JP3663623B2 - レーダ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号に送信信号をミキシングして得られたビート信号の周波数に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種のレーダ装置の代表的なものとして、ＦＭ−ＣＷレーダ装置がある。ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、連続波（ＣＷ）に周波数変調（ＦＭ）を掛けた送信信号を用いるものであり、パルスレーダと比較すると比較的近距離の物体の探知に適している。そのため、近年では、自動車に搭載して先行する自動車等の位置および相対速度を検出する手段としてのＦＭ−ＣＷレーダ装置の研究開発が進められている。
【０００３】
ＦＭ−ＣＷレーダ装置では、周波数の増減が直線状に交互に繰り返される三角波変調された連続波を送信信号として用い、変調周波数増加区間（以後、単にアップ区間という）のビート周波数と変調周波数減少区間（以後、単にダウン区間という）のビート周波数とからそのビーム方向にあるターゲットの距離および速度を算出する。この処理を走査範囲の全ビームに対して実行することにより、走査範囲に存在するターゲットの情報を得る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＦＭ−ＣＷレーダ装置のような、ビート信号の周波数に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置においては、ビート信号の周波数をパラメータとするパワー分布（周波数スペクトラム）でのＳ／Ｎを高くする必要がある。すなわち、ノイズフロアレベルによるピークとターゲット反射によるパワーピークとの差をできるだけ大きくすることが求められる。
【０００５】
反射率の大きなターゲットや近距離のターゲットでは、ターゲットで反射した信号自身のレベルが高いのでノイズとパワーピークとの差が大きく、アップ区間のピークとダウン区間のピークとのペアリングにもミスが生じにくい。ここに、ペアリングとは、同一ターゲットに起因すると思われるアップ区間のパワーピークとダウン区間のパワーピークとを組み合わせることを言う。
【０００６】
これに対して、反射率の小さいターゲットや遠方のターゲットでは、ターゲットで反射した信号のレベルが低いのでＳ／Ｎが悪化し、ターゲット反射信号のピークとノイズのピークとの区別に誤りが生じやすくなり、ペアリングミスによるターゲット誤認を誘発する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のレーダ装置は、このような課題に対してなされたものであり、受信信号に送信信号をミキシングして得られたビート信号に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置において、ビート信号の周波数をパラメータとするパワー分布を複数のビート信号について平均して平均パワー分布を生成する平均パワー分布生成手段と、平均パワー分布のピークを示す周波数であるパワーピーク周波数を抽出し、パワーピーク周波数におけるビート信号からターゲットの距離を算出するターゲット認識手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
平均パワー分布生成手段において複数のビート信号についてのパワー分布の平均を取ることにより、各パワー分布におけるノイズピークが互いに相殺され、これによって、平均パワー分布では、ターゲット反射に基づくパワーピークとノイズピークとの差が大きくなる。そのため、ターゲット反射に基づくパワーピーク周波数を正確に抽出しやすくなる。
【０００９】
ターゲット認識手段では、受信信号に基づいて生成されたビート信号に基づいてターゲットの距離を算出するときに、パワーピーク周波数に絞って距離算出演算を行う。これにより、ノイズに起因する認識不良がなくなる。
【００１０】
平均パワー分布を得るための複数のビート信号は、時間的に異なるタイミングで取得した複数のビート信号とすることができる。ビート信号の取得タイミングの時間間隔が、ターゲットの移動速度や距離が変化しないと見なせる程度に十分に短ければ、ターゲット反射に基づくパワーピークの周波数は実質的に変化しない。したがって、平均パワー分布からターゲット反射に基づくパワーピークの周波数を抽出することができる。
【００１１】
レーダ装置が受信アンテナとして複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを備える場合には、複数のビート信号は、複数の素子アンテナにおいて同一タイミングで受信した複数の受信信号から得られた複数のビート信号とすることができる。
【００１２】
素子アンテナ毎にノイズレベルフロアは異なるので、素子アンテナ別に得られたビート信号について平均パワー分布を得れば、ノイズに起因するピークは相殺され、ターゲット反射に基づくパワーピークを際だたせることができる。
【００１３】
本発明のレーダ装置は、ターゲットの距離および相対速度の取得方式という観点からＦＭ−ＣＷレーダ装置への適用が考えられ、走査方式という観点からはアレーアンテナを用いたＤＢＦレーダ装置への適用が考えられる。
【００１４】
本発明のレーダ装置がＦＭ−ＣＷ方式のＤＢＦレーダ装置である場合、複数のビート信号は、各素子アンテナに対応する受信アンテナのうち最も感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成されたものであって、時間的に異なるタイミングで取得された複数のビート信号を含むことが望ましい。
【００１５】
感度の高い受信チャネルを経た受信信号のＳ／Ｎは、その他の受信チャネルを経た受信信号のＳ／Ｎよりも高いので、感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成された複数のビート信号を含めて平均パワー分布を生成すると、パワーピークのＳ／Ｎが高いものとなる。
【００１６】
本発明のレーダ装置がＦＭ−ＣＷ方式のＤＢＦレーダ装置である場合、複数のビート信号は、複数の取得タイミングで得られた複数の受信チャネルについてのビート信号を含むものであってもよい。種々のビート信号について平均パワー分布を生成することにより、ノイズピークの相殺効果を高めることができる。
【００１７】
その場合であっても、感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成された複数のビート信号を含めることにより、ターゲット反射に基づくパワーピークを際だたせることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施形態であるレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は送信信号に周波数変調を施した連続波を用いたＦＭ−ＣＷレーダ装置であると共に、アンテナビームをデジタル信号処理により形成し走査するＤＢＦレーダ装置である。
【００１９】
受信用アレーアンテナ１は各受信チャネル２−０〜２−７に対応する８個の素子アンテナ１−０〜１−７を備えている。各素子アンテナ１−０〜１−７は、アイソレータ群１２を構成する個々のアイソレータを介してそれぞれに対応するミキサ１１−０〜１１−７に接続されている。
【００２０】
ミキサ１１−０〜１１−７は、各素子アンテナ１−０〜１−７に到達した受信信号に送信信号の一部をミキシングして、ビート信号を得るものである。ミキサ１１−０〜１１−７にローカル信号として与えられる送信信号成分は、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１４から分岐回路１５およびアイソレータ群１３を介して与えられる。
【００２１】
発振器１４は、中心周波数がｆ０（たとえば７６ＧＨｚ）のバラクタ制御型ガン発振器であり、変調用の制御電圧出力回路２２から出力される制御電圧によって、周波数がｆ０±（１／２）ΔＦの間で三角波状に変化する被変調波を出力する。
【００２２】
ここでのＦＭ変調は、周波数増加区間（アップ区間）と周波数減少区間（ダウン区間）とが交互に連続する三角波変調であり、アップ区間では周波数がｆ０−（１／２）ΔＦからｆ０＋（１／２）ΔＦまでリニアに増加し、ダウン区間ではアップ区間と同じ時間内に周波数がｆ０＋（１／２）ΔＦからｆ０−（１／２）ΔＦまでリニアに減少する。
【００２３】
このＦＭ被変調波は、分岐回路１５を介して送信アンテナ２１に与えられ送信信号として放射されると共に、上述したように、ローカル信号として８チャネルに分岐され、各ミキサ１１−０〜１１−７において８つのチャネル２−０〜２−７の受信信号とそれぞれミキシングされてチャネル別ビート信号を生成する。
【００２４】
ミキサ群１１、アイソレータ群１２、１３、発振器１４、分岐回路１５で構成される高周波回路１０の後段には、低雑音増幅器２４、高速Ａ／Ｄ変換器２５、信号処理部２６、複素ＦＦＴ演算部２７が設けられている。
【００２５】
低雑音増幅器（アンプ）２４は、ミキサ１１−０〜１１−７から出力された８チャネルのビート信号をパラレルに増幅するものである。また、アンプ２４は、アンチエリアシングのためにカットオフ周波数７７ｋＨｚのローパスフィルタを内蔵している。
【００２６】
高速Ａ／Ｄ変換器２５は、８チャネルの各ビート信号をパラレルに且つ同時にＡ／Ｄ変換する回路であり、２００ｋＨｚでサンプリングを行う。このサンプリング周波数で、ＦＭ変調における三角波のアップ区間とダウン区間において、それぞれ１２８ポイントのサンプリングを行う。ＦＭ変調のサンプリングとの同期制御には、制御電圧出力回路２２の出力信号が利用される。
【００２７】
信号処理部２６は、高速Ａ／Ｄ変換器２５からチャネル別ディジタルビート信号を取得し、図２に示すフローチャートにしたがって種々の信号処理を施してターゲット（目標物）の認識処理を行う。
【００２８】
複素ＦＦＴ演算部２７は、信号処理部２６における一連の処理の中の複素ＦＦＴ演算を代行して実行する演算部であり、信号処理部２６からチャネル別ディジタルビート信号を受け取り、これに対して複素ＦＦＴ演算を実施してその結果を信号処理部２６に戻す。
【００２９】
つぎに、本装置の動作手順を図２に示すフローチャートとともに説明する。
【００３０】
まず、ステップＳ１０で、チャネル別ディジタルビート信号を取り込む。このチャネル別ディジタルビート信号は、チャネル別にアップ区間とダウン区間においてそれぞれ１２８ポイントのサンプリングが行われることにより得られるので、トータルで１２８（ポイント）×２（区間）×８（チャネル）＝２０４８ポイント分のデータを取り込むことになる。そして、これらのデータに基づいて、チャネル別にＦＦＴ（高速フーリエ変換処理）を実行し、チャネル別のビート周波数情報を取得する。さらに、このビート周波数情報に基づいて、周波数をパラメータとするビート信号のパワー分布、すなわちビート信号の周波数スペクトラムをチャネル別に取得する。
【００３１】
ここで得られたビート周波数情報およびパワー分布はすべて信号処理部２６内の記憶部に格納される。なお、このチャネル別パワー分布の基礎データであるビート周波数情報は、後のＤＢＦ処理の際に必要な位相情報を含む。
【００３２】
ステップＳ１１では、これから実行される各種の処理がアップ区間データに対するものかダウン区間データに対するものかを判断する。この判断で肯定された場合、すなわち以後の処理がアップ区間データに対するものである場合にはステップＳ１２に移行し、ステップＳ１０で記憶されたアップ区間のデジタルビート周波数情報を読み込み、後のＤＢＦ処理に備える。ステップＳ１１で否定された場合は、ステップＳ１３に進み、ステップＳ１０で記憶されたダウン区間のデジタルビート周波数情報を読み込み、後のＤＢＦ処理に備える。
【００３３】
ステップＳ１４では、各チャネル２−０〜２−７別に取得したビート信号のパワー分布（周波数スペクトラム）を平均化して平均パワー分布を生成する。そして、ステップＳ１５において、平均パワー分布からパワーピークを抽出する。平均パワー分布では、ノイズに起因するピークが互いに相殺されるので、ここで抽出されたパワーピークには、ノイズに起因するパワーピークが含まれておらず、ターゲット反射に起因するパワーピークのみが抽出されている。
【００３４】
このことを図３のグラフを用いてさらに詳しく説明する。図３は、チャネル２−０〜２−３の４つのチャネルでそれぞれ取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフである。チャネル２−０〜２−３のパワー分布は、それぞれ実線、破線、点線および一点鎖線の細線で描かれている。また、平均パワー分布は実線の太線で描かれている。この例では、周波数ポイント３９において、ターゲット反射に起因するピーク３８が形成されており、その他のピークはすべてノイズに起因するものとする。
【００３５】
このグラフから判るように、各チャネル別のパワー分布では、周波数ポイント３９においてパワーピーク３８があることは明瞭であるが、その他の周波数においてもピークと認定できるような波形を所々に見いだすことができる。したがって、チャネル別パワー分布を用いてパワーピークを抽出しようとすると、ターゲット反射に起因するピークの他に、ノイズに起因するピークも抽出してしまう可能性がある。
【００３６】
しかし、平均パワー分布では、周波数ポイント３９においてのみ、明瞭なパワーピーク３８を見いだすことができる。すなわち、周波数ポイント３９以外の周波数では明瞭なパワーピークがないため、周波数ポイント３９におけるパワーピーク３８が際だっている。したがって、ターゲット反射に起因するピークのみを抽出することができる。
【００３７】
パワー分布におけるパワーという言葉は、ここでは広義に用いられており、振幅、狭義のパワー、あるいは狭義のパワーについてのデシベル換算値等のいずれも含む概念である。したがって、パワー分布の平均化手法として、振幅を平均する方法、狭義のパワーを平均する方法、狭義のパワーについてのデシベル換算値を平均する方法等が考えられる。
【００３８】
振幅を平均する方法では、
Ａ（ｎ）＝ＳＲＱＴ（Ｒｅ（ｎ）2＋Ｉｍ（ｎ）2）
を計算して平均化する。ここに、ｎはＦＦＴ結果のビート周波数に付した序列番号、Ａ（ｎ）は周波数番号ｎにおけるＦＦＴ結果の振幅値、Ｒｅ（ｎ）は周波数番号ｎにおけるＦＦＴ結果の実部、Ｉｍ（ｎ）は周波数番号ｎにおけるＦＦＴ結果の虚部である。
【００３９】
振幅を平均する方法では、平方根計算（ＳＲＱＴ）が必要となるが、後述する狭義のパワーを平均する方法に比べて数値の大きさを抑えることができるため、同じビット数に対してダイナミックレンジを大きく取ることができる。
【００４０】
狭義のパワーを平均する方法では、
Ｐｏｗ（ｎ）＝Ａ（ｎ）2＝Ｒｅ（ｎ）2＋Ｉｍ（ｎ）2
をそれぞれ計算して平均化する。この方法は、計算が単純であるという利点がある。
【００４１】
狭義のパワーについてのデシベル換算値（ｄＢ換算値）を平均する方法では、
をそれぞれ計算して平均化する。この方法によると対数（Ｌｏｇ）の計算が必要となるが、上述の他の方法と比べて最もダイナミックレンジを大きく取ることができる。ちなみに、図３のグラフは、この方法により算出した結果を表示したものである。
【００４２】
図３の例では、簡単のために４つチャネルについて平均処理を施したが、本実施形態では全チャネル（８チャネル）の平均化を行う。なお、平均化は全チャネルに代えて適当に選択された複数のチャネルに対して行ってもよい。
【００４３】
このようにして、ＤＢＦ合成処理の前処理として、チャネル別のビート信号についてのパワー分布の平均化を行い、そのパワーピークを抽出することにより、ノイズに起因するパワーピークを除去することができる。
【００４４】
つぎに、このようにして得られたターゲット反射に起因するパワーピーク周波数に限定してチャネル別ビート信号を用いたＤＢＦ合成処理を実行する。
【００４５】
ステップＳ１６では、ステップＳ１５で得られたパワーピーク周波数およびその近傍周波数について選択的に、チャネル別デジタルビート信号に対してデジタル信号処理による位相回転を施す。このときの位相回転量をチャネル別に適宜設定することにより、−１０度から＋１０度までを４１方向に０．５度刻みで分割したうちの一つの走査角方向にビームを形成する。所望の方向にビーム形成を行いたい場合に、チャネル別にどのように位相回転を行うかについては、通常のディジタル・ビーム・フォーミング処理に従えばよいので、ここでは、その詳しい説明を省略する。
【００４６】
ステップＳ１７では、ステップＳ１６のＤＢＦ処理を全方位に対して、すなわち、−１０度から＋１０度までの４１方位に対して終了したか否かを判断し、全方位に対して走査方向別パワーピークの抽出が完了したときに、ステップＳ１８に移行する。
【００４７】
ステップＳ１８では、走査方向に隣り合うほぼ同一の値の走査方向別パワーピーク同士をグルーピングしてパワーピーク群を生成する。
【００４８】
図４はグルーピングの様子を示すグラフであり、同図（ａ）はアップ区間でのグルーピング、同図（ｂ）はダウン区間でのグルーピングの様子を示す。同図（ａ）および（ｂ）において、横軸に走査角をとり、縦軸にビート周波数をとっている。また、パワーピークを点で示し、点の大きさでパワーピークの高さを示している。パワーピークが高いほど点の大きさが大きくなっている。
【００４９】
いま、アップ区間の処理中であるとする。図４（ａ）を参照すると、パワーピーク周波数ｆ１において、走査角別のパワーピークが走査角θ１を中心とする走査角範囲に連続して複数個存在する。ステップＳ１７ではこれらのパワーピークをグルーピングし、一つのパワーピーク群３１とする。同様にパワーピーク周波数ｆ３、ｆ４の走査角別パワーピークがそれぞれ走査角θ２、θ３を中心とする走査角範囲に連続して複数個存在するので、これらをグルーピングし、それぞれパワーピーク群３３、３４とする。
【００５０】
パワーピークのグルーピングが終了すると、ステップＳ１９において代表走査角の抽出が行われる。この実施形態では、パワーピーク群中の最も高いレベルを示すパワーピークの走査角を代表走査角とする。図４(ａ）を参照すると、パワーピーク群３１の代表走査角がθ１であり、パワーピーク３３および３４の代表走査角がそれぞれθ２およびθ３である。
【００５１】
続いて、ステップＳ２０では、各パワーピーク群のエッジ走査角を抽出する。エッジ走査角とは、パワーピーク群の最大レベル（代表走査角におけるレベル）から所定値だけ低いレベルとなる走査角のことであり、図４（ａ）を例にとると、各パワーピーク群３１、３３、３４の左端および右端に位置するパワーピークの走査角のことである。
【００５２】
ステップＳ２１では、各パワーピーク群のパワーピーク分布幅、すなわち、各パワーピーク群の左エッジ走査角から右エッジ走査角までの角度範囲を調べ、パワーピーク分布幅が所定値以上のものがあるか否かを判断する。この判断で肯定する場合には、ステップＳ２２を経てステップＳ２３へ進む。
【００５３】
ステップＳ２２では、パワーピーク分布幅が所定値以上であるパワーピーク群のパワーピーク分布から、標準パワーピーク分布（以後、単に標準分布という）を差し引いて新たなパワーピーク群を生成する。ステップＳ２３ではステップＳ２２で生成された新パワーピーク群の代表走査角を抽出する。
【００５４】
図５は、ステップＳ２２および２３の処理を説明するためのグラフである。同図（ａ）は差し引き処理前のパワーピーク群のパワーピーク分布を示し、同図（ｂ）は標準分布を示し、同図（ｃ）は差し引き処理後に生成された新パワーピーク分布を示す。各グラフにおいて、横軸に走査角をとり、縦軸にピークレベルをとっている。
【００５５】
図５（ａ）に示すパワーピーク分布４１は、ステップＳ１８においてグルーピングされたものであり、ステップＳ１９で代表走査角θ４１が抽出され、ステップＳ２１において分布幅Ｗ４１が所定値以上であると判断されたものである。
【００５６】
図５（ｂ）に示すパワーピーク分布４２は、パワーピーク分布４１に対する標準分布である。この標準分布は、標準的なシングルターゲットに対するパワーピーク分布の代表走査角と代表走査角におけるピークレベルが、パワーピーク分布４１の代表走査角とその代表走査角におけるピークレベルに一致するように正規化したものである。なお、標準的なシングルターゲットに対するパワーピーク分布は、予め測定され記憶されている。
【００５７】
図５（ｃ）に示すパワーピーク分布４３は、このような標準分布４２をパワーピーク分布４１から差し引いた結果を示すものである。
【００５８】
所定値を越える分布幅を有するパワーピーク分布は、複数のターゲットからの反射波に基づくものと考えられる。パワーピーク分布４３は、同一距離・同一速度で並んでいる２つのターゲットからの反射波に基づくものであり、その代表走査角θ４１は一方のターゲットからの反射波に基づくものである。標準分布４２はその一方のターゲットからの反射波のみに基づくパワーピーク分布を推定したものであり、これをパワーピーク分布４１から差し引くことにより、他方のターゲットの反射波のみに基づくパワーピーク分布を推定できる。パワーピーク分布４３がそれであり、その代表走査角θ４３がその他方のターゲットの方位を示している。なお、標準分布４２の代表走査角θ４２は定義からパワーピーク分布４３の代表走査角θ４１と同じである。
【００５９】
つづいてステップＳ２４に移行する。ステップＳ２４では、上述したステップＳ１２からステップＳ２３までの一連の処理をアップ区間とダウン区間の両方に対して実行したか否かが判断される。この判断で否定された場合はステップＳ１１に戻り、肯定された場合はステップＳ２５に進む。
【００６０】
ステップＳ２４からステップＳ１１に戻る場合というのは、アップ区間のビート周波数データに基づくステップＳ１４からステップＳ２３までの一連の処理が終了し、ダウン区間のビート周波数データに基づく同処理が未だ実行されていない場合であるため、ステップＳ１１での判断で否定される。そして、ステップＳ１３に移行してステップＳ１０で算出され記憶されたダウン区間のビート周波数データの読み込みが行われ、この読み込みデータに基づいて、ステップＳ１４からステップＳ２３までの処理が実行される。この時点でステップＳ２４に移行すると、そこでの判断は肯定されステップＳ２５に移行する。
【００６１】
ステップＳ２５では、アップ区間のパワーピーク群とダウン区間のパワーピーク群をペアリングする。ペアリングとは、同一ターゲットに基づくと推定されるパワーピーク群同士を組み合わせることであり、図４を用いてその方法を説明する。
【００６２】
各パワーピーク群の代表走査角は、ターゲットの中心方位を示している。したがって、同一ターゲットに基づくパワーピーク群を組み合わせるには、代表走査角が一致しているもの同士を組み合わせればよい。
【００６３】
図４において、アップ区間のパワーピーク群３１は代表走査角がθ１であり、ダウン区間における代表走査角がθ１であるパワーピーク群３５との組み合わせが可能である。代表走査角θ２については、アップ区間のパワーピーク群３３とダウン区間のパワーピーク群３７がペアリングし、代表走査角θ３については、アップ区間のパワーピーク群３４とダウン区間のパワーピーク群３６がペアリングする。
【００６４】
このようしてステップＳ２５のペアリングが完了すると、ステップＳ２６に移行して、ペアリングされたパワーピーク群のビート周波数を用いてターゲットの処理及び速度を演算により求める。この演算はＦＭ−ＣＷレーダ装置の基本原理に基づくものである。
【００６５】
ここで、念のためにＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理を簡単に説明する。
【００６６】
送信信号の中心周波数をｆ０、周波数変調幅をΔＦ、ＦＭ変調周波数をｆｍとし、さらに、ターゲットの相対速度が零のときのビート周波数（狭義のビート周波数）をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、アップ区間のビート周波数をｆｂ１、ダウン区間のビート周波数をｆｂ２とすると、
ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（１）
ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ …（２）
が成り立つ。
【００６７】
したがって、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に測定すれば、次式（３）、（４）からｆｒおよびｆｄを求めることができる。
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（３）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（４）
【００６８】
ｆｒおよびｆｄが求まれば、ターゲットの距離Ｒと速度Ｖを次の（５）（６）式により求めることができる。
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（５）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（６）
ここに、Ｃは光の速度である。
【００６９】
図４を例にとると、パワーピーク群３３とパワーピーク群３７との組み合わせにおいて、ｆ３およびｆ７がそれぞれ上記（１）〜（４）式におけるｆｂ１およびｆｂ２に相当する。
【００７０】
ステップＳ２７では、このようにして得られたターゲットの距離Ｒおよび速度Ｖを過去のターゲット情報と組み合わせて、ターゲットの時系列的な動きを検知し、さらに、時系列的な動きから、ターゲットの種別や将来動きを予測して、より詳細なターゲット認識を行う。
【００７１】
つぎに、本発明の第２の実施形態を説明する。第２実施形態のハード構成は、第１実施形態と同じであり、図１の通りである。
【００７２】
図６は、第２実施形態の動作を示すフローチャートである。この実施形態は、第１実施形態とはＤＢＦ合成処理前のパワーピークの抽出方法のみが異なる。すなわち、図６のフローチャートは、図２に示す第１実施形態のフローチャートのステップＳ１４、１５に代えてステップＳ６１、６２が実行される点のみが相違する。
【００７３】
ステップＳ６１では、適当な素子アンテナ、たとえばアレーアンテナ１のほぼ中央に位置する素子アンテナ１−４で受信された受信信号に着目し、今回のアップ区間またはダウン区間で取得したビート信号のパワー分布と、過去３回の同一素子アンテナで受信した同種区間におけるビート信号のパワー分布とを平均化する。
【００７４】
図７は、送信信号タイミングチャートであり、縦軸に送信信号周波数、横軸に時間をとっている。アップ区間とダウン区間が連続的に交互に繰り返されており、区間４が今回、すなわち最新のアップ区間とダウン区間を示している。区間３は１回前のアップ区間とダウン区間であり、区間２は２回前のアップ区間とダウン区間であり、区間１は３回前のアップ区間とダウン区間である。
【００７５】
いま、ステップＳ１１の判断によってアップ区間処理中であるとすると、ステップＳ６１では、素子アンテナ１−４で受信された区間１〜区間４の各アップ区間の受信信号に基づくビート信号のパワー分布を平均化する。
【００７６】
図８は、区間１〜区間４の各アップ区間のそれぞれで取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフである。区間１〜区間４のパワー分布は、それぞれ実線、破線、点線および一点鎖線の細線で描かれている。また、平均パワー分布は実線の太線で描かれている。この例では、周波数ポイント８９において、ターゲット反射に起因するピーク８８が形成されており、その他のピークはすべてノイズに起因するものとする。
【００７７】
区間１〜区間４におけるターゲットの状況（距離、相対速度）は刻々と変化しているから、ターゲット反射に起因するパワーピーク周波数も変化する。しかし、各区間の周期がターゲットの状況変化に対して十分に短ければ、各区間におけるターゲット反射に起因するパワーピークはほぼ重なる。たとえば、先行車両を認識するための車載レーダ装置において、変調周波数を数百Ｈｚとした場合、区間１〜区間４までの４変調周期程度の時間経過では、先行車輌の距離・相対速度は実質的に変化しないと見なせる。
【００７８】
ステップＳ６２では、このように得られた平均パワー分布からパワーピーク８８を抽出し、その周波数８９を取得する。
【００７９】
このようにして取得したパワーピーク周波数を取得した後の手順は、第１実施形態と同じなので説明を省略する。
【００８０】
つぎに、第３実施形態として、スイッチ切換型のＤＢＦレーダ装置を用いた場合について説明する。
【００８１】
図９はスイッチ切換型ＤＢＦレーダ装置のブロック図である。上記２つの実施形態と同様に、このレーダ装置はＦＭ−ＣＷレーダ装置でもある。ただし、このスイッチ切換型ＤＢＦレーダ装置では、アレーアンテナ１０２の９個の素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ９において受信信号を同時受信するのではなく、切換スイッチ１０３によって素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ９の中から１つの素子アンテナが選択され、そこでの受信信号が受信部１０４に選択的に取り込まれる。素子アンテナは切換スイッチ１０３によって高速で切り換えられ、結果として全素子アンテナでの受信信号を取得する。このように構成することにより、高価なＲＦアンプやミキサなどを減らすことができる。
【００８２】
なお、送信部１０１は、電圧制御型発振器１１１と、バッファアンプ１１２と、送信アンテナ１１３と、ＲＦアンプ１１４と、結合器１１５を備えている。切換スイッチ１０３は、３対１の切換スイッチ１３１〜１３４を組み合わせることにより、９対１の切換スイッチを構成している。受信部１０４は、ＲＦアンプ１４１、ミキサ１４２、アンプ１４３、フィルタ１４４およびＡ／Ｄ変換器１４５を備えている。ＤＢＦプロセッサ１０５は、Ａ／Ｄ変換器１４５からのデジタルビート信号を入力し、ビート信号の平均化処理およびＤＢＦ合成処理によってターゲットの認識を行う。
【００８３】
切換スイッチ１０３における切り換え方式としては、１区間（アップ区間およびダウン区間の１セット）で全素子アンテナの切換えを多数回繰り返すことにより、実質的に全素子アンテナについて同時受信とみなす１区間方式と、第１の区間では数個の素子アンテナについての切り換えを繰り返し、次の区間では異なる素子アンテナについて切換えを繰り返すことにより、数区間をまとめることにより全素子アンテナの受信を達成する多区間方式がある。
【００８４】
多区間方式の場合には、各区間で共通に選択する素子アンテナを決め、第１区間以外の区間において、この共通素子アンテナでの受信信号の変化量分だけ他の素子アンテナの受信信号を補正することにより、全素子アンテナの受信信号を実質的に同区間（第１区間）で取得したものとみなして扱うことができる。
【００８５】
本実施形態では多区間方式が採用されており、図１０のタイミングチャートに示すように、第１区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ４、Ｒｘ６が選択され、第２区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ３、Ｒｘ７が選択され、第３区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ２、Ｒｘ８が選択され、第４区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ１、Ｒｘ９が選択される。
【００８６】
各区間では、選ばれた３つの素子アンテナが高速で繰り返し切り換えられ、択一的に受信部１０４に接続される。切換スイッチの切換周波数は、たとえば、搬送波周波数が数十ＧＨｚ、変調周波数が数百Ｈｚであるときに、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚ程度に設定される。
【００８７】
この実施形態の動作を、第１実施形態の動作を示した図２のフローチャートを利用して説明する。第１実施形態では、ステップＳ１０におけるチャネル別ディジタルビート信号の取り込みを１区間（１回のアップ区間およびダウン区間）で達成したが、この実施形態では図１０に示す第１区間から第４区間までを使って達成する。４つの区間を使うことにより、素子アンテナＲｘ１〜素子アンテナＲｘ９までの全素子アンテナで受信した素子アンテナチャネル別の受信信号についてのビート信号を得ることができる。
【００８８】
その後は、第１実施形態のときと同様に、これらのデータに基づいて、チャネル別にＦＦＴを実行し、チャネル別のビート周波数情報を取得する。さらに、このビート周波数情報に基づいて、周波数をパラメータとするビート信号のパワー分布、すなわちビート信号の周波数スペクトラムをチャネル別に取得する。
【００８９】
ここで得られたビート周波数情報およびパワー分布はすべてＤＢＦプロセッサ１０５内の記憶部に格納される。
【００９０】
ステップＳ１０が終了すると、ステップＳ１１〜ステップＳ１３を経て、ステップＳ１４およびステップＳ１５による各チャネル別ビート信号のパワー分布を平均化して、平均パワー分布を得る。そして、ステップＳ１５において、平均パワー分布からパワーピークを抽出する。
【００９１】
ステップＳ１６以下は第１実施形態と同じ処理が実行され、最終的にターゲット認識が行われる。
【００９２】
本実施形態では、素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ９に対応する全チャネルのパワー分布を平均化したが、適当なチャネルを取捨選択して平均化のための演算時間を短くしてもよい。たとえば、本実施形態のような切換スイッチ１０３を備えた型レーダ装置では、素子アンテナＲｘ５のチャネル経路が一番短くなり、最も感度がよく、しかも、第１区間から第４区間の全てにおいてビート信号を取得できるので、素子アンテナＲｘ５のみについて平均化してもよい。
【００９３】
また、一つの区間、たとえば、第１〜第４区間のなかで最も新しい第４区間に着目し、第４区間において受信部１０４と接続される素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ１、Ｒｘ９のビート信号についてパワー分布を平均化してもよい。
【００９４】
その他、４区間のうちの２区間または３区間を選択して、その間に取得されるビート信号についてパワー分布の平均化を行ってもよい。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように、本発明のレーダ装置によれば、パワー分布を複数のビート信号について平均して平均パワー分布を生成し、そのパワーピーク周波数を参照してビート信号からターゲットの距離等を算出する。このように、平均パワー分布のパワーピーク周波数に絞って距離算出演算を行うので、ノイズに起因する認識不良がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のレーダ装置の一実施形態を示す構成図。
【図２】その動作を示すフローチャート。
【図３】チャネル２−０〜２−３の４つのチャネルでそれぞれ取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフ。
【図４】パワーピーク群のペアリングを説明するためのグラフ。
【図５】パワーピーク分布から標準分布を差し引く処理を説明するためのグラフ。
【図６】第２実施形態のレーダ装置の動作を示すフローチャート。
【図７】三角波周波数変調された送信信号のタイミングチャート。
【図８】区間１〜区間４で取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフ。
【図９】第３実施形態であるスイッチ切換型ＤＢＦレーダ装置の構成図。
【図１０】三角波周波数変調された送信信号のタイミングチャート。
【符号の説明】
１、１０２…アレーアンテナ、１０…高周波回路、１１…ミキサ群、１４…電圧制御発振器、１５…分岐回路、２２…制御電圧出力回路、２４…低雑音アンプ、２５…高速Ａ／Ｄ変換器、２６…信号処理部、２７…複素ＦＦＴ演算部、１０１…送信部、１０３…切換スイッチ、１０４…受信部、１０５…ＤＢＦプロセッサ、１１１…電圧制御型発振器、１１３…送信アンテナ、１４１…ＲＦアンプ、１４２…ミキサ、１４５…Ａ／Ｄ変換器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号に送信信号をミキシングして得られたビート信号の周波数に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種のレーダ装置の代表的なものとして、ＦＭ−ＣＷレーダ装置がある。ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、連続波（ＣＷ）に周波数変調（ＦＭ）を掛けた送信信号を用いるものであり、パルスレーダと比較すると比較的近距離の物体の探知に適している。そのため、近年では、自動車に搭載して先行する自動車等の位置および相対速度を検出する手段としてのＦＭ−ＣＷレーダ装置の研究開発が進められている。
【０００３】
ＦＭ−ＣＷレーダ装置では、周波数の増減が直線状に交互に繰り返される三角波変調された連続波を送信信号として用い、変調周波数増加区間（以後、単にアップ区間という）のビート周波数と変調周波数減少区間（以後、単にダウン区間という）のビート周波数とからそのビーム方向にあるターゲットの距離および速度を算出する。この処理を走査範囲の全ビームに対して実行することにより、走査範囲に存在するターゲットの情報を得る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＦＭ−ＣＷレーダ装置のような、ビート信号の周波数に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置においては、ビート信号の周波数をパラメータとするパワー分布（周波数スペクトラム）でのＳ／Ｎを高くする必要がある。すなわち、ノイズフロアレベルによるピークとターゲット反射によるパワーピークとの差をできるだけ大きくすることが求められる。
【０００５】
反射率の大きなターゲットや近距離のターゲットでは、ターゲットで反射した信号自身のレベルが高いのでノイズとパワーピークとの差が大きく、アップ区間のピークとダウン区間のピークとのペアリングにもミスが生じにくい。ここに、ペアリングとは、同一ターゲットに起因すると思われるアップ区間のパワーピークとダウン区間のパワーピークとを組み合わせることを言う。
【０００６】
これに対して、反射率の小さいターゲットや遠方のターゲットでは、ターゲットで反射した信号のレベルが低いのでＳ／Ｎが悪化し、ターゲット反射信号のピークとノイズのピークとの区別に誤りが生じやすくなり、ペアリングミスによるターゲット誤認を誘発する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のレーダ装置は、このような課題に対してなされたものであり、受信信号に送信信号をミキシングして得られたビート信号に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置において、ビート信号の周波数をパラメータとするパワー分布を複数のビート信号について平均して平均パワー分布を生成する平均パワー分布生成手段と、平均パワー分布のピークを示す周波数であるパワーピーク周波数を抽出し、パワーピーク周波数におけるビート信号からターゲットの距離を算出するターゲット認識手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
平均パワー分布生成手段において複数のビート信号についてのパワー分布の平均を取ることにより、各パワー分布におけるノイズピークが互いに相殺され、これによって、平均パワー分布では、ターゲット反射に基づくパワーピークとノイズピークとの差が大きくなる。そのため、ターゲット反射に基づくパワーピーク周波数を正確に抽出しやすくなる。
【０００９】
ターゲット認識手段では、受信信号に基づいて生成されたビート信号に基づいてターゲットの距離を算出するときに、パワーピーク周波数に絞って距離算出演算を行う。これにより、ノイズに起因する認識不良がなくなる。
【００１０】
平均パワー分布を得るための複数のビート信号は、時間的に異なるタイミングで取得した複数のビート信号とすることができる。ビート信号の取得タイミングの時間間隔が、ターゲットの移動速度や距離が変化しないと見なせる程度に十分に短ければ、ターゲット反射に基づくパワーピークの周波数は実質的に変化しない。したがって、平均パワー分布からターゲット反射に基づくパワーピークの周波数を抽出することができる。
【００１１】
レーダ装置が受信アンテナとして複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを備える場合には、複数のビート信号は、複数の素子アンテナにおいて同一タイミングで受信した複数の受信信号から得られた複数のビート信号とすることができる。
【００１２】
素子アンテナ毎にノイズレベルフロアは異なるので、素子アンテナ別に得られたビート信号について平均パワー分布を得れば、ノイズに起因するピークは相殺され、ターゲット反射に基づくパワーピークを際だたせることができる。
【００１３】
本発明のレーダ装置は、ターゲットの距離および相対速度の取得方式という観点からＦＭ−ＣＷレーダ装置への適用が考えられ、走査方式という観点からはアレーアンテナを用いたＤＢＦレーダ装置への適用が考えられる。
【００１４】
本発明のレーダ装置がＦＭ−ＣＷ方式のＤＢＦレーダ装置である場合、複数のビート信号は、各素子アンテナに対応する受信アンテナのうち最も感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成されたものであって、時間的に異なるタイミングで取得された複数のビート信号を含むことが望ましい。
【００１５】
感度の高い受信チャネルを経た受信信号のＳ／Ｎは、その他の受信チャネルを経た受信信号のＳ／Ｎよりも高いので、感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成された複数のビート信号を含めて平均パワー分布を生成すると、パワーピークのＳ／Ｎが高いものとなる。
【００１６】
本発明のレーダ装置がＦＭ−ＣＷ方式のＤＢＦレーダ装置である場合、複数のビート信号は、複数の取得タイミングで得られた複数の受信チャネルについてのビート信号を含むものであってもよい。種々のビート信号について平均パワー分布を生成することにより、ノイズピークの相殺効果を高めることができる。
【００１７】
その場合であっても、感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成された複数のビート信号を含めることにより、ターゲット反射に基づくパワーピークを際だたせることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施形態であるレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は送信信号に周波数変調を施した連続波を用いたＦＭ−ＣＷレーダ装置であると共に、アンテナビームをデジタル信号処理により形成し走査するＤＢＦレーダ装置である。
【００１９】
受信用アレーアンテナ１は各受信チャネル２−０〜２−７に対応する８個の素子アンテナ１−０〜１−７を備えている。各素子アンテナ１−０〜１−７は、アイソレータ群１２を構成する個々のアイソレータを介してそれぞれに対応するミキサ１１−０〜１１−７に接続されている。
【００２０】
ミキサ１１−０〜１１−７は、各素子アンテナ１−０〜１−７に到達した受信信号に送信信号の一部をミキシングして、ビート信号を得るものである。ミキサ１１−０〜１１−７にローカル信号として与えられる送信信号成分は、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１４から分岐回路１５およびアイソレータ群１３を介して与えられる。
【００２１】
発振器１４は、中心周波数がｆ０（たとえば７６ＧＨｚ）のバラクタ制御型ガン発振器であり、変調用の制御電圧出力回路２２から出力される制御電圧によって、周波数がｆ０±（１／２）ΔＦの間で三角波状に変化する被変調波を出力する。
【００２２】
ここでのＦＭ変調は、周波数増加区間（アップ区間）と周波数減少区間（ダウン区間）とが交互に連続する三角波変調であり、アップ区間では周波数がｆ０−（１／２）ΔＦからｆ０＋（１／２）ΔＦまでリニアに増加し、ダウン区間ではアップ区間と同じ時間内に周波数がｆ０＋（１／２）ΔＦからｆ０−（１／２）ΔＦまでリニアに減少する。
【００２３】
このＦＭ被変調波は、分岐回路１５を介して送信アンテナ２１に与えられ送信信号として放射されると共に、上述したように、ローカル信号として８チャネルに分岐され、各ミキサ１１−０〜１１−７において８つのチャネル２−０〜２−７の受信信号とそれぞれミキシングされてチャネル別ビート信号を生成する。
【００２４】
ミキサ群１１、アイソレータ群１２、１３、発振器１４、分岐回路１５で構成される高周波回路１０の後段には、低雑音増幅器２４、高速Ａ／Ｄ変換器２５、信号処理部２６、複素ＦＦＴ演算部２７が設けられている。
【００２５】
低雑音増幅器（アンプ）２４は、ミキサ１１−０〜１１−７から出力された８チャネルのビート信号をパラレルに増幅するものである。また、アンプ２４は、アンチエリアシングのためにカットオフ周波数７７ｋＨｚのローパスフィルタを内蔵している。
【００２６】
高速Ａ／Ｄ変換器２５は、８チャネルの各ビート信号をパラレルに且つ同時にＡ／Ｄ変換する回路であり、２００ｋＨｚでサンプリングを行う。このサンプリング周波数で、ＦＭ変調における三角波のアップ区間とダウン区間において、それぞれ１２８ポイントのサンプリングを行う。ＦＭ変調のサンプリングとの同期制御には、制御電圧出力回路２２の出力信号が利用される。
【００２７】
信号処理部２６は、高速Ａ／Ｄ変換器２５からチャネル別ディジタルビート信号を取得し、図２に示すフローチャートにしたがって種々の信号処理を施してターゲット（目標物）の認識処理を行う。
【００２８】
複素ＦＦＴ演算部２７は、信号処理部２６における一連の処理の中の複素ＦＦＴ演算を代行して実行する演算部であり、信号処理部２６からチャネル別ディジタルビート信号を受け取り、これに対して複素ＦＦＴ演算を実施してその結果を信号処理部２６に戻す。
【００２９】
つぎに、本装置の動作手順を図２に示すフローチャートとともに説明する。
【００３０】
まず、ステップＳ１０で、チャネル別ディジタルビート信号を取り込む。このチャネル別ディジタルビート信号は、チャネル別にアップ区間とダウン区間においてそれぞれ１２８ポイントのサンプリングが行われることにより得られるので、トータルで１２８（ポイント）×２（区間）×８（チャネル）＝２０４８ポイント分のデータを取り込むことになる。そして、これらのデータに基づいて、チャネル別にＦＦＴ（高速フーリエ変換処理）を実行し、チャネル別のビート周波数情報を取得する。さらに、このビート周波数情報に基づいて、周波数をパラメータとするビート信号のパワー分布、すなわちビート信号の周波数スペクトラムをチャネル別に取得する。
【００３１】
ここで得られたビート周波数情報およびパワー分布はすべて信号処理部２６内の記憶部に格納される。なお、このチャネル別パワー分布の基礎データであるビート周波数情報は、後のＤＢＦ処理の際に必要な位相情報を含む。
【００３２】
ステップＳ１１では、これから実行される各種の処理がアップ区間データに対するものかダウン区間データに対するものかを判断する。この判断で肯定された場合、すなわち以後の処理がアップ区間データに対するものである場合にはステップＳ１２に移行し、ステップＳ１０で記憶されたアップ区間のデジタルビート周波数情報を読み込み、後のＤＢＦ処理に備える。ステップＳ１１で否定された場合は、ステップＳ１３に進み、ステップＳ１０で記憶されたダウン区間のデジタルビート周波数情報を読み込み、後のＤＢＦ処理に備える。
【００３３】
ステップＳ１４では、各チャネル２−０〜２−７別に取得したビート信号のパワー分布（周波数スペクトラム）を平均化して平均パワー分布を生成する。そして、ステップＳ１５において、平均パワー分布からパワーピークを抽出する。平均パワー分布では、ノイズに起因するピークが互いに相殺されるので、ここで抽出されたパワーピークには、ノイズに起因するパワーピークが含まれておらず、ターゲット反射に起因するパワーピークのみが抽出されている。
【００３４】
このことを図３のグラフを用いてさらに詳しく説明する。図３は、チャネル２−０〜２−３の４つのチャネルでそれぞれ取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフである。チャネル２−０〜２−３のパワー分布は、それぞれ実線、破線、点線および一点鎖線の細線で描かれている。また、平均パワー分布は実線の太線で描かれている。この例では、周波数ポイント３９において、ターゲット反射に起因するピーク３８が形成されており、その他のピークはすべてノイズに起因するものとする。
【００３５】
このグラフから判るように、各チャネル別のパワー分布では、周波数ポイント３９においてパワーピーク３８があることは明瞭であるが、その他の周波数においてもピークと認定できるような波形を所々に見いだすことができる。したがって、チャネル別パワー分布を用いてパワーピークを抽出しようとすると、ターゲット反射に起因するピークの他に、ノイズに起因するピークも抽出してしまう可能性がある。
【００３６】
しかし、平均パワー分布では、周波数ポイント３９においてのみ、明瞭なパワーピーク３８を見いだすことができる。すなわち、周波数ポイント３９以外の周波数では明瞭なパワーピークがないため、周波数ポイント３９におけるパワーピーク３８が際だっている。したがって、ターゲット反射に起因するピークのみを抽出することができる。
【００３７】
パワー分布におけるパワーという言葉は、ここでは広義に用いられており、振幅、狭義のパワー、あるいは狭義のパワーについてのデシベル換算値等のいずれも含む概念である。したがって、パワー分布の平均化手法として、振幅を平均する方法、狭義のパワーを平均する方法、狭義のパワーについてのデシベル換算値を平均する方法等が考えられる。
【００３８】
振幅を平均する方法では、
Ａ（ｎ）＝ＳＲＱＴ（Ｒｅ（ｎ）2＋Ｉｍ（ｎ）2）
を計算して平均化する。ここに、ｎはＦＦＴ結果のビート周波数に付した序列番号、Ａ（ｎ）は周波数番号ｎにおけるＦＦＴ結果の振幅値、Ｒｅ（ｎ）は周波数番号ｎにおけるＦＦＴ結果の実部、Ｉｍ（ｎ）は周波数番号ｎにおけるＦＦＴ結果の虚部である。
【００３９】
振幅を平均する方法では、平方根計算（ＳＲＱＴ）が必要となるが、後述する狭義のパワーを平均する方法に比べて数値の大きさを抑えることができるため、同じビット数に対してダイナミックレンジを大きく取ることができる。
【００４０】
狭義のパワーを平均する方法では、
Ｐｏｗ（ｎ）＝Ａ（ｎ）2＝Ｒｅ（ｎ）2＋Ｉｍ（ｎ）2
をそれぞれ計算して平均化する。この方法は、計算が単純であるという利点がある。
【００４１】
狭義のパワーについてのデシベル換算値（ｄＢ換算値）を平均する方法では、
【００４２】
図３の例では、簡単のために４つチャネルについて平均処理を施したが、本実施形態では全チャネル（８チャネル）の平均化を行う。なお、平均化は全チャネルに代えて適当に選択された複数のチャネルに対して行ってもよい。
【００４３】
このようにして、ＤＢＦ合成処理の前処理として、チャネル別のビート信号についてのパワー分布の平均化を行い、そのパワーピークを抽出することにより、ノイズに起因するパワーピークを除去することができる。
【００４４】
つぎに、このようにして得られたターゲット反射に起因するパワーピーク周波数に限定してチャネル別ビート信号を用いたＤＢＦ合成処理を実行する。
【００４５】
ステップＳ１６では、ステップＳ１５で得られたパワーピーク周波数およびその近傍周波数について選択的に、チャネル別デジタルビート信号に対してデジタル信号処理による位相回転を施す。このときの位相回転量をチャネル別に適宜設定することにより、−１０度から＋１０度までを４１方向に０．５度刻みで分割したうちの一つの走査角方向にビームを形成する。所望の方向にビーム形成を行いたい場合に、チャネル別にどのように位相回転を行うかについては、通常のディジタル・ビーム・フォーミング処理に従えばよいので、ここでは、その詳しい説明を省略する。
【００４６】
ステップＳ１７では、ステップＳ１６のＤＢＦ処理を全方位に対して、すなわち、−１０度から＋１０度までの４１方位に対して終了したか否かを判断し、全方位に対して走査方向別パワーピークの抽出が完了したときに、ステップＳ１８に移行する。
【００４７】
ステップＳ１８では、走査方向に隣り合うほぼ同一の値の走査方向別パワーピーク同士をグルーピングしてパワーピーク群を生成する。
【００４８】
図４はグルーピングの様子を示すグラフであり、同図（ａ）はアップ区間でのグルーピング、同図（ｂ）はダウン区間でのグルーピングの様子を示す。同図（ａ）および（ｂ）において、横軸に走査角をとり、縦軸にビート周波数をとっている。また、パワーピークを点で示し、点の大きさでパワーピークの高さを示している。パワーピークが高いほど点の大きさが大きくなっている。
【００４９】
いま、アップ区間の処理中であるとする。図４（ａ）を参照すると、パワーピーク周波数ｆ１において、走査角別のパワーピークが走査角θ１を中心とする走査角範囲に連続して複数個存在する。ステップＳ１７ではこれらのパワーピークをグルーピングし、一つのパワーピーク群３１とする。同様にパワーピーク周波数ｆ３、ｆ４の走査角別パワーピークがそれぞれ走査角θ２、θ３を中心とする走査角範囲に連続して複数個存在するので、これらをグルーピングし、それぞれパワーピーク群３３、３４とする。
【００５０】
パワーピークのグルーピングが終了すると、ステップＳ１９において代表走査角の抽出が行われる。この実施形態では、パワーピーク群中の最も高いレベルを示すパワーピークの走査角を代表走査角とする。図４(ａ）を参照すると、パワーピーク群３１の代表走査角がθ１であり、パワーピーク３３および３４の代表走査角がそれぞれθ２およびθ３である。
【００５１】
続いて、ステップＳ２０では、各パワーピーク群のエッジ走査角を抽出する。エッジ走査角とは、パワーピーク群の最大レベル（代表走査角におけるレベル）から所定値だけ低いレベルとなる走査角のことであり、図４（ａ）を例にとると、各パワーピーク群３１、３３、３４の左端および右端に位置するパワーピークの走査角のことである。
【００５２】
ステップＳ２１では、各パワーピーク群のパワーピーク分布幅、すなわち、各パワーピーク群の左エッジ走査角から右エッジ走査角までの角度範囲を調べ、パワーピーク分布幅が所定値以上のものがあるか否かを判断する。この判断で肯定する場合には、ステップＳ２２を経てステップＳ２３へ進む。
【００５３】
ステップＳ２２では、パワーピーク分布幅が所定値以上であるパワーピーク群のパワーピーク分布から、標準パワーピーク分布（以後、単に標準分布という）を差し引いて新たなパワーピーク群を生成する。ステップＳ２３ではステップＳ２２で生成された新パワーピーク群の代表走査角を抽出する。
【００５４】
図５は、ステップＳ２２および２３の処理を説明するためのグラフである。同図（ａ）は差し引き処理前のパワーピーク群のパワーピーク分布を示し、同図（ｂ）は標準分布を示し、同図（ｃ）は差し引き処理後に生成された新パワーピーク分布を示す。各グラフにおいて、横軸に走査角をとり、縦軸にピークレベルをとっている。
【００５５】
図５（ａ）に示すパワーピーク分布４１は、ステップＳ１８においてグルーピングされたものであり、ステップＳ１９で代表走査角θ４１が抽出され、ステップＳ２１において分布幅Ｗ４１が所定値以上であると判断されたものである。
【００５６】
図５（ｂ）に示すパワーピーク分布４２は、パワーピーク分布４１に対する標準分布である。この標準分布は、標準的なシングルターゲットに対するパワーピーク分布の代表走査角と代表走査角におけるピークレベルが、パワーピーク分布４１の代表走査角とその代表走査角におけるピークレベルに一致するように正規化したものである。なお、標準的なシングルターゲットに対するパワーピーク分布は、予め測定され記憶されている。
【００５７】
図５（ｃ）に示すパワーピーク分布４３は、このような標準分布４２をパワーピーク分布４１から差し引いた結果を示すものである。
【００５８】
所定値を越える分布幅を有するパワーピーク分布は、複数のターゲットからの反射波に基づくものと考えられる。パワーピーク分布４３は、同一距離・同一速度で並んでいる２つのターゲットからの反射波に基づくものであり、その代表走査角θ４１は一方のターゲットからの反射波に基づくものである。標準分布４２はその一方のターゲットからの反射波のみに基づくパワーピーク分布を推定したものであり、これをパワーピーク分布４１から差し引くことにより、他方のターゲットの反射波のみに基づくパワーピーク分布を推定できる。パワーピーク分布４３がそれであり、その代表走査角θ４３がその他方のターゲットの方位を示している。なお、標準分布４２の代表走査角θ４２は定義からパワーピーク分布４３の代表走査角θ４１と同じである。
【００５９】
つづいてステップＳ２４に移行する。ステップＳ２４では、上述したステップＳ１２からステップＳ２３までの一連の処理をアップ区間とダウン区間の両方に対して実行したか否かが判断される。この判断で否定された場合はステップＳ１１に戻り、肯定された場合はステップＳ２５に進む。
【００６０】
ステップＳ２４からステップＳ１１に戻る場合というのは、アップ区間のビート周波数データに基づくステップＳ１４からステップＳ２３までの一連の処理が終了し、ダウン区間のビート周波数データに基づく同処理が未だ実行されていない場合であるため、ステップＳ１１での判断で否定される。そして、ステップＳ１３に移行してステップＳ１０で算出され記憶されたダウン区間のビート周波数データの読み込みが行われ、この読み込みデータに基づいて、ステップＳ１４からステップＳ２３までの処理が実行される。この時点でステップＳ２４に移行すると、そこでの判断は肯定されステップＳ２５に移行する。
【００６１】
ステップＳ２５では、アップ区間のパワーピーク群とダウン区間のパワーピーク群をペアリングする。ペアリングとは、同一ターゲットに基づくと推定されるパワーピーク群同士を組み合わせることであり、図４を用いてその方法を説明する。
【００６２】
各パワーピーク群の代表走査角は、ターゲットの中心方位を示している。したがって、同一ターゲットに基づくパワーピーク群を組み合わせるには、代表走査角が一致しているもの同士を組み合わせればよい。
【００６３】
図４において、アップ区間のパワーピーク群３１は代表走査角がθ１であり、ダウン区間における代表走査角がθ１であるパワーピーク群３５との組み合わせが可能である。代表走査角θ２については、アップ区間のパワーピーク群３３とダウン区間のパワーピーク群３７がペアリングし、代表走査角θ３については、アップ区間のパワーピーク群３４とダウン区間のパワーピーク群３６がペアリングする。
【００６４】
このようしてステップＳ２５のペアリングが完了すると、ステップＳ２６に移行して、ペアリングされたパワーピーク群のビート周波数を用いてターゲットの処理及び速度を演算により求める。この演算はＦＭ−ＣＷレーダ装置の基本原理に基づくものである。
【００６５】
ここで、念のためにＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理を簡単に説明する。
【００６６】
送信信号の中心周波数をｆ０、周波数変調幅をΔＦ、ＦＭ変調周波数をｆｍとし、さらに、ターゲットの相対速度が零のときのビート周波数（狭義のビート周波数）をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、アップ区間のビート周波数をｆｂ１、ダウン区間のビート周波数をｆｂ２とすると、
ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（１）
ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ …（２）
が成り立つ。
【００６７】
したがって、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に測定すれば、次式（３）、（４）からｆｒおよびｆｄを求めることができる。
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（３）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（４）
【００６８】
ｆｒおよびｆｄが求まれば、ターゲットの距離Ｒと速度Ｖを次の（５）（６）式により求めることができる。
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（５）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（６）
ここに、Ｃは光の速度である。
【００６９】
図４を例にとると、パワーピーク群３３とパワーピーク群３７との組み合わせにおいて、ｆ３およびｆ７がそれぞれ上記（１）〜（４）式におけるｆｂ１およびｆｂ２に相当する。
【００７０】
ステップＳ２７では、このようにして得られたターゲットの距離Ｒおよび速度Ｖを過去のターゲット情報と組み合わせて、ターゲットの時系列的な動きを検知し、さらに、時系列的な動きから、ターゲットの種別や将来動きを予測して、より詳細なターゲット認識を行う。
【００７１】
つぎに、本発明の第２の実施形態を説明する。第２実施形態のハード構成は、第１実施形態と同じであり、図１の通りである。
【００７２】
図６は、第２実施形態の動作を示すフローチャートである。この実施形態は、第１実施形態とはＤＢＦ合成処理前のパワーピークの抽出方法のみが異なる。すなわち、図６のフローチャートは、図２に示す第１実施形態のフローチャートのステップＳ１４、１５に代えてステップＳ６１、６２が実行される点のみが相違する。
【００７３】
ステップＳ６１では、適当な素子アンテナ、たとえばアレーアンテナ１のほぼ中央に位置する素子アンテナ１−４で受信された受信信号に着目し、今回のアップ区間またはダウン区間で取得したビート信号のパワー分布と、過去３回の同一素子アンテナで受信した同種区間におけるビート信号のパワー分布とを平均化する。
【００７４】
図７は、送信信号タイミングチャートであり、縦軸に送信信号周波数、横軸に時間をとっている。アップ区間とダウン区間が連続的に交互に繰り返されており、区間４が今回、すなわち最新のアップ区間とダウン区間を示している。区間３は１回前のアップ区間とダウン区間であり、区間２は２回前のアップ区間とダウン区間であり、区間１は３回前のアップ区間とダウン区間である。
【００７５】
いま、ステップＳ１１の判断によってアップ区間処理中であるとすると、ステップＳ６１では、素子アンテナ１−４で受信された区間１〜区間４の各アップ区間の受信信号に基づくビート信号のパワー分布を平均化する。
【００７６】
図８は、区間１〜区間４の各アップ区間のそれぞれで取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフである。区間１〜区間４のパワー分布は、それぞれ実線、破線、点線および一点鎖線の細線で描かれている。また、平均パワー分布は実線の太線で描かれている。この例では、周波数ポイント８９において、ターゲット反射に起因するピーク８８が形成されており、その他のピークはすべてノイズに起因するものとする。
【００７７】
区間１〜区間４におけるターゲットの状況（距離、相対速度）は刻々と変化しているから、ターゲット反射に起因するパワーピーク周波数も変化する。しかし、各区間の周期がターゲットの状況変化に対して十分に短ければ、各区間におけるターゲット反射に起因するパワーピークはほぼ重なる。たとえば、先行車両を認識するための車載レーダ装置において、変調周波数を数百Ｈｚとした場合、区間１〜区間４までの４変調周期程度の時間経過では、先行車輌の距離・相対速度は実質的に変化しないと見なせる。
【００７８】
ステップＳ６２では、このように得られた平均パワー分布からパワーピーク８８を抽出し、その周波数８９を取得する。
【００７９】
このようにして取得したパワーピーク周波数を取得した後の手順は、第１実施形態と同じなので説明を省略する。
【００８０】
つぎに、第３実施形態として、スイッチ切換型のＤＢＦレーダ装置を用いた場合について説明する。
【００８１】
図９はスイッチ切換型ＤＢＦレーダ装置のブロック図である。上記２つの実施形態と同様に、このレーダ装置はＦＭ−ＣＷレーダ装置でもある。ただし、このスイッチ切換型ＤＢＦレーダ装置では、アレーアンテナ１０２の９個の素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ９において受信信号を同時受信するのではなく、切換スイッチ１０３によって素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ９の中から１つの素子アンテナが選択され、そこでの受信信号が受信部１０４に選択的に取り込まれる。素子アンテナは切換スイッチ１０３によって高速で切り換えられ、結果として全素子アンテナでの受信信号を取得する。このように構成することにより、高価なＲＦアンプやミキサなどを減らすことができる。
【００８２】
なお、送信部１０１は、電圧制御型発振器１１１と、バッファアンプ１１２と、送信アンテナ１１３と、ＲＦアンプ１１４と、結合器１１５を備えている。切換スイッチ１０３は、３対１の切換スイッチ１３１〜１３４を組み合わせることにより、９対１の切換スイッチを構成している。受信部１０４は、ＲＦアンプ１４１、ミキサ１４２、アンプ１４３、フィルタ１４４およびＡ／Ｄ変換器１４５を備えている。ＤＢＦプロセッサ１０５は、Ａ／Ｄ変換器１４５からのデジタルビート信号を入力し、ビート信号の平均化処理およびＤＢＦ合成処理によってターゲットの認識を行う。
【００８３】
切換スイッチ１０３における切り換え方式としては、１区間（アップ区間およびダウン区間の１セット）で全素子アンテナの切換えを多数回繰り返すことにより、実質的に全素子アンテナについて同時受信とみなす１区間方式と、第１の区間では数個の素子アンテナについての切り換えを繰り返し、次の区間では異なる素子アンテナについて切換えを繰り返すことにより、数区間をまとめることにより全素子アンテナの受信を達成する多区間方式がある。
【００８４】
多区間方式の場合には、各区間で共通に選択する素子アンテナを決め、第１区間以外の区間において、この共通素子アンテナでの受信信号の変化量分だけ他の素子アンテナの受信信号を補正することにより、全素子アンテナの受信信号を実質的に同区間（第１区間）で取得したものとみなして扱うことができる。
【００８５】
本実施形態では多区間方式が採用されており、図１０のタイミングチャートに示すように、第１区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ４、Ｒｘ６が選択され、第２区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ３、Ｒｘ７が選択され、第３区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ２、Ｒｘ８が選択され、第４区間では素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ１、Ｒｘ９が選択される。
【００８６】
各区間では、選ばれた３つの素子アンテナが高速で繰り返し切り換えられ、択一的に受信部１０４に接続される。切換スイッチの切換周波数は、たとえば、搬送波周波数が数十ＧＨｚ、変調周波数が数百Ｈｚであるときに、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚ程度に設定される。
【００８７】
この実施形態の動作を、第１実施形態の動作を示した図２のフローチャートを利用して説明する。第１実施形態では、ステップＳ１０におけるチャネル別ディジタルビート信号の取り込みを１区間（１回のアップ区間およびダウン区間）で達成したが、この実施形態では図１０に示す第１区間から第４区間までを使って達成する。４つの区間を使うことにより、素子アンテナＲｘ１〜素子アンテナＲｘ９までの全素子アンテナで受信した素子アンテナチャネル別の受信信号についてのビート信号を得ることができる。
【００８８】
その後は、第１実施形態のときと同様に、これらのデータに基づいて、チャネル別にＦＦＴを実行し、チャネル別のビート周波数情報を取得する。さらに、このビート周波数情報に基づいて、周波数をパラメータとするビート信号のパワー分布、すなわちビート信号の周波数スペクトラムをチャネル別に取得する。
【００８９】
ここで得られたビート周波数情報およびパワー分布はすべてＤＢＦプロセッサ１０５内の記憶部に格納される。
【００９０】
ステップＳ１０が終了すると、ステップＳ１１〜ステップＳ１３を経て、ステップＳ１４およびステップＳ１５による各チャネル別ビート信号のパワー分布を平均化して、平均パワー分布を得る。そして、ステップＳ１５において、平均パワー分布からパワーピークを抽出する。
【００９１】
ステップＳ１６以下は第１実施形態と同じ処理が実行され、最終的にターゲット認識が行われる。
【００９２】
本実施形態では、素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ９に対応する全チャネルのパワー分布を平均化したが、適当なチャネルを取捨選択して平均化のための演算時間を短くしてもよい。たとえば、本実施形態のような切換スイッチ１０３を備えた型レーダ装置では、素子アンテナＲｘ５のチャネル経路が一番短くなり、最も感度がよく、しかも、第１区間から第４区間の全てにおいてビート信号を取得できるので、素子アンテナＲｘ５のみについて平均化してもよい。
【００９３】
また、一つの区間、たとえば、第１〜第４区間のなかで最も新しい第４区間に着目し、第４区間において受信部１０４と接続される素子アンテナＲｘ５、Ｒｘ１、Ｒｘ９のビート信号についてパワー分布を平均化してもよい。
【００９４】
その他、４区間のうちの２区間または３区間を選択して、その間に取得されるビート信号についてパワー分布の平均化を行ってもよい。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように、本発明のレーダ装置によれば、パワー分布を複数のビート信号について平均して平均パワー分布を生成し、そのパワーピーク周波数を参照してビート信号からターゲットの距離等を算出する。このように、平均パワー分布のパワーピーク周波数に絞って距離算出演算を行うので、ノイズに起因する認識不良がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のレーダ装置の一実施形態を示す構成図。
【図２】その動作を示すフローチャート。
【図３】チャネル２−０〜２−３の４つのチャネルでそれぞれ取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフ。
【図４】パワーピーク群のペアリングを説明するためのグラフ。
【図５】パワーピーク分布から標準分布を差し引く処理を説明するためのグラフ。
【図６】第２実施形態のレーダ装置の動作を示すフローチャート。
【図７】三角波周波数変調された送信信号のタイミングチャート。
【図８】区間１〜区間４で取得したビート信号のパワー分布およびそれらの平均パワー分布を示すグラフ。
【図９】第３実施形態であるスイッチ切換型ＤＢＦレーダ装置の構成図。
【図１０】三角波周波数変調された送信信号のタイミングチャート。
【符号の説明】
１、１０２…アレーアンテナ、１０…高周波回路、１１…ミキサ群、１４…電圧制御発振器、１５…分岐回路、２２…制御電圧出力回路、２４…低雑音アンプ、２５…高速Ａ／Ｄ変換器、２６…信号処理部、２７…複素ＦＦＴ演算部、１０１…送信部、１０３…切換スイッチ、１０４…受信部、１０５…ＤＢＦプロセッサ、１１１…電圧制御型発振器、１１３…送信アンテナ、１４１…ＲＦアンプ、１４２…ミキサ、１４５…Ａ／Ｄ変換器。
Claims (8)
- 受信信号に送信信号をミキシングして得られたビート信号に基づいてターゲットの距離を求めるレーダ装置において、
前記ビート信号の周波数をパラメータとするパワー分布を複数のビート信号について平均して平均パワー分布を生成する平均パワー分布生成手段と、
前記平均パワー分布のピークを示す周波数であるパワーピーク周波数を抽出し、前記パワーピーク周波数における前記ビート信号からターゲットの距離を算出するターゲット認識手段と、
を備えたことを特徴とするレーダ装置。 - 前記複数のビート信号は、時間的に異なるタイミングで取得した複数のビート信号であることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
- 受信アンテナとして複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを備え、前記複数のビート信号は、前記複数の素子アンテナにおいて同一タイミングで受信した複数の受信信号から得られた複数のビート信号であることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
- レーダ装置がＦＭ−ＣＷレーダ装置であることを特徴とする請求項２または３に記載のレーダ装置。
- レーダ装置がＤＢＦレーダ装置であることを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
- 前記複数のビート信号は、複数の素子アンテナに対するそれぞれの受信チャネルのうち、最も感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成されたものであって、時間的に異なるタイミングで取得された複数のビート信号を含むことを特徴とする請求項５に記載のレーダ装置。
- 前記複数のビート信号は、複数の受信アンテナに対するそれぞれの受信チャネルを経た受信信号から生成されたビート信号であって、複数の取得タイミングで得られた複数の受信チャネルについてのビート信号を含むことを特徴とする請求項５に記載のレーダ装置。
- 前記複数のビート信号は、最も感度の高い受信チャネルを経た受信信号から生成され、時間的に異なるタイミングで取得された複数のビート信号を含むことを特徴とする請求項７に記載のレーダ装置。
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