JP2006242895A

JP2006242895A - 電波誘導装置

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Publication number: JP2006242895A
Application number: JP2005062482A
Authority: JP
Inventors: Shoichiro Adachi; 正一郎安達
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2005-03-07
Filing date: 2005-03-07
Publication date: 2006-09-14
Anticipated expiration: 2025-03-07
Also published as: JP4723880B2

Abstract

【課題】ＭＴＩによるクラッタ抑圧を行うことなく高いＳＮ比で瞬時にしか出現しない目標を検出でき、２チャンネルの信号で測角できる電波誘導装置を提供する。
【解決手段】受信器３からの受信信号を処理する信号処理器７は、受信信号のパルス繰り返し期間毎にサンプルしたデータ列を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換処理部７１ａ、７１ｂと、高速フーリエ変換処理部において得られた周波数領域の信号のうちの所定の周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して出力する帯域制限高速フーリエ逆変換処理部７２ａ、７２ｂと、帯域制限高速フーリエ逆変換処理部から出力された時間領域の信号の最大値およびその前後の複数点の信号を短時間フーリエ変換によりコヒーレント積分する短時間フーリエ変換処理部７３ａ、７３ｂと、短時間フーリエ変換処理部において得られた信号に基づき目標検出および測角を行う目標検出測角処理部７４とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、クラッタ環境下で、例えばヘリコプタのブレード信号のような非定常信号を検出することにより目標を検出する電波誘導装置に関し、特に、目標検出時の信号対ノイズ比（ＳＮ比）を向上させる技術に関する。

従来、電波誘導シーカ装置や移動体搭載用レーダ装置といった、クラッタ環境下で高速移動しながら目標を検出する電波誘導装置が知られている。図２３は、このような電波誘導装置の構成を示すブロック図である。この電波誘導装置は、アンテナ１、送信器２、受信器３、信号処理器４および速度検出器５から構成されている。

アンテナ１は、アンテナ素子１１₁〜１１_N、送受信モジュール１２₁〜１２_Nおよび給電回路１３から構成されている。アンテナ素子１１₁〜１１_Nは、送受信モジュール１２₁〜１２_Nから送られてくる高周波信号を空中に向けてそれぞれ放射するとともに、空中からの信号、つまり目標からの反射波を受信し、送受信モジュール１２₁〜１２_Nにそれぞれ送る。

送受信モジュール１２₁〜１２_Nは、給電回路１３から送られてくる信号の位相を調整して高周波送信信号に変換し、さらに増幅してアンテナ素子１１₁〜１１_Nにそれぞれ送る。また、送受信モジュール１２₁〜１２_Nは、アンテナ素子１１₁〜１１_Nから送られてくる高周波受信信号を増幅し、さらに位相を調整して中間周波信号に変換し、給電回路１３に送る。

給電回路１３は、送信器２から送られてくる送信信号をＮ個に電力分配して送受信モジュール１２₁〜１２_Nに送る。また、給電回路１３は、送受信モジュール１２₁〜１２_Nから送られてくる信号を合成し、受信信号として受信器３に送る。

送信機２は、送信信号を生成してアンテナ１の給電回路１３に送る。受信器３は、アンテナ１の給電回路１３から送られてくる受信信号を周波数変換し、さらにデジタル信号に変換する。受信器３において得られたデジタル信号は、受信デジタル信号として信号処理器４に送られる。速度検出器５は、自己の移動速度を検出する。速度検出器５で検出された速度は、速度信号として信号処理器４に送られる。

信号処理器４は、ＭＴＩ（Moving Target Indicator；移動目標検出）処理部４１、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation；離散フーリエ変換）処理部４２、目標検出測角処理部４３およびＭＴＩノッチ位置演算処理部４４から構成されている。ＭＴＩノッチ位置演算処理部４４は、速度検出器５から送られてくる速度信号に基づいてノッチ位置を検出し、ノッチ位置信号としてＭＴＩ処理部４１に送る。

ＭＴＩ処理部４１は、ＭＴＩノッチ位置演算処理部４４から送られてくるノッチ位置信号に基づいて、受信器３から送られてくる受信デジタル信号のうちの所定範囲を選択し、選択した範囲の受信デジタル信号に含まれるクラッタを抑圧する。クラッタの抑圧は、目標のドップラ周波数と目標以外のクラッタからの反射信号のドップラ周波数との違いを利用して行われる。ＭＴＩ処理部４１においてクラッタが抑圧された信号は、ＤＦＴ処理部４２に送られる。

ＤＦＴ処理部４２は、ドップラ周波数の異なる目標を分離検出するために、ＭＴＩ処理部４１から送られてくる信号に対し、パルス繰り返し周期（ＰＲＩ：Pulse Repetition Interval）単位で離散フーリエ変換処理を行い、その結果を目標検出測角処理部４３に送る。なお、ＤＦＴ処理部４２の代わりに、ＳＴＦＴ（Short Time Fourier Transform；短時間フーリエ変換）処理部が採用される場合もある。

目標検出測角処理部４３は、ＤＦＴ処理部４２から送られてくる信号の最大値に基づき目標検出処理および測角処理を実行する。この目標検出測角処理部４３における目標検出の結果および測角の結果は、目標情報として外部に送出される。

以上のように構成される従来の電波誘導装置では、クラッタ環境下で、例えばホバリングヘリコプタのブレード信号を検出することにより目標を検出する場合のように、目標が瞬時にしか出現しない場合には、ＤＦＴまたはＳＴＦＴを実施し、この際、瞬時にしか存在しない信号に対するヒット数を増加させるとともに熱雑音を増加させないようにヒット数を選定し、目標を検出することが行われている。

また、クラッタが強い場合には、クラッタを抑圧するために、数パルスのＭＴＩとＤＦＴ（またはＳＴＦＴ）とを組み合わせることが行われている。移動体に搭載されたレーダ装置のＭＴＩクラッタ抑圧性能は、非特許文献１に示されているように、移動体の移動速度およびＰＲＩに比例し、アンテナ開口に反比例して低下する。
MERRILL I. SKOLNIK、"RADAR HANDBOOK"、McGRAW-HILL（１９９０）、ｐｐ．１６．６−１６．８

上述した従来の電波誘導装置では、自己の移動速度が速く、速度変化も大きく、かつアンテナ開口が小さい場合には、上述した非特許文献１に示されるように、ＭＴＩによるクラッタ抑圧効果が不十分であるため、ＭＴＩと組み合わせてＤＦＴまたはＳＴＦＴを使用することができないという問題がある。

また、目標検出後の測角処理においては、アンテナから得られる和信号、方位角方向の差信号および仰角方向の差信号といった３チャンネルの信号が使用されていたが、装置の構成の簡単化および低価格化の要請から、ＰＲＩ毎のデータ列の全期間にわたる和信号、および、ＰＲＩ毎のデータ列の前半が方位角方向の差信号から成り後半が仰角方向の差信号からなる信号といった２チャンネルの信号が使用されるように構成されている。従って、目標が瞬時にしか出現しない場合は、２チャンネルの信号によっては、方位角方向の差信号および仰角方向の差信号の何れかを得ることができない状態が発生し、測角できないという問題がある。

本発明は、このような問題を解消するためになされたものであり、ＭＴＩによるクラッタ抑圧を行うことなく高いＳＮ比で瞬時にしか出現しない目標を検出でき、また、２チャンネルの信号で測角を行うことができる電波誘導装置を提供することを課題とする。

第１の発明に係る電波誘導装置は、上記課題を達成するために、アンテナからの信号を受信する受信器と、前記受信器から送られてくる受信信号を処理する信号処理器とを備え、前記信号処理器は、前記受信器から送られてくる受信信号のパルス繰り返し毎にサンプルしたデータ列を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換処理部と、前記高速フーリエ変換処理部において得られた周波数領域の信号のうちの所定の周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して出力する帯域制限高速フーリエ逆変換処理部と、前記帯域制限高速フーリエ逆変換処理部から出力された時間領域の信号の最大値およびその前後の複数点の信号を短時間フーリエ変換によりコヒーレント積分する短時間フーリエ変換処理部と、前記短時間フーリエ変換処理部において得られた信号に基づき目標検出および測角を行う目標検出測角処理部とを備えることを特徴とする。

また、第２の発明に係る電波誘導装置は、第１の発明に係る電波誘導装置において、前記帯域制限高速フーリエ逆変換処理部は、予め想定された複数の目標の各々の特徴に適応する複数の周波数帯域について、前記高速フーリエ変換処理部において得られた周波数領域の信号のうちの該周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して複数の時間領域の信号を生成し、生成された複数の時間領域の信号を用いてよりＳＮ比を大きくした信号を出力することを特徴とする。

また、第３の発明に係る電波誘導装置は、アンテナからの信号を受信する受信器と、前記受信器から送られてくる受信信号を処理する信号処理器とを備え、前記信号処理器は、前記受信器から送られてくる受信信号のパルス繰り返し期間毎にサンプルしたデータ列をフィルタ演算することによりクラッタを抑圧するフィルタ処理部と、前記フィルタ処理部でクラッタが抑圧された信号の最大値およびその前後の複数点の信号を短時間フーリエ変換により波形積分する短時間フーリエ変換処理部と、前記短時間フーリエ変換処理部において得られた信号に基づき目標検出および測角を行う目標検出測角処理部とを備えることを特徴とする。

また、第４の発明に係る電波誘導装置は、第１〜第３の発明に係る電波誘導装置の何れかにおいて、前記アンテナから得られた方位角方向の差信号と仰角方向の差信号とをパルス繰り返し周期で交互に選択して差信号として出力するスイッチを備え、前記受信器は、前記アンテナから送られてくる和信号および前記スイッチから出力される差信号を受信信号として前記信号処理器に送ることを特徴とする。

第１の発明に係る電波誘導装置によれば、受信信号を高速フーリエ変換と帯域制限高速フーリエ逆変換により、クラッタを抑圧すると同時に、複数バンクに広がった信号を積分することで信号エネルギーを集め、かつ帯域制限することにより雑音を低減し、時間領域の信号を短時間フーリエ変換によってコヒーレント積分することによりＳＮ比を向上させるように構成したので、瞬時にしか出現しない目標であっても、ＭＴＩによるクラッタ抑圧を行うことなく高いＳＮ比で目標を検出できる。

また、第２の発明に係る電波誘導装置によれば、帯域制限高速フーリエ逆変換処理部は、予め想定された複数の目標の各々の特徴に適応する複数の周波数帯域について、該周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して複数の時間領域の信号を生成し、その信号を用いてよりＳＮ比を大きくした信号を出力するように構成したので、対象とする目標に対して、より強い相関をもった検出が可能になる。

また、第３の発明に係る電波誘導装置によれば、受信信号にフィルタ演算を施すことにより、クラッタおよび雑音を除去し、このフィルタ演算が施された信号を短時間フーリエ変換によりコヒーレント積分することによりＳＮ比を向上させるように構成したので、瞬時にしか出現しない目標であっても、ＭＴＩによるクラッタ抑圧を行うことなく高いＳＮ比で検出できる。

また、第４の発明に係る電波誘導装置によれば、アンテナから得られた方位角方向の差信号と仰角方向の差信号とがパルス繰り返し周期で交互に出力される差信号と和信号といった２つの信号を信号処理器に送るように構成したので、瞬時にしか出現しない非定常信号に対して２チャンネルでの測角処理が可能になる。

以下、本発明の実施例に係る電波誘導装置を、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例に係る電波誘導装置の構成を示すブロック図である。この電波誘導装置は、アンテナ１、送信器２、受信器３、速度検出器５、スイッチ６および信号処理器７から構成されている。

送受信モジュール１２₁〜１２_Nは、給電回路１３から送られてくる信号の位相を調整して高周波送信信号に変換し、さらに増幅してアンテナ素子１１₁〜１１_Nにそれぞれ送る。また、送受信モジュール１２₁〜１２_Nは、アンテナ素子１１₁〜１１_Nから送られてくる高周波受信信号を増幅し、さらに位相を調整して中間周波信号に変換し、受信信号として給電回路１３に送る。

給電回路１３は、送信器２から送られてくる送信信号をＮ個に電力分配して送受信モジュール１２₁〜１２_Nに送る。また、給電回路１３は、送受信モジュール１２₁〜１２_Nから送られてくる受信信号に基づき、和信号Σを生成して受信器３に送るとともに、方位角方向の差信号ΔＡＺおよび仰角方向の差信号ΔＥＬを生成してスイッチ６に送る。

スイッチ６は、アンテナ１から入力端子ａに送られてくる差信号ΔＡＺおよびアンテナ１から入力端子ｂに送られてくる差信号ΔＥＬの何れかを、信号処理器７から送られてくるスイッチ制御信号に従って交互に選択し、共通端子ｃから出力する。スイッチ制御信号は、後述するように、ＰＲＩ毎に変化する。従って、スイッチ６からは、差信号ΔＡＺと差信号ΔＥＬとがＰＲＩ毎に切り替えられた（タイムシェアされた）信号が出力される。このスイッチ６の出力は、差信号Δとして受信器３に送られる。

送信機２は、送信信号を生成してアンテナ１の給電回路１３に送る。受信器３は、アンテナ１の給電回路１３から送られてくる和信号Σおよびスイッチ６から送られてくる差信号Δを周波数変換し、さらにデジタル信号に変換する。この受信器３において周波数変換されたデジタルの和信号Σおよび差信号Δは、信号処理器４に送られる。この構成により、受信器３より後段の回路では、和信号Σおよび差信号Δといった２チャンネルの信号を処理することにより目標検出および測角を行うことができるので、和信号Σ、差信号ΔＡＺおよび差信号ΔＥＬといった３チャンネルの信号を処理する必要がある従来の電波誘導装置に較べて構成を簡単化でき、また低コスト化が可能になっている。

速度検出器５は、自己の移動速度を検出する。この速度検出器５で検出された速度は、速度信号として信号処理器４に送られる。

本発明の高速フーリエ変換処理部は、第１ＦＦＴ処理部７１ａおよび第２ＦＦＴ処理部７１ｂから構成され、帯域制限高速フーリエ逆変換処理部は、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａおよび第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂから構成され、短時間フーリエ変換処理部は、第１ＳＴＦＴ７３ａおよび第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂから構成されている。

第１ＦＦＴ処理部７１ａは、受信器３から送られてくる、ＰＲＩ毎にサンプリングされた複数個のデータ列からなる和信号Σを、窓関数付で高速フーリエ変換する。この第１ＦＦＴ処理部７１ａにおける高速フーリエ変換によって得られた周波数領域の信号は、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａに送られる。

同様に、第２ＦＦＴ処理部７１ｂは、スイッチ６から送られてくる、ＰＲＩ毎にサンプリングされた複数個のデータ列からなる差信号Δを、窓関数付で高速フーリエ変換する。この第２ＦＦＴ処理部７１ｂにおける高速フーリエ変換によって得られた周波数領域の信号は、第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂに送られる。

第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａは、第１ＦＦＴ処理部７１ａから送られてきた周波数領域の信号のうち、所定の周波数帯域以外の部分をゼロ埋め（ゼロフィル）することにより帯域制限する。この際、受信信号の周波数は、自己の移動に起因してドップラ周波数だけ移動しているので、帯域制限された信号に対して、速度検出器５から送られてくる速度信号に応じたオフセットが与えられる。その後、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａは、帯域制限された信号を高速フーリエ逆変換して時間領域の信号に戻す。この第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａにおいて得られた時間領域の信号は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａに送られる。

同様に、第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂは、第２ＦＦＴ処理部７１ｂから送られてきた周波数領域の信号のうち、所定の周波数帯域以外の部分をゼロ埋めすることにより帯域制限する。この際、受信信号の周波数は、自己の移動に起因してドップラ周波数だけ移動しているので、帯域制限された信号に対して、速度検出器５から送られてくる速度信号に応じたオフセットが与えられる。その後、第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂは、帯域制限された信号を高速フーリエ逆変換して時間領域の信号に戻す。この第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂにおいて得られた時間領域の信号は、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂに送られる。

第１ＳＴＦＴ処理部７３ａは、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａから送られてきた時間領域の信号に対し、短時間フーリエ変換を実行する。より詳しくは、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａは、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａから送られてくる信号のピーク値を中心とする前後の数点の信号を短時間フーリエ変換により波形積分する。この第１ＳＴＦＴ処理部７３ａにおける短時間フーリエ変換により得られた信号は、目標検出測角処理部７４に送られる。

同様に、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂは、第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂから送られてきた時間領域の信号に対し、短時間フーリエ変換を実行する。より詳しくは、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂは、第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂから送られてくる信号のピーク値を中心とする前後の数点の信号を短時間フーリエ変換により波形積分する。この第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂにおける短時間フーリエ変換により得られた信号は、目標検出測角処理部７４に送られる。

目標検出測角処理部７４は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａおよび第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂから送られてくる信号に基づき、目標検出処理および測角処理を実行する。この目標検出測角処理部７４における目標検出処理の結果および測角処理の結果は、目標情報として外部に送出される。

タイミング制御部７５は、ＰＲＩ毎に変化するスイッチ制御信号を生成し、スイッチ６に送る。これにより、上述したように、スイッチ６から、差信号ΔＡＺと差信号ΔＥＬとがＰＲＩ毎に切り替えられた差信号Δが出力され、受信器３に送られる。

次に、上記のように構成される実施例１に係る電波誘導装置の動作を、電波誘導装置を実際に動作させて取得したデータを用いて説明する。以下の説明で使用する取得データは、ＰＲＩ＝６．５μｓ毎に２０４８点サンプルした和信号Σのデータである。また、データの取得は地上に固定した電波誘導装置を用いて行ったので、自己の移動速度は０ｍ／ｓである。

図２は、受信器３から得られた和信号Σのデータ列（２０４８サンプル）を示す。このデータ列が第１ＦＦＴ処理部７１ａに送られる。第１ＦＦＴ処理部７１ａは、２０４８個のデータ列からなる和信号Σを、窓関数付で高速フーリエ変換する。図３は、Ｂｌａｃｋｍａｎ窓関数を用いて高速フーリエ変換した結果を示す。ここで、抽出したい信号はヘリコプタのブレード信号である。

なお、実測は、ホバリングしているヘリコプタではなく、微速で移動しているのでヘリコプタに対して行ったので、図３では、その胴体から反射された胴体信号に対応する波形も出現しているが、ホバリングしているヘリコプタの場合は、胴体信号に対応する波形は出現しない。ヘリコプタのブレード信号は、その特性に応じた周波数帯域で、周波数方向の広がりを有する。このブレード信号からさらに高い周波数の領域に広がっている信号はノイズである。第１ＦＦＴ処理部７１ａにおいて得られた信号は、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａに送られる。

第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａでは、図４に示すように、第１ＦＦＴ処理部７１ａから送られてきた信号のうち、ブレード信号に対応する周波数帯域以外の部分がゼロ埋めされて帯域制限される。

なお、自己の移動速度は０ｍ／ｓであるので、ドップラ効果による周波数の移動は存在せず、オフセットはゼロである。その後、高速フーリエ逆変換が行われる。これにより、図５に示すような、抽出したブレード信号に対応する位置にピークを有する時間領域の信号が得られる。第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａにおいて得られた時間領域の信号は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａに送られる。

第１ＳＴＦＴ処理部７３ａでは、図６に示すような、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａから送られてきた信号のピーク値を中心とする前後の４点、合計８点に対して短時間フーリエ変換を実行する。図７は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａにおける短時間フーリエ変換により得られた信号を示す。この短時間フーリエ変換により、周波数方向に拡がったヘリコプタからの反射信号のＳ／Ｎ比を改善することができる。この第１ＳＴＦＴ処理部７３ａにおいてり得られた結果は、目標検出測角処理部７４に送られる。

受信器３から得られる差信号Δについても、第２ＦＦＴ処理部７１ｂ、第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂおよび第１ＳＴＦＴ処理部７３ｂにおいて、上述した処理と同様の処理が行われる。そして、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂにおいて得られた結果は、目標検出測角処理部７４に送られる。目標検出測角処理部７４では、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａから得られる信号に基づき目標検出が行われるとともに、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａから得られる信号および第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂから得られる信号に基づき測角処理が行われ、これらの処理結果が目標情報として出力される。

以上説明したように、本発明の実施例１に係る電波誘導装置によれば、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａおよび第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂから出力される信号によって目標検出および測角を行うこともできるが、さらに、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａおよび第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂにおいて短時間フーリエ変換を行うことにより、周波数方向に拡がったヘリコプタからの反射信号のＳ／Ｎ比を改善するように構成したので、ＭＴＩを使用しない場合でも、瞬時にしか出現しない目標に対してクラッタを抑圧し、目標を可能な限り高いＳ／Ｎ比で検出し測角できる。特に、自己の移動速度が速く、速度変化も大きく、且つアンテナ開口が小さい場合に対して、その効果が大である。

また、アンテナ１から得られた方位角方向の差信号と仰角方向の差信号とをパルス繰り返し周期で交互に選択して差信号として出力するスイッチ６を備え、受信器３は、アンテナから送られてくる和信号およびスイッチから出力される差信号を受信信号として信号処理器７に送るように構成したので、瞬時にしか出現しない非定常信号に対して２チャンネルでの測角処理が可能になる。

なお、上述した実施例１では、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａおよび第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂにおいて、所定の周波数帯域以外の信号をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して出力するように構成したが、第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ａおよび第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部７２ｂは、予め想定された複数の目標の各々の特徴に適応する複数の周波数帯域について、第１高速フーリエ変換処理部７１ａおよび第２高速フーリエ変換処理部７１ｂにおいて得られた周波数領域の信号のうちの該周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して複数の時間領域の信号を生成し、生成された複数の時間領域の信号を用いてよりＳＮ比を大きくした信号を出力するように構成できる。このような構成によれば、対象とする目標に対して、より強い相関をもった検出が可能になる。

本発明の実施例２に係る電波誘導装置は、非定常信号の検出をデジタルフィルタで行うように構成したものである。

図８は、本発明の実施例２に係る電波誘導装置の構成を示すブロック図である。この電波誘導装置は、信号処理器８の構成のみが、実施例１に係る電波誘導装置と異なる。以下では、実施例１に係る電波誘導装置の構成と同一部分には同一の符号を付して説明を省略または簡略化し、相違する部分を中心に説明する。

信号処理器８は、第１デジタルフィルタ処理部８１ａ、第２デジタルフィルタ処理部８１ｂ、フィルタ係数メモリ８２、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａ、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂ、目標検出測角処理部７４およびタイミング制御部７５から構成されている。

第１デジタルフィルタ処理部８１ａは、受信器３から送られてくる、ＰＲＩ毎にサンプリングされた複数個のデータ列からなる和信号Σに対してフィルタ演算処理を施すことによりクラッタを抑圧する。この第１デジタルフィルタ処理部８１ａにおけるフィルタ演算処理によってクラッタが抑圧された信号は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａに送られる。

同様に、第２デジタルフィルタ処理部８１ｂは、スイッチ６から送られてくる、ＰＲＩ毎にサンプリングされた複数の個のデータ列からなる差信号Δをフィルタ演算処理することによりクラッタを抑圧する。この第２デジタルフィルタ処理部８１ｂにおけるフィルタ演算処理によってクラッタが抑圧された信号は、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂに送られる。

図９は、第１デジタルフィルタ処理部８１ａおよび第２デジタルフィルタ処理部８１ｂを構成するデジタルフィルタの詳細な回路構成を示す図である。このデジタルフィルタは、楕円関数型のＩＩＲ（Infinite Impulse Response Filter）フィルタから構成されており、１６段の単位遅延素子（Ｚ^-1）、各単位遅延素子の出力を入力側の加算器にフィードバックする１６個の係数アンプａ１〜ａ１６および各単位遅延素子の出力を出力側の加算器に送る１６個の係数アンプｂ１〜ｂ１６を備える。

フィルタ係数データメモリ８２は、複数の速度に対応する複数のフィルタ係数セットを予め記憶している。このフィルタ係数データメモリ８２からは、速度検出器５から送られてくる速度信号に対応するフィルタ係数セットが読み出され、第１デジタルフィルタ処理部８１ａおよび第２デジタルフィルタ処理部８１ｂに送られる。これにより、フィルタ係数セットの切り換えが行われる。

ここで、自己の速度に対応したフィルタ係数セットについて説明する。例えば自己の速度が１００ｍ／ｓから８００ｍ／ｓまで変化し、送信周波数を６ＧＨｚとすれば、速度とドップラ周波数の関係は図１０のようになる。今、１００ｍ／ｓ毎にフィルタ係数セットを用意すると８セットが必要になる。１００ｍ／ｓ毎のドップラ周波数オフセットは４ｋＨｚであるので、フィルタ係数データメモリ８２には、自己の移動速度に対応してフィルタ応答が図１２〜図１９に示す形状となるようなフィルタ係数セットが記憶される。

具体的には、図１２は、自己の移動速度が１００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１３は、自己の移動速度が２００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１４は、自己の移動速度が３００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１５は、自己の移動速度が４００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１６は、自己の移動速度が５００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１７は、自己の移動速度が６００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１８は、自己の移動速度が７００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。図１９は、自己の移動速度が８００ｍ／ｓの場合のフィルタ係数によって実現されるフィルタ応答を示す図である。

図１１は、上記フィルタ応答を実現するために、フィルタ係数データメモリ８２に記憶されるフィルタ係数セットの一例を示す。各フィルタ係数セットにより形成されるフィルタは、その通過帯域幅は変わらず、中心周波数がオフセットして行く。

次に、上記のように構成される実施例２に係る電波誘導装置の動作を、電波誘導装置を実際に動作させて取得したデータを用いて説明する。以下の説明で使用する取得データは、ＰＲＩ＝６．５μｓ毎に２０４８点サンプルした和信号Σのデータである。また、データの取得は地上に固定した電波誘導装置を用いて行ったので、自己の移動速度は０ｍ／ｓである。

実施例１に係る電波誘導装置と同様に、受信器３からは、図２に示すような和信号Σのデータ列（２０４８サンプル）が得られる。このデータ列が第１デジタルフィルタ処理部８１ａに送られる。第１デジタルフィルタ処理部８１ａは、２０４８個のデータ列からなる和信号Σ入力対してデジタルフィルタ演算を行う。図２０は、第１デジタルフィルタ処理部８１ａにおけるフィルタ演算の結果を示し、図２１は、このフィルタ演算に使用したフィルタ応答を示す。このようにして、第１デジタルフィルタ処理部８１ａにおいて得られた信号は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａに送られる。

第１ＳＴＦＴ処理部７３ａでは、第１デジタルフィルタ処理部８１ａから送られてきた信号のピーク値を中心とする前後の４点、合計８点に対して短時間フーリエ変換を実行して波形積分を行う。図２２は、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａにおける短時間フーリエ変換により得られた信号を示す。この短時間フーリエ変換により、周波数方向に拡がったヘリコプタからの反射信号のＳ／Ｎ比を改善することができる。この第１ＳＴＦＴ処理部７３ａにおいてり得られた結果は、目標検出測角処理部７４に送られる。

受信器３から得られる差信号Δについても、第２デジタルフィルタ処理部８１ｂおよび第１ＳＴＦＴ処理部７３ｂにおいて、上述した処理と同様の処理が行われる。そして、第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂにおいて得られた結果は、目標検出測角処理部７４に送られる。目標検出測角処理部７４では、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａから得られる信号に基づき目標検出が行われるとともに、第１ＳＴＦＴ処理部７３ａから得られる信号および第２ＳＴＦＴ処理部７３ｂから得られる信号に基づき測角処理が行われ、これらの処理結果が目標情報として出力される。

以上説明したように、本発明の実施例２に係る電波誘導装置によれば、受信信号にフィルタ演算を施すことにより、クラッタおよび雑音を除去し、このフィルタ演算が施された信号を短時間フーリエ変換によりコヒーレント積分することによりＳＮ比を向上させるように構成したので、瞬時にしか出現しない目標であっても、ＭＴＩによるクラッタ抑圧を行うことなく高いＳＮ比で検出できる。

本発明は、クラッタ環境下で、例えばヘリコプタのブレード信号のような非定常信号を検出することにより目標を検出するレーダ装置全般に適用することができる。

本発明の実施例１に係る電波誘導装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施例１に係る電波誘導装置において受信器から得られるデータ列の例を示す図である。本発明の実施例１に係る電波誘導装置においてＢｌａｃｋｍａｎ窓関数を用いて高速フーリエ変換した結果を示す図である。本発明の実施例１に係る電波誘導装置において行われる、ゼロ埋めによる帯域制限を説明するための図である。本発明の実施例１に係る電波誘導装置において帯域制限高速フーリエ逆変換処理を行った結果を示す図である。本発明の実施例１に係る電波誘導装置において短時間フーリエ変換に使用される信号を説明するための図である。本発明の実施例１に係る電波誘導装置において短時間フーリエ変換処理を行った結果を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置で使用されるデジタルフィルタの詳細な回路構成を示す図である。自己の移動速度とドップラ周波数の関係を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置で使用されるデジタルフィルタ係数の例を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が１００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が２００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が３００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が４００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が５００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が６００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が７００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において自己の移動速度が８００ｍ／ｓの場合のフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置におけるデジタルフィルタ演算の結果を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置におけるデジタルフィルタ応答を示す図である。本発明の実施例２に係る電波誘導装置において短時間フーリエ変換処理を行った結果を示す図である。従来の電波誘導装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１アンテナ
２送信機
３受信器
５速度検出器
６スイッチ
７、８信号処理器
１１₁〜１１_N アンテナ素子
１２₁〜１２_N 送受信モジュール
１３給電回路
７１ａ第１ＦＦＴ処理部
７１ｂ第２ＦＦＴ処理部
７２ａ第１帯域制限ＩＦＦＴ処理部
７２ａ第２帯域制限ＩＦＦＴ処理部
７３ａ第１ＳＴＦＴ処理部
７３ｂ第２ＳＴＦＴ処理部
７４目標検出測角処理部
７５タイミング制御部
８１ａ第１デジタルフィルタ処理部
８１ｂ第２デジタルフィルタ処理部
８２フィルタ係数データメモリ

Claims

アンテナからの信号を受信する受信器と、
前記受信器から送られてくる受信信号を処理する信号処理器とを備え、
前記信号処理器は、
前記受信器から送られてくる受信信号のパルス繰り返し期間毎にサンプルしたデータ列を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換処理部と、
前記高速フーリエ変換処理部において得られた周波数領域の信号のうちの所定の周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して出力する帯域制限高速フーリエ逆変換処理部と、
前記帯域制限高速フーリエ逆変換処理部から出力された時間領域の信号の最大値およびその前後の複数点の信号を短時間フーリエ変換によりコヒーレント積分する短時間フーリエ変換処理部と、
前記短時間フーリエ変換処理部において得られた信号に基づき目標検出および測角を行う目標検出測角処理部と、
を備えることを特徴とする電波誘導装置。
前記帯域制限高速フーリエ逆変換処理部は、予め想定された複数の目標の各々の特徴に適応する複数の周波数帯域について、前記高速フーリエ変換処理部において得られた周波数領域の信号のうちの該周波数帯域以外をゼロ埋めした後にフーリエ逆変換して複数の時間領域の信号を生成し、生成された複数の時間領域の信号を用いて、よりＳＮ比を大きくした信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電波誘導装置。
アンテナからの信号を受信する受信器と、
前記受信器から送られてくる受信信号を処理する信号処理器とを備え、
前記信号処理器は、
前記受信器から送られてくる受信信号のパルス繰り返し期間毎にサンプルしたデータ列をフィルタ演算することによりクラッタを抑圧するフィルタ処理部と、
前記フィルタ処理部でクラッタが抑圧された信号の最大値およびその前後の複数点の信号を短時間フーリエ変換によりコヒーレント積分する短時間フーリエ変換処理部と、
前記短時間フーリエ変換処理部において得られた信号に基づき目標検出および測角を行う目標検出測角処理部と、
を備えることを特徴とする電波誘導装置。
前記アンテナから得られた方位角方向の差信号と仰角方向の差信号とをパルス繰り返し周期で交互に選択して差信号として出力するスイッチを備え、
前記受信器は、前記アンテナから送られてくる和信号および前記スイッチから出力される差信号を受信信号として前記信号処理器に送ることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項記載の電波誘導装置。