DE102015120733B4

DE102015120733B4 - Radarvorrichtung mit Schätzung des Phasenrauschens

Info

Publication number: DE102015120733B4
Application number: DE102015120733.8A
Authority: DE
Inventors: Alexander Melzer; Mario Huemer; Alexander Onic; Florian STARZER; Rainer Stuhlberger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2015-11-30
Filing date: 2015-11-30
Publication date: 2017-11-02
Anticipated expiration: 2035-12-01
Also published as: US20170153318A1; CN106932765A; DE102015120733A1; US10670698B2

Abstract

Ein Verfahren zum Schätzen von Phasenrauschen (φ(t)) eines HF-Oszillatorsignals (sRF(t)) in einem FMCW-Radarsystem; das Verfahren umfasst: Anlegen des HF-Oszillatorsignals (sRF(t)) an ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung (τO) und eine Verstärkung (AO) auf das HF-Oszillatorsignal (sRF(t)) anwendet, um ein HF-Radarsignal (yRF,O(t)) zu erzeugen; Heruntermischen des vom künstlichen Radarziel empfangenen HF-Radarsignals (yRF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband; Digitalisieren des heruntergemischten RF-Radarsignals (yO(t); yO'(t)), um ein digitales Radarsignal (yO[n]) zu erzeugen; Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals (ΔφO[n]) aus dem digitalen Radarsignal (yO[n]); Berechnen einer spektralen Leistungsdichtedes dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal (ΔφO[n]); Umrechnen der spektralen Leistungsdichtedes dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte (Sφ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (sRF(t)).

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft allgemein das Gebiet der Radarsensorsysteme und -vorrichtungen, sowie die in solchen Systemen und Vorrichtungen eingesetzte Signalverarbeitung. Insbesondere betrifft die Erfindung die Schätzung und Kompensation von Phasenrauschen, welches von unerwünschten Radarechos von Zielen (Targets) aus kurzer Distanz (Short-Range, SR) verursacht werden kann.
HINTERGRUND
Die Publikation DE 10 2015 100 804 A1 beschreibt eine Radarvorrichtung mit Rauschunterdrückung, bei der mit Hilfe eines künstlichen On-Chip-Radar-Targets ein künstliches Radarsignal erzeugt wird. Dieses wird in gleicher Weise in das Basisband gemischt und digitalisiert wie ein vom Radarkanal empfangenes Radarsignal. Aus dem digitalen Radarsignal, das vom On-Chip-Radar-Target stammt, wird ein Phasenrauschsignal (dekorreliertes Phasenrauschen) geschätzt und basierend auf dieser Schätzung ein Kompensationssignal erzeugt, welches schließlich von jenem digitalen Radarsignal subtrahiert wird, das vom realen Radarkanal stammt, wodurch die Rauschunterdrückung bewirkt wird. Die Publikation DE 10 2008050 327 A1 betrifft einen Empfangsmischer zur Verringerung von Überkopplungseffekten innerhalb des HF-Frontends. Die Publikation EP 2 439 552 A1 beschäftigt sich mit Signalverarbeitung zur Kompensation von Leckage, d. h. HF-Signale die direkt von der Sendeantenne in die Empfangsantenne einkoppeln.
Radarsysteme sind weitläufig bekannt und können im Allgemeinen unterteilt werden in Impulsradarsysteme und Dauerstrichradarsystme (continuous wave (CW) radar systems). Ein Impulsradarsystem misst einen Abstand zu einem Objekt (üblicherweise als Ziel (Target) bezeichnet) durch Aussenden eines kurzen Hochfrequenz-(HF-)Pulses zu einem Objekt sowie Messen der Zeit, welche der reflektierte Puls (d. h. das Echo) bis zum Empfang benötigt. Da die Geschwindigkeit des Pulses bekannt ist (d. h. die Lichtgeschwindigkeit), kann der Abstand zu einem Objekt in einfacher Weise berechnet werden. Jedoch sind Impulsradarsysteme nicht zur Messung von Abständen von nur einigen 100 Metern geeignet, insbesondere weil die Pulslänge reduziert werden muss, wenn die Laufzeit (d. h. der Abstand zum Ziel) kleiner wird. Mit kleiner werdender Pulslänge wird auch die im Puls enthaltene Energie kleiner bis zu dem Punkt, an dem es unmöglich wird, das reflektierte Signal zu detektieren. Zur Messung von vergleichsweise kurzen Abständen werden stattdessen Dauerstrichradarsysteme verwendet. In vielen Anwendungen, wie z. B. Automobilanwendungen, werden sogenannte frequenzmodulierte Dauerstrichradarsysteme (frequency-modulated continuous wave (FMCW) radar systems) verwendet, um Ziele vor der Radarvorrichtung zu detektieren und die Anstände zu den Zielen sowie deren Geschwindigkeit zu messen.
Anders als bei Impulsradarsystemen, bei denen die Isolation zwischen dem Sendesignalpfad und dem Empfangssignalpfad aufgrund des gepulsten Betriebs des Transmitters nicht von spezieller Relevanz ist, ist ein als Leckage (leakage) bezeichnetes Phänomen bei FMCW-Radarsystemen ein Thema. Leckage beschreibt allgemein das Problem, dass ein kleiner Bruchteil des frequenzmodulierten Sendesignals in den Empfangssignalpfad des Radar-Transceivers hinein leckt, ohne dass es an einem Ziel zurückgestreut wurde. Wenn die Ursache der Leckage in dem HF-Frontend des Radar-Transceivers liegt (d. h. eine unvollkommene Isolation des Zirkulators, der in einer monostatischen Radarkonfiguration das Empfangssignal und das Sendesignal trennt), wird die Leckage auch als Übersprechen (crosstalk) zwischen Sendesignalpfad und Empfangssignalpfad bezeichnet. Bei der Integration des Radarsystems in einen einzigen monolithisch integrierten Mikrowellenschaltkreis (monolithic microwave integrated circuit, MMIC) ist Übersprechen oder sogenannte Leckage am Chip (on-chip leakage, On-Chip-Leckage) immer ein Thema.
Eine andere Ursache für Leckage können Objekte sein, welche sehr nah an der Radarantenne sind (wie z. B. eine Befestigung oder eine Abdeckung, welche ein paar Zentimeter vor den Radarantennen montiert ist). Hier werden Reflektionen der ausgesendeten Radarsignale an solchen Objekten als Leckage aus kurzer Distanz (short-range leakage) bezeichnet, welche ein Bruchteil des von der Sendeantenne abgestrahlten und an den erwähnten Objekten, die sehr nah an der (den) Radarantenne(n) sind, zu der Empfangsantenne des FMCW-Radarsystems zurückreflektierten (zurückgestreuten) Sendesignals ist. Es versteht sich, dass in monostatischen Radarsystemen die Sendeantenne und die Empfangsantenne physikalisch dieselbe Antenne sind. Hier werden die erwähnten Reflexionen, welche von Zielen in kurzer Distanz (short-range targets, Short-Range-Ziele) verursacht werden, als Short-Range-Leckage bezeichnet, da ihre Wirkung ähnlich ist zu der Wirkung von On-Chip-Leckage am Chip. Jedoch sind bekannte Methoden, welche zur Unterdrückung (cancellation) von On-Chip-Leckage oder Übersprechen geeignet sind, nicht geeignet für die Unterdrückung von Short-Range-Leckage.
In Radarsystemen begrenzt das Gesamtgrundrauchen die Empfindlichkeit, mit der Radarziele detektiert werden können, und folglich begrenzt dieses auch die Genauigkeit der Abstandsmessung. Im Allgemeinen wird das Grundrauschen von dem additiven Rauschen des Übertragungskanals dominiert. Jedoch kann im Falle, dass ein Short-Range-Ziel das ausgesendete Radarsignal mit vergleichsweise hoher Amplitude reflektiert (d. h. Short-Range-Leckage verursacht), das Phasenrauschen (phase noise, PN) des ausgesendeten Radarsignals das Grundrauschen dominieren. Das Phasenrauschen bewirkt eine verschlechterte Signaldetektionsqualität oder macht sogar die Detektion von Radarzielen mit kleinen Radarquerschnitten unmöglich. Daher kann eine Schätzung des Phasenrauchens in einem FMCW Radarsystem vom Interesse sein.
ZUSAMMENFASSUNG
Die hier beschriebenen exemplarischen Ausführungsbeispiele betreffen eine Radarvorrichtung und verwandte Verfahren. Als ein exemplarisches Ausführungsbeispiel wird ein Verfahren zum Schätzen von Phasenrauschen eines HF-Oszillatorsignals in einem FMCW-Radarsystem beschrieben. Im vorliegenden Beispiel umfasst das Verfahren das Anlegen des HF-Oszillatorsignals an ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Oszillatorsignals anwendet, um ein HF-Radarsignal zu erzeugen. Das Verfahren umfasst weiter das Heruntermischen des vom künstlichen Radarziel empfangenen HF-Radarsignals von einem HF-Frequenzband in ein Basisband, das Digitalisieren des heruntergemischten RF-Radarsignals, um ein digitales Radarsignal zu erzeugen, und das Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals aus dem digitalen Radarsignal. Eine spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens wird aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal berechnet, und die spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens wird in eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens eines HF-Oszillatorsignals umgerechnet.
In einem anderen Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Anlegen des HF-Oszillatorsignals an ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Oszillatorsignals anwendet, um ein HF-Radarsignal zu erzeugen, das Heruntermischen des vom künstlichen Radarziel empfangenen HF-Radarsignals von einem HF-Frequenzband in ein Basisband, das Digitalisieren des heruntergemischten RF-Radarsignals, um ein digitales Radarsignal zu erzeugen, und das Berechnen einer spektralen Leistungsdichte des digitalen Radarsignals. Es wird eine spektrale Leistungsdichte eines deterministischen Summanden des digitalen Radarsignals berechnet, und darauffolgend wird eine spektralen Leistungsdichte des Phasenrauschens des HF-Oszillatorsignals basierend auf der spektralen Leistungsdichte des digitalen Radarsignals und der spektralen Leistungsdichte des deterministischen Summanden berechnet.
Des Weiteren wird eine Radarvorrichtung beschrieben. In einem exemplarischen Ausführungsbeispiel umfasst die Radarvorrichtung einen Lokaloszillator, der ein HF-Oszillatorsignal erzeugt, das Phasenrauschen beinhaltet, und ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Oszillatorsignals anwendet, um ein HF-Radarsignal zu erzeugen. Die Radarvorrichtung umfasst des Weiteren eine erste Frequenzwandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, das vom künstlichen Radarziel empfangene HF-Radarsignal von einem HF-Frequenzband in ein Basisband herunterzumischen, und eine Analog-Digital-Wandlereinheit, die dazu ausgebildet ist, das heruntergemischte HF-Radarsignal zu digitalisieren, um ein digitales Radarsignal zu erzeugen. Eine Signalverarbeitungseinheit der Radarvorrichtung ist dazu ausgebildet, ein dekorreliertes Phasenrauschsignal aus dem digitalen Radarsignal zu berechnen, eine spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal zu berechnen, und die spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens eines HF-Oszillatorsignals umzurechnen.
In einem anderen exemplarischen Ausführungsbeispiel umfasst die Radarvorrichtung einen Lokaloszillator, der ein HF-Oszillatorsignal erzeugt, das Phasenrauschen beinhaltet, und ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Oszillatorsignal anwendet, um ein HF-Radarsignal zu erzeugen. Die Radarvorrichtung umfasst des Weiteren eine erste Frequenzwandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, das vom künstlichen Radarziel empfangene HF-Radarsignal von einem HF-Frequenzband in ein Basisband herunterzumischen, und eine Analog-Digital-Wandlereinheit, die dazu ausgebildet ist, das heruntergemischte HF-Radarsignal zu digitalisieren, um ein digitales Radarsignal zu erzeugen. Eine Signalverarbeitungseinheit der Radarvorrichtung ist dazu ausgebildet, eine spektrale Leistungsdichte des digitalen Radarsignals zu berechnen, eine spektrale Leistungsdichte eines deterministischen Summanden des digitalen Radarsignals zu berechnen, und eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens des HF-Oszillatorsignals zu berechnen basierend auf der spektralen Leistungsdichte des digitalen Radarsignals und der spektralen Leistungsdichte des deterministischen Summanden.
Gemäß einem weiteren exemplarischen Ausführungsbeispiel umfasst die Radarvorrichtung eine Rauschunterdrückungsfunktion. Demnach umfasst die Radarvorrichtung einen RF-Transceiver, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal an einen Radarkanal zu senden und ein zugehöriges erstes RF Radarsignal vom Radarkanal zu empfangen, sowie ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung und eine Verzögerung auf das HF-Oszillatorsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Eine erste Frequenzwandlerschaltung beinhaltet einen ersten Mischer, der dazu ausgebildet ist, das erste HF-Radarsignal herunterzumischen; eine zweite Frequenzwandlerschaltung beinhaltet einen zweiten Mischer, der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal herunterzumischen. Eine Analog-Digital-Wandlereinheit ist dazu ausgebildet, das heruntergemischte erste HF-Radarsignal sowie das heruntergemischte zweite HF-Radarsignal zu digitalisieren, um ein erstes bzw. ein zweites digitales Signal zu erzeugen. Eine digitale Signalverarbeitungseinheit empfängt das erste und das zweite digitale Signal und ist dazu ausgebildet: ein dekorreliertes Phasenrauschsignal zu berechnen, das in dem zweiten digitalen Signal enthalten ist, ein Kompensationssignal zu erzeugen basierend auf dem geschätzten dekorrelierten Phasenrauschsignal, und das Kompensationssignal von dem ersten Radarsignal zu subtrahieren, um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal zu erhalten. Des Weiteren ist die digitale Signalverarbeitungseinheit dazu ausgebildet, eine spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignals zu berechnen, und die spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens eines HF-Oszillatorsignals umzurechnen.
Des Weiteren ist ein Verfahren zur Rauschunterdrückung in einem Radarsignal beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Senden eines HF-Oszillatorsignals an einen Radarkanal und das Empfangen eines zugehörigen erstes HF-Radarsignal vom Radarkanal, sowie Anlegen des HF-Oszillatorsignals an ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung und eine Verzögerung auf das HF-Oszillatorsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Das Verfahren umfasst weiter das Heruntermischen des ersten HF-Radarsignals und des zweiten HF-Radarsignals von einem HF-Frequenzband in ein Basisband, das Digitalisieren des heruntergemischten ersten HF-Radarsignals und des heruntergemischten zweiten HF-Radarsignals, um ein erstes digitales Signal bzw. ein zweites digitales Signal zu erhalten, sowie das Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals, das in dem zweiten digitalen Signal enthalten ist. Ein Kompensationssignals wird basierend auf dem geschätzten dekorrelierten Phasenrauschsignal erzeugt, und das Kompensationssignals wird von dem ersten Radarsignal subtrahiert, um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal zu erhalten. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Berechnen einer spektralen Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignals, und das Umrechnen der spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens eines HF-Oszillatorsignals.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst eine Radarvorrichtung einen RF-Transceiver, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal an einen Radarkanal zu senden und ein zugehöriges erstes RF Radarsignal vom Radarkanal zu empfangen, sowie ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung und eine Verzögerung auf das HF-Oszillatorsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Eine erste Frequenzwandlerschaltung beinhaltet einen ersten Mischer, der dazu ausgebildet ist, das erste HF-Radarsignal herunterzumischen, und eine zweite Frequenzwandlerschaltung beinhaltet einen zweiten Mischer, der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal herunterzumischen. Eine Analog-Digital-Wandlereinheit, ist dazu ausgebildet, das heruntergemischte erste HF-Radarsignal sowie das heruntergemischte zweite HF-Radarsignal zu digitalisieren, um ein erstes bzw. ein zweites digitales Signal zu erzeugen. Des Weiteren empfängt eine digitale Signalverarbeitungseinheit der Radarvorrichtung das das erste und das zweite digitale Signal und ist dazu ausgebildet, ein dekorreliertes Phasenrauschsignal zu berechnen, das in dem zweiten digitalen Signal enthalten ist, ein Kompensationssignal zu erzeugen basierend auf dem geschätzten dekorrelierten Phasenrauschsignal, sowie das Kompensationssignal von dem ersten Radarsignal zu subtrahieren, um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal zu erhalten. Des Weiteren ist die digitale Signalverarbeitungseinheit dazu ausgebildet, eine spektrale Leistungsdichte des digitalen Radarsignals zu berechnen, eine spektrale Leistungsdichte eines deterministischen Summanden des digitalen Radarsignals zu berechnen, und eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens des HF-Oszillatorsignals zu berechnen basierend auf der spektralen Leistungsdichte des digitalen Radarsignals und der spektralen Leistungsdichte des deterministischen Summanden.
Ein anderes exemplarisches Verfahren zur Rauschunterdrückung in einem Radarsignal umfasst das Senden eines HF-Oszillatorsignals an einen Radarkanal und das Empfangen eines zugehörigen erstes HF-Radarsignal vom Radarkanal, sowie das Anlegen des HF-Oszillatorsignals an ein künstliches Radarziel, das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung und eine Verzögerung auf das HF-Oszillatorsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Das erste HF-Radarsignal und das zweite HF-Radarsignal wird von einem HF-Frequenzband in ein Basisband heruntergemischt und des heruntergemischte ersten HF-Radarsignal sowie das heruntergemischte zweiten HF-Radarsignal werden digitalisiert, um ein erstes digitales Signal bzw. ein zweites digitales Signal zu erzeugen. Das Verfahren umfasst weiter das Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals, das in dem zweiten digitalen Signal enthalten ist, das Erzeugen eines Kompensationssignals basierend auf dem geschätzten dekorrelierten Phasenrauschsignal; und das Subtrahieren des Kompensationssignals von dem ersten Radarsignal, um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal zu erhalten. Des Weiteren wird eine spektrale Leistungsdichte des digitalen Radarsignals berechnet, eine spektrale Leistungsdichte eines deterministischen Summanden des digitalen Radarsignals berechnet, und eine spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens des HF-Oszillatorsignals wird basierend auf der spektralen Leistungsdichte des digitalen Radarsignals und der spektralen Leistungsdichte des deterministischen Summanden berechnet.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung lässt sicher mit Bezug auf die folgenden Abbildungen und Beschreibungen besser verstehen. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip zu erläutern. Des Weiteren bezeichnen in den Abbildungen gleiche Bezugsziechen korrespondierende Teile. Zu den Abbildungen:
1 ist ein schematisches Diagramm, welches das Funktionsprinzip eines FMCW-Radarsensors mit einem einzigen Radar-Ziel (Radar-Target) im Übertragungskanal illustriert;
2 illustriert den Signalverlauf der ausgesendeten und reflektierten Radarsignale in dem Radarsensor aus 1;
3 ist ein Blockdiagramm, welches die Funktion des Radarsensors aus 1 illustriert;
4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm, welches die Grundfunktion eines FMCW-Radarsensors repräsentiert;
5 ist ein schematisches Diagramm, welches die Ursache und die Entstehung von Leckage durch Reflexion an einem Short-Range-Ziel illustriert;
6 ist ein Blockdiagramm, das einen Radarsensor mit Rauschunterdrückung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ist ein Diagramm, welches das dekorrelierte Phasenrauschen für unterschiedliche Verzögerungszeiten darstellt;
8 ist ein Diagramm, welches den Kreuzkorrelationskoeffizienten zwischen dem in der Short-Range-Leckage enthaltenen dekorrelierten Phasenrauschen und dem dekorrelierten Phasenrauschen, welches in dem von einem künstlichen On-Chip-Ziel erhaltenen Signal enthalten ist, illustriert; und
9 ist ein Flussdiagramm, welches die Rauschunterdrückung (noise cancellation) gemäß einem anderen Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
10 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Berechnung des Phasenrauschens des Lokaloszillators illustriert.
11 ist ein Diagramm, das ein weiteres Bespiel der Berechnung des Phasenrauschens des Lokaloszillators illustriert.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
1 zeigt ein konventionelles frequenzmodulierendes Dauerstrich(FMCW-)Radarsystem 100. In dem vorliegenden Beispiel werden separate Sende-(TX)- und Empfangs-(RX)Antennen 101 bzw. 102 verwendet (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es versteht sich jedoch, dass eine einzelne Antenne verwendet werden kann, sodass die Empfangsantenne und die Sendeantenne physikalisch dieselbe sind (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne strahlt kontinuierlich ein sinusförmiges HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mittels eines Sägezahlsignals (periodisches, lineares Rampensignal) frequenzmoduliert ist. Das ausgesendete Signal s_RF(t) wird zurückgestreut an einem Ziel (Target) T₁, welches sich innerhalb des Messbereichs des Radarsystems befindet, und von der Empfangsantenne 102 empfangen. Das empfangene Signal wird mit y_RF(t) bezeichnet. In der Radarvorrichtung 100 wird das empfangene Signal y_RF(t) demoduliert durch Mischen des Signals y_RF(t) mit einer Kopie des Sendesignals s_RF(t), um ein Heruntermischen des HF-Signals y_RF(t) in das Basisband zu bewirken.
Dieses Heruntermischen (down-conversion) ist in 2 dargestellt. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) eilt aufgrund der Zeit, die das Signal benötigt, um zu dem Ziel T₁ hin und von dem Ziel zurück zu laufen, dem Sendesignal s_RF(t) nach. Als Konsequenz besteht eine konstante Frequenzdifferenz zwischen dem empfangenen HF-Signal y_RF(t) und dem Referenzsignal (d. h. des Kopie des Sendesignals s_RF(t)). Wenn die beiden Signale s_RF(t) und y_RF(t) gemischt (d. h. demoduliert) werden, erhält man (im Falle einer linearen Frequenzmodulation) ein demoduliertes Signal y(t) konstanter Frequenz (auch als Schwebungsfrequenz (beat frequency) bezeichnet). Die Schwebungsfrequenz des empfangenen und demodulierten Signals y(t) kann (z. B. mittels Fourieranalyse) bestimmt und dazu verwendet werden, den Abstand zwischen der Radarvorrichtung 100 und dem Ziel T₁ zu berechnen.
Die Radarvorrichtung 100 kann einen monolithisch integrierten Mikrowellenschaltkreis (monolithic microwave integrated circuit, MMIC) enthalten oder in einem solchen implementiert sein, wobei der MMIC Schaltungsanordnungen beinhaltet, welche die für eine Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung nötigen Kernfunktionen in einem Chip bereitstellen (auch als Single-Chip-Radar bezeichnet). Folglich kann der Chip unter anderem HF-Oszillatoren, Verstärker, Mischer, Filter, Analog-Digital-Wandler und digitale Signalprozessoren enthalten. 3 illustriert den Sendepfad und den Empfangspfad eines Radartransceivers, welcher zur Abstandsmessung in einer Radarvorrichtung 100, welche in 1 gezeigt ist, verwendet werden kann. Demnach umfasst der RF-Transceiver 1 einen Mischer 110, dem das Radarsignal y_RF(t) und das HF-Oszillatorsignal s_RF(r), welches zum Heruntermischen des Radarsignals y_RF(t) in das Basisband verwendet wird, zugeführt sind. Das Radarsignal y_RF(t) (d. h. ein zurückgestreuter Teil des Sendesignals s_RF(t)) wird von der Antenne 102 empfangen und kann vorverstärkt werden (siehe HF-Verstärker 105, z. B. ein rauscharmer Verstärker, low-noise amplifier. LNA), bevor es dem Mischer 110 zugeführt wird. In dem vorliegenden Beispiel wird das HF-Oszillatorsignal s_RF(t) von einem Lokaloszillator (LO) 103 erzeugt, der einen in einen Phasenregelkreis (phase locked loop, PLL) gekoppelten, spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO) enthalten kann. Abhängig von der tatsächlichen Anwendung kann das HF-Oszillatorsignal s_RF(t) jedoch auch von einer anderen Schaltungsanordnung bereitgestellt werden. Bei Verwendung in einer Radar-Abstandsmessvorrichtung kann das HF-Oszillatorsignal s_RF(t) im Bereich zwischen rund 24 GHz und 81 GHz liegen (im vorliegenden Beispiel ungefähr 77 GHz). Jedoch können auch höhere oder niedrigere Frequenzen ebenso anwendbar sein. Das HF-Oszillatorsignal s_RF(t) wird auch der Sendeantenne 101 zugeführt (z. B. über den Leistungsverstärker 104) und in Richtung des Radar-Ziels abgestrahlt (siehe auch 1).
Wie erwähnt mischt der Mischer 110 das Radarsignal (verstärktes Antennensignal A·y_RF(t), Verstärkungsfaktor A) in das Basisband herunter. Das zugehörige Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y(t) bezeichnet. Das Basisbandsignal y(t) wird dann einer analogen Filterung (Filter 115) unterzogen, um unerwünschte Seitenbänder oder Spiegelfrequenzen zu unterdrücken, welche ein Resultat der Mischoperation sein können. Das Filter 115 kann ein Tiefpassfilter oder ein Bandpassfilter sein. Das gefilterte Basisbandsignal (Filterausgangssignal) wird mit y (t) bezeichnet. Empfänger (z. B. die Empfangsteile von Tranceiver), die einen Mischer verwenden, um das empfangene HF-Signal in das Basisband zu herunterzumischen, sind an sich als Überlagerungsempfänger (Heterodynempfänger) bekannt und werden daher nicht detaillierter diskutiert. Das gefilterte Basisbandsignal y (t) wird dann abgetastet (zeitliche Diskretisierung) und in ein Digitalsignal y[n] gewandelt (Analog-Digital-Wandler (ADC) 120), welches dann im Digitalbereich mittels digitaler Signalverarbeitung weiter verarbeitet wird (n ist der Zeitindex). Die digitale Signalverarbeitung kann in einer digitalen Signalverarbeitungseinheit 125 durchgeführt werden, welche z. B. einen digitalen Signalprozessor (DSP) beinhalten kann, der geeignete Softwareinstruktionen ausführt.
3 illustriert dem Empfangspfad eines Radartransceivers 100 eines sogenannten bistatischen oder pseudo-monostatischen Radarsystems, in dem der Empfänger separat von dem Sender sein kann (da Empfänger und Sender separate Antennen benutzen). Im vorliegenden Beispiel sind jedoch der Sender- und Empfangsteil des Radar-Transceivers in einem MMIC integriert. In einem monostatischen Radarsystem wird zum Senden und Empfangen von HF-Radarsignalen dieselbe Antenne benutzt. In solchen Fällen umfasst der Radar-Transceiver zusätzlich einen mit dem Mischer gekoppelten Richtkoppler oder Zirkulator (nicht dargestellt) zum Trennen des HF-Sendesignals s_RF(t) von dem empfangenen Signal y_RF(t).
Der Übertragungskanal 200 repräsentiert den Signalpfad von der Sendeantenne 101 zum Ziel (Target) und zurück zur Empfangsantenne 102. Während sie den Übertragungskanal passieren, unterliegen die Radarsignale s_RF(t) (ausgesendetes Signal) und y_RF(t) (zurückgestreutes Signal) additivem Rauschen w(t), welches üblicherweise als additives weißes Gauß sches Rauschen (additive white Gaussian noise, AWGN) modelliert wird. 4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm, welches das analoge Frontend des in 3 dargestellten Radar-Transceivers zeigt. Um eine einfache und klare Darstellung zu ermöglichen, wurden Antennen und Verstärker weggelassen. Demnach wird das HF-Sendesignal s_RF(t), welches von dem Lokaloszillator 103 erzeugt werden kann, durch den Übertragungskanal 200 gesendet; das HF-Sendesignal s_RF(t) erreicht schließlich (als empfangenes Radarsignal y_RF(t)) den HF-Eingang des Mischers 110, welcher dazu ausgebildet ist, das Radarsignal y_RF(t) in das Basisband herunterzumischen. Das resultierende Basisbandsignal y(t) wird tiefpassgefiltert (Tiefpassfilter 115), und das gefilterte Basisbandsignal y (t) wird dann mittels des Analog-Digital-Wandlers 120 digitalisiert. Statt einer Tiefpassfilterung kann auch eine Bandpassfilterung zur Anwendung kommen. Das digitalisierte Basisbandsignal y[n] wird dann digital weiterverarbeitet, um den Abstand zwischen dem Transceiver 100 und dem Ziel (Target) zu schätzen. Wie erwähnt wird weißes Gauß sches Rauschen zu dem Radarsignal hinzuaddiert, während es den Übertragungskanal 200 passiert.
5 ist im Wesentlichen die gleiche Darstellung, wie sie in 1 gezeigt wird, jedoch mit einem zusätzlichen Objekt T_S, welches sich im Übertragungskanal vergleichsweise nahe an den Antennen befindet (z. B. eine Halterung oder eine vor den Radarantennen montierte Abdeckung). Derartige Objekte werden hier als Ziele in kurzer Distanz (Short-Range-Ziele, short range targets) bezeichnet. Ein Short-Range-Ziel befindet sich üblicherweise einige wenige Zentimeter (z. B. weniger als 50 cm) vor der Radarvorrichtung (was weniger als die Untergrenze des Messbereichs des Radarsystems ist) und reflektiert einen Teil des Sendesignals s_RF(t) zurück zur Empfangsantenne 102. Wie oben erwähnt führen solche Reflexionen an Short-Range-Zielen zu einem Phänomen, das als Leckage aus kurzer Distanz (Short-Range-Leckage, short-range leakage) bezeichnet wird. In dem Beispiel aus 5 wird das ausgesendete HF-Signal s_RF(t) am Ziel T₁ (welches sich innerhalb des normalen Messbereichs des Radar-Transceivers befindet) zurückgestreut sowie auch an dem Short-Tange-Ziel T_S reflektiert. Das vom Ziel T₁ zurückgestreute Signal wird als y_RF,1(t) und das an dem Short-Range-Ziel T_S reflektierte Signal wird als y_RF,S(t) bezeichnet. Beide Signale y_RF,1(t) und y_RF,S(t) überlagern sich, und das resultierende Summensignal y_RF(t) wird von der Antenne 102 empfangen. Berücksichtigt man die Tatsache, dass die empfangene Signalleistung mit der vierten Potenz des Abstands sinkt, ist die Signalamplitude des Radarsignals y_RF,S(t) aufgrund der Short-Range-Leckage erheblich. Des Weiteren ist als Folge der Short-Range-Leckage das Phasenrauschen des ausgesendeten Radarsignals s_RF(t) die vorherrschende Ursache von Rauschen in dem empfangenen Radarsignal y_RF(t).
6 ist ein Blockdiagramm eines Radar-Transceivers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform, der dazu ausgebildet ist, unter Verwendung von digitaler Signalverarbeitung im Basisband 200 und einem künstlichen Radarziel 300 (in der Folge als On-Chip-Ziel oder OCT (on-chip target) bezeichnet) die Short-Range-Leckage und folglich das erwähnte Phasenrauschen in dem empfangenen Radarsignal zu eliminieren. Wieder wurden der Einfachheit und Klarheit halber in der Darstellung Antennen und Verstärker weggelassen. Das Sendesignal s_RF(t) ist ein frequenzmoduliertes Dauerstrich-(FMCW-)Signal, welches auch als Chirp-Signal bezeichnet wird. Demnach kann das Signal s_RF(t) geschrieben werden als: s_RF(t) = cos(2πf₀t + πkt² + φ(t) + Φ), (1) wobei f₀ die Startfrequenz des Chirp-Signals ist, k (k = B/T) die Steigung des Chirps mit Bandbreite B und Dauer T bezeichnet, ( ein konstanter Phasenoffset und φ(t) das aufgrund von Unzulänglichkeiten des Lokaloszillators (siehe 3) eingebrachte Phasenrauschen (phase noise, PN) ist.
Der Übertragungskanal 200 (siehe 5 und 6) umfasst zwei Arten von Signalreflexionen. Erstens: Reflexionen (Zurückstreuen) an Zielen T_i, deren Abstand vom Radar-Transceiver gemessen werden soll. Diese Ziele T_i werden mittels einer Verzögerung (delay) τ_Ti und einer Verstärkung A_Ti modelliert, wobei i = 1, 2, N_T, und N_T die Anzahl der Ziele T_i (ohne das Short-Range-Ziel) bezeichnet. Zweitens: die Reflexion an einem Short-Range-Ziel, welches das unerwünschte, nahe Ziel repräsentiert, das jene Reflexionen (Short-Range-Leckage) verursacht, die eliminiert werden sollen. Analog zu einem normalen Ziel kann das Short-Range-Ziel mittels einer Verzögerung τ_S und einer Verstärkung A_S modelliert werden. In der Praxis wird die Verstärkung A_S erheblich größer sein als jedes der anderen Verstärkungen A_Ti. Dieses Modell des Übertragungskanals 200 ist im oberen Signalpfad des Blockdiagramms in 6 dargestellt. Auf der Empfängerseite wird additives weißes Gauß sches Rauschen (AWGN) addiert, bevor die Heruntermishung in das Basisband erfolgt. Folglich kann das empfangene HF-Radarsignal y_RF(t) geschrieben werden als:
wobei der erste Summand die Signalkomponente aufgrund der Short-Range-Leckage repräsentiert; der zweite Summand repräsentiert die Signalkomponenten aufgrund von Reflexionen an dem (den) normalen Radarziel(en), und der letzte Summand repräsentiert AWGN. Die Verzögerungen τ_S und τ_Ti werden auch als Hin-und-Zurück-Verzögerungszeiten (round trip delay time, RTDT) bezeichnet, die jeweils dem Short-Range-Ziel bzw. den Zielen T_i zugeordnet sind. Es sei angemerkt, dass in der vorliegenden Beschreibung die zuvor erwähnte On-Chip-Leckage (on-chip leakage) nicht betrachtet wird, da mehrere Konzepte zur Eliminierung von On-Chip-Leckage existieren.
Wie man in 6 sehen kann, wird das Radarsignal einer Heruntermischung mittels des Mischers 110 unterzogen sowie einer darauffolgenden Bandpass- oder Tiefpassfilterung mittels des Filters 115, der eine Filterimpulsantwort h_F(t) hat. Wie in den vorhergehenden Darstellungen wird das heruntergemischte und gefilterte Signal mit y (t) bezeichnet, welches wie folgt modelliert werden kann (der Einfachheit halber unter der Annahme Φ = 0):
Die Schwebungsfrequenzen (beat frequencies), die eine Folge der Short-Range-Leckage und der Reflexionen an den normalen Zielen sind, werden mit
(für das Ziel T_i) bezeichnet und können durch die folgenden Gleichungen dargestellt werden:
Des Weiteren können die konstanten Phasen
berechnet werden gemäß:
Die Schwebungsfrequenzen (Gleichungen 4) und die konstanten Phasen (Gleichungen 5) hängen nur von gegebenen Systemparametern (wie z. B. die Startfrequenz f₀ des Chirps sowie dessen Bandbreite und Dauer, repräsentiert von der Variable k = B/T) und den RTDTs τ_S und
ab, welche der Short-Range Leckage bzw. den zu detektierenden Radarzielen T_i zugeordnet sind. Aus den Gleichungen 3, 4, und 5 folgt, dass jene Signalkomponente von y (t), die eine Folge der Short-Range-Leckage ist (d. h. der erste Summand in Gleichung 3), null ist, wenn die RTDT τ_S null ist (T_S = 0). Auch der Term φ(t) – φ(t – τ_S) wird null wenn die Verzögerungszeit τ_S null ist. Mit steigenden Werten der RTDT τ_S (d. h. mit steigendem Abstand des Short-Range-Ziels) nimmt die Korrelation der Phasenrauschkomponenten φ(t) und φ(t – τ_S) ab. Dieser Effekt wird auch range correlation effect genannt, und die Differenz φ(t) – φ(t – τ_S) wird als dekorreliertes Phasenrauschen (decorrelated Phase noise) DPN bezeichnet. Es sei angemerkt, dass im Zusammenhang von On-Chip-Leckage DPN üblicherweise kein Thema ist, da die zugeordneten Verzögerungen vernachlässigbar klein sind.
Im Folgenden wird der erste Summand aus Gleichung 3, d. h. das Short-Range-Leckage-Signal
detaillierter analysiert (siehe 6). In Gleichung 6 wird die Verstärkung A_S/2 im Wesentlichen von dem Radarquerschnitt (radar cross section, RCS) des Short-Range-Ziels bestimmt. Im Allgemeinen kann der RCS von der Form und dem Material des Short-Range-Ziels abhängen. Die Schwebungsfrequenz f_BS (siehe Gleichung 4) hängt von der dem Short-Range-Ziel zugeordneten RTDT τ_S ab. Die RTDT τ_S hängt vom Abstand d_S zwischen der Radarvorrichtung und dem Short-Range-Ziel ab. Demnach kann der Abstand d_S berechnet werden gemäß d_S = c·τ_S/2, wobei c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet. In Gleichung 6 repräsentiert das DPN φ(t) – φ(t – τ_S) jenes Rauschen, das zusätzlich zu dem erwähnten AWGN auftritt. Um zu analysieren, wie sich das DPN auf das Spektrum des empfangenen Radarsignals auswirkt, wird die spektrale Leistungsdichte (power spectrum) S_ΔφS,ΔφS(f) des DPN berechnet:
wobei S_φ,φ(f) die spektrale Leistungsdichte des in dem HF-Sendesignal s_RF(t) enthaltenen Phasenrauschsignals φ(t) ist. Eine weitere Analyse eines realistischen Beispiels (τ_S = 800 ps, d_S ≈ 12 cm) zeigt, dass für Frequenzen von mehr als 100 kHz der Rauschpegel des DPN –140 dBm/Hz beträgt, wobei eine Sendeleistung von 10 dBm und ein AWGN-Grundrauschen von –140 dBm/Hz angenommen wird. Die Gegenwart von DPN zieht eine Erhöhung des Grundrauschens (noise floor) nach sich und hat eine Reduktion der Empfindlichkeit für die Detektion von Radarzielen von 10 dB zur Folge. Als Folge dessen steigt das Grundrauschen insgesamt an, was gleichbedeutend mit einem Verlust von 10 dB an Empfindlichkeit für die Detektion von Radarzielen ist.
Um den Effekt des DPN aufgrund von (unvermeidbaren) Short-Range-Zielen zumindest zu reduzieren, beinhaltet die Radarvorrichtung ein (künstliches) On-Chip-Ziel (on-chip target, OCT), das wie in 6 dargestellt in die Signalverarbeitungskette eingebunden wird. Das OCT wird dazu verwendet, um eine Schätzung des DPN zu erhalten und um im Basisband das DPN (zumindest teilweise) aus dem empfangenen Radarsignal zu eliminieren. Wie man in 6 sehen kann, wird das HF-Sendesignal s_RF(t) (zusätzlich zur Abstrahlung in den Radarkanal 200) dem OCT 300 zugeführt, welches im Wesentlichen aus einer Verstärkung (gain) A_O(A_O < 1) und einer Verzögerung τ_O, die als On-Chip-RTDT gesehen werden kann, gebildet wird. Das vom OCT 300 empfangene HF-Signal wird als y_RF,O(t) bezeichnet. Dieses Signal y_RF,O(t) wird in gleicher Weise wie das vom Radarkanal 200 empfangene HF-Signal y_RF(t) ins Basisband heruntergemischt (Mischer 110) und bandpassgefiltert (Filter 115). Das heruntergemischte vom OCT 300 empfangene Signal wird mit y_O(t) bezeichnet, und das zugehörige bandpassgefilterte (oder tiefpassgefilterte) Signal wird mit y_O (t) bezeichnet. Sowohl das vom Radarkanal 200 empfangene gefilterte Basisbandsignal y (t) als auch das vom OCT 300 empfangene gefilterte Basisbandsignal y_O(t) werden für die weitere digitale Signalverarbeitung mittels der Analog-Digital-Wandler 120 bzw. 120 digitalisiert. In einem anderen Ausführungsbeispiel können einzelner Analog-Digital-Wandler und ein Multiplexer zur Bereitstellung derselben Funktion verwendet werden. Die zugehörigen Digitalsignale werden mit y[n] und y_O[n] bezeichnet.
Theoretisch wäre es wünschenswert, dass die Verzögerung τ_O des OCT 300 gleich der RTDT τ_S des im Radarkanal 200 vorhandenen Short-Range-Ziels ist. In realistischen Beispielen befindet sich die RTDT τ_S des Short-Range-Ziels im Bereich von einigen hundert Pikosekunden bis hin zu einigen Nanosekunden, wohingegen die Verzögerung τ_O eines On-Chip-Ziels praktisch auf einige Pikosekunden limitiert ist, wenn man die Radarvorrichtung in einem einzelnen MMIC implementiert. In einem Single-Chip-Radar hätten höhere Werte für die Verzögerung τ_O (die im Falle τ_O = τ_S nötig wären) eine unerwünschte (oder sogar unrealistische) Erhöhung der Chipfläche und der Leistungsaufnahme zur Folge; höhere Werte für die Verzögerung τ_O sind folglich nur mittels diskreter Schaltungsbauelemente ökonomisch machbar. Folglich ist die Verzögerung τ_O des OCT 300 auf Werte limitiert, die erheblich niedriger sind als die RTDT τ_S eines jeden praktisch relevanten Short-Range-Ziels T_S.
Eine weitere Analyse der Eigenschaften des Kreuzkorrelationskoeffizienten der dekorrelierten Phasenrausch-(DPN-)Signale Δφ_S(t) = φ(t) – φ(t – τ_S), (8) d. h. des DPNs, welches in dem vom Short-Range-Ziel T_S (siehe 5 und 6) empfangenen HF-Signal enthalten ist, und Δφ_O(t) = φ(t) – φ(t – τ_O) (9) d. h. des DPNs, welches in dem vom OCT 300 empfangenen HF-Signal enthalten ist, zeigt, dass der Kreuzkorrelationskoeffizient
für verschiedene Werte der OCT-Verzögerung τ_O sehr ähnlich ist (der Operator E bezeichnet den Erwartungswert und
die zugehörigen Varianzen). Es sei angemerkt, dass angenommen wird, dass die DPN-Terme einen Mittelwert von null haben. Für eine OCT-Verzögerung τ_O gleich der RTDT τ_S nimmt der Kreuzkorrelationskoeffizient für einen Zeitversatz l von null (l = 0) ein Maximum an. Für kleinere Werte von τ_O (d. h. τ_O < τ_S) ist der Kreuzkorrelationskoeffizient skaliert und verschoben im Vergleich zu jenem Fall, in dem τ_O = τ_S ist. Dieses Ergebnis ist in den Diagrammen der 7 und 8 dargestellt.
7 illustriert exemplarische Realisationen eines DPN-Signals Δφ(t) = φ(t) – φ(t – r) für verschiedene Verzögerungszeiten r. Die in 7 (für τ = 40 ps, τ = 160 ps, τ = 400 ps und τ = 800 ps) gezeigten DPN-Signale Δφ(t) erhielt man mittels Simulation des Phasenrauschens φ(t) unter Verwendung eines stochastischen Modells, das das Phasenrauschen des Lokaloszillators (siehe 3, LO 103) modelliert. In 7 kann man sehen, dass die Signalverläufe der resultierenden DPN-Signale sehr ähnlich sind, auch wenn die Verzögerungszeit r unterschiedlich ist. In diesem Zusammenhang bedeutet ähnlich, dass ein Signalverlauf (z. B. für τ = 40 ps) in jeden anderen Signalverlauf (z. B. den Signalverlauf für τ = 800 ps) durch Anwenden einer Verstärkung (gain) und einer Zeitverschiebung (äquivalent zu einer Phasenverschiebung) transformiert werden kann. Diese Tatsache kann man auch in dem in 8 dargestellten Kreuzkorrelationskoeffizienten beobachten. Gleichung 10 wurde mittels einer zeitdiskreten Simulation geschätzt, wobei der Erwartungswert (Operator E) über eine repräsentative Länge der (mittels des stochastischen Modells erhaltenen) Zufallssignale, die das Phasenrauschen φ(t) repräsentieren, approximiert wurde.
Da das DPN Δφ_O(t), das in dem heruntergemischten, vom OCT 300 empfangenen HF-Signal
enthalten ist, und das DPN Δφ_S(t), das in dem von dem Short-Range-Ziel empfangenen Basisbandsignal y_S(t) (siehe Gleichung 6) enthalten ist, stark korreliert sind, kann das DPN, das in dem vom OCT 300 gewonnenen Basisbandsignal y_O(t) enthalten ist, dazu verwendet werden, das von der Short-Range-Leckage verursachte DPN zu schätzen. In Gleichung 11 bezeichnet f_BO die von dem OCT 300 bewirkte Schwebungsfrequenz, die analog zu f_BS (siehe Gleichung 4) berechnet wird. Auch die konstante Phase Φ_O wird in analoger Weise berechnet wie die konstante Phase Φ_S (siehe Gleichungen 5 und 14). In einem praktischen Beispiel beträgt die dem Short-Range-Ziel T_S zugeordnete RTDT τ_S ungefähr 800 ps (entsprechend einem Abstand von d_S = 12 cm), wohingegen die OCT-Verzögerungszeit τ_O lediglich 40 ps beträgt. Damit ist die Schwebungsfrequenz f_BS 20 Mal höher als die Schwebungsfrequenz f_BO.
Wie man in 6 sehen kann ist das Abtast-Taktsignal (sampling clock signal), das die Abtastung des oberen Signalpfads (d. h. die Abtastung des vom Kanal 200 empfangenen Signals y (t)) triggert, um einen Zeitoffset ΔT_A (time Offset) verzögert. Dieser Zeitoffset des Abtast-Taktsignals kann gleich jenem Zeitversatz 1 gewählt werden, bei dem der Kreuzkorrelationskoeffizient (siehe Gleichung 10 und 8) für eine bestimmte RTDT τ_O sein Maximum aufweist, wobei τ_O < τ_S. Weitere Analyse des Kreuzkorrelationskoeffizienten zeigt, dass der optimale Abtast-Zeitoffset ΔT_A gleich der halben Differenz τ_S – τ_O ist, d. h.
Die Verwendung des erwähnten Abtast-Zeitoffsets (sampling time Offset) für die Maximierung des Korrelationskoeffizienten hat einen hohen Korrelationskoeffizienten
zur Folge, beispielsweise 0,9 für τ_S = 800 ps und τ_O = 40 ps (siehe Diagramm in 8).
Da die DPN-Signale, die in den zeitdiskreten Signalen y[n] und y_O[n] (bereitgestellt durch die Analog-Digital-Wandler 120 bzw. 120) enthalten sind, stark korrliert sind (insbesondere bei Verwendung des erwähnten Abtast-Zeitoffsets), kann ein Schätzwert des zeitdiskreten DPN-Signals Δφ_O[n] aus dem heruntergemischten, vom OCT 300 erhaltenen Signal y_O[n] berechnet werden. Diese Schätzung und die nachfolgende Berechnung eines korrespondierenden Kompensationssignals (cancellation signal) wird durch den mit LC (Leakage Cancellation, Leckage-Eliminierung) beschrifteten Funktionsblock 130 durchgeführt. Daher stellt der LC-Funktionsblock 130 im Wesentlichen die beiden Funktionen der Schätzung des DPN aus dem Signal y_O[n] und der Erzeugung eines Kompensationssignals y ^_S[n] zur Verfügung, welches von dem heruntergemischten und digitalisierten Radarsignal y[n] subtrahiert werden soll, um die im Radarsignal y[n] enthaltene Short-Range-Leckage (siehe auch Gleichung 6) zu eliminieren.
Die zeitdiskrete Version von Gleichung 11 ist
wobei f_A die durch die Periode T_A des Abtast-Taktsignals festgelegte Abtastrate bezeichnet (f_A = T_A ^–1). Die Anwendung der trigonometrischen Identität cos(a + b) = cos(a)cos(b) – sin(a)sin(b) (15) sowie der Approximationen (da Δφ_O[n] hinreichend klein ist) cos(Δφ_O[n]) ≈ 1 und (16) sin(Δφ_O[n]) ≈ Δφ_O[n] (17) auf Gleichung 13 vereinfacht diese zu
Da die Verstärkung A_O und die Schwebungsfrequenz f_BO a-priori bekannte Systemparameter des Radarsystems sind, kann das DPN Δφ_O[n] basierend auf dem heruntergemischten Signal y_O[n], welches von dem OCT 300 empfangen wird, gemäß der folgenden Gleichung geschätzt werden:
Die Schwebungsfrequenz f_BO und die Phase Φ_O können nach der Produktion der Radarvorrichtung als Teil einer Systemtest- und Kalibrierungsprozedur gemessen werden. Diese Parameter können auf die gleiche Weise berechnet werden wie für das Short-Range-Leckage-Signal y_S[n] (siehe Gleichungen 4 und 5 und Gleichung 14). Um Parametervariationen des OCT 300 (beispielsweise aufgrund von Temperaturänderungen) Rechnung zu tragen, können die Schwebungsfrequenz f_BO und die Phase Φ_O wiederholt geschätzt und regelmäßig aktualisiert werden.
Da die DPN-Signale Δφ_O[n] und Δφ_S[n] stark korreliert sind, kann das Short-Range-Leckage-Signal (vgl. Gleichung 6)
approximiert werden als
wobei α_L als DPN-Verstärkung bezeichnet wird. Die Verstärkung α_L kann mit Hilfe der Autokovarianzfunktion
wobei Δφ_OL(t) = Δφ_O(t)·h_L(t), d. h. die Faltung mit der Impulsantwort des Tiefpassfilters 115, und der Kreuzkovarianzfunktion
wobei Δφ_SL(t) = Δφ_S(t)·h_L(t), bestimmt werden. Die DPN-Verstärkung α_L kann dann gemäß
ermittelt werden. Es sei angemerkt, dass der Zähler Gleichung 23 entspricht (woraus α_L = 1 folgt), wenn τ_O = τ_S (siehe auch 8, in der der Kreuzkorrelationskoeffizient für τ_O = τ_S ein Maximum von 1 aufweist und ein Maximum kleiner 1 für τ_O < τ_S). Damit ist α_L ein Maß dafür, wie stark das DPN des OCT verstärkt werden muss, damit es das DPN der SR-Leckage approximiert. Mit einer typischen spektralen Leistungsdichte des Phasenrauschens hat beispielsweise τ_S = 800 ps und τ_O = 40 ps eine DPN-Verstärkung von α = 19,8 zur Folge. Die Parameter Φ ^_S und A ^_S sind spezifisch für das Radarsystem (d. h. abhängig von de, Short-Range-Ziel) und können berechnet oder mittels Kalibrierung ermittelt werden.
Das geschätzte Short-Range-Leckage-Signal y ^_S[n] wird von dem in 6 dargestellten LC-Funktionsblock 130 erzeugt. Die eigentliche Rauschunterdrückung (noise cancellation) erfolgt durch Subtraktion des geschätzten Short-Range-Leckage-Signal y ^_S[n] von dem Signal y[n], das von dem Radarkanal empfangen wird. Das DPN-kompensierte Signal wird mit z[n] bezeichnet und gemäß z[n] = y[n] – y ^_S[n] (25) berechnet. Die Rauschunterdrückungsmethode (cancellation method) ist in dem Flussdiagramm in 9 zusammengefasst. Verglichen mit einem bekannten Radarsystem wird das HF-Sendesignal s_RF(t) an ein On-Chip-Ziel (OCT) 300 gesendet (siehe Schritt 701). Das von dem OCT 300 empfangene Signal y_RF,O(t) wird ins Basisband heruntergemischt (Basisbandsignal y_O(t), Schritt 702) und digitalisiert (digitales Basisbandsignal y_O[n], Schritt 703). Das dekorrelierte Phasenrauschsignal (DPN-Signal) Δφ_O[n] wird aus dem digitalisierten Signal y_O[n] geschätzt, und basierend auf dem DPN-Signal Δφ_O[n] wird ein korrespondierendes Kompensationssignal y ^_S[n] erzeugt (Schritt 704). Schließlich wird das Kompensationssignal von dem (heruntergemischten und digitalisierten) Radar-Echosignal y[n] subtrahiert, um das darin enthaltene Short-Range-Leckage-Signal zu kompensieren.
In manchen Radarsystemen kann es von Interesse sein, das Phasenrauschen (PN) φ(t) des Lokaloszillators 103 (siehe 3 und Gleichung 1) zu messen. Wie unten gezeigt wird, kann die spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens φ(t) aus dem DPN Δφ_O[n] (siehe Gleichung 19) abgeleitet werden. In Gleichung 1 wurde angenommen, dass die Amplitude A des Oszillatorsignals eins ist (A = 1). Für eine beliebige Signalamplitude A des Oszillatorsignals s_RF(t) kann Gleichung 19 geschrieben werden als:
Demnach kann die spektrale Leistungsdichte (power spectral density, PSD) aus dem DPN-Signal Δφ_O[n] im Zeitbereich, welches aus dem vom OCT 300 empfangenen Signal y_O[n] extrahiert wird, geschätzt werden. Für eine beliebige Signalamplitude A kann Gleichung 13 geschrieben werden als:
Es sei angemerkt, dass diese Signal in einem FMCW-Empfänger, in dem das oben z. B. in 6 gezeigte Konzept zur Eliminierung von Short-Range-Leckage implementiert ist, leicht verfügbar ist. Um die PSD des Phasenrauschens (PN) φ(t) zu ermitteln, werden die spektralen Eigenschaften des DPN näher untersucht.
Die Autokovarianzfunktion des DPN ist:
was erweitert werden kann zu:
Der Term E{φ(t)φ(t + u)) ist die Autokovarianz c_φ,φ(u) des Phasenrauschens φ(t) und folglich kann Gleichung 29 geschrieben werden als:
Schließlich kann die
des DPN mittels des Wiener-Khinchine Theorems aus Gleichung 30 wie folgt berechnet werden:
wobei F die Fourier-Transformation bezeichnet. Eine Umformung der Gleichung 31 führt zu dem Ergebnis
wobei S_φ,φ(f) die gesuchte PSD des Phasenrauschens φ(t) ist.
Die PSD
des DPN kann aus dem DPN Signal Δφ_O[n] im Zeitbereich, wie in Gleichung 26 definiert, geschätzt werden. Um die gesuchte PSD des Phasenrauschens φ(t) zu erhalten, wird Gleichung 8 ausgewertet. Dafür werden lediglich die bekannten Systemparameter τ_O(die Verzögerungszeit des On-Chip-Ziels 300) sowie A und A_O benötigt. Es sei angemerkt, dass die resultierende PSD S_φ,φ(f) des Phasenrauschens φ(t) über die gesamte Bandbreite B des Chirps ausgewertet wird und nicht nur an einer festen Frequenz. Die hier beschriebene Herangehensweise wird in dem Diagramm aus 10 zusammengefasst, welches einen Teil des Empfangssignalpfades des (heruntergemischten) Radarsignals y_O(t), das vom OCT 300 (siehe auch 6) empfangen wird, zeigt. Wie bereits besprochen wird das Signal y_O(t) gefiltert, z. B. mittels des Bandpasses 115, und das gefilterte Signal y_O(t) wird digitalisiert, z. B. mittels ADC 120, um das digitale Signals y_O[n] zu erhalten. Das digitale Signal y_O[n] kann wie oben unter Bezugnahme auf die 6 bis 9 erläutert zur Rauschunterdrückung verwendet werden. In dem vorliegenden Beispiel wird das DPN Δφ_O[n] aus dem digitalen Signal y_O[n] (Funktionsblock 401), z. B. gemäß Gleichung 26 berechnet (approximiert). Hierfür werden keine zusätzlichen Berechnungen benötigt, wenn das DPN in dem Leckagekompensationsblock 103, (leakage calculation block) berechnet wird. Aus dem DPN-Signal Δφ_O[n] wird die
mittels bekannter Algorithmen berechnet (z. B. Welch-Methode, Funktionsblock 402), und schließlich kann die gesuchte PSD S_φ,φ(f) aus
unter Verwendung von Gleichung 32 (Funktionsblock 403) berechnet werden.
Alternativ kann die gesuchte PSD des Phasenrauschens φ(t) direkt aus dem digitalen Signal y_O[n] abgeleitet werden ohne Notwendigkeit der Berechnung des DPN wie in dem vorherigen Beispiel. Dafür wird das digitale Signal y_O[n] wie zuvor in Gleichung 18 gezeigt approximiert, woraus folgt:
Die im Allgemeinen zeitabhängige PSD von y_O[n] kann aus der Differenz
berechnet werden, wobei
die PSDs der digitalen Signale y_O[n] bzw. y_O1[n] sind, welche mittels bekannter Methoden (z. B. Welch-Methode) approximiert werden können. Durch Analyse der zeitabhängigen Autokovarianz
des zweiten Summanden y_O2[n] sowie unter Verwendung der Approximation gemäß Gleichung 33 kann gezeigt werden, dass die PSD S_φ,φ(f) als
ausgedrückt werden kann, wobei der Nenner des Bruchs gemäß Gleichung 34 berechnet wird. Ähnlich wie oben mit Bezug auf Gleichung 32 erwähnt sei angemerkt, dass die resultierende PSD S_φ,φ(f) des Phasenrauschens φ(t) über die gesamte Bandbreite B des Chirps ausgewertet wird und nicht bei einer festen Frequenz.
Die vorliegende Herangehensweise wird mit Bezugnahme auf 11 näher erläutert, wobei 11 größtenteils identisch mit 10 ist, abgesehen davon, dass die Funktionsblöcke 401, 402 und 403 durch die Funktionsblöcke 501 und 502 ersetzt wurden.
Der Funktionsblock 501 repräsentiert die Berechnung der
und der Funktionsblock 502 die Berechnung der gesuchten PSD S_φ,φ(f) des Phasenrauschens φ(t) gemäß den Gleichungen 34 und 35. Die PSD S_φ,φ(f) kann einer beliebigen internen oder externen Steuerung zur Verfügung gestellt werden, welche die Funktion des FMCW Radars abhängig von den aktuellen Werten der PSD des Phasenrauschens φ(t) kontrolliert.
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und/oder Modifizierungen vorgenommen werden, ohne den Geist und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein Mittel), die verwendet werden, umsolche Komponente zu beschreiben, auch jeder anderen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d. h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung die Funktion ausführt, nicht strukturell gleichwertig ist.
Des Weiteren, obwohl ein bestimmtes Merkmal der Erfindung nur in Bezug auf eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, können solche Eigenschaften mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Implementierungen kombiniert werden, falls wünschenswert oder vorteilhaft für eine beliebige oder bestimmte Anwendung. Des Weiteren, insoweit Bezeichnungen wie einschließlich, einschließen, aufweisend, hat, mit oder Variationen derselben entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Bezeichnungen einschließend verstanden werden, ähnlich der Bezeichnung umfassen.

Claims

Ein Verfahren zum Schätzen von Phasenrauschen (φ(t)) eines HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) in einem FMCW-Radarsystem; das Verfahren umfasst: Anlegen des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) an ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung (τ_O) und eine Verstärkung (A_O) auf das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) anwendet, um ein HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; Heruntermischen des vom künstlichen Radarziel empfangenen HF-Radarsignals (y_RF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband; Digitalisieren des heruntergemischten RF-Radarsignals (y_O(t); y_O'(t)), um ein digitales Radarsignal (y_O[n]) zu erzeugen; Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals (Δφ_O[n]) aus dem digitalen Radarsignal (y_O[n]); Berechnen einer spektralen Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]); Umrechnen der spektralen Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)).
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Berechnen des dekorrelierten Phasenrauschsignals (Δφ_O[n]) aus dem digitalen Radarsignal (y_O[n]) gemäß der folgenden Gleichung gemacht wird:
wobei n ein Zeitindex ist, T_A die Abtastzeitperiode ist, Δφ_O das dekorrelierte Phasenrauschsignal ist, y_O[n] das digitale Radarsignal ist, A die Amplitude des HF-Oszillatorsignals ist, A_O die Verstärkung des künstlichen Radarziels ist, f_BO eine Schwebungsfrequenz ist und Φ_O ein Phasenoffset ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei das Umrechnen der spektralen Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens in die spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) gemäß der folgenden Gleichung gemacht wird:
wobei S_φ,φ(f) die spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens (φ(t)) ist,
die spektrale Leistungsdichte des dekorrelierten Phasenrauschens ist und τ_O die Verzögerung des künstlichen Radarziels (300) ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) zumindest einer Antenne (101) zugeführt ist, um es als elektromagnetisches Radarsignal abzustrahlen.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) eine Sequenz von Chirps ist und die Signalparameter des HF-Oszillatorsignals eine Startfrequenz, eine Bandbreite und eine Dauer des Chirps sind.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Berechnen des dekorrelierten Phasenrauschsignals (Δφ_O[n]) umfasst: Berechnen einer Schätzung des dekorrelierten Phasenrauschsignals (Δφ_O[n]) abhängig von der Verstärkung (A_O) und der Verzögerung (τ_O) des künstlichen Radarziels (300) sowie abhängig von Signalparametern des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)).
Ein Verfahren zum Schätzen von Phasenrauschen (φ(t)) eines HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) in einem FMCW-Radarsystem; das Verfahren umfasst: Anlegen des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) an ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung (τ_O) und eine Verstärkung (A_O) auf das HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) anwendet, um ein HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; Heruntermischen des vom künstlichen Radarziel empfangenen HF-Radarsignals (y_RF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband; Digitalisieren des heruntergemischten RF-Radarsignals (y_O(t); y_O'(t)), um ein digitales Radarsignal (y_O[n]) zu erzeugen; Berechnen einer spektralen Leistungsdichte
des digitalen Radarsignals (y_O[n]), Berechnen einer spektralen Leistungsdichte
eines deterministischen Summanden (y_O1[n]) des digitalen Radarsignals (y_O[n]), Berechnen einer spektralen Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) basierend auf der spektralen Leistungsdichte
des digitalen Radarsignals (y_O[n]) und der spektralen Leistungsdichte
des deterministischen Summanden (y_O1[n]).
Das Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei das Berechnen der spektralen Leistungsdichte
eines deterministischen Summanden (y_O1[n]) des digitalen Radarsignals (y_O[n]) die Verwendung der Welch-Methode umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 7 oder 8, wobei das Berechnen der spektralen Leistungsdichte des Phasenrauschens des HF-Oszillatorsignals umfasst: Berechnen einer Differenz zwischen der spektralen Leistungsdichte
des digitalen Radarsignals (y_O[n]) und der spektralen Leistungsdichte
eines deterministischen Summanden (y_O1[n]), um eine spektrale Leistungsdichte
eines stochastischen Summanden (y_O2[n]) des digitalen Radarsignals (y_O[n]) zu erhalten.
Das Verfahren gemäß Anspruch 9, das weiter umfasst: Umrechnen der spektralen Leistungsdichte
des stochastischen Summanden (y_O2[n]) in eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)).
Eine Radarvorrichtung, die aufweist: einen Lokaloszillator (103), der ein HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) erzeugt, das Phasenrauschen (φ(t)) beinhaltet; ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verzögerung (τ_O) und eine Verstärkung (A_O) auf das HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) anwendet, um ein HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; eine erste Frequenzwandlerschaltung (110'), die dazu ausgebildet ist, das vom künstlichen Radarziel (300) empfangene HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband herunterzumischen; eine Analog-Digital-Wandlereinheit (115'), die dazu ausgebildet ist, das heruntergemischte HF-Radarsignal (y_O(t), y_O'(t)) zu digitalisieren, um ein digitales Radarsignal (y[n]) zu erzeugen; eine Signalverarbeitungseinheit (125), die dazu ausgebildet ist: ein dekorreliertes Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]) aus dem digitalen Radarsignal (y[n]) zu berechnen; eine spektrale Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]) zu berechnen; und die spektrale Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) eines HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) umzurechnen.
Eine Radarvorrichtung, die aufweist: einen Lokaloszillator (103), der ein HF-Oszillatorsignal (s_RF(r)) erzeugt, das Phasenrauschen (φ(t)) beinhaltet; ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verzögerung (τ_O) und eine Verstärkung (A_O) auf das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) anwendet, um ein HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; eine erste Frequenzwandlerschaltung (110'), die dazu ausgebildet ist, das vom künstlichen Radarziel (300) empfangene HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband herunterzumischen; eine Analog-Digital-Wandlereinheit (115'), die dazu ausgebildet ist, das heruntergemischte HF-Radarsignal (y_O(t), y_O'(t)) zu digitalisieren, um ein digitales Radarsignal (y_O[n]) zu erzeugen; eine Signalverarbeitungseinheit (125), die dazu ausgebildet ist: eine spektrale Leistungsdichte
des digitalen Radarsignals (y_O[n]) zu berechnen, eine spektrale Leistungsdichte
eines deterministischen Summanden (y_O1[n]) des digitalen Radarsignals (y_O[n]) zu berechnen, und eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) zu berechnen basierend auf der spektralen Leistungsdichte
des digitalen Radarsignals (y_O[n]) und der spektralen Leistungsdichte
des deterministischen Summanden (y_O1[n]).
Eine Radarvorrichtung, die aufweist: einen RF-Transceiver, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) an einen Radarkanal (200) zu senden und ein zugehöriges erstes RF Radarsignal (y_RF(t)) vom Radarkanal (200) zu empfangen; ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung (A_O) und eine Verzögerung (τ_O) auf das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; eine erste Frequenzwandlerschaltung, die einen ersten Mischer (110) beinhaltet, der dazu ausgebildet ist, das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) herunterzumischen; eine zweite Frequenzwandlerschaltung, die einen zweiten Mischer (110') beinhaltet, der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) herunterzumischen; eine Analog-Digital-Wandlereinheit (115, 115'), die dazu ausgebildet ist, das heruntergemischte erste HF-Radarsignal (y(t), y'(t)) sowie das heruntergemischte zweite HF-Radarsignal (y_O(t), y_O'(t)) zu digitalisieren, um ein erstes bzw. ein zweites digitales Signal (y[n], y_O[n]) zu erzeugen; eine digitale Signalverarbeitungseinheit (125), der das erste und das zweite digitale Signal (y[n], y_O[n]) zugeführt sind und die dazu ausgebildet ist: ein dekorreliertes Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]) zu berechnen, das in dem zweiten digitalen Signal (y_O[n]) enthalten ist; ein Kompensationssignal (y ^_S[n]) zu erzeugen basierend auf dem berechneten dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]); das Kompensationssignal (y ^_S[n]) von dem ersten digitalen Signal (y[n]) zu subtrahieren, um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal (z[n]) zu erhalten; wobei die digitale Signalverarbeitungseinheit (125) weiter dazu ausgebildet ist: eine spektrale Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]) zu berechnen; und die spektrale Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) umzurechnen.
Ein Verfahren zur Rauschunterdrückung in einem Radarsignal; das Verfahren weist auf: Senden eines HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) an einen Radarkanal (200) und Empfangen eines zugehörigen ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) vom Radarkanal (200); Anlegen des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) an ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung (A_O) und eine Verzögerung (τ_O) auf das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; Heruntermischen des ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) und des zweiten HF-Radarsignals (y_RF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband; Digitalisieren des heruntergemischten ersten HF-Radarsignals (y(t), y'(t)) und des heruntergemischten zweiten HF-Radarsignals (y_O(t), y_O'(t)), um ein erstes digitales Signal (y[n]) bzw. ein zweites digitales Signal (y_O[n]) zu erhalten; Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals (Δφ_O[n]), das in dem zweiten digitalen Signal (y_O[n]) enthalten ist; Erzeugen eines Kompensationssignals (y ^_S[n]) basierend auf dem berechneten dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]); Subtrahieren des Kompensationssignals (y ^_S[n]) von dem ersten digitalen Signal (y[n]), um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal (z[n]) zu erhalten; und weiter Berechnen einer spektralen Leistungsdichte (S_ΔφO,ΔφO(f)) des dekorrelierten Phasenrauschens aus dem dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]), und Umrechnen der spektrale Leistungsdichte
des dekorrelierten Phasenrauschens in eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)).
Eine Radarvorrichtung, die aufweist: einen RF-Transceiver, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) an einen Radarkanal (200) zu senden und ein zugehöriges erstes RF Radarsignal (y_RF(t)) vom Radarkanal (200) zu empfangen; ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung (A_O) und eine Verzögerung (τ_O) auf das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; eine erste Frequenzwandlerschaltung, die einen ersten Mischer (110) beinhaltet, der dazu ausgebildet ist, das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) herunterzumischen; eine zweite Frequenzwandlerschaltung, die einen zweiten Mischer (110') beinhaltet, der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) herunterzumischen; eine Analog-Digital-Wandlereinheit, die dazu ausgebildet ist, das heruntergemischte erste HF-Radarsignal (y(t), y'(t)) sowie das heruntergemischte zweite HF-Radarsignal (y_O(t), y_O'(t)) zu digitalisieren, um ein erstes bzw. ein zweites digitales Signal (y[n], y_O[n]) zu erzeugen; eine digitale Signalverarbeitungseinheit (125), der das erste und das zweite digitale Signal (y[n], y_O[n]) zugeführt sind und die dazu ausgebildet ist: ein dekorreliertes Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]) zu berechnen, das in dem zweiten digitalen Signal (y_O[n]) enthalten ist; ein Kompensationssignal (y ^_S[n]) zu erzeugen basierend auf dem berechneten dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]); das Kompensationssignal (y ^_S[n]) von dem ersten digitalen Signal (y[n]) zu subtrahieren, um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal (z[n]) zu erhalten; wobei die digitale Signalverarbeitungseinheit (125) weiter dazu ausgebildet ist: eine spektrale Leistungsdichte
des zweiten digitalen Signals (y_O[n]) zu berechnen, eine spektrale Leistungsdichte
eines deterministischen Summanden (y_O1[n]) des zweiten digitalen Signals (y_O[n]) zu berechnen, und eine spektrale Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) zu berechnen basierend auf der spektralen Leistungsdichte
des zweiten digitalen Signals (y_O[n]) und der spektralen Leistungsdichte
des deterministischen Summanden (y_O1[n]).
Ein Verfahren zur Rauschunterdrückung in einem Radarsignal; das Verfahren weist auf: Senden eines HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) an einen Radarkanal (200) und Empfangen eines zugehörigen ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) vom Radarkanal (200); Anlegen des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) an ein künstliches Radarziel (300), das aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, das eine Verstärkung (A_O) und eine Verzögerung (τ_O) auf das HF-Oszillatorsignal (s_RF(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; Heruntermischen des ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) und des zweiten HF-Radarsignals (y_RF,O(t)) von einem HF-Frequenzband in ein Basisband; Digitalisieren des heruntergemischten ersten HF-Radarsignals (y(t), y'(t)) und des heruntergemischten zweiten HF-Radarsignals (y_O(t), y_O'(t)), um ein erstes digitales Signal (y[n]) bzw. ein zweites digitales Signal (y_O[n]) zu erzeugen; Berechnen eines dekorrelierten Phasenrauschsignals (Δφ_O[n]), das in dem zweiten digitalen Signal (y_O[n]) enthalten ist; Erzeugen eines Kompensationssignals (y ^_S[n]) basierend auf dem berechneten dekorrelierten Phasenrauschsignal (Δφ_O[n]); Subtrahieren des Kompensationssignals (y ^_S[n]) von dem ersten digitalen Signal (y[n]), um ein rauschkompensiertes digitales Radarsignal (z[n]) zu erhalten; und weiter Berechnen einer spektralen Leistungsdichte
des zweiten digitalen Signals (y_O[n]), Berechnen einer spektralen Leistungsdichte
eines deterministischen Summanden (y_O1[n]) des zweiten digitalen Signals (y_O[n]), Berechnen einer spektralen Leistungsdichte (S_φ,φ(f)) des Phasenrauschens (φ(t)) des HF-Oszillatorsignals (s_RF(t)) basierend auf der spektralen Leistungsdichte
des zweiten digitalen Signals und der spektralen Leistungsdichte
des deterministischen Summanden (y_O1[n]).