DE102018123383A1

DE102018123383A1 - Radarerfassung mit Störungsunterdrückung

Info

Publication number: DE102018123383A1
Application number: DE102018123383.3A
Authority: DE
Inventors: Alexander Melzer; Mario Huemer; Paul Meissner; Alexander Onic; Rainer Stuhlberger; Fisnik Sulejmani; Matthias Wagner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2017-10-13
Filing date: 2018-09-24
Publication date: 2019-04-18
Also published as: US10969463B2; KR102186191B1; KR20190041949A; JP6726253B2; JP2019074527A; CN109669161A; US20190113600A1

Abstract

Hierin wird ein Verfahren zum Verarbeiten von Radardaten beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung beinhaltet das Verfahren die Berechnung einer Range-Karte basierend auf einem von einem Radarempfänger empfangenen, digitalen Radarsignal. Die Range-Karte enthält Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen Parameter repräsentiert wird. Weiterhin beinhaltet das Verfahren das Anwenden einer Operation auf zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert, um zumindest einen Teil der Range-Karte zu glätten oder zu analysieren.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet von Radarsensoren, insbesondere Radarerfassungstechniken mit Störungsunterdrückung.
HINTERGRUND
Radarsensoren können bei zahlreichen Erfassungsanwendungen, bei denen Abstände und Geschwindigkeiten von Objekten zu messen sind, gefunden werden. Im Automotive-Sektor gibt es einen ansteigenden Bedarf nach Radarsensoren, die in sogenannten modernen Fahrerassistenzsystemen (engl.: „advanced driver-assistance systems“; ADAS) verwendet werden können. Beispiele für ein modernes Fahrerassistenzsystem sind Abstandsregeltempomat-(engl.: „adaptive cruise control“; ACC; und „radar cruise control“)-Systeme. Derartige Systeme können verwendet werden, um die Geschwindigkeit eines Automobils automatisch einzustellen, um einen sicheren Abstand von anderen, vorausfahrenden Automobilen einzuhalten. Ein weiteres Beispiel für ein modernes Fahrerassistenzsystem sind Totwinkelüberwachungen (engl.: „blind spot monitors“), die Radarsensoren einsetzen können, um andere Fahrzeuge in einem toten Winkel eines Fahrzeugs zu detektieren. Insbesondere autonome Autos können zahlreiche Sensoren wie beispielsweise Radarsensoren einsetzen, um Objekte in ihrer Umgebung zu detektieren und zu lokalisieren. Informationen über die Position und Geschwindigkeit von Objekten im Bereich eines autonomen Autos werden verwendet, um dabei, sicher zu fahren, zu unterstützen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, die sämtliche Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radarsendeempfängers in einem einzigen Package (Einchip-Sendeempfänger) integrieren können. Derartige HF-Frontends enthalten üblicherweise unter anderem einen lokalen HF-Oszillator (engl.: local HF oscillator“; LO), Leistungsverstärker (engl.: „power amplifiers“; PA), rauscharme Verstärker (engl.: „low-noise amplifiers“; LNA) und Mischer. Frequenzmodulierte Dauerstrich-(engl.: „frequencymodulated continuous-wave“; FMCW)-Radarsysteme verwenden Radarsignale, deren Frequenz durch Aufwärts- und Abwärtsrampen der Signalfrequenz moduliert wird. Derartige Radarsignale werden oft als „Chirp-Signale“ oder einfach als Chirps bezeichnet. Ein Radarsensor strahlt üblicherweise unter Verwendung von einer oder mehr Antennen Sequenzen von Chirps ab, und das abgestrahlte Signal wird durch ein oder mehr Objekte (als Radarziele bezeichnet), die sich im „Sichtbereich“ eines Radarsensors befinden, zurückgestreut. Die zurückgestreuten Signale (Radarechos) werden durch den Radarsensor empfangen und verarbeitet. Die Detektion der Radarziele wird üblicherweise durch Verwendung digitaler Signalverarbeitung erreicht.
Da immer mehr Automobile mit Radarsensoren ausgestattet werden, wird Interferenz ein Thema. Das heißt, das Radarsignal, das durch einen (in einem Automobil installierten) ersten Radarsensor abgestrahlt wird, kann auf die Empfangsantenne eines (in einem anderen Automobil installierten) zweiten Radarsensors einstreuen und den Betrieb des zweiten Radarsensors beeinträchtigen.
ÜBERBLICK
Hier wird ein Verfahren zum Verarbeiten von Radardaten beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung beinhaltet das Verfahren die Berechnung einer Range-Karte basierend auf einem von einem Radarempfänger empfangenen digitalen Radarsignal. Die Range-Karte enthält Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen Parameter repräsentiert wird. Weiterhin beinhaltet das Verfahren ein Glätten zumindest der ersten Parameter in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung beinhaltet das Verfahren die Berechnung einer Range-Karte basierend auf einem von einem Radarempfänger empfangenen, digitalen Radarsignal. Die Range-Karte enthält Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen Parameter repräsentiert wird. Weiterhin beinhaltet das Verfahren das Anwenden einer Operation auf zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert. Darüber hinaus wird eine Range-/Doppler-Karte basierend auf der Range-Karte berechnet, und es wird eine Radarzieldetektion basierend auf der Range-/Doppler-Karte und unter Verwendung des/der Ergebnisse(s) der Operation durchgeführt.
Des Weiteren wird hier eine Radareinrichtung beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die Radareinrichtung einen Radarempfänger, der dazu ausgebildet ist, ein digitales Radarsignal bereitzustellen, und einen Prozessor. Bei dieser Ausgestaltung ist der Prozessor dazu ausgebildet, eine Range-Karte basierend auf dem digitalen Radarsignal zu berechnen, wobei die Range-Karte Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte enthält; wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen Parameter repräsentiert wird. Weiterhin ist der Prozessor dazu ausgebildet, für zumindest einen diskreten Frequenzwert zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte zu glätten.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung enthält die Radareinrichtung einen Radarempfänger, der dazu ausgebildet ist, ein digitales Radarsignal bereitzustellen, und einen Prozessor. Bei dieser Ausgestaltung ist der Prozessor dazu ausgebildet, eine Range-Karte basierend auf dem digitalen Radarsignal zu berechnen, wobei die Range-Karte Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte enthält; jeder Spektralwert wird durch zumindest einen Parameter repräsentiert. Weiterhin ist der Prozessor dazu ausgebildet, für Range-Karten-Werte, die zumindest einem diskreten Frequenzwert entsprechen, auf zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte eine Operation anzuwenden, eine Range-/Doppler-Karte basierend auf der Range-Karte zu berechnen, und basierend auf der Range-/Doppler-Karte und unter Verwendung des/der Ergebnisse(s) der Operation eine Radarzieldetektion durchzuführen.
Figurenliste
Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und Beschreibungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; stattdessen wurde der Schwerpunkt darauf gelegt, die Prinzipien der Erfindung zu veranschaulichen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugsziffern entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:

1 ist eine Skizze, die die Arbeitsweise eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung veranschaulicht.
2 enthält zwei Zeitverlaufsdiagramme, die die Frequenzmodulation des bei FMCW-Radarsystemen verwendeten HF-Signals veranschaulicht.
3 ist ein Blockdiagramm, das die Grundstruktur einer FMCW-Radareinrichtung veranschaulicht.
4 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel eines analogen RF-Frontends, das in der FMCW-Radareinrichtung von 3 enthalten sein kann, veranschaulicht.
5 ist ein Zeitverlaufsdiagramm, das eine Sequenz von Chirps, die zur Datenerfassung in einem Radarsensor verwendet werden, veranschaulicht.
6 veranschaulicht das Konzept von Range-Doppler-Signalverarbeitung, das üblicherweise bei Radarsensoren verwendet wird.
7 veranschaulicht ein Beispiel dafür, wie Störungen auf den Empfänger eines Radarsensors eingestreut werden.
8 veranschaulicht ein Zeitverlaufsdiagramm eines Sendesignals eines Radarsensors und eines Störsignals von einem Störer, wobei sich die Kurvenverläufe der Frequenz dieser Signale über der Zeit zumindest teilweise überlappen.
9 veranschaulicht einen beispielhaften Kurvenverlauf mit einem Radarsignal (nach der Herabmischung (engl.: „down-conversion“) in das Basisband), das ein Radarecho von einem Ziel und die in 8 gezeigte Störung enthält.
10 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel für ein analoges HF-Frontend eines Radarsensors und ein analoges HF-Frontend eines Störers veranschaulicht.
11 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung eines Verfahrens zum Unterdrücken/Reduzieren von Störungen in einem digitalen Radarsignal veranschaulicht.
12 veranschaulicht die Struktur einer Range-Karte.
13 veranschaulicht einen beispielhaften Kurvenverlauf, der die Signalleistung gegenüber der Zeit für Frequenz-Bins mit nur Rauschen, Rauschen und einem Radarecho und Rauschen und Störungen zeigt.
14 veranschaulicht das Glätten der in der Range-Karte von 12 enthaltenen Beträge.
15 veranschaulicht Beispiele dafür, wie die Phase der in der Range-Karte von 12 enthaltenen Spektralwerte aufgrund von Störungen verzerrt werden kann.
16 veranschaulicht, wie eine Gleitfensteroperation zur Detektion des Vorhandenseins von Störungen auf eine Range-Karte entlang der langsamen Zeitachse angewandt werden kann.
17 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung einer Störungserkennung, die eine Gleitfensterstatistik verwendet, veranschaulicht.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
1 veranschaulicht einen herkömmlichen frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsensor 1. Bei dem vorliegenden Beispiel werden getrennte Sende-(TX)- und Empfangs-(RX)-Antennen 5 bzw. 6 verwendet (bi-statische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass eine einzige Antenne verwendet werden kann, so dass die Empfangsantenne und die Sendeantenne physisch dieselbe sind (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt kontinuierlich ein HF-Signal _SHF(t) ab, das, zum Beispiel durch ein Sägezahnsignal (periodisches lineares Rampensignal), frequenzmoduliert wird. Das abgestrahlte Signal _SHF(t) wird an einem Objekt T, das sich in dem Radarkanal innerhalb des Messbereichs der Radareinrichtung befindet, zurückgestreut, und das zurückgestreute Signal y_HF(t) wird durch die Empfangsantenne 6 empfangen. Das Objekt T wird üblicherweise als Radarziel bezeichnet. Bei einem allgemeineren Beispiel kann sich im Sichtbereich eines Radarsensors mehr als ein Ziel befinden, und es kann anstelle von einer einzigen RX-Antenne ein Antennenarray verwendet werden. Ähnlich kann anstelle einer einzigen TX-Antenne ein Antennenarray verwendet werden. Die Verwendung von Antennenarrays ermöglicht die Messung des Einfallswinkels eines Radarechos, das üblicherweise als Ankunftsrichtung (engl.: „direction of arrival“; DoA) bezeichnet wird. Die Messung der Ankunftsrichtung ist für viele Anwendungen wichtig, und deshalb verwenden die meisten Radarsensoren Antennenarrays. Um die Zeichnungen einfach zu halten, sind in den Figuren nur eine TX-Antenne und eine RX-Antenne gezeigt. Es versteht sich, dass die hierin beschriebenen Konzepte ohne weiteres auf Radarsensoren mit Antennenarrays übertragbar sind.
2 veranschaulicht die erwähnte Frequenzmodulation des Signals _SHF(t). Wie in dem ersten Diagramm von 2 gezeigt, ist das Signal _SHF(t) aus einer Reihe von „Chirps“, d. h. einem sinusförmigen Kurvenverlauf mit ansteigender (Aufwärts-Chirp) oder abfallender (Abwärts-Chirp) Frequenz. Bei dem vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f_LO(t) eines Chirps innerhalb einer definierten Zeitspanne T_CHIRP (siehe das zweite Diagramm von 2) von einer Startfrequenz f_START zu einer Stopfrequenz f_STOP linear an. Ein derartiger Chirp wird auch als lineare Frequenzrampe bezeichnet. Drei identische lineare Frequenzrampen sind in 2 dargestellt. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die Parameter fsTART, f_STOP, T_CHIRP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen abhängig von der tatsächlichen Implementierung der Radareinrichtung 1 abweichen können. In der Praxis kann die Frequenzveränderung zum Beispiel linear (linearer Chirp, lineare Frequenzrampe), exponentiell (exponentieller Chirp) oder hyperbolisch (hyperbolischer Chirp) sein.
3 ist ein Blockschaltbild, das eine Beispiel-Struktur eines Radarsensors 1 veranschaulicht. Dementsprechend ist zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne(n)) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne(n)) mit einem HF-Frontend 10, das in einem üblicherweise als monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis (engl.: „monolithic microwave integrated circuit“; MMIC) bezeichneten Halbleiterchip integriert sein kann, verbunden. Das HF-Frontend 10 kann sämtliche zur HF-Signalverarbeitung erforderlichen Schaltungskomponenten enthalten. Derartige Schaltungskomponenten können zum Beispiel einen lokalen Oszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNAs), Richtkoppler wie beispielsweise Rat-Race-Koppler und Zirkulatoren sowie Mischer für die Herabmischung (engl.: „down-conversion“)von HF-Signalen (z. B. dem Signal y_HF(t), siehe 1) in das Basisband oder ein IF-Band enthalten. Wie erwähnt, können Antennenarrays anstelle von Einzelantennen verwendet werden. Das abgebildete Beispiel zeigt ein bi-statisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem, das getrennte RX- und TX-Antennen besitzt. Im Fall eines monostatischen Radarsystems kann eine einzige Antenne oder ein einziges Antennenarray sowohl zum Empfangen als auch zum Senden elektromagnetischer (Radar)-Signale verwendet werden. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z. B. ein Zirkulator) verwendet werden, um an den Radarkanal zu sendende HF-Signale von von dem Radarkanal empfangenen HF-Signalen zu trennen.
Im Fall eines frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsensors können die durch die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale in einem Bereich zwischen näherungsweise 20 GHz (z. B. 24 GHz) und 81 GHz (z. B. etwa 77 GHz bei Automotive-Anwendungen) liegen. Wie erwähnt, enthält das durch die RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radarechos, d. h. die Signale, die an dem/den Radarziel(en) zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_HF(t) wird in das Basisband herabgemischt (engl.: „down-converted“) und in dem Basisband unter Verwendung von analoger Signalverarbeitung (siehe 3, Basisbandsignalverarbeitungskette 20), die im Wesentlichen Filterung und Verstärkung des Basisbandsignals beinhaltet, weiterverarbeitet. Das Basisbandsignal wird schließlich unter Verwendung von einem oder mehr Analog-Digital-Wandlern 30 digitalisiert und in der digitalen Domäne (siehe 3, Digitalsignalverarbeitungskette, die z. B. in dem digitalen Signalprozessor 40 implementiert ist) weiterverarbeitet. Das Gesamtsystem wird durch einen Systemcontroller 50 gesteuert, der zumindest teilweise unter Verwendung eines Prozessors, der eine geeignete Firmware ausführt, implementiert ist. Der Prozessor kann z. B. in einem Mikrocontroller, einem digitalen Signalprozessor oder dergleichen enthalten sein. Der digitale Signalprozessor 40 (DSP) kann Teil des Systemcontrollers 50 oder von diesem getrennt sein. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 (und optional der ADC 30) können in einem einzigen MMIC integriert sein. Allerdings können die Komponenten auf zwei oder mehr integrierte Schaltkreise verteilt sein.
4 veranschaulicht eine beispielhafte Implementierung des HF-Frontends 10, das in dem in 3 gezeigten Radarsensor enthalten sein kann. Es wird darauf hingewiesen, dass 4 ein vereinfachtes Schaltbild darstellt, das die Grundstruktur eines HF-Frontends veranschaulicht. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der Anwendung abhängen können, sind selbstverständlich komplexer. Das HF-Frontend 10 enthält einen lokalen Oszillator (LO) 101, der ein HF-Signal s_LO(t) erzeugt, das, wie oben unter Bezugnahme auf 2 erläutert, frequenzmoduliert sein kann. Das Signal s_LO(t) wird auch als LO-Signal bezeichnet. Bei Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF-(super hohe Frequenz; engl.: „super high frequency“)- oder dem EHF-(extrem hohe Frequenz; engl.: „extremely high frequency“)-Band, z. B. bei Automotive-Anwendungen zwischen 76 GHz und 81 GHz.
Das LO-Signal s_LO(t) wird im Sendesignalpfad sowie im Empfangssignalpfad verarbeitet. Das Sendesignal s_HF(t), das durch die TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), z. B. unter Verwendung eines HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 102 wird, z. B. über Streifenleitungen (engl.: strip lines), einem Koppler, einem Anpassungsnetzwerk etc. mit der TX-Antenne 5 gekoppelt. Das empfangene Signal y_HF(t), das durch die RX-Antenne 6 geliefert wird, wird einem Mischer 104 zugeführt. Bei dem vorliegenden Beispiel wird das empfangene Signal y_HF(t) (d. h. das Antennensignal) durch einen HF-Verstärker 103 (z. B. einen rauscharmen Verstärker mit Verstärkung g) vorverstärkt, so dass der Mischer an seinem HF-Eingang das verstärkte Signal g·y_HF(t) empfängt. Der Mischer 104 empfängt weiterhin an seinem Referenzeingang das LO-Signal s_LO(t) und ist dazu ausgebildet, das verstärkte Signal g·y_HF(t) in das Basisband herabzumischen (engl.: „to down-conver“). Das resultierende Basisbandsignal am Mischerausgang ist mit y_BB(t) bezeichnet. Das Basisbandsignal y_BB(t) wird durch die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 (siehe auch 3), die im Wesentlichen ein oder mehr Filter (z. B. einen Bandpass 21), um unerwünschte Seitenränder und Bildfrequenzen zu entfernen, sowie einen oder mehr Verstärker wie beispielsweise den Verstärker 22 enthält, weiterverarbeitet. Das analoge Ausgangssignal, das einem Analog-Digital-Wandler (vgl. 3) zugeführt werden kann,, ist mit y(t) bezeichnet.
Bei dem vorliegenden Beispiel mischt (engl.: „down-converts“) der Mischer 104 das HF-Signal g·y_HF(t) (verstärktes Antennensignal) in das Basisband herab. Das entsprechende Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) ist mit y_BB(t) bezeichnet. Die Herabmischung (engl.: „down-conversion“) kann in einer einzigen Stufe erreicht werden (d. h. vom HF-Band in das Basisband), oder über eine oder mehr Zwischenstufen (vom HF-Band in ein IF-Band und nachfolgend in das Basisband). Das analoge Ausgangssignal y(t) kann unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers 30 (siehe 3, in 4 nicht gezeigt) digitalisiert werden, und das entsprechende, digitale Ausgangssignal ist mit y[n] bezeichnet. Das Signal wird auch als digitales Radarsignal bezeichnet.
5 veranschaulicht schematisch ein beispielhaftes FM-Schema, wie es bei FMCW-Radarsensoren häufig implementiert wird. Bei dem abgebildeten Beispiel wird eine Folge von sechzehn Aufwärts-Chirps für eine Datenerfassung gesendet. Es wird darauf hingewiesen, dass ein Chirp in der Praxis üblicherweise viel mehr Chirps (z. B. 256 Chirps) enthält und das vorliegende Beispiel lediglich zu Zwecken der Veranschaulichung vereinfacht wurde. Bei den hierein beschriebenen Ausgestaltungen sind die Rampen-Parameter (Start- und Stopfrequenz, Steilheit der Frequenzänderung, Modulationspause vor einem Chirp, etc.), die die einzelnen Chirps einer Chirp-Sequenz kennzeichnen, während einer Sequenz konstant. Allerdings können bei einigen Ausgestaltungen der eine oder die mehr der Rampen-Parameter zwischen den Chirps einer Chirp-Sequenz verändert werden. Ein beispielhaftes Verarbeitungsverfahren zum Auswerten der Radarechos ist in 6 dargestellt. Das abgebildete Signalverarbeitungsschema wird üblicherweise als Range-/Doppler-Verarbeitung bezeichnet und üblicherweise bei Radarsensoren verwendet, um Radarziele in der Abstands-/Geschwindigkeitsdomäne (engl.: „range/velocity domain“), die durch eine sogenannte Range-/Doppler-Karte (siehe 6) repräsentiert wird, zu detektieren.
6 veranschaulicht das von einem FMCW-Radarsensor, der ein frequenzmoduliertes Radarsignal abstrahlt, das durch Verwendung eines sägezahnförmigen Modulationssignals moduliert ist, verwendete Messprinzip. Diagramm (a) von 6 veranschaulicht die Frequenz eines ausgehenden Radarsignals über der Zeit (durchgezogene Linie, vgl. 4, Signal s_HF(t)) und das entsprechende, eingehende Radarsignal (gestrichelte Linie, vgl. 9, Signal y_HF(t)). Demgemäß steigt die Frequenz des ausgehenden Radarsignals von einer Startfrequenz f_START zu einer Stopfrequenz f_STOP linear (Chirp Nr. 0), fällt dann auf f_START ab und steigt erneut an, bis die Stopfrequenz f_STOP erreicht ist (Chirp Nr. 1), und so weiter. Wie zuvor unter Bezugnahme auf 5 erwähnt, ist das ausgehende Radarsignal aus einer Sequenz von „Frequenzrampen“, die auch als „Chirp- Pulse“ oder „Chirps“ bezeichnet werden, zusammengesetzt. Abhängig von der Anwendung kann zwischen zwei benachbarten Chirps eine Modulationspause eingefügt werden, wobei das Radarsignal während der Pause bei der Stopfrequenz oder der Startfrequenz (oder irgendeiner Frequenz zwischen der Stop- und Startfrequenz) verbleiben kann. Die Dauer T_CHIRP eines Chirps kann im Bereich von wenigen Mikrosekunden bis zu wenigen Millisekunden liegen, z. B. 20 µs bis 2000 µs. Die tatsächlichen Werte können jedoch, abhängig von der Anwendung, größer oder geringer sein.
Das (durch eine RX-Antenne empfangene) Radarsignal ist in Bezug auf das (durch die Antenne abgestrahlte) ausgehende Radarsignal aufgrund der Laufzeit von der TX-Antenne zu dem Radarziel (an dem das Radarsignal zurückgestreut wird) und zurück zu der RX-Antenne um eine Zeitverzögerungen Δt verzögert. Die Zeitverzögerung Δt wird oft als Umlaufverzögerung (engl.: „round trip delay“; RTD) bezeichnet. Der Abstand d_T des Radarziels von dem Radarsensor ist d_T = c·Δt/2, d. h. die Lichtgeschwindigkeit c mal der Hälfte der Zeitverzögerung Δt. Wie aus 6, Diagramm (a) zu sehen ist, führt die Zeitverzögerung Δt zu einer Frequenzverschiebung Δf, die durch Herabmischen des eingehenden Signals (siehe 4, Mischer 104, Diagramm (b) von 6), Digitalisieren des Basisbandsignals und Durchführen einer nachfolgenden digitalen Spektralanalyse bestimmt werden kann; die Frequenzverschiebung tritt in dem Basisbandsignal als Schwebungsfrequenz auf. Wenn ein linearer Chirp (d. h. ein sägezahnförmiges Modulationssignal) verwendet wird, kann die Zeitverzögerung Δt berechnet werden gemäß Δt = Δf/k, wobei der Faktor k die Steilheit der Frequenzrampe ist, die gemäß k = (f_STOP-f_START)/T_CHIRP berechnet werden kann.
Obwohl das grundlegende Funktionsprinzip eines FMCW-Radarsensors bereits erläutert wurde, wird darauf hingewiesen, dass in der Praxis eine anspruchsvollere Signalverarbeitung angewandt werden kann. Insbesondere eine zusätzliche Frequenzverschiebung f_D des eingehenden Signals kann aufgrund des Doppler-Effekts einen Fehler bei der Abstandsmessung verursachen, da sich die Doppler-Verschiebung f_D zu der Frequenz Δf hinzuaddiert, was, wie oben erläutert, durch die Laufzeit Δt (Umlaufverzögerung RTD) des Radarsignals bedingt ist. Abhängig von der Anwendung kann die Doppler-Verschiebung aus den ausgehenden und eingehenden Radarsignalen abgeschätzt werden, während die Doppler-Verschiebung bei einigen Anwendungen für die Entfernungsmessung vernachlässigbar sein kann. Dies kann insbesondere der Fall sein, wenn die Chirp-Dauer T_CHIRP kurz ist, so dass die Frequenzverschiebung Δf im Vergleich zur Doppler-Verschiebung f_D für jede Entfernung innerhalb des Messbereichs des Radarsensors groß ist. Bei dem vorliegenden Beispiel steigt die Frequenz des Radarsignals von F_START auf F_STOP, was zu einem sogenannten „Aufwärts-Chirp“ führt. Allerdings können die gleichen Messverfahren bei „Abwärts-Chirps“, d. h. wenn die Stopfrequenz f_STOP kleiner als die Startfrequenz F_START ist und sich die Frequenz während eines Chirps von f_START zu f_STOP verringert, angewandt werden. Bei einigen Radarsystemen kann die Doppler-Verschiebung eliminiert werden, wenn die Entfernung basierend auf einem „Aufwärts-Chirp“ und einem „Abwärts-Chirp“ berechnet wird. Theoretisch kann die tatsächlich gemessene Entfernung d_T eines Radarziels als Mittelwert aus einem Entfernungswert, der aus dem Aufwärts-Chirp-Echo gewonnen wird, und einem Entfernungswert, der aus dem Abwärts-Chirp-Echo gewonnen wird, berechnet werden; durch die Mittelung wird die Doppler-Verschiebung aufgehoben.
Eine beispielhafte Standard-Signalverarbeitungstechnik eines digitalen FMCW-Radarsignals (siehe 3, DSP 40) beinhaltet die Berechnung von Range-Doppler-Karten (auch als Range-Doppler-Bilder bezeichnet). Im Allgemeinen erhalten lineare FMCW-Radare Zielinformationen (d. h. Entfernung, Winkel und Geschwindigkeit eines Radarziels), indem sie eine Sequenz linearer Chirps senden und die verzögerten Echos (siehe 4, Signal y_HF(t)) von den Zielen mit einer Kopie des gesendeten Signals (siehe 4, Mischer 104) mischen (herabwandeln; engl.: „down-convert“), wie in Diagramm (b) von 6 gezeigt. Die Zielabstandsinformation (d. h. die Entfernung zwischen dem Sensor und einem Radarziel) kann aus dem Spektrum dieses herabgemischten (engl.: „down-converted“) Signals extrahiert werden. Eine Range-Doppler-Karte erhält man z. B. durch eine zweistufige FourierTransformation wie unten ausführlicher beschrieben. Range-Doppler-Karten können als Basis für verschiedene Zieldetektions-, -identifikations- und -klassifikations-Algorithmen verwendet werden.
Wie oben angegeben, kann der Abstand d_T des Radarziels von dem Radarsensor berechnet werden gemäß $d_{T} = c \cdot Δ f \cdot T_{CHIRP} / (2 \cdot B),$
wobei Δf die Schwebungsfrequenz bezeichnet und B die Bandbreite des Chirps (B = |f_STOP - f_START|). Dementsprechend beinhaltet die grundsätzliche Signalverarbeitung des linearen FMCW-Radars das Bestimmen der Schwebungsfrequenz durch Spektralanalyse. Wenn sich das Radarziel bewegt, muss der Doppler-Effekt berücksichtigt werden, um die Geschwindigkeit des Radarziels (relativ zu dem Radarsensor) zu bestimmen. Dies kann auf der Grundlage der erwähnten Range-Doppler-Karten erfolgen, die unter Verwendung einer sogenannten Abstands-Doppler-Verarbeitung (engl.: „Range-Doppler Processing“) berechnet werden können.
Das gängige Verfahren zum Berechnen der Range-Doppler-Karte beinhaltet zwei Schritte, wobei jeder Schritt die Berechnung mehrerer Fourier-Transformationen beinhaltet, die üblicherweise unter Verwendung eines schnellen Fourier-Transformationsalgorithmus' (engl.: „Fast Fourier Transform“; FFT) implementiert werden. Für das folgende Beispiel wird davon ausgegangen, dass das von dem ADC 30 (siehe 4) bereitgestellte, digitale Radarsignal y[n] N × M Abtastwerte, die M Chirps repräsentieren, enthält, wobei jeder Chirp aus N Abtastwerten zusammengesetzt ist (Abtast-Zeitintervall T_SAMPLE). Diese N × M Abtastwerte können in einem zweidimensionalen Array Y[n, m] (siehe Diagramm (c) von 6) mit N Zeilen und M Spalten angeordnet werden. Jede Spalte des Arrays Y[n, m] repräsentiert einen Chirp. Die n^te Zeile des Arrays Y[n, m] enthält den n^ten Abtastwert eines jeden Chirps. Der Zeilenindex n kann auch als diskreter Zeitwert n·T_SAMPLE auf einer „schnellen“ Zeitachse angesehen werden. Ähnlich kann der Spaltenindex m (Chirp-Nummer) als diskreter Zeitwert m·T_CHIRP auf einer „langsamen“ Zeitachse angesehen werden.
In einem ersten Schritt wird auf jeden Chirp eine erste FFT (üblicherweise als Abstands-FFT (engl.: „Range FFT“) bezeichnet) angewandt. Das heißt, die FFT wird für jede der M Spalten der Matrix Y[n, m] berechnet. Mit anderen Worten, die FFT wird entlang der „schnellen“ Zeitachse auf das Array Y[n, m] angewandt. Die resultierenden Fourier-Transformationen können ebenfalls in einem zweidimensionalen Array angeordnet werden, das als Range-Karte R[n, m] bezeichnet wird, wobei die M Spalten die Fourier-Transformationen der M Chirps enthalten. Jede der N Zeilen enthält die (komplexwertigen) Spektralwerte für einen bestimmten diskreten (oft als Frequenz-Bin bezeichneten) Frequenzwert. Die Range-Karte R[n, m] ist in Diagramm (c) von 6 dargestellt. Ein Radarecho von einem Ziel führt zu einem Peak, der bei (oder nahe) einem bestimmten Frequenz-Bin auftritt. Üblicherweise tritt der Peak in allen Spalten auf, d. h. in allen (fouriertransformierten) Chirps. Der Frequenzwert des Frequenz-Bins kann, z. B. entsprechend Gl. (1), in eine Abstandsinformation (engl.: „range information“) umgewandelt werden.
In einer zweiten Stufe wird auf jede N Zeilen der Range-Karte R[n, m] eine (üblicherweise als Doppler-FFT bezeichnete) zweite FFT angewandt. Jede Zeile enthält N Spektralwerte der M Chirps für ein bestimmtes Frequenz-Bin, wobei jedes Frequenz-Bin einem/einer bestimmten Abstand/Entfernung eines Radarziels entspricht. In anderen Worten, die FFT wird entlang der „langsamen“ Zeitachse auf die Range-Karte R[n, m] angewandt. Die resultierenden Fourier-Transformationen können ebenfalls in einem zweidimensionalen Array angeordnet werden, das als Range/Doppler-Karte X[n, m] bezeichnet wird. Ein Radarecho von einem Ziel führt zu einem Peak, der an einer bestimmten Stelle der Range-Doppler-Karte X[n, m] auftritt. Die Zeilenzahl n ∈ [0, ...., N-1], in der der Peak auftritt, repräsentiert das Frequenz-Bin, und der entsprechende Frequenzwert kann, z. B. entsprechend Gl. (1), in eine Abstandsinformation umgewandelt werden. Die Spaltennummer m ∈ [0, ...., M-1], in der der Peak auftritt, repräsentiert die Doppler-Frequenz (Frequenzverschiebung aufgrund des Doppler-Effekts), die in eine Geschwindigkeitsinformation umgewandelt werden kann. Im Fall von mehr als einer RX-Antennen kann für jede Antenne eine Range-/Doppler-Karte X_a[n, m] berechnet werden, wobei α den Index der betreffenden RX-Antenne bezeichnet (α = 0, 1, ... A-1, wobei A die Anzahl von RX-Antennen bezeichnet). Die A Range-/Doppler-Karten X_a[n, m] können zu einem dreidimensionalen Array, das manchmal als „Radardatenwürfel“ (engl.: „radar data cube“) bezeichnet wird, gestapelt werden. Es versteht sich, dass die Parameter N und M gleich sein können, sich aber im Allgemeinen unterscheiden.
Wie erwähnt, können die Range-Karten R[n, m] oder die Range-Doppler-Karten X[n. m] oder die Radardatenwürfel als Eingangsdaten für verschiedene Signalverarbeitungstechniken verwendet werden, um Radarziele in der Umgebung (im Sichtbereich) des Radarsensors zu detektieren. Es sind zum Beispiel verschiedene Peak-Detektionsalgorithmen bekannt, um Peaks (d. h. lokale Maxima, FFT-Peaks) in der Range-Karte oder Range/Doppler-Karte, die durch Objekte (Radarziele) in dem Radarkanal verursacht werden, zu detektieren. Das heißt, ein Ziel kann detektiert werden, wenn ein Wert in der Range-Karte oder der Range-Doppler-Karte einen bestimmten Schwellenwert übersteigt. Allerdings können komplexere Detektionsalgorithmen ebenso verwendet werden. Zusätzliche Signalverarbeitungsschritte werden ausgeführt, um aus den detektierten FFT-Peaks eine Liste von Radarzielen zu erhalten.
Wie alle gemessenen Daten enthalten die Spektralwerte in den Range-/Doppler-Karten Rauschen. Daher hängen die Detektierbarkeit von FFT-Peaks und die Zuverlässigkeit der detektierten Peaks vom Grundrauschen ab. Verschiedene Rauschquellen tragen zu dem Grundrauschen bei, insbesondere das Phasenrauschen des lokalen Oszillators (siehe 4, Oszillator 101). Ein anderes Phänomen, das auftritt, wenn mehr Radarsensoren vom selben oder einem ähnlichen Typ in derselben Umgebung (z. B. demselben Abschnitt einer Straße) betrieben werden, ist Interferenz. In diesem Fall enthält das durch die RX-Antenne(n) eines Radarsensors empfangene Signal nicht nur Radarechos und Rauschen, sondern auch Signale, die durch einen oder mehr Radarsensoren, die in demselben Frequenzbereich arbeiten, abgestrahlt und auf die RX-Antenne(n) eingestreut werden. Betrachtet man einen bestimmten Radarsensor, stellt jeder andere in derselben Umgebung betriebene Radarsensor einen potentiellen Störer dar, und die Radarsignale, die durch einen oder mehr Störer abgestrahlt werden, werden als Störsignale bezeichnet. Störsignale, die durch das HF-Frontend eines Radarsensors empfangen werden, überlagern die durch echte Ziele hervorgerufenen Radarechos und können zumindest zeitweise das Gesamt-Grundrauschen auf Werte erhöhen, die so hoch sind, dass die Detektion von Radarzielen unmöglich oder zumindest fehleranfällig wird.
7 veranschaulicht ein einfaches Beispiel, das zeigt, wie ein Störer die empfangenen Radarechos stören kann. Dementsprechend veranschaulicht 7 eine Straße mit drei Spuren und vier Fahrzeugen V1, V2, V3 und V4. Zumindest die Fahrzeuge V1 und V4 sind mit einem Radarsensor ausgestattet. Der Radarsensor von Fahrzeug V1 strahlt ein HF-Radarsignal _SHF(t) ab, und das empfangene Signal y_HF(t) enthält die von den vorausfahrenden Fahrzeugen V2 undV3 sowie von dem Fahrzeug V4 des Gegenverkehrs zurückgestreuten Radarechos. Weiterhin enthält das von dem Radarsensor von Fahrzeug V1 empfangene Signal y_HF(t) ein Radarsignal (Störsignal), das durch den Radarsensor des entgegenkommenden Fahrzeugs V4 (das für den Radarsensor von Fahrzeug V1 ein Störer ist) abgestrahlt wird.
Das durch den Radarsensor von Fahrzeug V1 empfangene Signal y_HF(t) kann geschrieben werden als $y_{H F} (t) = y_{H F, T} (t) + y_{H F, I} (t),$
wobei $y_{H F, T} (t) = \sum_{i = 0}^{U - 1} A_{T, i} \cdot s_{H F} (t - Δ t_{T, i})$
und $y_{H F, I} (t) = \sum_{i = 0}^{V - 1} A_{I, i} \cdot s_{H F, i}' (t - Δ t_{I, i}) .$
In den obigen Gleichungen (2) bis (4) stellen die Signale y_HF,T(t) und y_HF,I(t) die Signalbestandteile des empfangenen Signals y_HF(t) aufgrund echter Radarziele bzw. aufgrund von Störungen dar. In der Praxis können mehr als ein Radarecho und mehr als ein Störer vorhanden sein. Gleichung (3) stellt die Summe der durch U verschiedene Radarziele verursachten Radarechos dar, wobei A_T,i die Dämpfung des Radarsignals und Δt_T,i die Rundlaufverzögerung, verursacht durch das i^te Radarziel, ist. Ähnlich stellt Gl. (4) die Summe der durch V Störer verursachten Störsignale dar, wobei A_I,i die Dämpfung des abgestrahlten Störsignals _SHF,t'(t) und Δt_I,i die dazugehörende Verzögerung bezeichnet (für jeden Störer i=0, 1, ... V-1). Es wird angemerkt, dass das durch den Radarsensor von Fahrzeug V1 abgestrahlte Radarsignal _SHF(t) und das z. B. durch den Radarsensor des Fahrzeugs V4 abgestrahlte, störende Radarsignal s_HF,0'(t) (Störsignal, Index i=0) im Allgemeinen verschiedene Chirp-Sequenzen mit unterschiedlichen Chirp-Parametern (Start-/Stopfrequenzen, Chirp-Dauern, Widerholungsraten, etc.) enthalten. Es wird darauf hingewiesen, dass die Amplitude des Signalbestandteils y_HF,I(t) aufgrund von Störungen üblicherweise signifikant höher als die Amplitude des Signalbestandteils y_HF,T(t) aufgrund der Radarechos ist.
Die 8 und 9 veranschaulichen anhand eines Beispiels, wie ein Störer die Radarechos, die in einem von einem Radarsensor empfangenen Signal y_HF(t) enthalten sind, stören kann. 8 veranschaulicht die Frequenz eines Chirps, der durch einen Radarsensor abgestrahlt wird, über der Zeit (Chirp-Dauer 60 µs). Die Startfrequenz des abgestrahlten Signals _SHF(t) beträgt näherungsweise 76250 MHz, und die Stopfrequenz beträgt näherungsweise 76600 MHz. Ein Störsignal y_HF,I(t), das von einem anderen Radarsensor erzeugt wird, enthält einen Aufwärts-Chirp, der bei näherungsweise 76100 MHz beginnt und bei 76580 MHz stoppt (Chirp-Dauer 30 µs), und einen nachfolgenden Abwärts-Chirp, der bei der Stopfrequenz des vorangehenden Aufwärts-Chirps (76580 MHz) beginnt und bei einer Startfrequenz des nächsten Aufwärts-Chirps (76100 MHz) stoppt, mit einer Chirp-Dauer von 10 µs. Die Bandbreite B des Basisbandsignals des Radarsensors, die im Wesentlichen durch die Basisbandverarbeitungskette 20 (insbesondere durch das in 4 gezeigte Filter 21) bestimmt wird, ist in 8 durch die gestrichelten Linien angedeutet. 9 veranschaulicht einen beispielhaften Kurvenverlauf des (vorverarbeiteten) Basisbandsignals y(t), das aus dem in dem Radarsensor in das Basisband herabgemischten (engl.: „down-converted“) Störsignal y_HF,I(t) resultiert. Man kann sehen, dass die Signalbestandteile in jenen Zeitintervallen, in denen die Frequenz des Störsignals innerhalb der Bandbreite B des Radarsensors (siehe 8) liegt, aufgrund der Störung ein signifikantes Ausmaß aufweisen. Bei dem vorliegenden Beispiel tritt die Störung während der 60 µs-Chirp-Dauer drei Mal auf, nämlich bei näherungsweise 7 µs, 28 µs und 42 µs. Wie erwähnt ist die Leistung von Störsignalen üblicherweise höher als die Leistung von Radarechos von echten Zielen. Des Weiteren sind Störsignale und das Sendesignal eines bestimmten Radarsensors üblicherweise unkorreliert, weshalb die Störung als Rauschen angesehen werden kann und das Gesamt-Grundrauschen erhöht.
10 veranschaulicht anhand von Blockdiagrammen, wie ein Störsignal y_HF,I(t) in das Basisband herabgemischt (engl.: „down-converted“) wird und Radarechos y_HF,T(t) von echten Radarzielen überlagert (vgl. Gl. (2) bis (4). 10 veranschaulicht das HF-Frontend 10 eines Radarsensors wie zuvor unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. Der lokale Oszillator 101 ist dazu ausgebildet, ein Oszillatorsignal s_LO(t) zu erzeugen, das Sequenzen von Chirps enthält, die verstärkt (Verstärker 102) und als Sendesignal _SHF(t) über die TX-Antenne 5 abgestrahlt werden. Das an dem Ziel T zurückgestreute und durch die RX-Antenne empfangene Signal ist mit y_HF,T(t) bezeichnet (vgl. Gleichung (3), die Anzahl von Zielen U ist 1). Zusätzlich veranschaulicht 10 das HF-Frontend 10' eines weiteren Radarsensors, das einen LO-Oszillator 101' zum Erzeugen eines Oszillatorsignals s_LO'(t) enthält. Das Oszillatorsignal s_LO'(t) enthält ebenfalls Sequenzen von Chirps (von dem Signal s_LO(t) verschieden), die verstärkt (Verstärker 102') und als Störsignal s_HF'(t) durch eine TX-Antenne 6' abgestrahlt werden. Das an der Antenne 6 des ersten Radarsensors ankommende Störsignal ist mit y_HF,I(t) bezeichnet (vgl. Gleichung (4), Anzahl von Störern V ist 1).
Sowohl das Radarecho y_HF,T(t) als auch das Störsignal y_HF,I(t) werden durch die Antenne 6 empfangen und überlagern sich am HF-Eingang des Mischers 104. Aus 10 ist zu sehen, dass der Störsignalbestandteil y_HF,I(t) des empfangenen Signals y_HF(t) auf dieselbe Weise wie Radarechos y_HF,T(t), die in dem empfangenen Signal y_HF(t) enthalten sind, in das Basisband herabgemischt (engl.: „down-converted“) wird. Dementsprechend sind, wenn der Frequenzunterschied zwischen der Momentanfrequenz f_LO des Sendesignals und der Momentanfrequenz des empfangenen Störsignals y_HF,I(t) innerhalb der Bandbreite B der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 liegt, die Störungen auch in dem digitalen Signal y[n] vorhanden. Die verbleibenden Optionen bestehen entweder darin, die Abtastwerte der betroffenen Chirps zu verwerfen, oder darin, die verbleibenden Störungen durch Einsatz digitaler Signalverarbeitungstechniken (zumindest teilweise) zu unterdrücken.
Zwei Ansätze, die auf das Beseitigen von Störungen abzielen, bestehen in Schwellenwertverfahren in der Zeitdomäne (engl.: „time domain thresholding“; TDT), und Schwellenwertverfahren in der Frequenzdomäne (engl.: „frequency domain thresholding“; FDT). Beide Verfahren berechnen adaptiv einen Schwellenwert, der dazu verwendet wird, Radarechos von echten Zielen von Störungen zu unterscheiden. Allerdings kann das Auffinden eines Schwellenwerts, der eine zuverlässige Unterscheidung zwischen Radarechos und Störungen erlaubt, in Szenarien der realen Welt schwierig sein. Darüber hinaus wird bei Verwendung von FDT, wenn der Schwellenwert überschritten wird, der betroffene Chirp (oder der betroffene Abtastwert) verworfen und während der weiteren Verarbeitung ignoriert. Ansätze, die TDT verwenden, verwerfen nur den betroffenen Teil eines Chirps. Beispiele des unten beschriebenen Signalverarbeitungsansatzes erlauben (zumindest teilweise) eine Störungsunterdrückung ohne das Erfordernis eines Schwellenwerts, um Radarechos von Störungen zu unterscheiden.
11 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Verfahren zum Unterdrücken oder Verringern von Störungen in der digitalen Domäne, insbesondere basierend auf einer durch Abtasten des digitalen (Basisband) Radarsignals y[n] (siehe 4 und 10) erhaltenen Range-Karte R[n, m]. veranschaulicht. In einem ersten Schritt S1 wird aus einem digitalen Radarsignal y[n] eine Range-Karte R[n], die eine Sequenz einer bestimmten Anzahl von Chirps repräsentiert, berechnet. Ohne Verlust der Allgemeinheit wird die Anzahl von Chirps mit M bezeichnet, und die Abtastrate wird so gewählt, dass jeder Chirp durch N Abtastwerte repräsentiert wird. Dementsprechend werden NxM Abtastwerte des digitalen Radarsignals y[n] verarbeitet. Wie in den Diagrammen (b) und (c) von 6 gezeigt, können diese Abtastwerte in einer NxM Matrix, die hier als y[n, m] bezeichnet wird, angeordnet werden. Die Range-Karte R[n, m] erhält man durch Anwenden einer FFT auf jede der M Spalten. Der Zeilenindex n der Range-Karte R[n, m] repräsentiert die diskreten Frequenzwerte (Frequenz-Bins), und der Spaltenindex m repräsentiert die Chirp-Zahl (oder Zeitwerte auf der langsamen Zeitachse).
Wie oben unter Bezugnahme auf 6 erläutert, enthalten die M Spalten der Range-Karte R[n, m] die Spektren von M Segmenten des digitalen Radarsignals y[n], die die Radarechos, die durch die in dem gesendeten HF-Signal _SHF(t) enthaltenen Chirps hervorrufen, repräsentieren. Das heißt, die Matrixelemente der Range-Karte R[n, m] sind komplexwertige Spektralwerte Ã_n,m, wobei jeder Spektralwert Ã_n,m zu einem bestimmten Frequenz-Bin und einer bestimmten Chirp-Nummer (oder Zeitwert auf der langsamen Zeitachse) gehört. Die komplexen Werte Ã_n,m können ausgedrückt werden als ${\tilde{A}}_{n, m} = A_{n, m} \cdot e^{j \cdot φ_{n, m}} für n = [0, \dots, N - 1] und m = [0, \dots, M - 1],$
wobei Ã_n,m den Betrag und φ_n,m die entsprechende Phase des Spektralwerts Ã_n,m darstellen, und j die imaginäre Einheit bezeichnet. Wie erwähnt, bezeichnet n ein Frequenz-Bin und m die Chirp-Nummer (entsprechend einem Zeitwert m·T_CHIRP auf der langsamen Zeitachse). Gemäß einem allgemeineren Ansatz wird jeder komplexwertige Spektralwert Ã_n,m durch zumindest einen ersten Parameter repräsentiert, bei dem es sich um den Betrag, die Phase, den Realteil oder den Imaginärteil oder um irgendeinen anderen Parameter (z. B. die Exponentialfunktion e^j·φ
n,m), der geeignet ist, einen komplexen Wert zu darzustellen, handeln kann.
Nochmals Bezug nehmend auf das Flussdiagramm von 11 wird auf die Sequenz von ersten Parametern (z. B. den Beträgen (A_n,0,A_n,1, ...,A_n,m, ...,A_n,M-1)) für zumindest ein, für einige oder für sämtliche Frequenz-Bins n der Range-Karte eine Glättungsoperation angewendet (11, Schritt S2, n = 0, ..., N-1). In anderen Worten, die Glättungsoperation wird auf zumindest eine Zeile (oder zeilenweise auf jede Zeile) der Range-Karte R[n, m] angewendet, wobei die Glättungsoperation eine nicht-lineare Operation sein und sich nur auf die Betragswerte A_n,m auswirken kann, aber die Phasenwerte φ_n,m unverändert lässt (falls die ersten Parameter die Beträge sind und die zweiten Parameter die Phasen sind). Insbesondere bei der nicht-linearen Glättungsoperation kann es sich um eine schwellenwertlose (schwellenwertfreie) Operation handeln, d. h. eine Operation, die nur die zu glättenden Werte als Eingangsdaten verwendet und die zum Glätten keinen Schwellenwert verwendet. Dieser Ansatz unterscheidet die hier beschriebenen Beispiele mit üblichen Schwellenwertverfahren. Das Verwenden einer Glättungsoperation anstelle eines herkömmlichen Schwellenwertverfahrens kann auch zu einer Verringerung von Rauschen führen. Darüber hinaus eliminiert das Verwenden einer (schwellenwertfreien) Glättungsoperation grundsätzlich das Problem, wie ein geeigneter Schwellenwert einzustellen ist.
In Schritt S3 kann die Range-Doppler/-Karte X[n, m] auf eine herkömmliche Weise aus der geglätteten Range-Karte berechnet werden (siehe 6), und die Zieldetektion (Entfernung, Geschwindigkeit) kann durch Verwenden eines beliebigen bekannten Algorithmus' basierend auf der Range-Doppler/-Karte X[n, m] vorgenommen werden (Schritt S4). Wie erwähnt, entspricht jedes Frequenz-Bin n einem bestimmten Abstands-/EntfernungsWert. Bei den folgenden Beispielen stellen die ersten Parameter die Beträge der Spektralwerte in der Range-Karte dar, und die Phase kann als zweiter Parameter angesehen werden. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die vorliegende Offenbarung nicht auf das Glätten von Beträgen beschränkt ist.
Im Folgenden wird die Glättungsoperation ausführlicher erörtert. 12 veranschaulicht eine Range-Karte R[n, m], deren Zeilen die Eingangsdaten für die Glättungsoperation enthalten. Es wird darauf hingewiesen, dass in 12 nur die Beträge A_n,m gezeigt sind, um die Darstellung einfach zu halten. Bevor die Glättungsoperation ausführlicher erörtert wird, werden die Betragswerte A_n,m in der Range-Karte R[n, m] für ein spezifisches Beispiel, das durch Simulation erhalten wurde, analysiert. Die in 13 gezeigten Kurvenverläufe repräsentieren die Betragswerte A_n1,m, A_n2,m und A_n3,m für drei verschiedene Frequenz-Bins n₁, n₂, bzw. n₃, (d. h. drei verschiedene Zeilen von R[n, m]). Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Anzahl von Chirps M 256 (m = 0, ..., 255).
In 13 repräsentiert die gestrichelte Linie die zu dem Frequenz-Bin n₃ gehörende Sequenz R[n₃, m] = (A_n3,0,A_n3,1, ...,A_n3,255). Die (der Signalleistung entsprechenden) Beträge in diesem Frequenz-Bin n₃ enthalten im Wesentlichen nur Rauschen, jedoch kein Radarecho und keine Störungen. Daher repräsentiert die Sequenz R[n₃, m] im Wesentlichen das Grundrauschen (d. h. es stellt eine Realisierung des Nur-Rausch-Signals dar). Die durchgezogene Linie repräsentiert die zu dem Frequenz-Bin n₁ gehörende Sequenz R[n₁, m] = (A_n1,0, A_n1,1, ...,A_n1,255); die Beträge in diesem Frequenz-Bin n₁ enthalten im Wesentlichen Rauschen und ein Radarecho von einem echten Radarziel. Der Abstand d_T des Ziels kann entsprechend Gleichung (1) bestimmt werden, wobei die Schwebungsfrequenz Δf durch das Frequenz-Bin n₁ gegeben ist. Wie in 13 zu sehen ist, liegt die durch ein Radarziel hervorgerufene Signalstärke (Leistung) signifikant über dem Grundrauschen und ist für sämtliche 255 Chirps im Wesentlichen gleich. Das heißt, die Sequenz R[n₁, m] ist im Wesentlichen eine flache horizontale Linie mit nur kleinen Schwankungen aufgrund von Rauschen und Störungen. Die gepunktete Linie repräsentiert die zu dem Frequenz-Bin n₂ gehörende Sequenz R[n₂, m] = (A_n2,0,A_n2,1, ...,A_n2,255); die Beträge in diesem Frequenz-Bin n₂ enthalten im Wesentlichen Rauschen und Störungen, jedoch kein Radarecho. Wie in 13 zu sehen ist, kann die durch Störungen verursachte Signalstärke (Leistung) signifikant über dem Grundrauschen liegen, schwankt jedoch üblicherweise über die 255 Chirps erheblich. Für einige Chirps (z. B. m ≈ 0 bis 9, oder m ≈ 120, m ≈ 150 bis 160, etc.) kann die Signalleistung nahe dem Grundrauschen liegen, während die Signalleistung für andere Chirps ähnlich der Signalleistung eines Radarechos oder sogar höher sein kann.
Um das Obige zusammenzufassen: Die drei Kurven in dem Diagramm von 13 visualisieren einen „Abschnitt“ durch die Spalten einer Range-Karte bei bestimmten, diskreten Frequenzwerten (Frequenz-Bins); diese Abschnitte zeigen die Signalstärke/-leistung in dem betreffenden Frequenz-Bin über die langsame Zeitachse (Chirp-Nummer). Ein Radarecho manifestiert sich als (lokaler) Peak, der sich entlang der langsamen Zeitachse nicht signifikant ändert. Das heißt, in sämtlichen Chirps erscheint in dem relevanten Frequenz-Bin im Wesentlichen dieselbe Peak-Leistung. Anders manifestiert sich auch ein Störsignal als Peak; allerdings verändert sich dieser Peak entlang der langsamen Zeitachse erheblich. Das heißt, die Signalleistung aufgrund von Störungen erscheint üblicherweise nicht gleichmäßig in allen Chirps an dem relevanten Frequenz-Bin.
14 veranschaulicht zwei Beispiele dafür, wie Störungen durch Anwenden der oben erwähnten Glättungsoperation auf Zeilen einer Range-Karte R[n, m] unterdrückt oder zumindest verringert werden können. Gemäß Diagramm (a) von 14 wird - für jedes Frequenz-Bin - eine Glättungsoperation auf die Beträge der Spektralwerte entlang der langsamen Zeitachse angewandt. In anderen Worten, für jedes Frequenz-Bin werden die Beträge der Spektralwerte, die zu den M aufeinanderfolgenden Chirps gehören, geglättet, um starke Fluktuationen aufgrund von Störungen zu verringern (siehe 13, gestrichelte Kurve). Bei der Glättungsoperation kann es sich um eine nicht-lineare Operation handeln, die dazu ausgebildet ist, starke Fluktuationen entlang der Zeitachse (aufgrund von Störungen) zu verringern, die sich aber auf Radarechos von echten Zielen nicht signifikant auswirkt, da diese üblicherweise ein lokales Signalmaximum hervor rufen, das entlang der langsamen Zeitachse im Wesentlichen konstant ist (siehe 13, durchgezogene Kurve).
Dementsprechend kann die Glättungsoperation geschrieben werden als Funktion $glatt: ℝ^{M} \to ℝ^{M}, (A_{n,0}, A_{n,1}, \dots, A_{n, M - 1}) \to (A'_{n,0}, A'_{n,1}, \dots, A'_{n, M - 1}),$
die die Betragswerte (A_n,0,A_n,1, ...,A_n,M-1) bei einem bestimmten Frequenz-Bin n auf die geglätteten Betragswerte (A'_n,0, A'_n,1, ..., A'_n,M-1) abbildet. Bei einem einfachen Beispiel kann es sich bei der Glättungsoperation um die Minimum-Operation min(·) handeln. In diesem Fall kann die Glättungsoperation geschrieben werden gemäß: $glatt: ℝ^{M} \to ℝ^{M}, (A_{n,0}, A_{n,1}, \dots, A_{n, M - 1}) \to (A_{n, m i n}, A_{n, m i n,}, \dots, A_{n, m i n}),$
wobei A_n,min = min(A_n,, A_n,1, ..., A_n,M-1). In anderen Worten, bei jedem Frequenz-Bin n = 0, 1, ... N-1, werden die Beträge A_n,m durch das Minimum A_n,min ersetzt. Dieses Beispiel ist in Diagramm (b) von 14 dargestellt.
Wie oben erwähnt, verwendet die in Verbindung mit den hier beschriebenen Ausgestaltungen verwendete Glättungsoperation keinen Schwellenwert (mit dem die Betragswerte verglichen werden können) und vermeidet daher das Problem, wie der Schwellenwert geeignet eingestellt wird. Wenn ein bestimmter Betragswert A_n,m durch die Glättungsoperation modifiziert wird, dann hängt der entsprechende, modifizierte (d. h. geglättete) Betragswert A'_n,m von einem oder mehr der Betragswerte in demselben Frequenz-Bin n ab und wird nicht auf einen festen oder voreingestellten Wert modifiziert (z. B. Einstellen eines Werts auf null, wenn eine Schwellenwertbedingung erfüllt ist). Bei dem Beispiel von Gleichung 7 wird der Minimumwert in dem gegenwärtigen Frequenz-Bin verwendet. Darüber hinaus kann durch Modifizieren eines bestimmen Betragswerts A_n,m basierend auf einem oder mehr der Betragswerte in demselben Frequenz-Bin n erreicht werden, dass der bestimmte Betragswert A_n,m veränderlich ist und nicht auf einen vorgegebenen konstanten Wert wie beispielsweise null eingestellt wird. Deshalb kann die oben beschriebene Glättungsoperation zu einer Verringerung von Rauschen und einer besseren Störungsdämpfung führen.
Es versteht sich, dass, obwohl die Minimum-Operation, wenn sie auf simulierte Daten (simulierte Range-Karte mit simuliertem Radarecho und Störungen) angewandt wird, gute Ergebnisse ergibt, andere Glättungsoperationen, wenn sie auf gemessene Daten von echten Radarzielen und Störern angewandt werden, bessere Ergebnisse erzielen können. Bei anderen geeigneten Glättungsoperationen kann es sich unter anderem um Mittelwertbildung, ein gleitendes Mittelwertfilter, ein Medianfilter, eine Minimum-Operation in einem gleitenden Fenster (gleitendes Minimum) oder dergleichen handeln. Es können zwei oder mehr Glättungsoperationen kombiniert werden, um weitere geeignete Glättungsoperationen zu erhalten. Im Fall eines Medianfilters können die Werte A'_n,m in Gleichung (6) berechnet werden gemäß $A'_{n, m} = median (A_{n, m - w}, A_{n, m - w + 1}, \dots A_{n, m - 1}, A_{n, m}, A_{n, m + 1}, \dots A_{n, m + w}),$
wobei 2w + 1 die Fenstergröße des Medianfilters ist, und wobei Indizes geringer als 0 und größer als M-1 durch 0 bzw. M-1 ersetzt werden. Mit einer beispielhaften Fenstergröße von 7 (w = 3), ergibt Gleichung (8) $A'_{n, m} = median (A_{n, m - 3}, A_{n, m - 2}, A_{n, m - 1}, A_{n, m}, A_{n, m + 1}, A_{n, m + 2}, A_{n, m + 3}) .$
Wie aus den Gleichungen 8 und 9 zu sehen ist, modifiziert das nicht-lineare Glättungsfilter im Allgemeinen sämtliche Betragswerte in dem betrachteten Frequenz-Bin. Selbst im Fall eines Minimumfilters werden praktisch alle Betragswerte modifiziert (ausgenommen ein einzelner Wert in einem Frequenz-Bin, der das Minimum darstellt).
Wie erwähnt, wirkt sich die Glättungsoperation nicht auf die Phasenwerte φ_n,m aus. Dementsprechend ist die geglättete Range-Karte R'[n, m] aus den geglätteten Betragswerten A'_n,m und den originalen Phasenwerten φ_n,m zusammengesetzt. Das heißt $R' [n, m] = A'_{n, m} \cdot e^{j \cdot φ_{n, m}} für n = 1, \dots N - 1 und m = 1, \dots M - 1$
Die geglättete Range-Karte R'[n, m] kann auf jede herkömmliche Weise weiterverarbeitet werden, z. B. durch Anwenden der FFTs zweiter Stufe auf die Zeilen der Range-Karte R'[n, m], um die Range-Doppler-Karte X[n, m], die unter anderem die Detektion von Zielgeschwindigkeiten erlaubt, zu erhalten. Die Zieldetektion und -Klassifizierung kann basierend auf der Range-Doppler-Karte X[n, m] unter Verwendung herkömmlicher Algorithmen durchgeführt werden. Vor jeder FFT-Stufe kann eine Fensterungsoperation angewandt werden. Eine derartige Fensterung ist einem Fachmann bekannt, und es werden in dieser Hinsicht keine weiteren Einzelheiten erörtert.
Gemäß den hierin beschriebenen Beispielen werden nur die Beträge A_n,m in der Range-Karte R[n, m] geglättet, während die Phasenausdrücke e^j·φ
n,m unverändert gelassen werden. Dies erlaubt es, mit der Range-/Doppler-Verarbeitung fortzufahren, um die Geschwindigkeiten der detektierten Ziele zu bestimmen. Es wird darauf hingewiesen, dass das Konzept des Glättens der Beträge A_n,m in der Range-Karte R[n, m] eine zusätzliche Bearbeitung/Korrektur der Phasenausdrücke e^j·φ
n.m nicht ausschließt.
Allerdings wirken sich Störungen nicht nur auf die Beträge A_n,m aus, sondern auch auf die Phasenwerte. Für eine vergleichsweise geringe Störsignalleistung (z. B. wenn die Störleistung die Leistung der Radarechos nicht signifikant übersteigt), kann die Verschlechterung des Phasenausdrucks e^j·φ
n,m aufgrund von Störungen zu einem vernachlässigbaren Messfehler bei den Zielgeschwindigkeiten führen. Allerdings kann die Verschlechterung des Phasenausdrucks e^j·φ
n,m für eine höhere Störsignalleistung (z. B. wenn die Störleistung t die Leistung der Radarechos signifikant übersteigt) zu einer signifikanten Verfälschung der Geschwindigkeitsmessung führen. Diese Situation ist in 15 dargestellt. Die Diagramme (a) und (b) von 15 veranschaulichen die Überlagerung der komplexwertigen Radarecho- und -störsignale, sowie den Einfluss der Störungsunterdrückung gemäß den hierin beschriebenen Beispielen. Bei dem in Diagramm (a) gezeigten Beispiel verschlechtert die Störung die Phase des Radarechosignals von dem Ziel nur geringfügig, was zu einem kleinen Phasenfehler zwischen dem unverzerrten Radarechosignal und dem Radarechosignal nach der Störungsunterdrückung führt. Bei dem in Diagramm (b) gezeigten Fall verschlechtert die Störung die Phase des Radarechosignals von dem Ziel signifikant, was zu einem großen Phasenfehler führt. Im Hinblick auf das Obige eignet sich die hierin beschriebene Störungsunterdrückung insbesondere für Nahbereichsanwendungen (Radarsensoren mit einem vergleichsweise geringen Messabstand, z. B. bis zu 10 m), bei denen die Signalleistung der Radarechos vergleichsweise hoch ist. Herkömmliche Schwellenwertmethoden können bei Fernbereichsanwendungen (Radarsensoren mit einem vergleichsweise hohen Messabstand, z. B. 10 - 200 m) alternativ oder zusätzlich verwendet werden. Insbesondere scheint eine Kombination des hierin beschriebenen Störungsunterdrückungsverfahrens mit bekannten Schwellenwerttechniken wie beispielsweise TDT oder FDT sowohl für Nahbereichs- als auch Fernbereichs-Radaranwendungen nützlich zu sein.
Wie oben erwähnt, wird die Glättungsoperation entlang der langsamen Zeitachse zeilenweise auf die Range-Karte angewandt (oder spaltenweise, wenn eine transponierte Darstellung verwendet wird), d. h. die Glättungsoperation wird für jeden Chirp auf die Beträge der Spektralwerte in einem bestimmten Frequenz-Bin angewandt. Dementsprechend können die Beträge der Spektralwerte in einem bestimmten Frequenz-Bin als zeitdiskretes Signal angesehen werden, und zumindest einige der erwähnten Glättungsoperationen können als mathematische Operationen wie beispielsweise zeitdiskrete Filter (z. B. Medianfilter) angesehen werden. Das Konzept der zeitdiskreten Filterung entlang der langsamen Zeitachse kann verallgemeinert werden, und dementsprechend wird eine mathematische Operation wie beispielsweise Filterung nicht (oder nicht nur) zum Glätten des Signals verwendet, sondern auch, um die Range-Karte (oder zumindest einen Teil hiervon) zu analysieren, z. B. das Vorhandensein von Störungen zu detektieren. Insbesondere Filter, die gleitende Fenster verwenden, wie zum Beispiel ein (eindimensionales) Varianzfilter, können eingesetzt werden. Ähnlich zu Gleichung (6) kann eine derartige Gleitfensteroperation (engl.: „sliding window operation“; SWO) geschrieben werden gemäß $SWO: ℝ^{M} \to ℝ^{M}, (A_{n,0}, A_{n,1}, \dots, A_{n, M - 1}) \to (A'_{n,0}, A'_{n,1}, \dots, A'_{n, M - 1}),$
wobei die gefilterten Werte A'_n,m im Fall eines Varianzfilters berechnet werden können gemäß $A'_{n, m} = \frac{1}{2 w + 1} \sum_{i = - w}^{w} {(A'_{n, m + i} - {\bar{A}}_{n, m})}^{2} .$
In Gleichung (12) ist die Länge des gleitenden Fensters wiederum 2w+1, und A _n,m ist der (gleitende) Mittelwert für die gegenwärtige Fensterposition. In dem Fall, in dem die Varianz für einen diskreten Zeitwert auf der langsamen Zeitachse (Chirp-Nummer) einen gegebenen Schwellenwert übersteigt, wird in dem betreffenden Chirp eine Störung detektiert. Der Schwellenwertvergleich kann in der Gleitfensteroperation enthalten sein; in diesem Fall kann die Gleitfensteroperation abhängig davon, ob die berechnete Varianz über dem Schwellenwert liegt oder nicht, entweder 0 oder 1 ausgeben. Bei diesem Beispiel kann die Operation D[n, m] = SWO(R[n, m]) zu einer Detektionsmatrix führen, die Boolesche Werte (z. B. 0 und 1) enthält, die anzeigen, ob für ein bestimmtes Frequenz-Bin (Abstand; engl.: „range“) und einen bestimmten Chirp eine Störung vorhanden ist.
Die Störungsdetektion kann vor der Glättungsoperation durchgeführt werden, und jene Chirps, bei denen eine Störung detektiert wurde, können einem übergeordneten (auf höherer Ebene befindlichen) Controller digital mitgeteilt werden, um zu signalisieren, dass Messungen, die auf jenen Chirps basieren, unzuverlässig sein können. Es versteht sich, dass die Störungsdetektion ohne eine nachfolgende Glättung durchgeführt werden kann. Obwohl die Gleitfensteroperation SWO gemäß Gleichung (11) eine reellwertige Operation ist, können andere Gleitfensteroperationen, die für komplexe Eingangswerte definiert sind, anwendbar sein. In diesem Fall kann die Gleitfensteroperation nicht nur auf die Beträge, sondern auch auf die komplexwertigen Spektralwerte in der Range-Karte R[n, m] angewandt werden.
Das Varianz-Filter ist nur ein Beispiel einer so genannten Gleitfensterstatistik (engl.: „sliding window statistics“). Andere Beispiele für Gleitfensterstatistiken sind die oben erwähnte Gleitendes-Minimum-Operation, die Gleitender-Quadratischer-Mittelwert-Operation, Standardabweichungsfilter, etc. Es versteht sich, dass einige Gleitfensteroperationen (z. B. Medianfilter, Gleitendes-Minimum-Operation, etc.) wie oben erwähnt zum Glätten verwendet werden kann, und dass andere zur Detektion des Vorhandenseins von Störungen verwendet werden können. Ein allgemeines Beispiel der Anwendung einer Gleitfensteroperation auf eine Range-Karte R[n, m] ist in 16 dargestellt, in der das gleitende Fenster anhand der gestrichelten Linie dargestellt ist und die Bewegungsrichtung des gleitenden Fensters mit einem Pfeil angedeutet ist. Es versteht sich, dass dieselbe Gleitfensteroperation für jedes Frequenz-Bin auf dieselbe Weise, z. B. gemäß den Gleichungen (11) und (12), angewandt werden kann.
17 ist ein Flussdiagramm, das die oben erläuterte Störungsdetektion veranschaulicht. Wie bei dem vorherigen Beispiel von 11 wird in einem ersten Schritt S1 aus einem digitalen Radarsignal y[n], das eine Sequenz einer bestimmten Anzahl von Chirps repräsentiert, eine Range-Karte R[n] berechnet (z. B. unter Verwendung eines FFT-Algorithmus). In diesem Schritt werden NxM Abtastwerte des digitalen Radarsignals y[n] verarbeitet. Wie bei dem Beispiel von 16 gezeigt, repräsentiert der Zeilenindex n der Range-Karte R[n, m] die diskreten Frequenzwerte (Frequenz-Bins), die Abstandswerten (engl.: „range values“) entsprechen, und der Spaltenindex m repräsentiert die Chirp-Nummer (d. h. diskrete Zeitwerte auf der langsamen Zeitachse). Eine Operation wie zum Beispiel eine Gleitfensteroperation kann für jedes Frequenz-Bin entlang der langsamen Zeitachse auf die Range-Karte R[n, m] angewandt werden (Schritt S2'). Das Ergebnis der Gleitfensteroperation kann zum Beispiel eine Gleitfensterstatistik sein, auf der basierend das Vorhandensein von Störungen detektiert werden kann. Bei einem Beispiel kann die Gleitfensteroperation die Berechnung statistischer Parameter für eine bestimmte Fensterposition, das Vergleichen des statistischen Parameters mit einem Schwellenwert, und das Ausgeben eines Werts, der erkennen lässt, ob der statistische Parameter den Schwellenwert (aufgrund von Störungen) übersteigt, beinhalten. An dieser Stelle ist anzumerken, dass die (z. B. Gleitfenster-)-Operation, wie die weiter oben erörterte Glättung, schwellenwertfrei ist. Um das Vorhandensein von Störungen zu detektieren, können nur die Ergebnisse der Operation mit einem Schwellenwert verglichen werden. Dementsprechend kann es sich bei dem Ergebnis der Gleitfensteroperation um eine Sequenz boole'scher Werte (z. B. 0 und 1) handeln, die anzeigen, ob für ein bestimmtes Frequenz-Bin (Abstand) und einen bestimmten Chirp (oder Gruppe von Chirps) Störungen detektiert wurden. Optional (in gestrichelten Linien eingezeichnet) kann eine Glättungsoperation angewandt werden, um die Range-Karte wie oben erläutert zu glätten (Schritt S2'), wobei die Gleitfensteroperation auf die ungeglättete Range-Karte angewandt wird. Schließlich kann aus der Range-Karte oder der geglätteten Range-Karte die Range-/Doppler-Karte X[n, m] berechnet werden (Schritt S3), und die Zieldetektion (z. B. Detektion eines Abstands, einer Geschwindigkeit, eines Winkels) kann basierend auf der Range-/Doppler-Karte durchgeführt werden (Schritt S4). Die Ergebnisse der Störungsdetektion (Schritt S2') kann für die Zieldetektion verwendet werden, z. B. um die Zuverlässigkeit der Zieldetektion und der zugehörigen Positions- (Entfernung und Winkel-) und Geschwindigkeitsmessungen zu beurteilen.
Schließlich wird angemerkt, dass die hierin verwendete, mathematische Darstellung der Range-Karte R[n, m] als Beispiel anzusehen ist und bei anderen Implementierungen anders gewählt werden kann. Zum Beispiel kann die Matrix-Darstellung der Range-Karte R[n, m] sowie der Range-/Doppler-Karte X[n, m] transponiert sein. Des Weiteren kann die zweidimensionale Darstellung abhängig von dem System (Prozessor, Softwareentwicklungstools, etc.), das verwendet wird, um die hierin beschriebenen Beispiele zu implementieren, in eine eindimensionale Darstellung umgewandelt sein. Der Prozessor, der die oben beschriebenen FFT-Operationen und Glättungsoperationen durchführt, kann in dem MMIC integriert oder in einem separaten Chip, der auf derselben Leiterplatte oder in demselben Radarmodul wie das/die MMIC(s), die das/die HF-Frontend(s) enthalten, angeordnet sein.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Änderungen und Anpassungen an den dargestellten Beispielen durchgeführt werden, ohne den Geist und die Reichweite der angehängten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere hinsichtlich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Bauelementen oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) durchgeführt werden, sowie der Bergriffe (einschließlich eines Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Bauelemente zu beschreiben, sollen diese - sofern nicht anders angegeben - jeglichem Bauelement oder Struktur entsprechen, die die erwähnte Funktion des beschriebenen Bauelements durchführen (d.h. die funktionell gleichwertig sind), auch wenn diese nicht der offenbarten Struktur, welche die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung durchführen, strukturell gleich ist.

Claims

Verfahren, das aufweist: Berechnen einer Range-Karte basierend auf einem von einem Radarempfänger empfangenen, digitalen Radarsignal; wobei die Range-Karte Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte enthält, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen ersten Parameter repräsentiert wird; und Glätten zumindest des ersten Parameters in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der erste Parameter der Betrag des betreffenden Spektralwerts ist; wobei die Beträge in der Range-Karte zeitdiskrete Sequenzen repräsentieren, wobei jede zeitdiskrete Sequenz einer entsprechenden, diskreten Frequenz zugeordnet ist; und wobei das Glätten der Beträge in der Range-Karte für zumindest eine diskrete Frequenz das Anwenden einer Glättungsoperation auf die betreffende, zeitdiskrete Sequenz aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei das Glätten der ersten Parameter in der Range-Karte das Glätten der Beträge in der Range-Karte und das unveränderte Beibehalten der Phasen der Spektralwerte beinhaltet.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Glätten der ersten Parameter in der Range-Karte das Anwenden einer nicht-linearen, schwellenwertfreien Glättungsoperation beinhaltet.
Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei die nicht-lineare Glättungsoperation für jede diskrete Frequenz eine nicht-lineare Filterung der ersten Parameter in der Range-Karte aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei die nicht-lineare Glättungsoperation zumindest eines von Folgendem aufweist: eine Minimum-Operation, Mittelung, eine Gleitfensteroperation, ein Gleitender-Mittelwert-Filter, ein Medianfilter, eine Gleitende-Minimum-Operation.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, das weiterhin aufweist: Erzeugen eines HF-Oszillatorsignals, das eine Sequenz von Chirps enthält, und Senden des HF-Oszillatorsignals über eine Sendeantenne; Empfangen eines HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne; Bereitstellen des digitalen Radarsignals basierend auf dem HF-Radarsignal.
Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei das digitale Radarsignal zumindest M aufeinanderfolgende Segmente von N Abtastwerten enthält, wobei jedes der M Segmente einen entsprechenden Chirp in der Sequenz von Chirps enthält und jedes der M Segmente einem der Vielzahl diskreter Zeitwerte zugeordnet ist; und wobei das Berechnen der Range-Karte das Anwenden einer diskreten FourierTransformation auf jedes Segment der M aufeinanderfolgenden Segmente aufweist, was für jedes der M Segmente zu N Spektralwerten führt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, das weiterhin aufweist: Berechnen einer Range-/Doppler-Karte basierend auf der Range-Karte nach dem Glätten der ersten Parameter in der Range-Karte; und Detektieren von Radarzielen basierend auf den in der Range-/Doppler-Karte enthaltenen Daten.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das Glätten der ersten Parameter das Modifizieren einer Vielzahl erster Parameter für den zumindest einen diskreten Frequenzwert beinhaltet, und wobei - wenn ein bestimmter der ersten Parameter modifiziert wird - der modifizierte Parameter von einem oder mehr ersten Parametern, die zu dem zumindest einen diskreten Frequenzwert gehören, abhängt.
Verfahren, das aufweist: Berechnen einer Range-Karte basierend auf einem von einem Radarempfänger empfangenen, digitalen Radarsignal; wobei die Range-Karte Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte enthält, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen ersten Parameter repräsentiert wird; und Anwenden einer Operation auf zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert; Berechnen einer Range-/Doppler-Karte basierend auf der Range-Karte; und Durchführen einer Radarzieldetektion basierend auf der Range-/Doppler-Karte und Verwenden des/der Ergebnisse(s) der Operation.
Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei die Operation eine Gleitfensteroperation ist und/oder wobei die Operation eine Gleitfensterstatistik enthält.
Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei die Gleitfensteroperation zumindest eines von Folgendem enthält: ein Varianz-Filter, ein Standardabweichungsfilter, eine Gleitender-Quadratischer-Mittelwert-Operation.
Verfahren gemäß Anspruch 12 oder 13, wobei die Gleitfensteroperation die Berechnung eines statistischen Parameters für ein bestimmtes Fenster, das Vergleichen des statistischen Parameters mit einem Schwellenwert, und das Ausgeben eines Werts, der darauf schließen lässt, ob der statistische Parameter den Schwellenwert übersteigt, beinhaltet.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, das weiterhin aufweist: Glätten des ersten Parameters in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert und Verwenden einer schwellenwertfreien Glättungsoperation vor dem Berechnen der Range-/Doppler-Karte.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei das Ergebnis der Gleitfensteroperation das Vorhandensein von Störungen erkennen lässt.
Radareinrichtung, die aufweist: einen Radarempfänger, der dazu ausgebildet ist, ein digitales Radarsignal bereitzustellen; einen Prozessor, der dazu ausgebildet ist, eine Range-Karte basierend auf dem digitalen Radarsignal zu berechnen; wobei die Range-Karte Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskreter Zeitwerte enthält, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen ersten Parameter repräsentiert wird; und zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte für zumindest einen diskreten Frequenzwert zu glätten.
Radareinrichtung gemäß Anspruch 17, wobei der erste Parameter der Betrag des betreffenden Spektralwerts ist, und/oder wobei die ersten Parameter in der Range-Karte für jeden diskreten Frequenzwert geglättet werden.
Radareinrichtung, die aufweist: einen Radarempfänger, der dazu ausgebildet ist, ein digitales Radarsignal bereitzustellen; einen Prozessor, der dazu ausgebildet ist, eine Range-Karte basierend auf dem digitalen Radarsignal zu berechnen; wobei die Range-Karte Spektralwerte für eine Vielzahl diskreter Frequenzwerte und eine Vielzahl diskrete Zeitwerte enthält, wobei jeder Spektralwert durch zumindest einen ersten Parameter repräsentiert wird; für Range-Karten-Werte, die zumindest einem diskreten Frequenz entsprechen, auf zumindest die ersten Parameter in der Range-Karte eine Operation anzuwenden; basierend auf der Range-Karte eine Range-/Doppler-Karte zu berechnen; und basierend auf der Range-/Doppler-Karte und unter Verwendung des/der Ergebnisse(s) der Operation eine Radarzieldetektion durchzuführen.
Radareinrichtung gemäß Anspruch 19, wobei die Operation eine Gleitfensteroperation ist und/oder wobei die Operation eine Gleitfensterstatistik enthält.
Radareinrichtung gemäß Anspruch 19 oder 20, wobei der erste Parameter der Betrag des entsprechenden Spektralwerts ist, und/oder wobei die Operation für jeden diskreten Frequenzwert angewandt wird.
Radareinrichtung gemäß Anspruch 19, wobei das Ergebnis der Operation das Vorhandensein von Störungen erkennen lässt.
Radareinrichtung gemäß einem der Ansprüche 19 bis 22, wobei der Prozessor weiterhin dazu ausgebildet ist, für zumindest einen diskreten Frequenzwert und unter Verwendung einer schwellenwertfreien Glättungsoperation die ersten Parameter in der Range-Karte vor dem Berechnen der Range-/Doppler-Karte zu glätten, und wobei die Operation auf die ersten Parameter in der ungeglätteten Range-Karte angewandt wird.