DE102008056905B4 - Radarvorrichtung; Die ein vereinfachtes unterdrücken von Interferenzsignalkomponenten zulässt, welche sich aus einem empfangen von direkt gesendeten Radarwellen von einer anderen Radarvorrichtung ergeben - Google Patents

Radarvorrichtung; Die ein vereinfachtes unterdrücken von Interferenzsignalkomponenten zulässt, welche sich aus einem empfangen von direkt gesendeten Radarwellen von einer anderen Radarvorrichtung ergeben

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Abstract

Bei einer FMCW- oder CW-Radarvorrichtung wird, wenn Interferenzkomponenten in Kanalsignalen enthalten sind, die als Überlagerungssignale aus Array-Antennenelementen von jeweiligen Kanälen erzielt werden, und die Interferenzkomponenten sich aus direkt empfangenen gesendeten CW-Radarwellen aus einer externen Quelle ergeben, eine Phasenverschiebung an jedem der Kanalsignale angewendet, um jeweilige Phasen der Interferenzkomponenten der jeweiligen Kanäle zu einem Zustand zu verschieben, der einem Empfang von Interferenzwellen von einer vorbestimmten Richtung entspricht. Die Interferenzkomponenten werden dann beseitigt und eine inverse Phasenverschiebung wird angewendet, um verbleibende Komponenten der Kanalsignale zu ihrem ursprünglichen Phasenzustand wieder herzustellen.

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Radarvorrichtung eines abtastenden Typs und insbesondere eine in ein Fahrzeug eingebaute elektronische FM-CW-(frequenzmodulierte Dauerstrich)- oder CW-(Dauerstrich)-Radarvorrichtung eines abtastenden Typs, welche zulässt, dass eine Interferenzkomponente unterdrückt wird, die in einem empfangenen Signal enthalten ist.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Typen einer Radarvorrichtung zum Fahrzeugeinbau sind bekannt, welche den Abstand, die Geschwindigkeit und die Richtung (das heißt einen Azimuteinfluss) eines Zielobjekts, wie zum Beispiel eines vorausfahrenden Fahrzeugs, zur Verwendung bei einer Kollisionsvermeidung und einem Fahrzeugsteuern erfassen. Ein Fahrzeug, das mit einer derartigen Radarvorrichtung ausgestattet ist und für welche die Vorrichtungsfunktionsweise beschrieben wird, wird im Folgenden als das lokale Fahrzeug bezeichnet. Ein Verfahren zum Erzielen von diesem besteht darin, ein FMCW-Radar zu verwenden. Dieses weist Vorteile, wie zum Beispiel eine Einfachheit eines Schaltungsaufbaus, der für eine Signalverarbeitung usw. erforderlich ist, auf.
  • Darstellungen (a) und (b) in 1 sind Zeitablaufsdiagramme zum Beschreiben der Grundlagen eines Mischens von gesendeten und empfangenen Signalen mit einem FMCW-Radar. S1 bezeichnet ein Signal, das als elektromagnetische Wellen von einer Antenne durch eine FMCW-Radarvorrichtung des lokalen Fahrzeugs gesendet wird, und deren Frequenz sich zeitlich linear ändert, in abwechselnden Intervallen einer Frequenzerhöhung und Frequenzverringerung, wie es in der Darstellung (a) gezeigt ist. Wenn das gesendete Signal S1 von einem Zielobjekt reflektiert wird, wird ein entsprechendes empfangenes Signal S2 erzielt. Die gesendeten und empfangenen Signale S1, S2 werden gemischt, um das Ergebnis zu erzielen, das in der Darstellung (b) von 1 gezeigt ist. Wie es gezeigt ist, wird während jedes Intervalls, in welchem das Signal S2 gleichzeitig mit einem Senden des Signals S1 empfangen wird, eine Überlagerungssignalkomponente, die eine Frequenz (Überlagerungsfrequenz) fb aufweist, als ein Ergebnis des Signalmischens erzielt, wobei fb die Differenz zwischen den jeweiligen Frequenzen des gesendeten Signals S1 und des empfangenen Signals S2 ist. Der Wert der Überlagerungsfrequenz ändert sich proportional zu der Zeitverzögerung Δt, die für das gesendete Signal erforderlich ist, um von der Radarvorrichtung des lokalen Fahrzeugs zu einem Zielobjekt zu gehen und zu dieser Radarvorrichtung zurück zu kehren. Daher kann der Abstand zu dem Zielobjekt auf der Grundlage von fb berechnet werden.
  • Ein Verfahren eines Messens der Richtung eines Zielobjekts besteht darin, ein elektronisches Abtasten zu verwenden. Dieses Verfahren lässt zu, dass ein Abtasten in alle Richtungen in einer kurzen Zeit durchgeführt wird. Radarwellen (gesendete elektromagnetische Wellen), die von einem Zielobjekt zurück reflektiert werden, werden von einer Mehrzahl von Antennenelementen einer Array-Antenne empfangen, welche in einer bestimmten Positionsanordnung angeordnet ist. Differenzen entstehen zwischen den jeweiligen Zeiten, zu welchen die reflektierten Wellen von den Antennenelementen empfangen werden, was zu entsprechenden Phasendifferenzen zwischen den empfangenen Signalen von den Antennenelementen führt. Die Frequenz der Antennensignale wird abwärts gewandelt, um jeweilige abwärts gewandelte Überlagerungssignale von jeweiligen Kanälen (das heißt, die jeweiligen Antennenelementen entsprechen) zu erzielen. Jedes der Überlagerungssignale wird von einem A/D-Wandler periodisch abgetastet, um zu entsprechenden Kanaldaten, das heißt als Kanalsignale, gewandelt zu werden. Phasendifferenzen zwischen den Kanalsignalen (die sich aus Phasendifferenzen zwischen den jeweiligen Antennenelementsignalen ergeben) können verwendet werden, um die Richtung des Zielobjekts zu erfassen. Eine Form dieses Verfahrens ist als DBF (digitale Strahlformung) bekannt. Bei einer DBF wird nach einer A/D-(Analog/Digital)-Wandlung der Kanalsignale die Richtung eines Zielobjekts auf der Grundlage eines Korrelierens der Phasenbeziehungen der Kanalsignale mit einem Modusvektor erzielt, der die Richtung eines Ankommens von empfangenen Radarwellen ausdrückt, die von einem Zielobjekt reflektiert werden. Dies ist zum Beispiel in „Adaptive Signal Processing with Array Antennas“, veröffentlicht in Japan von Science Technology Publishing Co., Kapitel 9, Seiten 173 - 180, geschrieben, auf die sich im Folgenden als Bezugsdokument 1 bezogen wird.
  • Bei diesem elektronischen Abtastverfahren werden Daten (Abtastwerte) gleichzeitig für jeden der Kanäle durch periodisches Abtasten (A/D-Wandlungsvorgänge) erfasst. Jedoch macht es dies erforderlich, getrennte A/D-Wandler für jeden der Kanäle zu verwenden, so dass die Vorrichtung komplex und teuer wird.
  • Wie es in 5 der Zeichnung (die hier im weiteren Verlauf im Detail beschrieben wird) dargestellt ist, ist es bekannt, dass ein Kanalauswahlschalter 7 verwendet werden kann, um eine geschaltete Auswahl der jeweiligen Signale aus der Mehrzahl von Antennenelementen, das heißt für einen TDM-(Zeitmultiplex)-Empfang der Antennensignale, durchzuführen. Dies ist zum Beispiel in dem Bezugsdokument 1 beschrieben.
  • In diesem Fall gibt es bei einem Bezeichnen der Anzahl eines Antennenelements als k (das heißt wie es in der Schaltfolge von einem ersten Antennenelement gezählt wird) eine Schaltverzögerung τ zwischen den Signalen von angrenzenden Kanälen, das heißt mit einem A/D-Abtasten, das mit dem Signalschalten synchronisiert ist, gibt es eine Schaltverzögerung τ zwischen abgetasteten jeweiligen Signalen von angrenzenden Kanälen. Daher wird der Zeitpunkt eines Erfassens des Antennensignals des k-ten Antennenelements um eine Höhe kτ bezüglich des ersten Antennenelements verzögert. Wenn der Maximalwert der Schaltverzögerung τ[k] durch Vergleich mit der Periode des Überlagerungssignals vernachlässigbar ist (das heißt τ[k]} << 1/fb), kann eine Verarbeitung bezüglich der Annahme durchgeführt werden, dass Antennensignale gleichzeitig von den jeweiligen Antennenelementen empfangen werden. Jedoch ist es in der Praxis aus Kostengründen usw. im Allgemeinen erforderlich, eine Schaltung für den Kanalauswahlschalter 7 zu verwenden, die lediglich zu einem verhältnismäßig langsamen Schalten eines Antennensignals im Stande ist, so dass der Kanalauswahlschalter 7 lediglich mit einer verhältnismäßig niedrigen Ansteuerfrequenz betätigt werden kann. Daher kann im Allgemeinen die Verzögerungszeit τ[k] nicht vernachlässigt werden. Genauer gesagt wird, wenn die Phasenabweichungen zwischen Kanalsignalen aufgrund dieser Schaltverzögerung groß werden, die Genauigkeit eines Erfassens der Richtung eines Zielobjekts verringert werden. Daher ist es erforderlich, eine Phasenkompensation an den Kanalsignalen mit einer Phasenhöhe Δφ[k] anzuwenden, welche wie folgt ausgedrückt ist: Δ ϕ [ k ] = 2 π f B τ [ k ]
    Figure DE102008056905B4_0001
  • Ein Anwenden einer derartigen Phasenkompensationsverarbeitung lässt zu, dass eine genaue Richtungserfassung auch dann erzielt wird, wenn ein Multiplexen von Antennensignalen verwendet wird. Jedoch ist ein anderes Problem vorhanden, welches zuerst unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wird. Hierbei fahren Fahrzeuge, welche mit einer FMCW-Radarvorrichtung ausgestattet sind, in entgegen gesetzte Richtungen zueinander. Hierbei empfängt ein lokales Fahrzeug 50, welches elektromagnetische Wellen (Radarwellen) Tx sendet, Radarwellen Rx2, die von einem Fahrzeug gesendet werden, welches auf einer gegenüber liegenden Fahrspur fährt. Das lokale Fahrzeug 50 erfasst ebenso reflektierte Radarwellen Rx1, die sich aus einer Reflexion der Radarwellen Tx von einem Zielobjekt (einem vorausfahrenden Fahrzeug 51) ergeben.
  • Da die Radarwellen Rx2 direkt von dem lokalen Fahrzeug 50 aus der Sendequelle empfangen werden, können sie mit einem im Wesentlichen höheren Pegel einer Signalenergie als die reflektierten Wellen Rx1 empfangen werden. Daher kann keine genaue Phaseninformation für die erwünschten empfangenen Signalkomponenten (die sich aus den reflektierten Radarwellen Rx1 ergeben) erzielt werden, so dass die Richtung des Zielobjekts nicht geschätzt werden kann.
  • Dieses Problem kann durch Unterdrücken der Interferenzkomponenten überwunden werden. Ein Verfahren, welches zum Erzielen von diesem vorgeschlagen worden ist, verwendet ein Filter zum Unterdrücken von Frequenzkomponenten, die empfangenen elektromagnetischen Wellen entsprechen, welche von einer bestimmten Richtung ankommen. Ein derartiges Verfahren ist zum Beispiel in einem Fachbeitrag „Adaptive Mainbeam Jamming Suppression for Multi-Funktion Radars" von T. J. Nohara et al, veröffentlicht in IEEE 1998 National Radar Conference, Dallas, Tx, 12-13 May 1998, beschrieben, das im Folgenden als Bezugsdokument 2 bezeichnet wird. Jedoch kann es bei einer Zeitmultiplex-Radarvorrichtung nicht möglich sein, genau die Ankunftsrichtung der Interferenzwellen zu bestimmen. Die Gründe dafür werden im Folgenden beschrieben.
  • Wenn die Interferenzwellen Rx2 von einer FMCW-Radarvorrichtung erzeugt werden, kann sich ihre Frequenz linear ändern, wie es die gesendeten Wellen Tx aus dem lokalen Fahrzeug tun, wie es in der Darstellung (a) von 3 dargestellt ist. Wie es in der Darstellung (b) von 3 dargestellt ist, wird, wenn ein Antennensignal, welches sich aus empfangenen Rx1 und Rx2 ergibt, dem Signalmischer 10 zugeführt wird, das sich ergebende abwärts gewandelte Signal (Überlagerungssignal) S3, das von dem Mischer erzeugt wird, eine Interferenzkomponente Ix enthalten, die sich aus den Interferenzwellen Rx2 ergibt. Während jedes Intervalls, in welchem die Frequenz der Interferenzkomponente Ix über der Nyquist-Frequenz des A/D-Wandlers ist, werden Aliasing-Komponenten in den abgetasteten Kanalsignalen (das heißt in den digitalen Daten, welche die Kanalsignale ausdrücken sollten) auftreten. Die Aliasing-Komponenten ändern ihre Frequenz, wie es in der Darstellung (c) von 3 dargestellt ist.
  • In einem derartigen Fall kann es nicht möglich sein, Phasenbeziehungen zwischen Kanalsignalen zum Erfassen der Richtung einer Interferenzquelle zum Zwecke eines Unterdrückens eines Interferenzsignals zu verwenden, das von dieser Quelle gesendet wird, oder eine Phasenkompensation für Zeitverzögerungen zwischen den Signalen von jeweiligen Kanälen durchzuführen. Dieses Problem aufgrund von Aliasing entsteht sowohl für eine FMCW-Radarvorrichtung, welche einen gleichzeitigen Empfang (mit getrennten A/D-Wandlern für die jeweiligen Kanäle) verwendet, als auch für eine FMCW-Radarvorrichtung, welche TDM von Antennensignalen (mit einem einzigen A/D-Wandler) verwendet.
  • Wenn die Steigungen der jeweiligen FMCW-Modulationscharakteristiken (die Frequenz/Zeitänderungscharakteristiken von Rx1, Rx2) annähernd parallel sind, wird die Frequenz der sich ergebenden Interferenzkomponente Ix entsprechend niedrig. Jedoch wird, wenn die Steigungen im Wesentlichen verschieden sind, wie es in 3 gezeigt ist, die Frequenz der Interferenzkomponente Ix die Nyquist-Frequenz für eine A/D-Wandlung überschreiten, was verursacht, dass Aliasing auftritt. In diesem Fall werden die Phasenbeziehungen zwischen den Kanalsignalen vor einer A/D-Wandlung (das heißt vor einem Aliasing) nicht denjenigen der abgetasteten Kanalsignale entsprechen. Daher können Kanaldaten, die derart erzielt worden sind, nicht verarbeitet werden, um die Richtung einer Interferenzquelle zu erzielen, so dass das Interferenzsignal nicht unterdrückt werden kann.
  • Die Gründe dafür werden im Folgenden unter Bezugnahme auf 4 beschrieben, die Wellenformen von Kanalsignalen vor und nach einem Abtasten zeigt, wenn eine Interferenzkomponente einer großen Amplitude von jedem Kanalsignal (vor einem Abtasten) eine Frequenz aufweist, die die Nyquist-Grenze für ein Aliasing bei der A/D-Wandlung überschreitet. Signale von drei Kanälen (Kanal 1, Kanal 2, Kanal 3) sind gezeigt, wobei Kanal 2 dem mittleren Element einer Array-Antenne entspricht. Die Darstellung (a) von 4 stellt den Fall dar, in welchem die Kanalsignale gleichzeitig zu Datenzeitpunkten 0, 1, 2 usw. abgetastet werden. Jede Kurve AS einer durchgezogenen Linie stellt die Wellenform (das heißt die Ortslinie von aufeinander folgenden Datenwerten) eines abgetasteten Kanalsignals dar, während jede Kurve BS einer gestrichelten Linie die Wellenform eines Kanalsignals vor einem Abtasten zeigt. Dieses Beispiel nimmt an, dass Interferenzwellen von einer sendenden Quelle empfangen werden, die direkt vor dem lokalen Fahrzeug (der 0°-Richtung) vorhanden ist, so dass alle der zuvor abgetasteten Kanalsignale mit dem Signal des Kanals 2 in Phase sind.
  • Es versteht sich, dass in dem Fall der Darstellung (a), wenn die Richtung der empfangenen Interferenzwellen eine andere als die 0°-Richtung ist, so dass Phasendifferenzen zwischen den zuvor abgetasteten Kanalsignalen BS zu jedem der Zeitpunkte 0, 1, 2 usw. entstehen, diese nicht sich ergebenden Phasendifferenzen zwischen den abgetasteten Kanalsignalen AS aufgrund des Aliasing entsprechen werden, so dass die Richtung einer Interferenzquelle auf der Grundlage der abgetasteten Kanalsignale AS nicht geschätzt werden kann.
  • Die Darstellung (b) von 4 stellt das Vorhergehende für den Fall eines TDM-Empfangs dar, was die zuvor beschriebenen Schaltverzögerung τk verursacht. In der Darstellung (b) zeigen die Symbole „x“ die Abtastzeitpunkte der TDM-Kanalsignale an. In diesem Fall ist es, obgleich es angenommen wird, das Interferenzwellen erneut entlang der 0°-Richtung empfangen werden, und obgleich die Schaltverzögerungszeit τ vorbestimmt ist, nicht möglich, eine Kompensation für die Schaltverzögerung an den Kanalsignalen AS nach einem Abtasten aufgrund des Auftretens von Aliasing anzuwenden. Aufgrund dessen und aus den Gründen, die für die Darstellung (a) vorhergehend beschrieben worden sind, kann die Richtung einer Interferenzquelle nicht geschätzt werden, so dass Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen AS nach einem Abtasten auf der Grundlage dieser Richtung nicht unterdrückt werden können.
  • Aus den vorhergehenden Gründen ist ein Verfahren zum Unterdrücken von derartigen Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen in der US 2008-0036645 A1 vorgeschlagen worden, die im Folgenden als Bezugsdokument 3 bezeichnet wird, wodurch, wenn ein Zeitachsenintervall von jedem der abgetasteten Kanalsignale (A/Dgewandelten Überlagerungssignale) zu einem entsprechenden Kanaldatensatz gewandelt worden ist, der eine feste Anzahl von Datenwerten umfasst, eine Mehrzahl von Kurzdatensegmenten aus jedem Kanaldatensatz extrahiert wird. Die Kurzdatensegmente entsprechen jeweils aufeinander folgenden Datenzeitpunkten und die Dauer von jedem Kurzdatensegment ist ausreichend kurz, so dass sich die Interferenzkomponentenfrequenz nicht bedeutsam innerhalb von jedem Kurzdatensegment ändert. Jeweilige Frequenzspektren von diesen Kurzdatensegmenten werden erzielt. Eine Mehrzahl von Kandidatenwerten einer Frequenz des Interferenzsignals wird dann für jedes der Kurzdatensegmente auf der Grundlage dieser Frequenzspektren geschätzt und DBF (digitale Strahlformung) wird dann angewendet, um den best geeigneten Kandidatenwert zu erzielen, welcher verwendet wird, um die wahrscheinlichste Richtung einer Ankunft der Interferenzwellen zu schätzen. Diese Information wird dann beim Unterdrücken der Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen verwendet.
  • Jedoch ist es bei dem Verfahren des Bezugsdokuments 3 erforderlich, eine Mehrzahl von Kandidatenwerten einer Frequenz vor einem Aliasing der Interferenzkomponente abzuleiten und eine DBF-Verarbeitung auf der Grundlage von jedem dieser Kandidatenwerte durchzuführen. Insbesondere wird, wenn es erforderlich ist, einen verhältnismäßig hohen Wert einer Grenzfrequenz für eine Tiefpassfilterung zu verwenden, die vor einer A/D-Wandlung angewendet wird, eine Anzahl von Kandidatenwerten einer Frequenz vor einem Aliasing groß. Daher wird die erforderliche Anzahl von Berechnungsvorgängen übermäßig und wird es, da eine Radarvorrichtung, welche eine Echtzeitverarbeitung durchführt, diese Verarbeitung mit einer hohen Geschwindigkeit durchführen muss, erforderlich, eine Mehrzahl von Hochleistungsprozessoren mit jeweiligen Berechnungsprogrammen und Berechnungseinheiten zu verwenden.
  • Relevanter Stand der Technik ist bekannt aus der DE 10 2007 009 385 A1 .
  • KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die vorhergehenden Probleme durch Schaffen einer elektronischen FMCW- oder FM-Radarvorrichtung eines abtastenden Typs zu überwinden, durch die eine Interferenz des zuvor beschriebenen Typs unterdrückt werden kann, während lediglich ein einfacher Vorrichtungsaufbau erforderlich ist.
  • Um die vorhergehende Aufgabe zu lösen, schafft die Erfindung eine elektronische abtastende Radarvorrichtung, die aufweist:
    • eine Sendeantenne, die von einem Sendesignal angesteuert wird, um elektromagnetische FMCW- oder CW-Wellen zu senden, eine Empfangsantenne, die eine Mehrzahl von Antennenelementen aufweist, einen Signalmischer zum Mischen von empfangenen Signalen in einer Mehrzahl von Kanälen, die jeweils den Antennenelementen entsprechen, mit dem Sendesignal, um jeweilige Überlagerungssignale der Kanäle abzuleiten,
    • eine A/D-Wandlerschaltung zum Abtasten und Quantisieren von jedem der Überlagerungssignale mit einer festen Abtastfrequenz, um die Überlagerungssignale zu jeweiligen Kanalsignalen zu wandeln und aufeinander folgende Intervalle der Kanalsignale als jeweilige Kanaldatensätze zu speichern, wobei jeder der Kanaldatensätze eine feste Anzahl von Datenwerten aufweist, die jeweiligen Datenzeitpunkten entsprechen,
    • eine Schaltung zum Extrahieren einer Mehrzahl von Kurzdatensegmenten aus jedem der Kanaldatensätze, wobei jedes der Kurzdatensegmente eine feste Anzahl von Datenwerten aufweist,
    • eine Interferenzkomponenten-Erfassungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, jeweilige Frequenzspektren abzuleiten, die den Kurzdatensegmenten entsprechen, und aus den Frequenzspektren eine Mehrzahl von Augenblicksfrequenzwerten einer Interferenzkomponente der Kanalsignale zu erzielen, wobei die Augenblicksfrequenzwerte jeweils den Datenzeitpunkten entsprechen,
    • eine Interferenz-Unterdrückungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, die Augenblicksfrequenzwerte in Verbindung mit den Kanaldatensätzen zu verarbeiten, zum Erfassen einer Richtung einer Quelle von gesendeten elektromagnetischen Wellen, die der Interferenzkomponente entsprechen, und zum Beseitigen von Komponenten der Kanaldatensätze, die der erfassten Richtung entsprechen, um dadurch jeweilige interferenzunterdrückte Kanaldatensätze zu erzielen, und
    • eine Richtungs-Schätzschaltung, die dazu ausgelegt ist, die interferenzunterdrückten Kanaldatensätze zum Schätzen einer Richtung einer Ankunft von elektromagnetischen Wellen zu verarbeiten, die von einem Zielobjekt reflektiert werden.
  • Bei der vorliegenden Erfindung ist eine derartige Radarvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass sie aufweist:
    • eine Phasenkompensationstabellen-Erzeugungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, eine Mehrzahl von Sätzen von Phasenkompensationswerten abzuleiten, wobei die Sätze den jeweiligen Datenzeitpunkten entsprechen und wobei die Phasenkompensationswerte innerhalb jedes der Sätze den jeweiligen Kanälen entsprechen;
    • eine Interferenzphasen-Einstellungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, die Kanaldatensätze gemäß den Phasenkompensationswerten zu verarbeiten, um jeweilige Interferenzkomponenten der Kanäle zu einer vorbestimmten Phasenbeziehung zu verschieben, die einer vorbestimmten Richtung einer Ankunft von empfangenen elektromagnetischen Wellen entsprechen;
    • eine Interferenz-Beseitigungsschaltung, die gemäß der vorbestimmten Phasenbeziehung dazu ausgelegt ist, die phasenverschobenen Interferenzkomponenten aus den Kanaldatensätzen zu beseitigen; und
    • eine Phasen-Wiederherstellungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, empfangene Signalkomponenten, die durch die Kanaldatensätze ausgedrückt sind, zu einem Phasenzustand wiederherzustellen, der vor der Phasenverschiebung vorhanden ist.
  • Bei einer derartigen Radarvorrichtung können, da die jeweiligen Phasen der Interferenzkomponenten von jedem der Kanäle immer zu einer fest vorbestimmten Beziehung verschoben sind, unberücksichtigt der Richtung einer Ankunft der Radarwellen, welche die Interferenz verursachen, die Interferenzkomponenten einfach unterdrückt werden, das heißt, ein identisches Verarbeitungsverfahren wird immer durchgeführt, um die Interferenzkomponenten unberücksichtigt der Richtung einer Ankunft der Interferenzradarwellen zu unterdrücken. Es wird nicht erforderlich gemacht, eine Mehrzahl von Kandidatenwerten einer Augenblicksfrequenz der Interferenzkomponenten für jeden von jeweiligen Datenzeitpunkten zu berechnen, wie es im Stand der Technik des vorhergehenden Bezugsdokuments 2 vorgeschlagen worden ist. Insbesondere wird, da die jeweiligen Phasen der Interferenzkomponenten von jedem der Kanäle immer zu einer fest vorbestimmten Beziehung verschoben werden, die einer vorbestimmten Richtung einer Interferenzquelle entspricht, das heißt, es ist nicht erforderlich, die tatsächliche Richtung zu bestimmen, der Vorgang durch ein Auftreten von Aliasing bei einer A/D-Wandlung nicht beeinträchtigt.
  • Die vorbestimmte Richtung einer Ankunft von elektromagnetischen Interferenzwellen kann vorteilhaft als die 0°-(Vorwärts)-Richtung festgelegt werden, wobei in diesem Fall die vorbestimmte Phasenbeziehung der Interferenzkomponenten von jeweiligen Kanälen eine phasensynchronisierte Beziehung ist, wobei der Ausdruck „phasensynchronisiert“ hierin verwendet wird, um eine Beziehung zu bezeichnen, in welcher jeweilige Signalwerte der Kanäle an jedem von aufeinander folgenden Zeitpunkten identisch sind. In diesem Fall können die Interferenzkomponenten einfach als eine Gleichtaktkomponente der phasenverschobenen Kanalsignale beseitigt werden.
  • Die Erfindung kann an einer Radarvorrichtung angewendet werden, in welcher die Antennensignale der Antennenelemente jeweiligen Signalmischern zugeführt werden, wobei die sich ergebenden Überlagerungssignale durch A/D-Wandler abgetastet werden. Sie kann gleichermaßen an einer Radarvorrichtung angewendet werden, welche eine TDM-Empfang verwendet, wobei ein Schalter (Multiplexer), der zwischen den Empfangsantennenelementen und einem einzigen Signalmischer angeschlossen ist, zum aufeinander folgenden Auswählen der Antennensignale von jeweiligen Kanälen dient, die dem Mischer zuzuführen sind, so dass (aufgrund von Schaltverzögerung) die Phasenbeziehungen von Signalkomponenten von jeweiligen Kanälen nicht direkt einer tatsächlichen Richtung einer Ankunft von empfangenen Radarwellen entsprechen.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Zeitablaufsdiagramm zum Beschreiben von gesendeten und empfangenen Signalen und Effekten eines Mischens von Signalen mit einer elektronischen FM-CW- oder CW-Radarvorrichtung des abtastenden Typs;
    • 2 ist eine konzeptionelle Draufsicht einer Verkehrsumgebung, in welcher Fahrzeuge auf entgegen gesetzten Fahrspuren fahren;
    • 3 stellt gesendete und empfangene Signale einer in ein Fahrzeug eingebauten Radarvorrichtung im Stand der Technik für einen Fall dar, in welchem FMCW-Interferenzradarwellen empfangen werden, die von einem anderen Fahrzeug gesendet werden;
    • 4A und 4B stellen Interferenzkomponenten in Überlagerungssignalen von jeweiligen Kanälen vor und nach einer A/D-Wandlung der Signale, wenn Interferenzwellen von einer Richtung direkt voraus empfangen werden und Aliasing auftritt, für den Fall eines gleichzeitigen Empfangs (gleichzeitige A/D-Abtastung für jeden Kanal) bzw. eines TDM-Empfangs dar;
    • 5 ist ein Blockschaltbild, das den Gesamtaufbau eines Ausführungsbeispiels einer elektronischen Radarvorrichtung eines abtastenden Typs zeigt;
    • 6 ist eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen einer Verarbeitung zum Extrahieren von Kurzdatensegmenten aus Daten von jeweiligen Kanälen in dem Ausführungsbeispiel von 5;
    • 7 ist eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen einer Verarbeitung zum Ableiten von jeweiligen Frequenzspektren von Kurzdatensegmenten;
    • 8 ist eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen von Augenblicksfrequenzwerten von Interferenzfrequenzkomponenten, die jeweiligen Zeitpunkten entsprechen;
    • 9 ist eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen der Grundlagen der vorliegenden Erfindung;
    • 10 ist eine Darstellung zum Darstellen einer grundlegenden Verarbeitungsfolge, die von der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird, zum Beseitigen von Interferenzkomponenten aus A/D-gewandelten Überlagerungssignalen von jeweiligen Kanälen.
  • BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
  • 5 ist ein Blockschaltbild, das den Gesamtaufbau eines Ausführungsbeispiels einer elektronischen Radarvorrichtung eines abtastenden Typs zeigt, die mit dem Bezugszeichen 1 bezeichnet ist. Diese ist eine FMCW-Radarvorrichtung, welche eine Modulation von elektromagnetischen Dauerstrichen (CW) durch ein Sendesignal Tx unter Verwendung einer Frequenzmodulation (FM) verwendet. Die elektronische Radarvorrichtung 1 eines abtastenden Typs ist in ein Fahrzeug eingebaut und dient dazu, den Abstand und eine relative Geschwindigkeit eines Zielobjekts, das vor dem Fahrzeug fährt, und die Richtung zu diesem Zielobjekt zu erfassen. Die Erfassungsergebnisse, die von der elektronischen Radarvorrichtung 1 eines abtastenden Typs erzielt werden, werden als Information zum Steuern des Fahrens des Fahrzeugs usw. verwendet. Die gesendeten Wellen sind in dem Mikrowellenfrequenzbereich.
  • Wie es gezeigt ist, beinhaltet die elektronische Radarvorrichtung 1 eines abtastenden Typs einen Empfängerbereich 4, eine Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 und Zielobjektnachführ-Verarbeitungsbereich 35. Der Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 beinhaltet einen Interferenz-Unterdrückungsbereich 30, dessen Funktionen als jeweilige Schaltungsbereiche in 6 dargestellt sind. Jedoch werden in diesem Ausführungsbeispiel diese Funktionen durch Verarbeitungsvorgänge realisiert, die von einem Mikrocomputer (das heißt, der eine CPU, einen RAM, einen ROM usw. aufweist) gemäß einem gespeicherten Programm ausgeführt werden. Der Empfängerbereich 4 beinhaltet eine Sendesignalquelle, welche in diesem Ausführungsbeispiel ein VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) 2 ist, einen Verstärker 3 und eine Sendeantenne 5. Wie es zuvor beschrieben worden ist, beinhaltet der Empfängerbereich 4 ebenso einen Satz von K Antennenelementen 6 einer Array-Antenne 8 und ebenso einen Verstärker 9, einen Signalmischer 10, einen Verstärker 11, ein LPF (Tiefpassfilter) 12, einen A/D-Wandler 13, einen Pufferspeicher 14 und einen VCO 40.
  • Der VCO 2 erzeugt ein frequenzmoduliertes Trägersignal, das eine Mittenfrequenz f0 von zum Beispiel 76 GHz aufweist, unter dem Steuern einer veränderbaren Gleichspannung, die als ein Modulationssignal von einer Modulationssignalquelle (in der Zeichnung nicht gezeigt) angelegt wird. Das Modulationssignal weist eine Änderung der Dreieckwellenform auf, die in der Darstellung (a) von 1 gezeigt ist, wobei das Sendesignal Tx (das modulierte Trägersignal) einen Modulationsgrad Δf bezüglich der Mittenfrequenz f0 aufweist, das heißt die Frequenz des modulierten Trägers ändert sich zwischen f0 ± Δf/2. Das Sendesignal Tx wird von dem Verstärker 3 verstärkt und über einen Signalsplitter 41 zu der Sendeantenne 5 gesendet, um als elektromagnetische Wellen gesendet zu werden. Der Splitter 41 überträgt ein Teil des Sendesignals Tx zu dem Signalmischer 10, um als das Lokaloszillatorsignal zu wirken.
  • Die Antennenelemente 6 führen K empfangene Signale Rx von K Kanälen zu, das heißt, der Kanalauswahlschalter 7 weist K Eingangsanschlüsse auf, die jeweils mit den Antennenelementen 6 und einem einzigen Ausgangsanschluss verbunden sind. Der Kanalauswahlschalter 7 führt ein wiederholtes Schalten unter dem Steuern eines Schaltsignals (Taktsignals), das von einem VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 40 erzeugt wird, an einer Frequenz fsw durch, um ein TDM (Zeitmultiplexen) der K Kanalsignale Rx aus der Empfangsantenne 8 mit einer Periode von 1/fsw durchzuführen. In diesem Ausführungsbeispiel wird das Schalten durch den Kanalauswahlschalter 7 elektronisch, das heißt innerhalb einer Schaltung, durchgeführt.
  • Der VCO 40 synchronisiert ebenso die A/D-Wandlungs-Abtastzeitpunkte bei dem Schalten der empfangenen Signale Rx. Das ausgegebene TDM-Signal aus dem Kanalauswahlschalter 7 wird in die in Reihe geschalteten Verstärker 9, Signalmischer 10 und Verstärker 11 eingegeben, wobei das Ausgangssignal aus dem Verstärker 11 in den A/D-Wandler 13 eingegeben wird. Nach dem Verstärken durch den Verstärker 9 wird das Ausgangssignal aus dem Kanalauswahlschalter 7 mit dem Sendesignal Tx in dem Signalmischer 10 gemischt, um die Frequenz abwärts zu wandeln. TDM-Überlagerungssignale von jeweiligen Kanälen, die aus dem Signalmischer 10 erzielt werden, werden dadurch erzeugt. Ein derartiges Ableiten von Überlagerungssignalen ist zum Beispiel in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 11-133142 beschrieben.
  • Bei einer Dreieckwellen-FMCW-Modulation können, wenn fr die Überlagerungssignalfrequenz bezeichnet, die erzielt wird, wenn die relative Geschwindigkeit eines Zielobjekts null ist, fd eine Dopplerfrequenz bezeichnet, welche auf der Grundlage der relativen Geschwindigkeit eines Zielobjekts erzielt wird, fb1 die Überlagerungssignalfrequenz während jedes Aufwärtsintervalls (das heißt, in welchem sich die Überlagerungsfrequenz erhöht) bezeichnet und fb2 die Überlagerungsfrequenz während jedes Abwärtsintervalls (das heißt, in welchem sich die Überlagerungssignalfrequenz verringert) bezeichnet, die folgenden Gleichungen (2) und (3) erzielt werden: fb1 = fr fd
    Figure DE102008056905B4_0002
    fb2 = fr + fd
    Figure DE102008056905B4_0003
  • Daher können, wenn die Überlagerungsfrequenz während eines Aufwärtsintervalls und eines Abwärtsintervalls gemessen wird, die Werte von fr und fd aus den folgenden Gleichungen (4) und (5) erzielt werden. fr = ( fb1+fb2 ) / 2
    Figure DE102008056905B4_0004
    fd = ( fb2 fb1 ) / 2
    Figure DE102008056905B4_0005
  • Daher können der Abstand R und die relative Geschwindigkeit V eines Zielobjekts aus den folgenden Gleichungen (6) und (7) erzielt werden: R = ( C / ( 4. Δ F .fm ) .fr
    Figure DE102008056905B4_0006
    V = ( C/2 .f0 ) ) . fd
    Figure DE102008056905B4_0007
  • Hierbei ist C die Lichtgeschwindigkeit und ist fm die FM-Modulationsfrequenz.
  • Die TDM-Überlagerungssignale aus dem Signalmischer 10 werden über den Verstärker 11 und das LPF 12 zu dem A/D-Wandler 13 übertragen, um die jeweiligen Kanalsignale, die zuvor beschrieben worden sind, als Kanaldaten (digitale Daten) zu erzielen, die aus aufeinander folgenden Datenwerten ausgebildet sind. Die Kanaldaten werden in dem Pufferspeicher 14 gespeichert und dann, wenn ein Satz von N Datenwerten für jeden der K Kanäle gespeichert worden ist, wobei N eine feste Mehrzahl ist, wird der (N x K-Element)-Datensatz dem Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 zugeführt, um verarbeitet zu werden. Ein derartiger Datensatz wird als DT1 bezeichnet und kann wie folgt ausgedrückt werden: ( x [ 1 ] [ 1 ] x [ 1 ] [ N ] x [ K ] [ 1 ] x [ K ] [ N ] )
    Figure DE102008056905B4_0008
  • Wie es in 5 gezeigt ist, beinhaltet der Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 einen Interferenz-Unterdrückungsbereich 30, einen Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31, einen Phasen-Kompensationsbereich 32 und einen Richtungs-Erfassungsbereich 33. Der Interferenz-Unterdrückungsbereich 30 beinhaltet einen Kurzdatensegment-Extraktionsbereich 19, einen Frequenzspektrum-Berechnungsbereich 20, einen Interferenzfrequenz-Erfassungsbereich 18, einen Phasenkompensationstabellen-Berechnungsbereich 21, einen Interferenzkomponenten-Unterdrückungsbereich 26 und einen Pufferspeicher 27.
  • Ein gespeicherter Datensatz DT1 ist konzeptionell in 6 dargestellt. Die jeweiligen Sätze von empfangenen Kanaldaten, die den K Kanälen entsprechen, bestehen jeweils aus N Datenwerten und werden in 6 als RD bezeichnet. Innerhalb jedes empfangenen Datensatzes RD entsprechend aufeinander folgende Positionen von links nach rechts in 6 den aufeinander folgenden Datenzeitpunkten 6, die von 1 bis N nummeriert sind. Der Ausdruck „Datenzeitpunkte“, wie er hierin in Beziehung zu den Daten der Kanaldatensätze RD verwendet wird, weist die folgende Bedeutung auf. Es wird auf die Darstellung (b) von 4 verwiesen. Zum Bespiel entsprechen, wenn die Datenzeitpunkte (t) 1, 2, 3 usw. bezüglich der Daten von Kanal 1 von 4(b) jeweils den Abtastzeitpunkten 1, 2, 3 usw. entsprechen, die in 4(b) gezeigt sind, die Datenzeitpunkte (t) 1, 2, 3 usw. bezüglich des Kanals 2 jeweils den Abtastzeitpunkten (1 + τ), (2 + τ), 3 + τ) usw. Ähnlich entsprechen die Datenzeitpunkte (t) 1, 2, 3 usw. bezüglich Kanal 3 von 4 jeweils den Abtastzeitpunkten (1 + 2τ), (2 + 2τ), (3 + 2τ) usw.
  • Eine Gesamtheit von (N - M + 1) Kurzdatensegmenten SD, von denen jedes aus M Datenwerten (wobei M ein fester Wert ist, der kleiner als N ist) ausgebildet ist, die aufeinander folgenden Datenzeitpunkten t entsprechen, wird aus jedem empfangenen Datensatz RD durch den Kurzdatensegment-Extraktionsbereich 19 des Interferenz-Unterdrückungsbereichs 30 extrahiert. In diesem Ausführungsbeispiel überlappen die aufeinander folgenden extrahierten Kurzdatensegmente SD aus einem Datensatz RD aufeinander folgend, um aufeinander folgend um einen Datenwert (das heißt einen Datenzeitpunkt) verschoben zu sein. Jedoch wird es gleichermaßen möglich sein, jedes Kurzdatensegment bezüglich des vorhergehenden Segments um eine unterschiedliche Anzahl von Einheiten zu verschieben.
  • Wie es aus 6 zu verstehen ist, beginnen die Kurzdatensegmente SD von jedem empfangenen Datensatz RD jeweils zu Datenzeitpunkten von t = 1 bis (N - M + 1). Die Kurzdatensegmente, die aus einem Satz von gespeicherten Daten DT1 erzielt werden, können durch den folgenden Ausdruck dargestellt werden: ( x [ k ] [ 1 ] x [ k ] [ t ] x [ k ] [ N M + 1 ] x [ k ] [ 2 ] x [ k ] [ t + 1 ] x [ k ] [ M M + 2 ] x [ 1 ] [ M ] x [ k ] [ t + M 1 ] x [ k ] [ N ] ) k = 1 K t = 1 N M + 1
    Figure DE102008056905B4_0009
  • Da jedes Kurzdatensegment SD aus dem Kurzdatensegment-Extraktionsbereich 19 ausgegeben wird, wendet der Frequenzspektrums-Berechnungsbereich 20 eine DFT-(diskrete Fourier-Transformation)-Verarbeitung an, um ein entsprechendes Frequenzspektrum von diesem Kurzdatensegment zu erzielen. Die Frequenzspektren, die derart für die Kurzdatensegmente SD eines empfangenen Datensatzes RD erzielt werden, sind konzeptionell in 7 dargestellt. Diese Frequenzspektren, die jeweils den Kurzdatensegmenten SD von jedem Kanal eines empfangenen Datensatzes DT1 entsprechen, können durch den folgenden Ausdruck (10) dargestellt sein. ( Y [ k ] [ 1 ] ( f ) Y [ k ] [ t ] ( f ) Y [ f ] [ N M + 1 ] ( f ) )
    Figure DE102008056905B4_0010
  • Der Interferenzfrequenz-Erfassungsberiech 18 berechnet den Mittelwert der Energiepegel der Frequenzspektren (DFT-Ergebnisse) von jedem Satz von K Kurzdatensegmenten SD von jeweiligen Kanälen. Die Frequenz, an welcher die Signalenergie eine Spitze bezüglich des berechneten mittleren Energiepegels erreicht, wird dann als eine Augenblicksüberlagerungsfrequenz erfasst.
  • Die Ableitung der Augenblicksüberlagerungsfrequenzen fBA[t] aus (N - M + 1) Sätzen von K Kurzdatensegmenten SD, wobei die Sätze jeweils zu Datenzeitpunkten t = 1 bis (N - M + 1) beginnen, ist konzeptionell in 8 dargestellt. Dies kann ausgedrückt werden als: f B A [ t ] , ( t = 1 N M + 1 )
    Figure DE102008056905B4_0011
  • Die Beziehung der Augenblicksüberlagerungsfrequenzwerte fBA[t] zu den Zeitachsenänderungen der Frequenz der Interferenzkomponente Rx2 und der erwünschten empfangenen Signalkomponente S3 von jedem Kanal ist konzeptionell in 9 dargestellt. Wie es zuvor beschrieben worden ist, wird, wenn eine Interferenzkomponente als direkt gesendete Radarwellen empfangen wird, die Amplitude der Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen im Wesentlichen höher als die der erforderlichen Signalkomponenten. Daher kann angenommen werden, dass die Augenblicksfrequenzwerte, die auf der Grundlage von Spitzenwerten von einer empfangenen Energie abgeleitet werden, wie es zuvor beschrieben worden ist, die Augenblicksfrequenzwerte einer Interferenzkomponente sind. Weiterhin überlappen, wie es in 9 dargestellt ist, Frequenzwerte einer erforderlichen empfangenen Signalkomponente in weitestgehend der Verarbeitungszeit nicht mit den Frequenzen der Interferenzkomponenten, da sich der Frequenzwert einer Interferenzkomponente über die Zeit ändert.
  • Die Ableitung der Augenblicksüberlagerungsfrequenzwerte (Augenblicksfrequenzwerte einer Interferenzkomponente) fBA[t] kann wie folgt ausgedrückt werden: f B A [ t ] = arg max f ( 1 K k = 1 K | Y [ k ] [ t ] ( f ) | 2 ) , t = 1 N M + 1
    Figure DE102008056905B4_0012
  • Jeder der Datenwerte (Augenblicksamplitudenwerte), die den Datensatz DT1 bilden, der einem bestimmten Datenzeitpunkt t entspricht, kann dadurch auf eine bestimmte Augenblicksinterferenzkomponentenfrequenz bezogen werden. Ein komplexer Frequenzspektrumsvektor, der einem Augenblicksfrequenzwert zu einem Zeitpunkt t entspricht, wird dadurch erzielt, das heißt: Y [] [ t ] ( f B A ( t ) ) = [ Y [ 1 ] [ t ] ( f B A ( t ) ) Y [ K ] [ t ] ( f B A ( t ) ) ] T
    Figure DE102008056905B4_0013
  • In Gleichung (13) bezeichnet der Anhang T die transponierte Matrix.
  • Die Elemente dieses komplexen Frequenzspektrumvektors können zu einer Polarkoordinatenform gewandelt werden, das heißt, jedes Element wird eine Vektorgröße, die aus einem Amplitudenausdruck (Vektorgröße) ai und einem Phasenausdruck ejθi ausgebildet ist, so dass Gleichung (13) ausgedrückt werden kann als: Y [] [ t ] ( f B A ( t ) ) = [ a 1 e j θ 1 a 2 e j θ 2 a K e j θ K ] T
    Figure DE102008056905B4_0014
  • Eine Phasenkompensationstabelle, die als Hosei[t] bezeichnet ist, die durch Gleichung (15) nachstehend ausgedrückt ist, wird aus den jeweiligen Phasenausdrücken von Gleichung (14) erzielt. Diese Tabelle besteht aus einer Mehrzahl von Sätzen von K Phasenkompensationswerten, wobei die Kompensationswerte in jedem Satz jeweils den K Kanälen entsprechen und die Sätze jeweils den aufeinander folgenden Datenzeitpunkten t entsprechen. H o s e i [ t ] = [ e j θ 1 e j θ 2 e j θ K ] T
    Figure DE102008056905B4_0015
  • Es versteht sich, dass jeder der Phasenausdrücke in Gleichung (14) durch Multiplikation mit einem entsprechenden Phasenausdruck (Phasenkompensationswert) der Phasenkompensationstabelle Hosei[t] auf 1 (das heißt, ein Phasenwinkel ist zu null gewandelt) festgelegt werden kann.
  • Bei der vorliegenden Erfindung wird eine derartige Phasenkompensationstabelle verwendet, um die Phasenbeziehung der Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen zu wandeln, um unberücksichtigt der tatsächlichen Richtung einer Ankunft der Interferenzwellen einer vorbestimmten Richtung einer Ankunft Interferenzwellen zu entsprechen. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die vorbestimmte Richtung die 0°-Richtung. Das heißt, eine phasensynchronisierte Beziehung der jeweiligen Interferenzkomponenten der Kanalsignale wird (in der Form, die durch die Darstellung (a) von 4 zuvor dargestellt ist) gebildet.
  • Daher können bei der vorliegenden Erfindung, da die Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen immer zu einer fest vorbestimmten Phasenbeziehung verschoben sind, die einer vorbestimmten Richtung einer Quelle von Interferenzradarwellen entspricht, unberücksichtigt der tatsächlichen Richtung die Interferenzkomponenten durch eine einfachere Verarbeitung beseitigt werden, als dies im Stand der Technik möglich ist.
  • Genauer gesagt werden alle Komponenten der Kanalsignale (wie sie durch die Kanaldaten dargestellt sind) durch Verwenden der Phasenkompensationstabelle Hosei[t] phasenverschoben, um die vorhergehende Phasenbeziehung der Interferenzkomponenten der Kanalsignale zu erzielen. Die Interferenzkomponenten werden dann als eine Gleichphasenkomponente der Kanalsignale beseitigt (bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Gleichphasenkomponente äquivalent zu einem Mittelwert der Kanalsignale) und alle der verbleibenden Komponenten der Kanalsignale werden dann zu ihren ursprünglichen Phasenzuständen wieder hergestellt.
  • 10 zeigt dies konzeptionell für Kanalsignale, die jeweils eine erwünschte Signalkomponente SC und eine Interferenzkomponente KC an irgendeinem bestimmten Datenzeitpunkt t enthalten, wobei die jeweiligen Amplituden von diesen Komponenten zu diesem Zeitpunkt durch die Längen der Pfeile dargestellt sind und die jeweiligen Phasenwinkel (die bezüglich der Augenblicksfrequenzen der Interferenzkomponente KC und der erwünschten Komponente SC an diesem bestimmten Datenzeitpunkt bestimmt werden) durch die Winkel der Pfeile dargestellt sind. Es ist anzumerken, dass 10 lediglich als eine konzeptionelle Darstellung gedacht ist und nicht dazu gedacht ist, ein Beispiel von tatsächlichen Signalzuständen zu zeigen.
  • Zu Beginn sind die Phasenbeziehungen der Signalkomponenten der jeweiligen Kanäle wie in Schritt S1 dargestellt. In Schritt S2 wird für jedes Kanalsignal eine Zeitachsenverschiebung an jedem der Werte angewendet, die dieses Kanalsignal bilden, wobei die Verschiebungshöhe derart ist, dass der Phasenwinkel der Interferenzkomponenten KC zu einem vorbestimmten Wert verschoben wird, welcher in diesem Ausführungsbeispiel 0° ist. Diese Verschiebung ergibt sich aus einer entsprechenden Änderung des Phasenwinkels der erwünschten Signalkomponente SC von jedem Kanalsignal.
  • Die Interferenzkomponente KC in jedem von diesen Kanalsignalen wird dadurch zu einem vorbestimmten Phasenwinkel verschoben, welcher bei diesem Ausführungsbeispiel 0° ist (dies kann alternativ als Festlegen der Phasendifferenzen zwischen dem Kanalsignal 1 und jedem der anderen Kanalsignale auf 0° erachtet werden). Wie es zuvor beschrieben worden ist, entspricht der sich ergebende phasensynchronisierte Zustand der Interferenzkomponenten in den jeweiligen Kanalsignalen einem Empfang von Interferenzradarwellen aus der 0°-Richtung.
  • Die Interferenzkomponente in jedem Kanalsignal wird dann in Schritt S3 von 10 durch Verarbeiten beseitigt, welches gemäß der vorbestimmten (scheinbaren) Interferenzquellenrichtung von Schritt S2, das heißt in diesem Ausführungsbeispiel der 0°-Richtung, durchgeführt wird.
  • Es versteht sich, dass es bei der vorliegenden Erfindung, da die (scheinbare) Interferenzquellenrichtung fest vorbestimmt nicht, nicht erforderlich ist, die Inhalte der Verarbeitung von Schritt S3 gemäß verschiedenen unterschiedlichen tatsächlichen Richtungen einer Ankunft von Interferenzwellen zu ändern, um dadurch die erforderliche Verarbeitung zu vereinfachen.
  • Als Nächstes wird in Schritt S4 die Phase der erwünschten Signalkomponente SC von jedem Kanalsignal durch eine inverse Phasenverschiebung zu der in Schritt S2 zu ihrer ursprünglichen Bedingung wieder hergestellt. Auf diese Weise werden die erwünschten Signalkomponenten SC der Kanalsignale mit ihren ursprünglichen Phasenbeziehungen wieder gewonnen, wobei die Interferenzkomponenten KC beseitigt sind.
  • Wenn die 0°-Richtung als die (scheinbare) Richtung einer Ankunft der Interferenzradarwellen gebildet worden ist, kann die Interferenzkomponente in jedem Kanal (das heißt Interferenzkomponenten, die in den jeweiligen empfangenen Datensätzen RD ausgedrückt sind) durch einen einfachen Matrixberechnungsvorgang unterdrückt werden, wie es im Folgenden beschrieben wird.
  • Alles der vorhergehenden Verarbeitung kann während eines Signalempfangs durch die Radarvorrichtung durchgeführt werden.
  • Genauer gesagt werden die empfangenen Daten DT1 als Daten xc[t] ausgedrückt, die aus Sätzen von K Datenwerten bestehen, wobei die Datenwerte von jedem Satz jeweils den K Kanälen entsprechen und wobei die Sätze jeweils aufeinander folgenden der Datenzeitpunkte t entsprechen. Daher kann xc[t] wie folgt ausgedrückt werden: x c [ t ] = ( x [ 1 ] [ t ] x [ 2 ] [ t ] x K [ t ] ) T
    Figure DE102008056905B4_0016
  • Ein Unterdrücken der Interferenzkomponente von jedem Kanal wird durch einen Interferenzkomponenten-Unterdrückungsbereich 26 für die Daten von jedem der Zeitpunkte t durch die folgende Berechnung durchgeführt: d i a g ( H o s e i [ t ] * ) ( I a ( 0 ) a ( 0 ) T ) d i a g ( H o s e i [ t ] ) x c [ t ]
    Figure DE102008056905B4_0017
  • Im Vorhergehenden stellt das Symbol „*“ die komplex Konjugierte dar, bezeichnet „I“ eine Einheitsmatrix einer Größe K, das heißt, die K Elemente aufweist, und bezeichnet a(0) den Modusvektor (Größe K), der der 0°-Richtung entspricht, was wie folgt ausgedrückt werden kann: a ( 0 ) = 1 K [ 1 1 1 ] T
    Figure DE102008056905B4_0018
  • Beim Ausführen der Berechnung von Ausdruck (17) führt der Interferenzkomponenten-Unterdrückungsbereich 26 die Schritte S2 bis S4 von 10 (für jeden der Sätze von Kanaldatenwerten, die den Datenzeitpunkten t entsprechen) durch drei aufeinander folgende Matrixmultiplikationsvorgänge durch. Zuerst entspricht ein Multiplikationsvorgang, der Hosei[t] (ein Multiplizieren von Elementen von xc[t] mit entsprechenden Elementen von Hosei[t]) verwendet, um eine entsprechende Matrix von Vektorgrößen zu erzielen, Schritt S2 von 10.
  • Als Nächstes verwendet ein Multiplizieren die Projektionsmatrix (I - a(0).a(0)T), um die Gleichtaktkomponente der Vektorgrößen (bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Gleichtaktkomponente äquivalent zu einem Mittelwert der Vektorgrößen), das heißt eine Komponente, die der 0°-Richtung der Interferenzquelle entspricht, zu beseitigen, um dadurch die Interferenzkomponenten zu unterdrücken, die in den Daten xc[t] ausgedrückt sind. Dies entspricht Schritt S3 von 10. Die sich ergebende Matrix wird dann durch Multiplikation unter Verwendung von diag(Hosei[t]*) operiert. Dies weist den Effekt eines Wiederherstellens der Phase von jeder verbleibenden Signalkomponente zu ihrem ursprünglichen Wert auf und entspricht daher Schritt S4 von 10.
  • Es ist anzumerken, dass es möglich sein würde, die Interferenzkomponenten der Kanalsignale zu einer Phasenbeziehung zu verschieben, die einer Richtung einer Ankunft der Interferenzwellen von einer anderen Richtung als der von 0° in der Verarbeitung entspricht, die zuvor beschrieben worden ist. Der wesentliche Punkt ist, dass eine Phasenkompensationstabelle verwendet wird, um eine vorbestimmte Phasenbeziehung zwischen Interferenzkomponenten der Kanalsignale (wie sie durch die Kanaldaten dargestellt sind) zu bilden. Diese vorbestimmte Phasenbeziehung entspricht einer vorbestimmten (scheinbaren) Ankunftsrichtung von Interferenzradarwellen und wird unberücksichtigt der tatsächlichen Ankunftsrichtung, unberücksichtigt dessen, ob Aliasing in der A/D-Wandlung auftritt, und unberücksichtigt der Effekte von Antennenelement-Schaltverzögerungen in dem Fall eines TDM-Empfangs gebildet.
  • Als Ergebnis können Interferenzkomponenten in den empfangenen Signalen von jeweiligen Kanälen durch einfache Berechnungsvorgänge, insbesondere, wenn die vorbestimmte Phasenbeziehung der Interferenzkomponenten der 0°-Richtung der Interferenzquelle entsprechend gemacht wird, beseitigt werden, wie es zuvor beschrieben worden ist.
  • In der Praxis kann es bevorzugt sein, die Berechnung eines nachstehenden Ausdrucks (19) zu verwenden, um die Ergebnisse zu erzielen, die für Ausdruck (17) beschrieben sind. In Ausdruck (19) bezeichnet der Anhang H die konjugiert Transformierte. Die Berechnung von Ausdruck (19) wird als die angezeigte Folge von Vorgängen aufeinander folgend von dem Ende des Ausdrucks startend ausgeführt. Unter Verwendung dieses Algorithmus können die Anforderungen eines Leistungsvermögens einer Verarbeitung verringert werden und können dadurch Kosten verringert werden. ( I 1 K H o s e i [ t ] H o s e i [ t ] H ) x c [ t ] E R S T E   B E R E C H N U N G Z W E I T E   B E R E C H N U N G D R I T T E   B E R E C H N U N G
    Figure DE102008056905B4_0019
  • Da die Sätze von Kanaldaten Xc[t], die jeweiligen Datenzeitpunkten t entsprechen, aufeinander folgend verarbeitet werden, um die Interferenzkomponenten zu beseitigen, wie es zuvor beschrieben worden ist, werden die verarbeiteten (interferenzunterdrückten) Kanaldaten aufeinander folgend in dem Pufferspeicher 27 gespeichert, um danach dem Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31 zugeführt zu werden.
  • Es ist daher zu verstehen, dass durch die zuvor beschriebene Verarbeitung der Interferenz-Unterdrückungsbereich 30 Kanaldaten ableitet, die frei von Interferenzkomponenten sind, welche durch direktes Empfangen von FMCW- oder CW-Radarwellen verursacht werden, die von einem anderen Fahrzeug gesendet werden.
  • Es versteht sich aus der vorhergehenden Beschreibung, dass es bei der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich ist, eine Phasenbeziehung zwischen den Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen zu bilden, die der tatsächlichen Richtung entsprechen, aus welcher die Interferenzwellen empfangen werden. Daher ist es nicht erforderlich, eine komplexe Verarbeitung zum Ableiten und Berechnen einer Mehrzahl von Kandidatenfrequenzwerten vor einem Aliasing durchzuführen, um eine wahrscheinliche Richtung einer Ankunft von Interferenzradarwellen zu erzielen, wenn Aliasing bei einer D/A-Wandlung auftritt, wie es im Stand der Technik vorgeschlagen worden ist. Dies wird ermöglicht, da bei der vorliegenden Erfindung die Phasenbeziehung zwischen den Interferenzkomponenten in den jeweiligen Kanalsignalen (wie sie durch empfangene Daten dargestellt sind, die in dem Pufferspeicher 14 gehalten werden) immer gewandelt wird, um einer einzigen vorbestimmten Richtung einer Ankunft von Interferenzradarwellen zu entsprechen. Die Verarbeitung zum Beseitigen der Interferenzkomponenten kann dadurch einfach gemacht werden, was die Notwendigkeit nach einer schnellen Datenverarbeitungsausstattung beseitigt, um die erforderlichen Berechnungen usw. durchzuführen.
  • In dem Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 wenden der Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31, der Phasen-Kompensationsbereich 32 und der Richtungs-Erfassungsbereich 33 bekannte Typen einer Verarbeitung an den empfangenen Signaldaten an, aus welchen die Interferenzkomponente beseitigt worden ist, um dadurch den Abstand, die relative Geschwindigkeit und die relative Richtung usw. eines Zielobjekts zu berechnen, welches vor dem Fahrzeug fährt, in welches die elektronische Radarvorrichtung 1 eines abtastenden Typs eingebaut ist.
  • Der Zielobjektnachführ-Verarbeitungsbereich 35, der in 5 gezeigt ist, führt eine Berechnungsverarbeitung durch, um ein Nachführen entlang der Zeitachse durchzuführen, um ein vorausfahrendes Fahrzeug zu erfassen. Eine Verarbeitung, die von dem Zielobjektnachführ-Verarbeitungsbereich 35 zu diesem Zweck durchgeführt werden könnte, ist im Stand der Technik bekannt, wobei sie zum Beispiel in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 2003-270341 beschrieben ist, so dass eine detaillierte Beschreibung weggelassen wird.
  • Die Verarbeitung, die von dem Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31, dem Phasen-Kompensationsbereich 32 und dem Richtungs-Erfassungsbereich 33 durchgeführt wird, kann gemäß bekannten Verfahren, zum Beispiel wie sie im Detail in Bezugsdokument 1, auf das sich zuvor bezogen worden ist, beschrieben sind, sein, so dass eine detaillierte Beschreibung weggelassen wird.
  • Das vorhergehende Ausführungsbeispiel ist unter der Annahme beschrieben worden, dass die Verarbeitungsbereiche und ihre Funktionsinhalte durch eine Signalverarbeitungssoftware (Programm) realisiert sind, welche einen Mikrocomputer steuert. Jedoch wird es gleichermaßen möglich sein, diese in Form einer dedizierten Hardware innerhalb einer integrierten Schaltung, wie zum Beispiel eines FPGA (Field-Programmable Gate Array) oder eines LSI (Lage-Scale Integrated Circuit) zu realisieren.
  • Weiterhin ist bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel der A/D-Wandler 13 dazu ausgelegt, ein Abtasten und Quantisieren eines einzigen Signals durchzuführen, das durch Multiplexen der jeweiligen empfangenen Signale aus einer Mehrzahl von Antennenelementen 6 einer Array-Antenne 8 unter Verwendung des Kanalauswahlschalters 7 erzielt wird. Jedoch könnte die Erfindung gleichermaßen an einem System anwendbar sein, in welchem der Kanalauswahlschalter 7 nicht verwendet wird und in welchem jeweilige A/D-Wandler, wie zum Beispiel der A/D-Wandler 13, für jedes der Antennenelemente vorgesehen sind, das heißt, in welchem ein gleichzeitiges Empfangen und Abtasten von jedem Kanal durchgeführt wird. In diesem Fall würden die Interferenzkomponenten aus den jeweiligen Kanalsignalen (abgetasteten Überlagerungssignalen) beseitigt werden, die aus den A/D-Wandlern erzielt werden, und als empfangene Daten gespeichert werden.
  • Bei der vorliegenden Erfindung versteht es sich aus dem Vorhergehenden, dass, wenn FMCW- oder CW-Radarwellen, die von einem ankommenden Fahrzeug gesendet werden, empfangen werden, das heißt, wenn empfangene Interferenzwellen, welche eine größere Amplitude als (erwünschte) reflektierte Wellen von einem vorausfahrenden Objekt aufweisen, welche sich in der Frequenz bezüglich der Zeit ändern, und zu einem Interferenzsignal führen können, das ein Aliasing erzeugt, wenn sie einer A/D-Wandlung unterzogen werden, die Interferenzkomponenten durch eine einfache Signalverarbeitung beseitigt werden können.
  • Dies wird grundlegend durch Untersuchen von kurzen Intervallen von jedem Kanalsignal (als Kurzdatensegemente SD ausgedrückt) erzielt, die ausreichend kurz sind, so dass angenommen werden kann, dass sich Interferenzkomponenten in der Frequenz nicht während jedes kurzen Intervalls ändern. Augenblickswerte einer Interferenzkomponentenfrequenz (Augenblicksüberlagerungsfrequenzwerte) werden dadurch erzielt, die jeder von aufeinander folgenden Zeitachsenpositionen entsprechen. Eine Ableitung von diesen Augenblicksfrequenzwerten ist aufgrund der Tatsache möglich, dass der Energiepegel der empfangenen Interferenzradarwellen im Allgemeinen wesentlich höher als der der erwünschten (reflektierten) Radarwellen sein wird und dass zu jedem Zeitpunkt die Frequenz der Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen im Allgemeinen wesentlich höher als die der erwünschten empfangenen Signalkomponente sein wird. Ein komplexes Frequenzspektrum der Interferenzkomponenten wird dadurch erzielt, aus welchem die Phasen der Interferenzkomponenten von jeweiligen Kanälen abgeleitet werden können. Dieses wird verwendet, um eine Phasenkompensationstabelle zu erzielen, die (für jeden von aufeinander folgenden Datenzeitpunkten und jeden der Kanäle) Höhen ausdrückt, um welche die Komponenten eines Kanalsignals in der Phase verschoben werden müssen, um die Interferenzkomponenten der Kanäle in einer bestimmten festen Phasenbeziehung festzulegen, die einer bestimmten (scheinbaren) Richtung von empfangenen Interferenzwellen entspricht. Vorzugsweise ist dies die 0°-(Voraus)-Richtung zur Einfachheit einer Verarbeitung. Die Interferenzkomponenten können dann einfach beseitigt werden und die verbleibenden Frequenzkomponenten der Kanalsignale werden dann zu ihren vorhergehenden Phasenbeziehungen wieder hergestellt.

Claims (4)

  1. Elektronische abtastende Radarvorrichtung, die aufweist: eine Sendeantenne (5), die von einem Sendesignal angesteuert wird, um elektromagnetische FMCW-(frequenzmodulierte Dauerstrich)- oder CW-(Dauerstrich)-Wellen zu senden, eine Empfangsantenne (8), die ein Array von Antennenelementen (6) aufweist, und eine Signalmischerschaltung (10) zum Mischen von empfangenen Signalen einer Mehrzahl von Kanälen, die jeweils den Antennenelementen (6) entsprechen, mit dem Sendesignal, um jeweilige Überlagerungssignale der Kanäle abzuleiten, eine A/D-Wandlerschaltung (13) zum Abtasten und Quantisieren von jedem der Überlagerungssignale mit einer festen Abtastfrequenz, um die Überlagerungssignale zu jeweiligen Kanalsignalen zu wandeln und aufeinander folgende Intervalle oder Abtastwerte der Kanalsignale als jeweilige Kanaldatensätze zu speichern, wobei jeder der Kanaldatensätze eine feste Anzahl von Datenwerten aufweist, die jeweiligen Datenzeitpunkten entsprechen, eine Schaltung (19) zum Extrahieren einer Mehrzahl von Kurzdatensegmenten aus jedem der Kanaldatensätze, wobei jedes der Kurzdatensegmente eine feste Anzahl von Datenwerten aufweist, eine Interferenzkomponenten-Erfassungsschaltung (31), die dazu ausgelegt ist, jeweilige Frequenzspektren abzuleiten, die den Kurzdatensegmenten entsprechen, und aus den Frequenzspektren eine Mehrzahl von Augenblicksfrequenzwerten von Interferenzkomponenten der Kanalsignale zu erzielen, wobei die Augenblicksfrequenzwerte jeweiligen der Datenzeitpunkte entsprechen, eine Interferenz-Unterdrückungsschaltung (30), die dazu ausgelegt ist, die Augenblicksfrequenzwerte in Verbindung mit den Kanaldatensätzen zu verarbeiten, zum Einstellen einer Ankunftsrichtung von empfangenen elektromagnetischen Wellen, die der Interferenzkomponente entsprechen, und zum Beseitigen von Komponenten der Kanaldatensätze, die der eingestellten Richtung entsprechen, um dadurch jeweilige interferenzunterdrückte Kanaldatensätze zu erzielen, und eine Richtungs-Schätzschaltung (33), die dazu ausgelegt ist, die interferenzunterdrückten Kanaldatensätze zum Schätzen einer Ankunftsrichtung von elektromagnetischen Wellen zu verarbeiten, die von einem Zielobjekt reflektiert werden; wobei die Radarvorrichtung aufweist: eine Phasenkompensationstabellen-Erzeugungsschaltung (21), die dazu ausgelegt ist, eine Mehrzahl von Sätzen von Inteferenzkomponenten-Phasenkompensationswerten auf der Grundlage der Augenblicksfrequenzwerte abzuleiten, wobei die Sätze den jeweiligen Datenzeitpunkten entsprechen und wobei die Phasenkompensationswerte innerhalb jedes der Sätze den jeweiligen Kanälen entsprechen; eine Interferenzphasen-Einstellungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, die Kanaldatensätze gemäß den Interferenzkomponenten-Phasenkompensationswerten zu verarbeiten, um jeweilige Interferenzkomponenten, die den Kanälen entsprechen, zu einer vorbestimmten Phasenbeziehung zu verschieben, die eine vorbestimmte Ankunftsrichtung von empfangenen elektromagnetischen Wellen anzeigt; eine Interferenz-Beseitigungsschaltung (26), die gemäß der vorbestimmten Phasenbeziehung dazu ausgelegt ist, die phasenverschobenen Interferenzkomponenten aus den Kanaldatensätzen zu beseitigen; und eine Phasen-Wiederherstellungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, verbleibende Signalkomponenten, die durch die Kanaldatensätze ausgedrückt sind, zu einem Phasenzustand wieder herzustellen, der vor der Phasenverschiebung vorhanden ist.
  2. Elektronische abtastende Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Phasenbeziehung ein Zustand einer Phasensynchronisation der Interferenzkomponenten von jeweiligen Kanalsignalen ist und wobei die Interferenz-Beseitigungsschaltung (26) dazu ausgelegt ist, eine Gleichtaktkomponente oder eine Mittelwertkomponente der Kanalsignale zu beseitigen.
  3. Elektronische abtastende Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Phasenkompensationstabellen-Erzeugungsschaltung (21) dazu ausgelegt ist: ein komplexes Frequenzspektrum zu analysieren, das durch die Datenwerte und die Augenblicksfrequenzwerte gebildet ist, um eine Mehrzahl von Sätzen von Vektorgrößen abzuleiten, wobei die Sätze jeweiligen der Datenzeitpunkte entsprechen und Vektorgrößen von allen der Sätze jeweils den Kanälen entsprechen und jede der Vektorgrößen einen Phasenausdruck aufweist; und die Phasenkompensationswerte auf der Grundlage von jeweiligen der Phasenausdrücke abzuleiten.
  4. Elektronische abtastende Radarvorrichtung nach Anspruch 1, die einen Schalter (7), der zwischen die Mehrzahl von Antennenelementen (6) und die Signalmischerschaltung (10) gekoppelt ist, und eine Schalt-Steuerschaltung (40) aufweist, die dazu ausgelegt ist, den Schalter (7) zum selektiven Verbinden von jeweiligen der Antennenelemente (6) mit der Signalmischerschaltung (10) zu steuern.
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