der Inhalte von Frequenzspektrumberechnungsprozessen;
• 7 zeigt eine schematische Darstellung zur Veranschaulichung einer Augenblicksschwebungsfrequenz eines Störsignals an einigen Zeitpunkten;
• 8(a) zeigt eine Frequenzänderung einer Sendewelle, einer reflektierten Welle und einer Störwelle über die Zeit vor einem Mischen, 8(b) zeigt ein Schwebungssignal nach dem Mischen dieser Signale, 8(c) zeigt ein Diagramm bezüglich des Azimuts nach der DBF, und 8(d) zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines gewünschten Schwebungssignals SS nach einem Entfernen eines Schwebungssignals einer Störwelle aus dem Schwebungssignal auf der Grundlage der Azimutinformation;
• 9(a) zeigt eine Frequenzänderung einer Sendewelle, einer reflektierten Welle und einer Störwelle über die Zeit vor einem Mischen, 9(b) zeigt ein Schwebungssignal nach dem Mischen dieser Signale, 9(c) zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung des Schwebungssignals nach einem Abtasten, und 9(d) zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines gewünschten Schwebungssignals SS nach einem Entfernen eines Schwebungssignals einer Störwelle aus dem Schwebungssignal auf der Grundlage der Azimutinformation; und
• 10(a) zeigt eine Frequenzänderung einer Sendewelle, einer reflektierten Welle und einer Störwelle über die Zeit vor einem Mischen, 10(b) zeigt ein Schwebungssignal nach dem Mischen dieser Signale, und 10(c) zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines gewünschten Schwebungssignals SS nach einem Entfernen eines Schwebungssignals einer Störwelle aus dem Schwebungssignal nicht auf der Grundlage der Azimutinformation.
• Bezugszeichenliste

1

Elektronisch abgetastetes Radarsystem

5

Sendeantenne

6

Antennenelement

10

Mischer

13

A/D-Wandler

17

Zielerfassungsabschnitt

18

Störfrequenzerfassungsteil

19

Kurzzeitdatenherausschneideteil

20

Frequenzspektrumberechnungsteil

26

Störazimutkomponentenentfernungsteil

27

Pufferteil

S3, S4, RD

Schwebungssignale

Rx

Empfangssignal

Tx

Sendesignal

• BESTE ART ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
• Nachstehend wird eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben.
• 4 zeigt ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung eines elektronisch abtastenden Radarsystems 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Radarsystem 1 ist ein FMCW-Radarsystem, das ein Sendesignal Tx verwendet, das erhalten wird, indem eine kontinuierliche Welle (CW) einer Frequenzmodulation (FM) unterzogen wird. Ferner ist das Radarsystem 1 ein DBF-Radarsystem, das digitale Strahlformungsprozesse innerhalb von Empfangsarrayantennen 8 ausführt. Das Radarsystem 1 ist ein sogenanntes Fahrzeug-Radarsystem, das an einem Fahrzeug befestigt ist und beispielsweise einen Abstand zu einem vorausfahrenden Fahrzeug (Ziel) und eine relative Geschwindigkeit des vorausfahrenden Fahrzeugs erfasst. Die Ergebnisse der Erfassung des Radarsystems 1 werden beispielsweise als Information zur Steuerung der Fahrt des Fahrzeugs verwendet. Als die Sendewelle werden Mikrowellen verwendet.
• Das Radarsystem 1 weist einen Sende-/Empfangsabschnitt 4 auf, der aufweist: einen Oszillator 2, der eine Mittenfrequenz f0 (z. B. 76 GHz) aufweist und mit einem Zeitgeber 50 verbunden ist; einen Verstärker 3; und eine Sendeantenne 5. Der Oszillator 2 gibt ein Signal aus, das erhalten wird, indem eine Dreieckswellenmodulation mit einer Frequenzmodulationsbreite ΔF auf eine Trägerwelle mit der Frequenz f0 unter Verwendung einer Steuerspannung von einer Gleichspannungsquelle (nicht gezeigt) zur Modulation angewandt wird. D. h., der Oszillator 2 gibt eine modulierte Welle (Sendewelle Tx) mit einer Frequenz f0±ΔF/2 aus. Das modulierte Signal wird vom Verstärker 3 verstärkt und als elektromagnetische Welle von der Sendeantenne 5 ausgesendet. Die Sendewellen werden teilweise an einem Mischer 10 gegeben, um als lokale Signale für den Empfang zu dienen. Damit die Sendeantenne 5 eine gewünschte horizontale Richtcharakteristik aufweist, ist sie beispielsweise aus vier Elementeantennen (nicht gezeigt) aufgebaut.
• Die Empfangsarrayantennen 8 am Sende-/Empfangsabschnitt 4 weisen eine Anzahl K von gleichmäßig beabstandeten linearen Arrayantennenelementen 6 auf, die Kanälen von einem ersten Kanal (#1) bis zu einem K-ten Kanal (#K) entsprechen. Jedes der Antennenelemente 6 ist aus zwei Komponentenantennen aufgebaut und darf, wie die Sendeantenne 13, eine feste horizontale Richtcharakteristik aufweisen.
• Empfangswellen Rx (1 bis K) von den Antennenelementen 6 werden von jeweiligen HF-Verstärkern 9 verstärkt und von jeweiligen Mischern 10 mit verteilten Sendewellen Tx gemischt. Jedes der Empfangssignale Rx wird durch dieses Mischen abwärts gewandelt, um, wie in 1(b) gezeigt, ein Schwebungssignal S, d. h. ein Differenzsignal zu erzeugen, das aus der Differenz zwischen der Sendewelle Tx und der Empfangswelle Rx (1 bis K) resultiert. Das Verfahren zur Gewinnung des Schwebungssignals S auf der Grundlage der Empfangswelle Rx (1 bis K) und der Sendewelle Tx ist bekannt und wird beispielsweise in der JP 11-133142 beschrieben. Folglich wird dieses Verfahren nachstehend nicht näher beschrieben.
• Bei dem FMCW-Verfahren für eine Dreieckswellenmodulation können die folgenden Gleichungen aufgestellt werden: $$fb1=fr-fd$$

  

  $$fb2=fr+fd$$

  

  wobei fr die Schwebungsfrequenz bei einer relativen Geschwindigkeit von Null ist, fd die auf der relativen Geschwindigkeit basierende Dopplerfrequenz ist, fb1 die Schwebungsfrequenz in einem Bereich ist, in welchem die Frequenz zunimmt (Aufwärtsbereich), und fb2 die Schwebungsfrequenz in einem Bereich ist, in welchem die Frequenz abnimmt (Abwärtsbereich).
• Folglich können dann, wenn die Schwebungsfrequenzen fb1 und fb2 im Aufwärtsbereich bzw. im Abwärtsbereich im Modulationszyklus einzeln gemessen werden, fr und fd über die folgenden Gleichungen (3) und (4) erhalten werden:
• $$fr=\left(fb1+fb2\right)/2$$

  

  $$fd=\left(fb2-fb1\right)/2$$

  
• Eine Berechnung der Schwebungsfrequenz fr und der Dopplerfrequenz fd bei einer relativen Geschwindigkeit von Null kann über die folgenden Gleichungen (5) und (6) zur Berechnung eines Abstands R zu einem Ziel und einer Geschwindigkeit V des Ziels führen:
• $$R=\left(C/\left(4\cdot \Delta F\cdot fm\right)\right)\cdot fr$$

  

  $$V=\left(C/\left(2\cdot f0\right)\right)\cdot fd$$

  

  wobei C die Lichtgeschwindigkeit ist, Fo die Mittenfrequenz ist, ΔF die Frequenzmodulationsbreite für die Trägerwelle der Frequenz f0 ist, und fm die FM-Modulationsfrequenz ist.
• Die erzeugten Schwebungssignale S3 für die einzelnen Antennenelemente 6 passieren jeweilige Tiefpassfilter 12, die für die einzelnen Antennenelemente 6 vorgesehen sind, und werden von jeweiligen A/D-Wandlern 13 bei einer Abtastfrequenz f abgetastet und quantisiert, um eine Anzahl N von abgetasteten Daten für jeden Snapshot bereitzustellen. Die abgetasteten Daten werden in einer Puffereinheit 14 gespeichert, in Form von K (Kanäle) x einer Anzahl N von Empfangsdaten DT1, wie durch die folgende Gleichung beschrieben, und anschließend an einen Zielerfassungsabschnitt 17 gegeben. Die Empfangsdaten DT1 entsprechen Empfangsdaten RD, die Daten für eine Anzahl K von Kanälen aufweisen, wie nachstehend noch beschrieben wird.
  [Mathematischer Ausdruck 1] $$DT1=\left(\begin{array}{ccc}x\left[1\right]\left[1\right]& \cdots & x\left[1\right]\left[N\right]\\ ⋮& \ddots & ⋮\\ x\left[K\right]\left[1\right]& \cdots & x\left[K\right]\left[N\right]\end{array}\right)$$

  
• Der Zielerfassungsabschnitt 17 weist, wie in 4 gezeigt, eine Störunterdrückungseinheit 30, eine Schwebungsfrequenzerfassungseinheit 31 und eine Azimuterfassungseinheit 33 auf. Die Störunterdrückungseinheit 30 weist einen Kurzzeitdatenherausschneideteil 19, einen Frequenzspektrumberechnungsteil 20, einen Störfrequenzerfassungsteil 18, einen DBF-(digitale Strahlformung)-Verarbeitungsteil 22, einen Maximalpeakrichtungsextrahierungsteil 23, einen Störrichtungskomponentenentfernungsteil 26 und einen Pufferteil 27 auf.
• Für jeden der Kanäle entsprechend den jeweiligen Arrayantennenelementen 6 schneidet der Kurzzeitdatenherausschneideteil 19, wie in 5 gezeigt, Kurzzeitdaten SD, die jeweils eine Anzahl M (z. B. 32 variable Daten) von abgetasteten Daten in der Zeitrichtung aufweisen, wie aus der nachfolgenden Gleichung ersichtlich, aus den Empfangsdaten RD, d. h. der Anzahl N (z. B. 1024/Snapshot) von abgetasteten Daten, die in der Zeitrichtung gespeichert sind. Anschließend werden die herausgeschnittenen Kurzzeitdaten SD in einem Reihen-Spalten-Array neu angeordnet. Die neu angeordneten herausgeschnittenen Daten werden in der Gleichung (8) beschrieben.
  [Mathematischer Ausdruck 2] $$\begin{array}{l}\left(\begin{array}{ccccc}x\left[k\right]\left[1\right]& \cdots & x\left[k\right]\left[t\right]& \cdots & x\left[k\right]\left[N-M+1\right]\\ x\left[k\right]\left[2\right]& \cdots & x\left[k\right]\left[t+1\right]& \cdots & x\left[k\right]\left[M-M+2\right]\\ ⋮& \ddots & ⋮& \ddots & ⋮\\ x\left[k\right]\left[M\right]& \cdots & x\left[k\right]\left[t+M-1\right]& \cdots & x\left[k\right]\left[N\right]\end{array}\right)\\ k=1\dots K\\ t=1\dots N-M+1\end{array}$$

  
• Anschließend führt der Frequenzspektrumberechnungsteil 20, wie in der 6 und Gleichung (9) gezeigt, eine diskrete Fouriertransformation für jede der herausgeschnittenen Kurzzeitdaten aus, zur Transformation in Daten Mf, die für einen Frequenzbereich geeignet sind, um so das Frequenzspektrum zu berechnen. Kurzzeit-Fouriertransformationsdaten Y werden in der Gleichung (9) beschrieben.
  [Mathematischer Ausdruck 3] $$\left(Y\left[k\right]\left[1\right]\left(f\right)\cdots Y\left[k\right]\left[t\right]\left(f\right)\cdots Y\left[k\right]\left[N-M+1\right]\left(f\right)\right)$$

  
• Der Störfrequenzerfassungsteil 18 berechnet eine mittlere elektrische Leistung nach der diskreten Fouriertransformation für die K Kanäle and erfasst anschließend, wie in 7 gezeigt, einen oder mehrere Peaks in der Frequenzrichtung. Bei der Erfassung wird die Frequenz, bei welcher der mittlere elektrische Leistungspegel eines Peaks den maximalen Punkt erreicht, als Augenblicksschwebungsfrequenz von Störkomponenten (Störkomponentenfrequenz) an jedem der Zeitpunkte tn bestimmt. Die Augenblicksschwebungsfrequenz (Störkomponentenfrequenz) wird durch die Gleichung (10) beschrieben.
  [Mathematischer Ausdruck 4] $$f_{BA}\left[t\right],\left(t=1\dots N-M+1\right)$$

  
• Wenn die durch die Gleichung (10) beschriebene Störkomponentenfrequenz verschlüsselt wird, wird die Gleichung (11) erhalten.
  [Mathematischer Ausdruck 5] $$f_{BA}\left[t\right]=\underset{f}{\text{arg max}}\left(\frac{1}{K}{\displaystyle \sum _{k=1}^K{\left|Y\left[k\right]\left[t\right]\left(f\right)\right|}^2}\right),t=1\dots N-M+1$$

  
• Anschließend führt der DBF-Verarbeitungsteil 22 eine bekannte DBF-(digitale Strahlformung)-Verarbeitung für die Kurzzeit-Fouriertransformationsdaten Y aus. Diese DBF-Verarbeitung wird in der vorstehend aufgeführten Veröffentlichung von Nobuyoshi Kikuma näher beschrieben. Das Symbol θ beschreibt hierbei einen Azimut für einen DBF-Scan.
• Das Symbol Z[t](θ) in der Gleichung (12) zeigt ein Spektrum, das aus der DBF-Verarbeitung erhalten wird.
  [Mathematischer Ausdruck 6] $$Z\left[t\right]\left(\theta \right)={\left|{\displaystyle \sum _{k=1}^K{w}_k\left(\theta \right)\cdot Y\left[k\right]\left[t\right]\left(f_{BA}\left[t\right]\right)}\right|}^2$$

  
• Anschließend erfasst der Peakrichtungsextrahierungsteil 23 für die Frequenz der Störkomponenten unter Anwendung der Gleichung (13) einen Spitzenwert einer Azimutrichtung, welcher die durch die DBF-Verarbeitung erhaltene Energie maximiert.
  [Mathematischer Ausdruck 7] $${\theta }_{PK}\left[t\right]=\underset{\theta }{\text{arg max}}\left(Z\left[t\right]\left(\theta \right)\right)$$

  
• Anschließend schätzt der Störrichtungskomponentenentfernungsteil 26 unter Anwendung eines bekannten Rechenverfahrens einen Absolutwert der Einfallsrichtung der Störkomponenten auf der Grundlage des erhaltenen Peaks der Azimutrichtung (Peak der Frequenzrichtung). Die durch diese Schätzung erhaltene Einfallsrichtung der Störkomponenten ist, wie in 2 und den 3(a) und 3(b) gezeigt, von einer der Störwellen Rx2 und Rx3, die symmetrisch sind und beide den Azimutwinkel α bezüglich der Fahrzeugmittel CL aufweisen (Abtastmittelpunkt bei der elektronischen Abtastung des Sendesignals Tx). Dieser Wert, bei dem nicht bestätigt werden kann, zu welcher der obigen Wellen er gehört, wird nachstehend als der „Absolutwert der Einfallsrichtung“ bezeichnet. Dies liegt daran, dass die Störwellen Rx2 und Rx3, die, wie in 3(a) gezeigt, zur Empfangswelle Rx1 liniensymmetrisch sind, wie in 3(b) gezeigt, nach dem Mischen ähnliche Störmuster zeigen. Folglich kann die tatsächliche Einfallsrichtung selbst dann, wenn die bei der Berechnung erhaltene Einfallsrichtung θT = α ist, sowohl als der Azimut θ = α als auch als der Azimut θ = -α angenommen werden.
• Ohne eine Bestimmung der Einfallsrichtung der Störkomponenten erzeugt der Störrichtungskomponentenentfernungsteil 26 jedoch an jedem Zeitpunkt auf der Grundlage der Gleichungen (14) und (15) die folgende Projektionsmatrix h[t], welche die Störkomponenten unterdrückt.
  [Mathematischer Ausdruck 8] $$P\left[t\right]=I-h\left[t\right]\cdot h{\left[t\right]}^H$$

  
• Die Definition von h[t] kann gemäß der Gleichung (15) erfolgen.
  [Mathematischer Ausdruck 9] $$h\left[t\right]=\left(\begin{array}{c}{w}_1\left({\theta }_T\left[t\right]\right)\\ w_2\left({\theta }_T\left[t\right]\right)\\ ⋮\\ w_k\left({\theta }_T\left[t\right]\right)\end{array}\right)$$

  

  wobei W_K(θ) die Gewichtung (Steuervektor) der DBF für den Azimut θ beschreibt.
• Durch Anwenden dieser auf die ursprünglichen Empfangsdaten SD (siehe 5) kann ein Empfangssignal Xc[t] auf den Störkomponentenunterdrückungsprozess folgend erhalten werden.
  [Mathematischer Ausdruck 10] $$X_C\left[t\right]=\left(\begin{array}{c}{x}_C\left[1\right]\left[t\right]\\ ⋮\\ x_C\left[K\right]\left[t\right]\end{array}\right)=P\left[t\right]\cdot \left(\begin{array}{c}x\left[1\right]\left[t\right]\\ ⋮\\ x\left[K\right]\left[t\right]\end{array}\right)$$

  
• Der Pufferteil 27 speichert die Kurzzeitdaten SD, d. h. das Empfangssignal X_C[t], mit den unterdrückten Störkomponenten mit der Anzahl gleich der ursprünglichen Anzahl von Daten. Folglich werden die Kurzzeitdaten SD, die vom Kurzzeitdatenherausschneideteil 19 herausgeschnitten und deren Störrichtungskomponenten vom Störrichtungskomponentenentfernungsteil 26 entfernt wurden, zu den Empfangsdaten RD und DT1 (siehe 5) vor dem Herausschneiden wiederhergestellt und anschließend an die Downstream-Schwebungsfrequenzerfassungseinheit 31 gegeben. Auf diese Weise werden die Störkomponenten aus dem Schwebungssignal, das in der Puffereinheit 14 des in der 4 gezeigten Sende-/Empfangsabschnitts 4 gespeichert sind, entfernt (unterdrückt) und wird das resultierende Signal in geeigneter Weise in Form eines Signals S4 an die Downstream-Schwebungsfrequenzerfassungseinheit 31 gegeben.
• Das Signal SS nach dem Entfernen (Unterdrücken) der Störkomponenten ist, wie vorstehend beschrieben, durch die Unterdrückungsverarbeitung erhalten worden, ohne einem Prozess zur Bestimmung des positiven/negativen Vorzeichens der Einfallsrichtung der Störsignalkomponenten, die sich am in der 3(b) gezeigten Schnittpunkt der Sendewelle und der Störwelle wiederholt habe, unterzogen zu werden. Auf diese Weise kann eine Entfernung der Störkomponenten gewährleistet werden, ohne das positive/negative Vorzeichen der Einfallsrichtung zu bestimmen.
• Nachstehend wird auf die 8 Bezug genommen. Da die 8(a) und 8(b) den 3(a) und 3(b) entsprechen, wird eine Beschreibung dieser nachstehend ausgelassen. Gleich der 3 zeigt die 8 einen in der 2 gezeigten Zustand auf, bei dem ein Ziel und eine Störwelle involviert sind.
• Bei beispielsweise einem Einfallsazimut des Störsignals entsprechend dem in der 2 sowie in den 8(a) und 8(b) gezeigten Zustand kann Azimutinformation nach der DBF beispielsweise dem in der 8(c) gezeigten Beispiel entsprechen. Insbesondere kann ein positiver Wert α aus dem Azimut entsprechend dem Schwebungssignal oder dem gewünschten Signal mit einer in Wesentlichen konstanter Schwebungsfrequenz über die Zeit in der 8(b) gewonnen werden. Ferner kann ein Azimut α aus der Störwelle Rx2 oder der Sendewelle von dem entgegenkommenden Fahrzeug 52 gewonnen werden. Der Azimut entsprechend einem Schwebungssignal invers zur Störwelle Rx2 ist -a. Folglich kann bei der Störwelle Rx2 nach dem Mischen in der 8(b) das Schwebungssignal, dessen Schwebungsfrequenz bei Null umgekehrt wurde, unterschieden werden, da der Azimut des Schwebungssignals mit der inversen Schwebungsfrequenz nach der DBF ein positives/negatives Vorzeichen aufweisen wird, das sich von dem des gewünschten Schwebungssignals S unterscheidet. Folglich kann bei einer Entfernung des Schwebungssignals entsprechend der Störwelle Rx2 ein Entfernen einzig für das Schwebungssignal entsprechend der Frequenzwelle Rx2, deren positives/negatives Vorzeichen des Einfallsazimuts invers zum Schwebungssignal S entsprechend der reflektierten Welle Rx1 ist, unter Anwendung der Filterung der Projektionsmatrix ausgeführt werden. Demgegenüber weisen einige der Schwebungssignale entsprechend der Störwellen Rx2 einen Einfallsazimut auf, dessen positives/negatives Vorzeichen dem des Schwebungssignals S entsprechend der reflektierten Welle Rx1 entspricht. In diesem Fall werden die reflektierte Welle Rx1 und solch eine Störwelle Rx2 zusammen entfernt, da keine Unterscheidung zwischen beiden erfolgen kann. Die Entfernungsbreite in solch einem Fall entspricht dem Abschnitt, der in der 8(b) von einer gestrichelten Linie umgeben ist, die sich in dem Abschnitt befindet, in dem sich das gewünschte Schwebungssignal S und die Schwebungsfrequenz der Störwelle Rx2 kreuzen. Ein Schwebungssignal SS, das aus solch einem Entfernen resultiert, ist in der 8(d) gezeigt. Die Schwebungsfrequenz der Störwelle Rx2 ist, wie in 8(d) gezeigt, ebenso zusammen mit dem ursprünglich gewünschten Schwebungssignal S entfernt worden, während der Periode entsprechend der Zeit zwischen T3 und T4 mit To in der Mitte. Es sollte beachtet werden, dass die Entfernungsbreite groß ausgelegt werden kann, wenn die Intensität des Signals hoch ist, und klein ausgelegt werden kann, wenn die Intensität des Signals gering ist.
• Das Schwebungssignal SS, dessen Störkomponenten von der Störunterdrückungseinheit 30 des Zielerfassungsabschnitts 17 unterdrückt wurden, wird in der Schwebungsfrequenzerfassungseinheit 31 und der Azimuterfassungseinheit 33 beispielsweise zur Berechnung eines Abstands zwischen dem Eigenfahrzeug und einem Ziel, wie beispielsweise einem vorausfahrenden Fahrzeug, sowie einer relativen Geschwindigkeit und eines Azimuts bezüglich des Ziels bekannten Prozessen unterzogen. Ferner wird das resultierende Signal im Zielverfolgungsabschnitt 35 der 4 einem temporären Zielverfolgungsprozess unterzogen, der von einem Berechnungsprozess zur Erfassung von beispielsweise einem vorausfahrenden Fahrzeug gefolgt wird. Die im Zielverfolgungsabschnitt 35 ausgeführten Prozesse basieren auf einem bekannten Verfahren, das in der JP 2003-270341 A näher beschrieben ist. Folglich werden diese Prozesse nachstehend nicht näher beschrieben. Ferner basieren die in der Schwebungsfrequenzerfassungseinheit 31 und der Azimuterfassungseinheit 33 ausgeführten Prozesse auf einem bekannten Verfahren, das beispielsweise näher in der vorstehend aufgeführten Veröffentlichung von Nobuyoshi Kikuma beschrieben wird. Folglich erden diese Prozesse nachstehend nicht näher beschrieben.
• Die vorliegende Ausführungsform ist in der Annahme beschrieben worden, dass diese Prozesse und die Betriebsinhalte in Form einer Signalverarbeitungssoftware realisiert werden, die beispielsweise auf einem Mikroprozessor oder einem digitalen Signalprozessor läuft. Alternativ können diese Prozesse und die Betriebsinhalte in Form einer integrierten Schaltung, wie beispielsweise einem FPGA oder LSI, realisiert werden, die auf einem Halbleiterelement gebildet ist.
• Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform weisen die die Störunterdrückungseinheit 30 bildenden Verarbeitungsteile die folgenden Funktionen auf:
• A) Der Kurzzeitdatenherausschneideteil 19, der mehrere Kurzzeitkanaldaten aus den Mehrkanaldaten herausschneidet, die von der Upstream-Puffereinheit empfangen werden;
• B) Der Frequenzspektrumberechnungsteil 20, der ein Kurzzeitfrequenzspektrum aus den Kurzzeitdaten berechnet;
• C) Der Störfrequenzerfassungsteil 18, der eine Störkomponentenfrequenz aus dem Kurzzeitfrequenzspektrum erfasst;
• D) Der DBF-Verarbeitungsteil 22, der DBF-(digitale Strahlformung)-Prozesses ausführt;
• E) Der Maximalpeakrichtungsextrahierungsteil 23, welcher den Azimut der Störkomponenten über die Ergebnisse der DBF-Prozesse berechnet;
• G) Der Störrichtungskomponentenentfernungsteil 26, der ein Filter zur Unterdrückung der Komponenten einer zugehörigen Azimutrichtung aus den mehreren Kurzzeitkanaldaten auf der Grundlage des berechneten Azimuts der Störkomponenten betreibt; und
• H) Der Pufferteil 27, welcher die mehreren Kurzzeitkanaldaten nach der Störkomponentenunterdrückung zusammenfügt, um die ursprüngliche Datenlänge wiederherzustellen.
• Auf diese Weise ist sie dann, wenn beispielsweise eine FMCW- oder eine CW-Radarwelle oder dergleichen als Störwelle von einem entgegenkommenden Fahrzeug empfangen wird, dazu ausgelegt, die Kurzzeitdaten der Störwelle herauszuschneiden und zu verarbeiten, und zwar selbst dann, wenn sich die Störkomponentenfrequenz temporär ändert. Folglich ist die Frequenz in dem Herausschneidezeitbereich im Wesentlichen unverändert, was es dem Frequenzspektrumberechnungsteil 20 und dem Störfrequenzerfassungsteil 18 ermöglicht, die Störkomponentenfrequenz im Zeitabschnitt zu erfassen und zu unterdrücken.
• Nachstehend wird eine Modifikation der ersten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 9 beschrieben. Da die 9(a) und 9(b) den 3(a) und 3(b) entsprechen, werden diese nachstehend nicht näher beschrieben.
• 9(c) zeigt die Ergebnisse einer Abtastung der in der 9(b) gezeigten Schwebungsfrequenz unter Verwendung eines A/D-Wandlers. Für gewöhnlich wird das Schwebungssignal der Frequenzwelle Rx2 bei der halben Abtastfrequenz oder der sogenannten Nyquist-Frequenz rekonstruiert. Folglich weist die Frequenz nach der Abtastung ein Muster auf, bei welchem die Schwebungsfrequenz, wie in 9(c) gezeigt, zwischen Null und der Nyquist-Frequenz hin- und herläuft.
• Bei der in der 9 gezeigten Modifikation schneidet das Schwebungssignal S entsprechend der reflektierten Welle Rx1 das replizierte Schwebungssignal entsprechend der Störwelle Rx2, wie in 9(b) gezeigt, in einem Zeitbereich zwischen To1 und To4. Am Schnittpunkt stimmen die positiven/negativen Vorzeichen zwischen den Einfallsazimuten des Schwebungssignals S und dem Schwebungssignal der Störwelle Rx2 bezüglich der Zeitpunkte To1 und To2 jedoch miteinander überein, bezüglich der Zeitpunkte To3 und To4 sind sie jedoch zueinander invertiert. Folglich entfernt die vorliegende Modifikation das Schwebungssignal während der Periode, in welcher die positiven/negativen Vorzeichen der Einfallsazimute miteinander übereinstimmen. Zur Bearbeitung entfernt das Filter sowohl das Schwebungssignal S als auch das Schwebungssignal der Störwelle Rx2, die zwischen die Zeitpunkte T1 und T2 den Zeitpunkt To2 umschließend und zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 den Zeitpunkt To1 umschließend fallen. Ferner entfernt das Filter einzig das Schwebungssignal der Störwelle Rx2 bis zum Zeitpunkt T1, zwischen den Zeitpunkten T2 und T3 und am oder auf den Zeitpunkt T4 folgend.
• Die Effizienz kann angesichts der Nyquist-Frequenz nach der Abtastung, wenn sich die Schwebungsfrequenz der Störwelle Rx2 (Rx3) sowohl bei der Nullfrequenz als auch bei der Nyquist-Frequenz wiederholt, ebenso erzielt werden, indem eine Entfernung alle Perioden gewährleistet wird, in denen die positiven/negativen Vorzeichen der Einfallsazimute zwischen der reflektierten Welle Rx1 und der Störwelle Rx2 miteinander übereinstimmen.
• Bei der vorliegenden Modifikation können ebenso, wie bei der ersten Ausführungsform, die Entfernungsbreiten (Perioden) die Zeitpunkte To1 und To2 umschließend festgelegt werden, unter Berücksichtigung von beispielsweise der elektrischen Leistung der Störwellen.
• Nachstehend wird eine zweite Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 10 beschrieben.
• Da die 10(a) und 10(b) im Wesentlichen der 3 entsprechen, wird eine Beschreibung dieser nachstehend vereinfacht.
• Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich dahingehend deutlich von der obigen Ausführungsform und der obigen Modifikation, dass keine DBF-Funktion vorgesehen ist. Bei der zweiten Ausführungsform wird eine Entfernung unter Verwendung der Projektionsmatrix beispielsweise für zwei Schnittpunkte zwischen dem Schwebungssignal S entsprechend der reflektierten Welle Rx1 und dem Schwebungssignal entsprechend der Störwelle Rx2 nach dem Mischen durch einen Mischer ausgeführt. Insbesondere werden sowohl das Schwebungssignal S als auch das Schwebungssignal der Störwelle Rx2 an den vorstehend erwähnten Schnittpunkten oder während der Perioden mit den Schnittpunkten aus der Störfrequenz entfernt, und wird im übrigen Teil einzig das Schwebungssignal der Referenzwelle Rx2 entfernt. Genauer gesagt, die vorstehend erwähnten Schnittpunkte befinden sich, wie in 10(d) gezeigt, an den Zeitpunkten To4 und To1. Folglich werden sowohl das Schwebungssignal S als auch das Schwebungssignal der Referenzwelle Rx2 während beider Perioden zwischen den Zeitpunkten T6 und T7 und zwischen den Zeitpunkten T3 und T4, welche den Breiten (Perioden) um die Zeitpunkte To4 und To1 entsprechen, durch das Filter entfernt. Während anderer Perioden wird einzig das Schwebungssignal der Störwelle Rx2 entfernt. Auf diese Weise ermöglicht die Verwendung von Änderungsinformation der Störfrequenzkomponenten bezüglich der Zeit eine Unterdrückung der Störkomponenten, ohne dass die Azimutinformation unter Verwendung der DBF erhalten werden muss.
• Bei der zweiten Ausführungsform können die Azimuterfassungseinheit 33, der DBF-Verarbeitungsteil 22 und der Maximalpeakrichtungsextrahierungsteil 23, die in der 4 gezeigt sind, ausgelassen werden. Dies führt dazu, dass der Störrichtungskomponentenentfernungsteil 26 die Störkomponenten unter Verwendung der Änderungs- bzw. Übergangsinformation über die Störfrequenzkomponenten bezüglich der Zeit entfernen kann, ohne die Azimutinformation, wie beispielsweise eine Peakrichtung, zu verwenden.
• Die vorliegende Erfindung kann auf verschiedene Weise modifiziert werden, ohne auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen oder Modifikationen beschränkt zu sein.
• Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen und Modifikationen sind beispielsweise dazu ausgelegt, es einem Kurzzeitdatenherausschneideteil 9 zu ermöglichen, einzig die Anzahl M von Daten fortlaufend in der Zeitrichtung herauszuschneiden. Im äußersten Fall könnten dann, wenn eine Anzahl von N = 1024 realisiert wird, eine Anzahl von M = 1023 realisiert worden sein. D. h., der Kurzzeitdatenherausschneideteil 9 muss einzig eine Abfrage ausgeführt haben, um Daten in Form von zwei oder mehr kontinuierlichen Datengruppen mit verschiedenen Zeitbereichen zu erhalten. Alternativ kann der Kurzzeitdatenherausschneideteil 9 beispielsweise Zeitdaten abfragen, die kürzer als die Abtastzeit der Kurzzeitdaten SD, d. h. einer Wiederholungszeit t1 der Störwelle Rx2 (Rx3) in der 9(c) sind. Dies kann die Änderung in der Schwebungsfrequenz der Störkomponenten derart deutlich verringern, dass kein Biegen (Umkehrung) auftreten kann, so dass die Schwebungsfrequenz der Störwelle noch geeigneter berechnet werden kann.
• Ferner ermöglichen es die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen und Modifikationen dem Maximalpeakrichtungsextrahierungsteil 23, einen Maximalpeakwert einer Azimutrichtung zu erfassen, in welcher die durch die DBF-Prozesse erhaltene Energie maximiert sein würde. Alternativ kann gewährleistet werden, dass nur ein Peak anstelle des Maximalwerts erfasst wird. D. h., wenn mehrere Peaks vorhanden sind, kann gewährleistet werden, dass die Störkomponenten auf der Grundlage der mehreren Peaks entfernt werden. In diesem Fall muss ein Zeitprofil der Peaks geschätzt werden. Folglich dürfte es, obgleich die Berechnung verglichen mit dem Fall, in welchem der Maximalpeakwert verwendet wird, kompliziert sein kann, kein Problem hinsichtlich der Leistung auftreten. Demgegenüber kann eine Verwendung des Maximalpeakwerts gemäß obiger Beschreibung einen Vorteil zur Vereinfachung der Berechnung darstellen.
• Ferner weist die vorstehend beschriebene erste Ausführungsform beispielsweise die Azimuterfassungseinheit 33 auf, um Azimutinformation eines Ziels an den Zielverfolgungsverarbeitungsabschnitt 35 zu geben. Der Aufbau ist jedoch nicht hierauf beschränkt. Die vorliegende Erfindung kann ebenso auf ein System angewandt werden, welches die Azimutinformation nicht berechnet, d. h. auf ein System ohne die Azimuterfassungseinheit 33.
• Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen, Modifikationen und weiteren Modifikationen können in geeigneter Weise kombiniert werden und sind nicht auf die vorstehend beschriebenen Inhalte beschränkt.
• INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
• Die vorliegende Erfindung kann in einem elektronisch abtastenden Fahrzeug-Radarsystem eingesetzt werden, welches das FMCW-Verfahren anwendet.

Claims (5)

1. Elektronisch abtastendes Radarsystem (1) mit: - einer Sendeantenne (5) zum freien Aussenden eines Sendesignals (Tx) bestehend aus einer kontinuierlichen Welle; - einer Empfangsantenne bestehend aus Antennenelementen (6), die jeweiligen Kanälen entsprechen; - einem (10) Mischer zum Erhalten eines Schwebungssignals (S3, S4, RD) durch Mischen eines von jedem der Antennenelemente (6) empfangenen Empfangssignals (6) mit dem Sendesignal (Tx); - einem A/D-Wandler (13) zum Gewinnen von Empfangsdaten bestehend aus einer Anzahl N von abgetasteten Daten durch Abtasten des vom Mischer (10) erhaltenen Schwebungssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz; und - einem Zielerfassungsabschnitt (17) zum Erfassen eines Abstands zu einem Ziel und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der vom A/D-Wandler (13) abgetasteten Empfangsdaten; gekennzeichnet durch: - einen Datenherausschneideteil (19) zum Herausschneiden einer Anzahl (N-M+1) von Daten, die jeweils aus einer Anzahl M (<N) von abgetasteten Daten fortlaufend im Zeitbereich bestehen, aus den Empfangsdaten, die aus der Anzahl N von abgetasteten Daten bestehen; - einen Frequenzspektrumberechnungsteil (20) zum Berechnen eines Frequenzspektrums von jeder der Anzahl (N-M+1) von Daten; - einen Störfrequenzerfassungsteil (18) zum Erfassung einer Störkomponentenfrequenz einer Störwelle aus dem Frequenzspektrum; - einen Störkomponentenentfernungsteil (26) zum Entfernen der Störkomponentenfrequenz aus dem Schwebungssignal, wobei die Störkomponentenfrequenz vom Störfrequenzerfassungsteil (18) erfasst wird; - einen Pufferteil (27) zum Zusammenfügen der Daten, die vom Datenherausschneideteil (19) herausgeschnitten und bei denen Frequenzkomponenten entfernt wurden, um Daten mit einer Länge vor dem Herausschneiden wiederherzustellen; - Detektion eines Abstands zum Ziel und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der vom Pufferteil (27) wiederhergestellten Daten; - der Kanal mehrere Kanäle aufweist und mehrere Empfangsantennen vorgesehen sind, wobei jede Empfangsantenne aus Antennenelementen (6) entsprechend den mehreren Kanälen besteht; - der Mischer (10) mehrere Mischer (10) aufweist, um ein Schwebungssignal für jedes der Antennenelemente (6) zu erhalten, durch Mischen eines von jedem der Antennenelemente (6) empfangenen Empfangssignals (Rx) mit dem Sendesignal (Tx); - der A/D-Wandler (13) mehrere A/D-Wandler (13) aufweist, um das Schwebungssignal von jedem der Kanäle mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz abzutasten, wobei das Schwebungssignal von jedem der mehreren Mischer (10) erhalten worden ist, um die Empfangsdaten bestehen aus der Anzahl N von abgetasteten Daten für jeden der Kanäle entsprechend den jeweiligen Antennenelementen (6) zu erhalten; - das System (1) einen Peakrichtungsextrahierungsteil (23) zum Ausführen eines digitalen Strahlformungsprozesses für die Störkomponentenfrequenz aufweist, um einen Peak der elektrischen Leistung einer Azimutrichtung aus der Störkomponentenfrequenz zu extrahieren; und - der Störkomponentenentfernungsteil (26) ein Filter verwendet, um einzig einen Abschnitt, in welchem das Schwebungssignal entsprechend der Störwelle, die aus der gleichen Richtung wie die der Empfangswelle kommt, das Schwebungssignal entsprechend dem Empfangssignal (Rx) schneidet, aus dem Schwebungssignal zu entfernen, in einem Abschnitt, in welchem das Schwebungssignal entsprechend dem Empfangssignal (Rx) das Schwebungssignal entsprechend der Störwelle schneidet.
2. Radarsystem (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Datenherausschneideteil (19) die Anzahl M derart festlegt, dass die Frequenz in der fortlaufenden Anzahl M von abgetasteten Daten im Wesentlichen unverändert ist, wenn die Anzahl M von abgetasteten Daten mit der Abtastfrequenz abgetastet wird.
3. Radarsystem (1) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter eine Projektionsmatrix ist, die bezüglich der vom Datenherausschneideteil (19) herausgeschnittenen Daten arbeitet.
4. Radarsystem (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Störfrequenzerfassungsteil (18) die Störkomponentenfrequenz auf der Grundlage von Zeitänderungsinformation des Frequenzspektrums erfasst.
5. Radarsystem (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Störfrequenzerfassungsteil (18) eine Komponente als die Störkomponentenfrequenz erfasst, wobei die Komponente einen Wert einer elektrischen Leistung des Frequenzspektrums maximiert.

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