JP2006242818A - Fm−cwレーダ装置および同装置のノイズ抑制方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】FM−CWレーダ装置において、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止すること。
【解決手段】連続波に周波数変調を施したFM−CW信号を送信信号として用い、受信信号と送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の1つ以上を出力するFM−CWレーダ装置において、ビート信号をディジタル変換したディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するためのスパイクノイズ抑制手段が具備され、このスパイクノイズ抑制手段によって、ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの差分出力データに基づいてディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かが判定される。
【選択図】 図5
【解決手段】連続波に周波数変調を施したFM−CW信号を送信信号として用い、受信信号と送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の1つ以上を出力するFM−CWレーダ装置において、ビート信号をディジタル変換したディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するためのスパイクノイズ抑制手段が具備され、このスパイクノイズ抑制手段によって、ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの差分出力データに基づいてディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かが判定される。
【選択図】 図5
Description
本発明は、FM−CWレーダ装置およびFM−CWレーダ装置のノイズ抑制方法に関するものである。
近時、自動車等の車両に搭載され、走行車両との車間距離や走行車両の車速、方位などを測定する車載レーダ装置が注目されている。このような車載レーダ装置にあっては、近距離における目標検出が可能であり、システム構成を簡略化することが比較的容易であるという理由で、FM−CWレーダ装置が用いられることが多い。
ところで、レーダ装置が受信する受信信号には、送信信号の回り込みによる干渉信号や、目標以外の対象物からの反射信号、あるいは受信信号を増幅するための増幅器自身が発生する雑音信号などの不要信号成分が存在する。したがって、FM−CWレーダ装置であっても例外とはならず、このような不要信号成分の中から所望の目標信号を抽出することが常に求められる。
かかる状況下において、例えば、受信信号(ビート信号)に含まれる定常的なノイズ成分を除去することを目的としたFM−CWレーダ装置が存在する(例えば、特許文献1など)。
このFM−CWレーダ装置では、対象物の検出を行いつつ、定常的なノイズ成分のデータを検出すると共に、このノイズ成分を対象物の検出のために生成されるビート信号のデータから除去することで、対象物の相対距離を算出するようにしている。
一般的に、FM−CWレーダ装置は、占有帯域幅が広く、また特性の個体差が大きいので、複数の装置間で電波干渉を起こす可能性は少ないと考えられている。しかしながら、同種のFM−CWレーダ装置が広く普及してきた場合には、瞬間的ではあるものの送信周波数が一致するケースが多発する。この場合、受信信号にはスパイク状のノイズ成分が現われる。レーダ間の距離や一致するタイミングにも依存するが、このスパイク状のノイズは、見かけ上、受信系のフロアノイズ(ノイズ全体のレベル)を上昇させるので、今まで検出できていた反射レベルの小さい目標物をロストしてしまう可能性があるといった問題点があった。
なお、上記特許文献1に示される従来技術では、定常的なノイズ成分が処理の対象とされるので、上述のような電波干渉などに起因するスパイク状のノイズを効果的に抑止することはできなかった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止することができるFM−CWレーダ装置およびFM−CWレーダ装置のノイズ抑制方法を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるFM−CWレーダ装置は、連続波に周波数変調を施したFM−CW信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の1つ以上を出力するFM−CWレーダ装置において、前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するスパイクノイズ抑制手段を備えたことを特徴とする。
この発明によれば、FM−CWレーダ装置に備えられるスパイクノイズ抑制手段によって、例えば、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分が抑止される。
本発明にかかるFM−CWレーダ装置によれば、スパイクノイズ抑制手段によって、複数の装置間の電波干渉によって発生するようなスパイク状のノイズ成分が抑止されるで、目標検出能力を安定化させることができるという効果を奏する。
以下に、本発明にかかるFM−CWレーダ装置およびFM−CWレーダ装置のノイズ抑制方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
図1は、本発明にかかるFM−CWレーダ装置の簡略構成を示すブロック図である。同図に示すFM−CWレーダ装置は、送信部1、受信部2および信号処理部3を備えている。送信部1は、送信アンテナ11と、発振器12と、変調回路13とを備えている。受信部2は、受信アンテナ21と、受信アンテナ21から出力された受信信号を発振器12から出力され、方向性結合器14を介して供給された送信信号に基づいてダウンコンバートするミキサ22と、ミキサ22に接続されてダウンコンバート後のビート信号を増幅する増幅器23とを備えている。信号処理部3は、増幅器23からの出力信号をアナログ−ディジタル変換するA/D変換器31と、A/D変換器31から出力されたディジタル信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制(抑圧)するスパイクノイズ抑制手段32と、スパイクノイズ抑制手段32からの出力信号に基づいて例えばFFT(高速フーリエ変換)などの周波数分析処理を行う周波数分析手段33と、周波数分析手段33の処理結果に基づいて目標物の相対距離、相対速度、目標方位などの1つ以上を検出する目標検出手段34とを備えている。なお、本発明の特徴は、スパイクノイズ抑制手段32を中心として行われるスパイクノイズ抑制処理にあり、その詳細については後述する。
つぎに、図1を用いて、本発明にかかるFM−CWレーダ装置の動作について説明する。同図において、変調回路13からのFM変調信号に基づいて発振器12にてアップコンバートされた高周波信号(FM−CW信号)が、方向性結合器14を通過して送信アンテナ11から空間に対して放射される。一方、目標などからの反射信号が受信アンテナ21において受信される。受信アンテナ21にて受信された信号(レーダ受信信号)は、ミキサ22に出力される。ミキサ22は、このレーダ受信信号と方向性結合器22を介して電圧制御発振器21から分配された送信信号とに基づいてビート信号を生成する。増幅器23は、このビート信号を増幅してA/D変換器31に出力する。A/D変換器31は、増幅語のビート信号(アナログビート信号)をディジタル信号形式のビート信号(ディジタルビート信号)に変換してスパイクノイズ抑制手段32に出力する。
ここで、A/D変換器31から出力されたディジタルビート信号には、背景技術の項でも説明したように、例えば電波干渉に起因して、スパイク状のノイズ成分が含まれるようになる。スパイクノイズ抑制手段32は、ディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を除去するとともに所定の補間処理を行い、その処理信号を周波数分析手段33に出力する。周波数分析手段33は、ディジタルビート信号を取り込み、例えばFFT処理によって周波数分布(周波数スペクトル)を算出する。目標検出手段34は、FFT処理にて得られた周波数スペクトルの個々の成分と所定の閾値とをそれぞれ比較し、閾値を越えたものの中で極大となるものを目標物とするとともに、当該目標物にかかる各種情報(目標物までの距離、目標物に対する相対速度、目標物の方位など)を演算して出力する。
図2は、目標物までの距離および目標物に対する相対速度の算出原理について説明する図である。図2において、同図の上段部は、2つの区間(upチャープ区間、downチャープ区間)におけるFM変調信号の周波数変化を示しており、実線K1はFM−CWレーダ装置の送信周波数であり、波線K2は受信周波数を示している。また、同図の中段部は、FM−CWレーダ装置の受信部2において受信されるビート信号の信号波形を示し、同図の下段部は、当該ビート信号の周波数スペクトルを簡易的に示している。
まず、図2の実線K1で示されるように、upチャープ区間では直線的に上昇し、逆にdownチャープ区間では直線的に下降するように変化させたFM変調信号に基づくレーダ信号を送信アンテナ11から送信する。このとき、測定対象の目標物がFM−CWレーダ装置に対して相対速度V、相対距離Rの状態で存在するとともに、送信周波数がupチャープ区間およびdownチャープ区間の各時間(Tm[s])内にそれぞれΔfおよび−Δfだけ変化するものとする。このとき、これらのパラメータと、光速c[m/s]および送信波長λ[m]とを用いると、ドップラー周波数fd、送信周波数と受信周波数との時間差に基づいて距離に比例した値として算出される距離周波数fr、UPチャープ区間でのビート周波数fb1、およびdownチャープ区間でのビート周波数fb2は、それぞれ式(1)〜式(3)で表される。
fd=2・V/λ ・・・(1)
fr=(2R・Δf)/(C・Tm) ・・・(2)
fb1=|fd−fr|
fb2=|fd+fr| ・・・(3)
fb2=|fd+fr| ・・・(3)
また、距離周波数frがドップラー周波数fdよりも大きい場合には、式(3)に基づいて次式が成立する。
2fr=fb1+fb2 ・・・(4)
さらに、式(4)に式(2)を代入することによって、FM−CWレーダ装置からの相対距離Rを示す次式が導出される。
R=(C・Tm)/(4・Δf){fb1+fb2} ・・・(5)
式(5)に示すように、相対距離Rは、upチャープ区間でのビート周波数fb1とdownチャープ区間でのビート周波数fb2とに基づいて算出することができる。また、相対速度Vは、式(4)に示される距離周波数frを用いて、式(1)および式(3)に基づいて算出することができる。
つぎに、他のレーダ装置から送信されたレーダ信号に起因する電波干渉によって受信系のフロアノイズが上昇する現象について説明する。図3は、FM−CWレーダ装置において、電波干渉の発生によりフロアノイズのレベルが上昇して目標物からの反射信号の検出が困難となる状況を示す図である。
図3の上段部は、例えば、前方車両との距離が80m〜150m程度の比較的遠い距離での受信信号をFFT処理した結果(周波数スペクトル)を示すものである。通常の受信機ノイズだけであれば、図示するように受信機ノイズの振幅曲線上の前方車両の距離に相当する距離周波数位置にピークが出現する。なお、このピークは、距離が遠くなると距離の4乗に反比例して小さくなり、また、距離が同一の場合であっても、反射の割合を示す反射断面積が小さい、例えばオートバイ等ではさらに小さくなる。
一方、図3の下段部は、図3の上段部に示す条件で、さらに干渉波によるスパイク状ノイズが発生した場合の周波数スペクトルを示している。スパイク状ノイズのようなインパルス性のノイズが発生した場合には、同図の下段部に示すように、周波数軸上では一様に所定レベルの信号が重畳された状態となる。この場合、目標物からの反射波が大きい場合には問題とならないが、目標物の距離が離れている場合や、反射しにくい目標物の場合には、上昇したインパルス性のノイズに埋もれてしまう結果となる。
そこで、本発明のFM−CWレーダ装置では、上記のような電波干渉により発生するスパイク状ノイズ(インパルス性ノイズ)を除去するための処理手段として、A/D変換器31と周波数分析手段33との間にスパイクノイズ抑制手段32を備えるようにしている(図1参照)。なお、図4は、スパイクノイズ抑制手段32を中心として実行される処理(以下「スパイクノイズ抑制処理」という)を説明するための図であり、同図を用いて、スパイクノイズ抑制処理の概要について説明する。
図4(A)に示すように、目標物の相対速度V、相対距離Rを測定しようとする際に、他車両のレーダ信号が受信された場合、細い実線で示される自車両のレーダ送信周波数と太い実線で示される他車両のレーダ送信周波数とが交差するクロスポイントP1,P2が存在し、これらのクロスポイントP1,P2のそれぞれにおいて干渉ノイズが発生する(同図(B)参照)。なお、この干渉ノイズのレベルは反射信号の電力よりも遥かに大きいスパイク状のノイズとして観測される。その理由は、反射信号は、自身が送信した送信電波が障害物に反射して戻ってくる反射波成分であるのに対し、干渉ノイズは、例え瞬間的にクロスするだけであっても、他の車両のレーダから直接的に受信された送信波成分であるからである。
このため、この干渉ノイズと正常な波形とを切り分けるために、受信信号の差分値(詳細は後述)が演算される(同図(C)参照)。なお、受信信号の差分値は、実際の処理ではAD変換後の時系列データに対して行われるので、同図(C)に示す波形は、時系列データに対して処理された受信信号の差分値によって形成される信号を意味し、同図(B)に示す受信信号の微分波形となる。また、干渉ノイズが混入した場合には、周波数変化の傾きが急激に変化した点として観測されるので、クロスポイント付近で極大値をとる。
また、図4(C)に示す波形上のノイズ発生点付近を拡大図である図4(D)において、干渉ノイズと正常な波形とを切り分けるために、例えば、突出した振幅値を有しているn番目のデータに対して、所定の閾値判定(例えば所定の閾値との比較処理)や所定の補間処理(例えば直近データ(n−1番目、n+1番目の各データ)に基づく置換処理)が施され、干渉ノイズが除去された受信信号が得られる(同図(E),(F)参照)。
つぎに、図4を用いて説明したスパイクノイズ抑制処理について、さらに図5を用いて詳細に説明する。なお、図5は、スパイクノイズ抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。
図5において、A/D変換器31は、受信部2の出力である受信機出力を、upチャープ、downチャープのそれぞれに対してAD変換する(ステップ101)。なお、このとき得られるデータを、「Xn(n=1〜N)」とする。スパイクノイズ抑制手段32は、AD変換された時系列データに対する差分演算を行う(ステップS102)。例えば、このとき得られる差分演算データをYnとすれば、このYnは時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データ(時系列データ上の1ポイント前のデータ)との各差分出力として、例えば、「Yn=Xn+1−Xn(n=1〜N−1)」として算出することができる。ここで、スパイクノイズ抑制手段32は、差分演算データ(Yn)が所定の基準値以内に収まっているか否か(例えば、−K≦Yn≦K:Kは所定の閾値)を判定する(ステップS103)。差分演算データ(Yn)が所定の基準値以内に収まっていない場合(ステップS103:No)には、そのデータが何番目のデータであるかの記憶処理を実行し(ステップS104)、その後ステップS105の処理に移行する。一方、差分演算データ(Yn)が所定の基準値以内に収まっている場合(ステップS103:Yes)には、ステップS104の処理を行わずにステップS105の処理に移行する。その後、スパイクノイズ抑制手段32は、ステップS104の処理で干渉ノイズとして記憶したポイント(以下「干渉ポイント」という)について所定の補間処理を行う(ステップS105)。例えば、干渉ポイントをm(mは1〜N−1間の整数)とすれば、Xm’=(Xm-1+Xm+1)/2として求められる干渉ポイントの両側データによる平均値Xm’をXmとして用いるような置換処理を行えばよい。なお、これらの処理以降、FFT処理以降の通常のレーダ処理が実行される(ステップS106)。
なお、上述のステップS105の補間処理では、例えば、干渉ポイントの両側直近データに基づく平均値(Xm’=(Xm-1+Xm+1)/2)にて元のデータを置換するようにしていたが、干渉ポイントの両側直近データを含む隣接データ(以下「近傍データ」という)に基づいて算出した補間値を用いてもよい。例えば、干渉ポイントの両側直近データに隣接するデータを用いて、Xm’=(Xm-2+Xm+2)/2として求めたXm’をXmとするような置換処理を行ってもよい。また、前者と後者とによる補間処理を併用してもよい。なお、このような補間処理を併用することで、例えば、干渉ポイントの両側直近データのいずれかが何らかの理由で検出できなかった場合でも、データが欠落するのを防止することができる。また、利用するデータとしてXm-1,Xm+1のような2つのデータに限定されるものではなく、3個以上のデータを用いて補間処理を行ってもよい。
また、上述のステップS104の判定処理では、例えば、差分演算データ(Yn)が所定の基準値以内に収まっているか否かの判定処理を−K≦Yn≦Kとして、正側の閾値と負側の閾値とを同一の閾値を用いるようにしているが、異なる閾値を用いて判定してもよい。なお、閾値レベルとして、例えば最小信号レベルの10倍程度の値を用いることができる。また、受信機のノイズは受信機温度によって変動するので、閾値レベルを受信機温度によって可変制御するようにしてもよい。
また、FM−CWレーダ装置において、送信信号が出力されてから目標物の相対距離、相対速度などの処理データが例えば表示器などに出力されるまでの1周期をレーダ周期とするとき、上述のスパイク除去処理に要する時間は、レーダ周期に対して高々1%程度であり、処理負荷の増加が殆ど見込まれないので、CPUの能力などにかかる既存の性能の維持しつつ、本発明にかかるスパイク除去手段の機能を容易に付加することができる。
以上説明したように、本発明によれば、FM−CWレーダ装置で受信されるビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分がスパイクノイズ抑制手段によって抑制されるので、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止することができる。
また、本発明によれば、ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定したときに、スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定されたディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントが干渉ポイントとして記憶され、この干渉ポイントの近傍データに基づいて干渉ポイントデータに対する補間処理を行うようにしているので、ディジタルビート信号の時系列データが欠落することなく、安定した検出性能を維持することができる。
なお、この実施の形態では、例えば、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ(インパルス性ノイズ)成分を抑止するスパイクノイズ抑制処理について説明したが、本処理は、スパイク状のノイズ成分に限定されるものではなく、至近距離の目標物などから反射した過大入力信号や、不要放射源からのノイズなどに対してもフロアノイズを低減させるのに効果的に作用する。
本発明にかかるFM−CWレーダ装置は、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分が問題となる場合に有用であり、特に、車載用のFM−CWレーダ装置として好適である。
1 送信部
2 受信部
3 信号処理部
11 送信アンテナ
12 発振器
13 変調回路
14 方向性結合器
21 受信アンテナ
21 電圧制御発振器
22 ミキサ
22 方向性結合器
23 増幅器
31 A/D変換器
32 スパイクノイズ抑制手段
33 周波数分析手段
34 目標検出手段
2 受信部
3 信号処理部
11 送信アンテナ
12 発振器
13 変調回路
14 方向性結合器
21 受信アンテナ
21 電圧制御発振器
22 ミキサ
22 方向性結合器
23 増幅器
31 A/D変換器
32 スパイクノイズ抑制手段
33 周波数分析手段
34 目標検出手段
Claims (5)
- 連続波に周波数変調を施したFM−CW信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の1つ以上を出力するFM−CWレーダ装置において、
前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するスパイクノイズ抑制手段を備えたことを特徴とするFM−CWレーダ装置。 - 前記スパイクノイズ抑制手段は、前記ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの各差分出力データに基づいて該ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かを判定することを特徴とする請求項1に記載のFM−CWレーダ装置。
- 前記スパイクノイズ抑制手段は、前記ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定したときに、該スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定された該ディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントを干渉ポイントとして記憶し、該干渉ポイントの近傍データに基づいて該干渉ポイントデータに対する補間処理を行うことを特徴とする請求項2に記載のFM−CWレーダ装置。
- 連続波に周波数変調を施したFM−CW信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の1つ以上を出力するFM−CWレーダ装置のノイズ抑制方法において、
前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの各差分出力データに基づいて該ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かを判定するスパイクノイズ判定ステップを含むことを特徴とするFM−CWレーダ装置のノイズ抑制方法。 - 前記スパイク状ノイズ判定ステップによって前記ディジタルビート信号データにスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定されたときに、該スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定された該ディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントを干渉ポイントとして記憶する記憶ステップと、
前記干渉ポイントの近傍データに基づいて前記干渉ポイントデータを補間する補間処理ステップと、
を備えることを特徴とする請求項4に記載のFM−CWレーダ装置のノイズ抑制方法。
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