DE102017119212A1 - HF-Transceiver mit Testmöglichkeit - Google Patents

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Helmut Kollmann
Jochen Oliver Schrattenecker
Florian STARZER
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Abstract

Es wird hier eine HF-Frontendschaltung eines HF-Transceivers beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Frontend-Schaltung einen Lokaloszillator (LO), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Sendesignal zu erzeugen, einen mit dem Lokaloszillator gekoppelten HF-Ausgangsport, wobei das HF-Sendesignal an dem HF-Ausgangsport ausgegeben wird, und eine Monitoring-Schaltung auf, die ein Eingangssignal empfängt und dazu ausgebildet ist, die Phase des Eingangssignals oder die Leistung des Eingangssignals oder Beides zu ermitteln. Ein Richtkoppler ist mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt und dazu ausgebildet, ein an dem HF-Ausgangsport eingehendes, reflektiertes Signal der Monitoring-Schaltung als Eingangssignal zuzuführen, und ein Controller ist dazu ausgebildet, basierend auf der ermittelten Phase oder Leistung oder Beidem einen Defekt in einem in Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbundenen Signalpfad zu detektieren.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Beschreibung bezieht sich im Allgemeinen auf das Gebiet der HF-Transceiver und insbesondere auf Radarsensorsysteme und -vorrichtungen. Beispielsweise betrifft die vorliegenden Beschreibung einen HF-Transceiver mit Testmöglichkeit (test capability) zum Detektieren eines Defekts oder einer Fehlanpassung in dem HF-Signalpfad.
  • HINTERGRUND
  • Hochfrequenz- (HF-) Transceiver und Empfänger findet man in einer Vielzahl von Applikationen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht eine größer werdende Nachfrage an Radarsensoren, die in sogenannten Abstandsregeltempomat- (Adaptive Cruise Control, ACC) oder Radar Cruise Control (RCC) Systemen verwendet werden. Derartige Systeme können beispielsweise dazu verwendet werden, die Geschwindigkeit eines Automobils anzupassen, um einen sicheren Abstand zu vorausfahrenden Automobilen oder anderen Objekten einzuhalten.
  • Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Chipgehäuse vereinen können (Single-Chip-Transceiver). Derartige HF-Frontends können unter anderem einen Spannungsgesteuerten Oszillator (Voltage Controlled Oscillator, VCO), Verstärker, wie z.B. Leistungsverstärker und rauscharme Verstärker (Low Noise Amplifiers, LNA), Mischer und Richtkoppler enthalten. Des Weiteren kann der Single-Chip-Transceiver Schaltungskomponenten für die Verarbeitung analoger Basisbandsignale sowie einen Analog-Digital-Wandler (Analog-to-Digital Converter, ADC) für die nachfolgende digitale Signalverarbeitung aufweisen. Wie erwähnt, kann das HF-Frontend sowie die Basisbandsignalverarbeitung in einem einzigen Chip integriert sein, der auch als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC) bezeichnet wird.
  • In Automobilen eingesetzte Radaranwendungen sind verschiedenen Standards betreffend die Verkehrssicherheit unterworfen, beispielsweise dem Standard zur funktionalen Sicherheit ISO 26262 mit dem Titel „Road vehicles - Functional safety“. Um die funktionale Sicherheit eines Radarsensors zu gewährleisten, ist es wichtig zu wissen, ob der aktuelle Zustand eines Radarsensors beispielsweise eine zuverlässige Abstands- und Geschwindigkeitsmessung erlaubt. Jedoch kann die Zuverlässigkeit neben Radar auch in anderen Anwendungen ein Thema sein. In Bezug auf die Zuverlässigkeit der Radarmessungen ist die Impedanzanpassung ein Thema, z.B. das Herstellen angepasster Impedanzen des Ausgangsports des HF-Frontends und der Antenne. Ein Defekt in der HF-Übertragungsleitung zwischen dem MMIC und der Antenne kann die Impendanzanpassung verschlechtern und Reflexionen verursachen. Des Weiteren kann ein nahe an der Antenne befindliches Objekt, welches die Abstrahlung von der Antenne behindert, die Impedanzanpassung verschlechtern.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Es wird hier eine HF-Frontendschaltung eines HF-Transceivers beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Frontend-Schaltung einen Lokaloszillator (LO), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Sendesignal zu erzeugen, einen mit dem Lokaloszillator gekoppelten HF-Ausgangsport, wobei das HF-Sendesignal an dem HF-Ausgangsport ausgegeben wird, und eine Monitoring-Schaltung auf, die ein Eingangssignal empfängt und dazu ausgebildet ist, die Phase des Eingangssignals oder die Leistung des Eingangssignals oder Beides zu ermitteln. Ein Richtkoppler ist mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt und dazu ausgebildet, ein an dem HF-Ausgangsport eingehendes, reflektiertes Signal der Monitoring-Schaltung als Eingangssignal zuzuführen, und ein Controller ist dazu ausgebildet, basierend auf der ermittelten Phase oder Leistung oder Beidem einen Defekt in einem in Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbundenen Signalpfad zu detektieren.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel weist die HF-Frontendschaltung einen HF-Ausgangsport, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Sendesignal auszugeben, und einen Modulator auf, der dazu ausgebildet ist, dem HF-Sendesignal eine einstellbare Phasenverschiebung zuzufügen. Eine Monitoring-Schaltung empfängt ein Eingangssignal und ist dazu ausgebildet, die Phase des Eingangssignals oder Phase und Leistung des Eingangssignals zu ermitteln. Ein Richtkoppler ist mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt und dazu ausgebildet, ein an dem HF-Ausgangsport eingehendes, reflektiertes Signal als Eingangssignal der Monitoring-Schaltung zuzuführen, und ein Controller ist dazu ausgebildet, die von dem Modulator verwendete Phasenverschiebung so abzustimmen, dass die von der Monitoring-Schaltung ermittelte Phase einer definierten Soll-Phase entspricht.
  • Des Weiteren wird ein Selbsttestverfahren für ein in einer monolithisch integrierten Mikrowellen-Schaltung (MMIC) integriertes HF-Frontend beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren: das Erzeugen eines HF-Sendesignals; das Einspeisen des HF-Sendesignals in einen Signalpfad, der im Betrieb mit einem HF-Ausgangsport des MMICs verbunden ist, und das Analysieren eines reflektierten Signals, welches zurück zu dem HF-Ausgangsport des MMICs reflektiert wird, um eine Phase des reflektierten Signals, eine Leistung des reflektierten Signals, oder beides zu bestimmen.
  • Figurenliste
  • Die Erfindung lässt sich mit Bezug auf die folgenden Abbildungen und Beschreibung besser verstehen. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip zu erläutern. Des Weiteren bezeichnen in den Abbildungen gleiche Bezugszeichen korrespondierende Teile zu den Abbildungen:
    • 1 ist eine Skizze zur Darstellung des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems für die Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
    • 2 umfasst Zeitdiagramme zur Darstellung der Frequenzmodulation und Demodulation des HF-Signals, das in FMCW-Radarsystemen verwendet wird.
    • 3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
    • 4 ist ein Schaltbild zur Darstellung eines Beispiels eines analogen HF-Frontends, welches in der FMCW-Radarvorrichtung aus 3 enthalten sein kann.
    • 5 umfasst zwei schematische Diagramme (a) und (b) zur Darstellung fehlerhafter Lötverbindungen zwischen dem gehäusten MMIC und einer Leiterplatte.
    • 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Beispiels eines HF-Sendesignalpfads eines Radar-Transceivers mit zusätzlichen Schaltungskomponenten, welche dazu verwendet werden können, einen Defekt (z.B. Störstellen, Verschlechterungen über die Zeit, etc.) in dem HF-Signalpfad (z.B. zu einer Antenne) oder eine verschlechterte Anpassung an den HF-Port (z.B. Antennenport) zu detektieren.
    • 7 ist ein Flussdiagramm zur Darstellung eines exemplarischen Ansatzes zur Detektion externer Defekte (Defekte außerhalb des MMICs) in dem Signalpfad zwischen einem HF-Ausgangsport und der Antenne.
    • 8 ist ein Diagramm zur Darstellung der Signalleistung des aufgrund einer defekten (z.B. fehlerhaften oder verschlechterten) Lotkugel des Chipgehäuses zu dem HF-Ausgangsport zurück reflektierten Signals.
    • 9 illustriert wie ein Blocker (reflektierendes Hindernis) nahe an der Antenne den Reflexionskoeffizienten an dem Antennenport verschlechtert.
    • 10 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Beispiels eines HF-Sendesignalpfads eines Radar-Transceivers ähnlich dem aus 5 jedoch mit zusätzlichen Schaltungskomponenten zur Abstimmung (Tuning) der Phase des HF-Ausgangssignals.
    • 11 illustriert einen Radar-Transceiver mit mehreren Ausgangskanälen.
  • DETAILIERTE BESCHREIBUNG
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden im Kontext eines Radar-Transceivers diskutiert. Es sei jedoch angemerkt, dass die vorliegende Erfindung neben Radar auch in anderen Anwendungen angewendet werden kann, wie zum Beispiel HF-Transceiver in HF-Kommunikationsvorrichtungen.
  • Ein sogenannter „Single-Chip-Radar“ kann Schaltkreise zur Bereitstellung der Kern-HF-Funktionen enthalten, welche für die Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung in einem Chip benötigt werden. Des Weiteren kann die „Direction of Arrival“ (der Einfallswinkel des zurückgesteuerten Signals) gemessen werden. Daher kann der Chip unter anderem HF-Frontend-Schaltkreise wie zum Beispiel HF-Oszillatoren, Verstärker und Mischer sowie Basisband- (oder Zwischenfrequzenz- (ZF-) Band) Schaltkreise wie zum Beispiel Verstärker und analoge Filter aufweisen. Zusätzlich kann ein ADC in dem Chip inkludiert sein, um die Basisband- oder ZF-Band-Signale zu digitalisieren. In zukünftigen Sensordesigns kann auch ein digitaler Signalprozessor zusammen mit dem ADC, den Basisbandschaltkreisen und dem HF-Frontend-Schaltkreisen in dem Chip inkludiert sein. In heutigen Radarsensoren ist ein Signalprozessor jedoch üblicherweise in einem separaten Chip implementiert. Der Chip, der das HF-Frontend enthält, wird üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC) bezeichnet, welche in ein beliebiges für HF-Applikationen geeignetes Chipgehäuse gepackt werden kann. Beispielsweise kann die MMIC in ein enhanced Wafer Level Ball Grid Array (eWLB) Gehäuse gepackt werden. Es versteht sich, dass andere Typen von Chipgehäusen ebenso verwendet werden können.
  • 1 ist ein schematisches Diagramm zur Darstellung eines frequenzmodulierten Dauerstrich- (Frequency-Modulated Continuous-Wave, FMCW-) Radarsystems mit einer Radarvorrichtung 1 (Radar-Transceiver) und einem Radar-Ziel T (Radar Target), welches sich in dem Radarkanal innerhalb des Messbereichs der Radarvorrichtung befindet. Im vorliegenden Beispiel werden separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 und 6 verwendet (bistatische bzw. pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Jedoch sei angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, sodass die Sendeantenne und die Empfangsantenne physisch dieselbe sind (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne strahlt kontinuierlich ein HF-Signal sRF(t) ab, welches beispielsweise durch ein Sägezahnsignal (periodisches lineares Rampensignal, siehe auch 2) frequenzmoduliert ist. Das ausgesendete Signal sRF(t) wird an dem Ziel T, welches sich in dem Radarkanal befindet, zurückgestreut, und das zurückgesteuerte Signal yRF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. Das zurückgestreute Signal wird mit yRF(t) bezeichnet. Es sei angemerkt, dass Antennenfelder (Antenna Arrays) statt einzelnen Antennen verwendet werden können, beispielsweise um das Abstrahlmuster (Radiation Pattern) der Radarvorrichtung in bestimmter Weise einzustellen (Beam Forming).
  • In dem Radar-Transceiver 1 wird das HF-Signal yRF(t) durch Mischen des Signals yRF(t) mit einer Kopie des ausgesendeten HF-Signals sRF(t) (Referenzsignal) demoduliert, um eine Heruntermischung (Downconversion) des Signals yRF(t) in das Basisband zu bewirken. Diese Heruntermischung ist in 2 dargestellt. Das empfangene HF-Signal yRF(t) eilt dem ausgesendeten HF-Signal sRF(t) aufgrund der Zeit (Hin- und Rücklaufzeit, round trip delay time, RTDT), welche das ausgestrahlte Signal benötigt, um zu dem Ziel T und zu der Radarvorrichtung 1 zurückzulaufen, nach. Als Folge besteht eine Frequenzdifferenz zwischen dem empfangenen HF-Signal yRF(t) und dem Referenzsignal. Wenn die beiden Signale sRF(t) und yRF(t) gemischt (d.h. demoduliert) werden, erhält man (im Falle einer linearen Frequenzmodulation) ein demoduliertes Signal y(t) mit (annähernd) konstanter Frequenz (auch als Schwebungsfrequenz, Beat Frequency, bezeichnet). Die Schwebungsfrequenz des empfangenen und demodulierten Signals y(t) kann bestimmt werden (z.B. mittels Fourier-Analyse) und für die Berechnung des Abstands zwischen der Radarvorrichtung 1 und dem Ziel T verwendet werden. Ein als Range-Doppler-Signalverarbeitung (Range-Doppler-Processing) bezeichnetes Signalverarbeitungsschema für das demodulierte Radarsignal im Digitalbereich kann zur Berechnung zweidimensionaler, sogenannter Range-Doppler-Karten (Range-Doppler Maps) verwendet werden, welche sowohl zur Bestimmung des Abstands des Ziels sowie auch zur Ermittlung von dessen Geschwindigkeit verwendet werden können. Range-Doppler-Signalverarbeitung von FMCW-Radarsignalen ist jedoch als solches bekannt und wird folglich hier nicht detaillierter diskutiert.
  • Wie in dem ersten Diagramm aus 2 gezeigt, kann das Signal sRF(t) aus einer Serie von „Chirps“ aufgebaut sein, d.h. ein sinusoider Signalverlauf mit ansteigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Freqenz. Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps linear beginnend bei einer Startfrequenz f0 innerhalb einer definierten Zeitspanne tR (Chirp-Dauer) bis auf eine Stoppfrequenz f1 an. Ein solcher Chirp wird auch als lineare Frequenzrampe bezeichnet. Drei identische lineare Frequenzrampen sind in 2 dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f0, f1, tR sowie auch die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen abhängig von der tatsächlichen Implementierung und der Verwendung der Radarvorrichtung 1 variieren können. In der Praxis kann die Frequenzvariation beispielsweise linear (linearer Chirp, Frequenzrampe) exponentiel (exponentieller Chirp) oder hyperbolisch (hyperbolischer Chirp) sein.
  • 3 ist ein Blockdiagramm, welches eine exemplarische Struktur eines Radar-Transceivers 1 (Radarsensor) illustriert. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem HF-Frontend 10 verbunden, welches in einer monolithisch integrierten Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert sein kann. Das HF-Frontend 10 kann alle Schaltungskomponenten umfassen, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Solche Schaltungskomponenten können beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (Low Noise Amplifiers, LNAs), Richtkoppler, wie z.B. Rat-Race-Koppler und Zirkulatoren, sowie Mischer für das Heruntermischen von HF-Signalen (z.B. das empfangene Signal yHF(t), siehe 1) in das Basisband oder das ZF-Band beinhalten. Wie erwähnt können Antennenfelder statt einzelner Antennen verwendet werden. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem, welches separate RX- und TX-Antennen aufweist. Im Falle eines monostatischen Radarsystems kann eine einzelne Antenne oder einzelnes Antennenfeld sowohl für das Empfangen als auch für das Aussenden elektromagnetischer (Radar-) Signale verwendet werden. In diesem Fall kann ein Richtkoppler zur Trennung der HF-Signale, die über den Radarkanal ausgesendet werden sollen, von jenen HF-Signalen (Radarsignalen), welche von dem Radarkanal empfangen werden, verwendet werden. Unterschiedliche Typen von Richtkopplern können verwendet werden, wie z.B. gekoppelte Übertragungsleitungen, ein Rat-Race-Koppler, ein Branch-Line-Koppler, ein Lange-Koppler, ein Zirkulator, etc.
  • In frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsystemen wiegen die von der TX-Antenne 5 ausgesendeten HF-Signale üblicherweise in dem Bereich zwischen ungefähr 20 GHz (z.B. 24 GHz) und 81 GHz (z.B. 77 GHz in Automobilanwendungen). Jedoch können auch andere Frequenzbereiche verwendet werden. Wie erwähnt enthält das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radarechos, d.h. das an den sogenannten Radar-Zielen zurückgestreute Signal. Das empfangene HF-Signal yRF(t) wird in das Basisband heruntergemischt (manchmal auch als Zwischenfrequenz-(ZF)-Band bezeichnet) und weiter im Basisband unter Verwendung analoger Signalverarbeitung (siehe 3, Basisband-Signalverarbeitungskette 20) verarbeitet, welche im Wesentlichen eine Filterung und eine Verstärkung des Basisbandsignals beinhaltet. Das Basisbandsignal wird schließlich mittels eines oder mehrerer ADCs 30 digitalisiert und im Digitalbereich weiter verarbeitet (siehe 3, digitale Signalverarbeitungskette implementiert z.B. in dem digitalen Signalprozessor 40). Das Gesamtsystem wird von einem System-Controller 50 gesteuert, welcher zumindest teilweise unter Verwendung eines Prozessors, wie z.B. Mikroprozessors implementiert sein kann, welcher geeignete Firmware ausführt. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (und optional der ADC 30) können in einem einzigen MMIC integriert sein. Jedoch können die Komponenten auch auf zwei oder mehr integrierte Schaltungen verteilt sein.
  • 4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends, welches in dem in 3 dargestellten Radarsensor inkludiert sein kann. Es sei angemerkt, dass 4 ein vereinfachtes Schaltbild ist, das die grundlegende Struktur eines HF-Frontends darstellt. Tatsächliche Implementierungen, welche stark von der Anwendung abhängen können, sind selbstverständlich komplexer. Das HF-Frontend 10 beinhaltet einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Signal sLO(t) generiert, das wie oben unter Bezugnahme auf 2 erläutert frequenzmoduliert sein kann. Das Signal sLO(t) wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise in dem SHF- (Super High Frequency) oder dem EHF- (Extremely High Frequency) Band, in Automobilanwendungen z.B. zwischen 76 GHz und 81 GHz.
  • Das LO-Signal sLO(t) wird in dem Sendesignalpfad sowie auch in dem Empfangssignalpfad verarbeitet. Das Sendesignal sRF(t), welches von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärkung des LO-Signals sLO(t) erzeugt, z.B. unter Verwendung eines HF-Leistungsverstärkers 102. Der Ausgang des Verstärkers 102 ist mit der TX-Antenne 5 gekoppelt. Der Übertragungskanal (d.h. der elektromagnetische Übertragungspfad), in dem sich die Radar-Ziele befinden und in dem das Radarsignal mit Rauschen w(t) (z.B. additives weißes Gauß'sches Rauschen, AWGN) überlagert wird, ist ebenfalls in 4 als separater, mit CH beschrifteter Block dargestellt. Das empfangene Signal yRF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird für das oben erwähnte Heruntermischen in das Basisband einem Mischer 104 zugeführt.
  • Im vorliegenden Beispiel wird das empfangene Signal yRF(t) (d.h. das Antennensignal) durch den HF-Verstärker 103 (Verstärkung g) vorverstärkt, sodass der Mischer das verstärkte Signal g·yRF(t) an seinem HF-Eingang empfängt. Der Verstärker 103 kann ein LNA (rauscharmer Verstärker) sein. Der Mischer 104 empfängt des Weiteren das LO-Signal sLO(t) an seinem Referenzeingang und ist dazu ausgebildet, das verstärkte Radarsignal g·yRF(t) in das Basisband herunterzumischen. Das resultierende Basisbandsignal an dem Mischerausgang wird mit yBB(t) bezeichnet. Das Basisbandsignal yBB(t) wird durch die analoge Basisbandverarbeitungskette 20 (siehe auch 3) weiter verarbeitet, die im Wesentlichen einen oder mehrere Filter (z.B. einen Bandpass 21) beinhaltet, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu entfernen, sowie einen oder mehrere Verstärker wie z.B. den Verstärker 22. Das analoge Ausgangssignal, welches dem Analog-Digital-Wandler (vgl. 3) zugeführt sein kann, wird mit y(t) bezeichnet.
  • In dem vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das HF-Signal g·yRF(t) (verstärktes Antennensignal) in das Basisband hinunter. Das zugehörige Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit yBB(t) bezeichnet. Das Heruntermischen kann in einer einzelnen Stufe (d.h. vom HF-Band in das Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (vom HF-Band in ein ZF-Band und daraufhin in das Basisband) erfolgen. Das Basisband oder das ZF-Band-Signal y(t) kann digitalisiert werden (siehe 3, ADC 30) und in dem Digitalbereich weiterverarbeitet werden (siehe 3 DSP 40).
  • 5 beinhaltet zwei schematische Diagramme (a) und (b), wobei jedes eine Leiterplatte 3 der Radarvorrichtung mit der auf der Leiterplatte 3 befestigten MMIC darstellt. Im vorliegenden Beispiel ist die MMIC in ein Chipgehäuse gepackt, das als enhanced Wafer Level Ball Grid Array (eWLB) Gehäuse bezeichnet wird, welches für Radaranwendungen üblich ist. Jedoch können auch andere Gehäusetypen verwendet werden. Die einzelnen Kugeln 4 des Ball Grid Arrays verbinden unter anderem das in die MMIC integrierte HF-Frontend 10 mit anderen Komponenten, die auf der Leiterplatte befestigt oder mit dieser verbunden sind. In dem vorliegenden Beispiel kann eine Übertragungsleitung 7 (z.B. eine Streifenleitung), die auf der Leiterplatte 3 gebildet ist, die MMIC mit einer Antenne verbinden. In dem in Diagramm (a) dargestellten Beispiel ist eine der Lötverbindungen zwischen der im Chipgehäuse 2 und der Leiterplatte 3 fehlerhaft aufgrund einer fehlerhaften Verbindung zwischen einem Chipkontakt und der zugehörigen Lotkugel 4, was unerwünschte Reflexionen des HF-Signals sowie eine verschlechterte Impedanz-Anpassung zur Folge haben kann. Gleichsam illustriert das in Diagramm (b) dargestellte Beispiel einen Defekt aufgrund einer deformierten Kugel, die sich abgelöst hat und einen Spalt dGAP zwischen Lotkugel 4 und Übertragungsleitung 7 bildet. Es versteht sich jedoch, dass ein Defekt nicht auf mechanische Defekte des Kontakts zwischen dem Chipgehäuse 2 und der (den) Übertragungsleitung(en) 7 oder mechanische Defekte der Übertragungsleitung(en) beschränkt ist. Demnach kann jeder Effekt, der eine Veränderung oder eine Verschlechterung der Impedanz oder der Charakteristik der Übertragungsleitung verursacht, als Defekt betrachtet werden.
  • In Automobilen verwendete Radarapplikationen sind verschiedenen Standards betreffend die Verkehrssicherheit unterworfen, wie z.B. dem Standard zur funktionalen Sicherheit ISO 26262 mit dem Titel „Raod Vehicles - Functional Safety“. Um die funktionale Sicherheit eines Radarsensors zu verbessern, kann eine Radarvorrichtung Monitoring- und Selbsttestfunktionen beinhalten. Demnach können Monitoring- und Selbsttestschaltungen in der MMIC inkludiert und dazu ausgebildet sein, zu prüfen, ob die gemessenen Abstands- und Geschwindigkeitswerte zuverlässig sind. In den unten beschriebenen Ausführungsbeispielen ist das HF-Frontend um eine Monitoring-Schaltung erweitert, die dazu verwendet werden kann, Defekte in dem extern, mit dem HF-Ausgangsport verbundenen Signalpfad, an dem die TX-Antenne 5 angeschlossen ist (TX-Antennenport), zu detektieren. Jedoch kann in anderen Anwendungen eine ähnliche Monitoring-Schaltung dazu verwendet werden, Defekte in dem Signalpfad zu detektieren, der mit anderen HF-Ports (andere als der TX-Antennenport) verbunden ist. Demnach ist die vorliegende Beschreibung nicht auf die Überwachung und das Testen des TX-Antennenports eines Radarsensors beschränkt. In diesem Zusammenhang wird jede beliebige physikalische Ursache, die den Reflexions-/Transmissionskoeffizienten oder die Impedanzanpassung (oder Beides) an einem HF-Ausgangsport des HF-Frontends beeinflusst als „Defekt“ in dem Signalpfad, der mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist, betrachtet. Ein solcher Defekt kann von einer fehlerhalten Lötverbindung („Solder Joint Break“) zwischen Chipgehäuse 2 des MMICs und der Leiterplatte 3 (siehe 5) verursacht werden. Des Weiteren kann die Übertragungsleitung zwischen dem Chipgehäuse und der externen Antenne unterbrochen sein („Wire Break“), oder die Verbindung zwischen einer Lotkugel 4 des Chipgehäuses 2 und der MMIC kann fehlerhaft sein („Ball Break“), was ebenfalls einen Defekt verursachen würde.
  • 6 ist ein Schaltbild, welches lediglich den Sendepfad des HF-Frontends 10 (siehe 4) mit einer zusätzlichen Monitoring-Schaltung 106 darstellt, die dazu ausgebildet ist, einen Defekt in dem extern, mit einem HF-Ausgangsport PTX (z.B. Antennenport) verbundenen Signalpfad zu detektieren. Die Monitoring-Schaltung 106 kann mittels eines Richtkopplers 105 mit dem HF-Ausgangsport PTX gekoppelt sein. Das heißt, der Richtkoppler 105 ist zwischen den Port PTX und den Leistungsverstärker 102 geschaltet und dazu ausgebildet, einen ersten Teil (Signal sTX(t)) des Verstärkerausgangssignals sRF(t) zu dem HF-Ausgangsport PTX (und folglich zur Antenne 5) durchzuleiten und einen zweiten Teil (Signal sTH(t)) des Verstärkerausgangssignals sRF(t) - über den HF-Schalter SW - zu der Monitoring-Schaltung 106 zu leiten. Das reflektierte Signal sRE(t), welches an dem HF-Ausgangsport PTX einfällt, beinhaltet alle unerwünschten Reflexionen in dem extern, an dem HF-Ausgangsport PTX angeschlossenen Signalpfad. Wie erwähnt können diese unerwünschten Reflexionen durch verschiedene Defekte inklusive eine fehlerhafte Impedanzanpassung an dem Antennenport verursacht werden, an dem die Antennenimpedanz an die Ausgangsimpedanz des HF-Frontends angepasst sein sollte. Der Richtkoppler 105 ist auch dazu ausgebildet, über den HF-Schalter SW einen Teil (Signal sRE'(t)) des reflektierten Signals sRE(t) hin zur Monitoring-Schaltung 106 zu leiten. Demnach empfängt abhängig von der Position des Schalters SW die Monitoring-Schaltung 106 entweder den Teil sTH(t) des Sendesignals sRF(t) oder den Teil sRE'(t) des reflektierten Signals sRE(t). In diesem Zusammenhang bedeutet der Ausdruck „ein Teil eines Signals“ „ein Teil der Signalleistung“. Demnach ist das Signal sTH(t) im Wesentlichen das Gleiche wie das Signal sRF(t), hat jedoch lediglich einen Bruchteil der Signalleistung des Signals sRF(t). Gleichermaßen ist das Signal sRE'(t) im Wesentlichen das Gleiche wie das Signal sRE(t), hat jedoch lediglich einen Bruchteil der Signalleistung des Signals sRE(t).
  • Es sei angemerkt, dass der HF-Schalter SW auf verschiedene Weise implementiert sein kann und nicht notwendiger Weise ein direktes Schalten der Übertragungsleitung impliziert wie dies in 6 gezeigt ist. Praktisch kann eine beliebige Schaltung, welche den gleichen oder einen ähnlichen Effekt bewirkt, dazu verwendet werden, einen HF-Schalter zu implementieren. Beispielsweise kann die Signalübertragung über eine Übertragungsleitung (z.B. die Übertragungsleitung, welche das Signal sRE'(t) trägt) durch Verbinden der Übertragungsleitung mit Massepotenzial deaktiviert werden, während die andere Übertragungsleitung (z.B. die Übertragungsleitung, welches das Signal sTH(t) trägt) vom Massepotenzial getrennt wird oder umgekehrt. Die Monitoring-Schaltung 106 kann als Demodulator implementiert sein, z.B. ein IQ-Demodulator, der das Signal sTH(t) oder das Signal sRE'(t) demoduliert, wobei das Lokaloszillatorsignal sLO(t) für die Demodulation verwendet wird. Als Resultat der Demodulation erhält man die Phase φ und die Amplitude A des Signals sTH(t) oder Signals sRE'(t) in Bezug auf das Lokaloszillatorsignal sLO(t). Demnach kann die Monitoring-Schaltung 106 ähnlich arbeiten wie ein Lock-In-Verstärker.
  • In anderen Worten, die Monitoring-Schaltung 106 empfängt des Weiteren als Referenzsignal das LO-Signal sLO(t) und verwendet dieses Referenzsignal zum Heruntermischen (Demodulieren) des Eingangssignals (d.h. Signal sTH(t) oder sRE'(t) abhängig von der Schalterposition des HF-Schalters SW) in das Basisband und bestimmt anschließend den Betrag und die Phase des Eingangssignals. Die Monitoring-Schaltung 106 kann für die Überwachung von Reflexionen verwendet werden, die in dem Signalpfad außerhalb der MMIC auftreten, z.B. in dem Signalpfad von dem Ausgangsport PTX zu der Antenne. Diese Überwachung von Reflexionen kann dazu verwendet werden, verschiedene externe Defekte zu detektieren, d.h. Defekte außerhalb der MMIC wie beispielsweise Defekte in dem Signalpfad von dem Ausgangsport PTX zu der Antenne.
  • 7 ist ein Flussdiagramm zur Darstellung eines exemplarischen Ansatzes zur Detektion externer Defekte (Defekte außerhalb der MMIC) in dem Signalpfad, der mit einem HF-Ausgangsport der MMIC gekoppelt ist. Gemäß diesem Ansatz werden die Monitoring-Schaltung 106 und der Richtkoppler 105 des HF-Frontends des Radarsensors dazu verwendet, das in 7 dargestellte Verfahren zu implementieren. Demnach wird ein HF-Signal sRF(t) beispielsweise durch einen Lokaloszillator (LO, siehe 4, LO 101) erzeugt (siehe 7, Schritt M1). Das (z.B. verstärkte) HF-Signal sRF(t) wird in einen Signalpfad eingespeist, der extern an den Ausgangsport PPX angeschlossen ist (siehe 7, Schritt M2), z.B. in dem Signalpfad von dem Ausgangsport PTX zu der TX-Antenne 5.Wie erwähnt können Reflexionen in diesem Signalpfad aus unterschiedlichen Gründen auftreten. Auch wenn die Antennenimpedanz an die Ausgangsimpedanz des Ausgangsports PPX angepasst ist, werden die Reflexionen nicht null sein, da in der Praxis die Impedanzanpassung niemals perfekt sein wird. Tatsächlich wird in praktischen Implementierungen bis zu einem Drittel der Signalleistung des HF-Signals sRF(t), welches an dem Ausgangsport PTX ausgegeben wird, zum Ausgangsport PTX zurückreflektiert. Das reflektierte Signal sRE(t) wird analysiert, um die Phase φ und den Betrag A (oder Beides) des reflektierten Signals sRE(t) zu bestimmen (siehe 7, Schritt M3). Es versteht sich, dass das Bestimmen der Signalleistung praktisch äquivalent zu der Bestimmung der Amplitude des Signals ist, da die Signalleistung proportional zur quadrierten Amplitude A2 ist.
  • Auch wenn manche Reflexionen immer vorhanden sind, wird die reflektierte Leistung im Falle eines Defekts in dem extern mit dem HF-Ausgangsport PTX gekoppelten Signalpfad steigen. 8 ist ein Diagramm zur Darstellung der Signalleistung des Signals sRE(t), welches zu dem HF-Ausgangsport PTX aufgrund einer defekten Lotkugel des Chipgehäuses zum HF-Ausgangsport PTX zurückreflektiert wird (siehe z.B. 5, Diagramm b). In 8 repräsentiert die untere, mit „m1“ bezeichnete Kurve den Streuparameter (S-Parameter) S11 (d.h. die reflektierte Leistung, welche an dem Ausgangsport PTX einfällt, in Dezibel) für einen externen Signalpfad ohne Defekte. Man kann sehen, dass gemäß Kurve „m1“ die reflektierte Signalleistung bei einer Frequenz von ungefähr 77 GHz ungefähr -18 dB beträgt. Die mit „m2“ bezeichnete Kurve repräsentiert den S-Parameter S11 für einen externen Signalpfad, in dem die Kugel des Chipgehäuses (z.B. eWLB-Gehäuse) dabei ist zu brechen und einen Riss einer Größe von 10µm aufweist. Man sieht, dass gemäß der Kurve „m2“ die reflektierte Signalleistung bei einer Frequenz von ungefähr 77 GHz um 5 dB auf ungefähr -13 dB zugenommen hat. Die weiteren Kurven (von unten nach oben) illustrieren den S-Parameter S11 für einen externen Signalpfad, in dem die Kugel des Chipgehäuses (z.B. eWLB-Gehäuse) einen Riss mit einer Weite 20, 30, 40, 50, 60 µm aufweist, etc. Man sieht, dass die reflektierte Leistung mit größer werdendem Riss in der Kugel zunimmt.
  • Es versteht sich, dass der oben beschriebene Defekt (Riss in einer Kugel des Chipgehäuses) lediglich ein illustratives Beispiel darstellt und ähnliche Defekte wie ein Riss in der Streifenleitung zwischen der Kugel des Chipgehäuses und der Antenne einen ähnlichen Effekt haben können. Jeder Defekt in dem Signalpfad, der mit dem Ausgangsport PTX gekoppelt ist, kann zu einer Erhöhung der reflektierten Signalleistung führen. Beispielsweise kann die Streifenleitung zwischen dem Ausgangsport PTX und der Antenne einen Riss aufweisen, der Reflexionen verursacht. Des Weiteren kann, wenn die Phase des reflektierten Signals sRE(t) ausgewertet wird, die Position des Defekts lokalisiert werden. Beispielsweise kann durch Auswerten der Phase ein Defekt am oder nahe dem Chipgehäuse (z.B. ein „Ball Break“) von einem Defekt an oder nahe der Antenne (d.h. entfernt von dem Chipgehäuse) unterschieden werden.
  • 9 illustriert eine weitere Situation, in der die Signalamplitude und die Leistung des reflektierten Signals sRE(t) erhöht sein kann. 9 illustriert die TX-Antenne 5 und einen „Blocker“ 8, der die Abstrahlung von der Antenne 5 behindert und eine Reflexion/Rückstreuung des abgestrahlten Signals verursacht. Der Blocker 8 kann ein beliebiges Objekt nahe der Antenne 5 sein, das die Abstrahlung von der Antenne 5 behindert (d.h. zumindest teilweise blockiert) und folglich eine Reflexion/Rückstreuung des abgestrahlten Signals verursacht. In Automobilanwendungen, in denen die Radarsensoren hinter den Stoßstangen montiert sein können, können Schnee und Eis Blocker darstellen. Da die von die von dem Blocker 8 reflektierte/zurückgestreute Strahlung von der TX-Antenne 5 empfangen werden kann, führt der Blocker 8 ebenso zu einer Erhöhung der reflektierten Signalleistung, was von der Monitoring-Schaltung 106 auf die gleiche Weise wie ein Lotkugelbruch (Ball Break, siehe z.B. 5) oder ein Leitungsbruch (Line Break) detektiert werden kann. Durch Auswerten der Phase des reflektierten Signals sRE'(t) können von einem Blocker verursachte Reflexionen von Reflexionen unterschieden werden, die von einem Lotkugelbruch oder einem Leitungsbruch verursacht werden.
  • Gemäß dem Verfahren aus 7 wird lediglich der Betrag und/oder die Phase des reflektierten Signals sRE(t) (oder des Teils sRE'(t) um genau zu sein) bestimmt, um Defekte zu detektieren. In diesem Fall wird eine Auswertung des Signals sTH(t), das vom Richtkoppler 105 bereitgestellt wird und das ausgesendete Signal sTX(t) repräsentiert, nicht benötigt. Demnach kann der Schalter SW weggelassen werden und der Port des Kopplers 105 an dem das Signal sTH(t) bereitgestellt wird, kann mit einer geeigneten Abschlussimpedanz terminiert werden. Jedoch ist es in manchen Anwendungen wünschenswert, nicht nur die reflektierte Signalleistung (oder den Betrag) zu kennen, sondern vielmehr das Verhältnis zwischen der reflektierten Signalleistung (Leistung des Signals sRE(t)) und der ausgesendeten Signalleistung (Leistung des Signals sRF(t)). Des Weiteren kann die Phasendifferenz (statt einer einzelnen Phase) zwischen dem ausgesendeten Signal sRF(t) und dem reflektierten Signal sRE(t) von Interesse sein, um einen Defekt zu lokalisieren. Daher werden in einem Ausführungsbeispiel die Phasen und die Amplituden der Signale sTH(t) und sRE'(t) von der Monitoring-Schaltung 106 nacheinander bestimmt, wobei der Schalter SW dazu verwendet wird, um die Signale sTH(t) und sRE'(t) nacheinander der Monitoring-Schaltung 106 zuzuführen. Es versteht sich, dass die Phasen und die Amplituden der Signale sTH(t) und sRE'(t) die Phasen und Amplituden der Signale sRF(t) und sRE(t) repräsentieren. Das heißt, Δ φ ∼ phase { s R E ( t ) } − phase { s R F ( t ) } ∼ phase { s R E ' ( t ) } − phase { s T H ( t ) } ,
    Figure DE102017119212A1_0001
    und S 11 ∼ mag { s R E ( t ) } 2 /mag { s R E ' ( t ) } 2 ∼ mag { s R E ' ( t ) } 2 /mag { s T H ( t ) } 2 .
    Figure DE102017119212A1_0002
    wobei phase{·} und mag{·} die Signalphase bzw. die Amplitude (z.B. in V/ Ω
    Figure DE102017119212A1_0003
    ) repräsentieren (die quadrierte Amplitude ist proportional zur Signalleistung). Δφ bezeichnet die Phasendifferenz zwischen dem ausgesendeten und reflektierten Signal und S11 ist der S-Parameter, der den Reflexionskoeffizient repräsentiert (siehe 8).
  • Abgesehen von der Detektion von Defekten kann die Monitoring-Schaltung 106 auch dazu verwendet werden, die Signalphase des HF-Signals sRF(t) am HF-Ausgangsport PTX abzustimmen. 10 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Beispiels eines HF-Sendesignalpfads eines Radar-Transceivers ähnlich dem Beispiel aus 5, jedoch mit zusätzlichen Schaltungskomponenten zum Abstimmen der Phase des HF-Ausgangssignals sRF(t). Im Wesentlichen ist das Beispiel aus 10 das gleiche wie in dem vorhergehenden Beispiel aus 5, jedoch mit einem zusätzlichen Modulator 107, der dem Leistungsverstärker 102 vorgeschaltet ist. Der Modulator 107 kann ein IQ-Modulator sein und dazu ausgebildet sein, die Amplitude und die Phase des Eingangssignals des Verstärkers 102 einzustellen (abzustimmen) und folglich die Phase des Ausgangssignals sTX(t) am HF-Ausgangsport PTX einzustellen. In dem in 10 dargestellten Beispiel empfängt der Modulator 107 Eingangssignale, welche eine Phasenverschiebung Δψ und eine Amplitudenverstärkung AR repräsentieren. Wie erwähnt kann der Modulator 107 ein IQ-Modulator sein, der ähnlich aufgebaut sein kann wie der IQ-Demodulator, der in der Monitoring-Schaltung 106 verwendet wird.
  • Das Abstimmen der Amplitude und der Phase des HF-Ausgangssignals sRF(t) kann insbesondere in Anwendungen mit mehreren Ausgangskanälen und mehreren Antennen nützlich sein, welche in einem Antennenfeld angeordnet sein können, z.B. um Beamforming zu ermöglichen (Abstimmen des Abstrahlmusters des Antennenfelds). In gegenwärtigen (Multiple Input/Multiple Output, MIMO) Systemen wird die Phase des HF-Ausgangssignals sTX(t) im Wesentlichen von der Länge der Übertragungsleitungen von dem Ausgangsport PTX zu der angeschlossenen Antenne 5 bestimmt. Diese Tatsache kann an das Design der Leiterplatte, auf der die Übertragungsleitungen angeordnet sind, einige unerwünschte Randbedingungen stellen. Das Beispiel aus 11 illustriert einen Radar-Transceiver mit mehreren Ausgangskanälen CH1, CH2, CH3, etc., wobei jeder Kanal einen Modulator 107 und eine Monitoring-Schaltung 106 wie in dem Beispiel aus 10 dargestellt aufweist. Die HF-Ausgangsports der Kanäle sind mit PTX1, PTX2, PTX3, etc. bezeichnet, wobei die Länge der Übertragungsleitungen zu der jeweiligen TX-Antenne 5 für den Kanal CH1 gleich a1, für den Kanal CH2 gleich a2 und für den Kanal CH3 gleich a3 ist. Um die Phasendifferenzen an der Position der Antennen der unterschiedlichen Kanäle zu kompensieren, können die in den Kanälen enthaltenen Modulatoren 107 dazu verwendet werden, die Phasen der jeweiligen HF-Ausgangssignale abzustimmen, so dass die Phasen der bei den Antennen 5 ankommenden HF-Signale zusammenpassen. Das heißt, die Phasen der bei den Antennen 5 ankommenden HF-Signale sind gleich.
  • Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und/oder Modifizierungen vorgenommen werden, ohne den Geist und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponente zu beschreiben, auch jeder anderen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d.h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung die Funktion ausführt, nicht strukturell gleichwertig ist.
  • Des Weiteren, obwohl ein bestimmtes Merkmal der Erfindung nur in Bezug auf eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, können solche Eigenschaften mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Implementierungen kombiniert werden, falls wünschenswert oder vorteilhaft für eine beliebige oder bestimmte Anwendung. Des Weiteren, insoweit Bezeichnungen wie „einschließlich“, einschließen“, „aufweisend“, „hat“, „mit“ oder Variationen derselben entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Bezeichnungen einschließend verstanden werden, ähnlich der Bezeichnung „umfassen“.

Claims (20)

  1. Eine HF-Frontend-Schaltung eines HF-Transceivers, die Schaltung weist auf: einen Lokaloszillator (LO), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Sendesignal zu erzeugen; einen HF-Ausgangsport, der mit dem Lokaloszillator gekoppelt ist, wobei das HF-Sendesignal am HF-Ausgangsport ausgegeben wird; eine Monitoring-Schaltung, die ein Eingangssignal empfängt und dazu ausgebildet ist, die Phase des Eingangssignals oder die Leistung des Eingangssignals oder Beides zu bestimmen; einen Richtkoppler, der mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein an dem HF-Ausgangsport eingehendes, reflektiertes Signal der Monitoring-Schaltung als Eingangssignal zuzuführen; und einen Controller, der dazu ausgebildet ist, basierend auf der bestimmten Phase oder Leistung oder Beidem einen Defekt in einem Signalpfad zu detektieren, der im Betrieb mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt ist.
  2. Das HF-Frontend aus Anspruch 1, wobei die Monitoring-Schaltung einen Mischer aufweist.
  3. Das HF-Frontend gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Monitoring-Schaltung einen I/Q-Modulator aufweist, der dazu ausgebildet ist die Phase und die Amplitude des Eingangssignals zu ermitteln.
  4. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, das weiter aufweist: einen HF-Verstärker, der das HF-Sendesignal empfängt und dazu ausgebildet ist, das HF-Sendesignal zu verstärken, wobei der Richtkoppler zwischen einem Ausgang des HF-Verstärkers und den HF-Ausgangsport gekoppelt und dazu ausgebildet ist, das verstärkte HF-Sendesignal zu dem HF-Ausgangsport zu leiten.
  5. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Richtkoppler das verstärkte HF-Sendesignal an einem ersten Kopplerport empfängt und dazu ausgebildet ist, das verstärkte HF-Sendesignal zu einem zweiten HF-Kopplerport zu leiten, der mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt ist, sowie zu einem dritten Kopplerport zu leiten, und wobei der Richtkoppler dazu ausgebildet ist, ein reflektiertes Signal von dem zweiten Kopplerport zu einem vierten Kopplerport zu leiten.
  6. Das HF-Frontend gemäß Anspruch 5, das weiter aufweist: einen HF-Schalter, der mit dem Richtkoppler gekoppelt und dazu ausgebildet ist, abhängig von einer Schalterposition, entweder den dritten Kopplerport oder den vierten Kopplerport mit der Monitoring-Schaltung zu verbinden.
  7. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, das weiter aufweist: einen HF-Schalter, der mit dem Richtkoppler gekoppelt ist, wobei der HF-Schalter dazu ausgebildet ist, abhängig von der Schalterstellung, entweder das reflektierte Signal oder das HF-Sendesignal von dem Richtkoppler an die Monitoring-Schaltung weiterzuleiten.
  8. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, das weiter aufweist: einen Modulator, der dem Richtkoppler vorgeschaltet und dazu ausgebildet ist, eine einstellbare Phasenverschiebung des HF-Sendesignals zu bewirken.
  9. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Controller dazu ausgebildet ist, den Defekt in dem Signalpfad, der im Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist, zu detektieren, sobald detektiert wird, dass die ermittelte Leistung oder Phase des reflektierten Signals sich verändert hat.
  10. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Controller weiter dazu ausgebildet ist, einen detektierten Defekt basierend auf der ermittelten Phase des reflektierten Signals zu lokalisieren.
  11. Das HF-Frontend gemäß Anspruch 9, wobei der Controller dazu ausgebildet ist, dem Defekt in dem Signalpfad, der in Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist, zu detektieren, indem ein Reflexionskoeffizient berechnet wird und detektiert wird, ob der Reflexionskoeffizient sich verändert.
  12. Das HF-Frontend gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der Signalpfad, der im Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist, eine Übertragungsleitung umfasst.
  13. Das HF-Frontend gemäß Anspruch 12, wobei die Übertragungsleitung den HF-Ausgangsport mit zumindest einer Antenne verbindet.
  14. Eine HF-Frontend-Schaltung eines HF-Transceivers, die Schaltung weist auf: einen HF-Ausgangsport, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Sendesignal auszugeben; einen Modulator, der dazu ausgebildet ist, eine einstellbare Phasenverschiebung des HF-Sendesignals zu bewirken; eine Monitoring-Schaltung, die ein Eingangssignal empfängt und dazu ausgebildet ist, die Phase des Eingangssignals oder die Phase und die Leistung des Eingangssignals zu ermitteln; einen Richtkoppler, der mit dem HF-Ausgangsport gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein reflektiertes, am HF-Ausgangsport eingehendes Signal der Monitoring-Schaltung als Eingangssignal zuzuführen; und einen Controller, der dazu ausgebildet ist, die von dem Modulator verwendete Phasenverschiebung so abzustimmen, dass die von der Monitoring-Schaltung ermittelte Phase mit einer definierten Soll-Phase übereinstimmt.
  15. Das HF-Frontend gemäß Anspruch 14, wobei der Controller dazu ausgebildet ist, basierend auf der ermittelten Phase oder Leistung oder Beidem einen Defekt in einem Signalpfad zu detektieren, der im Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist.
  16. Ein Selbsttestverfahren für ein in einer monolithisch integrierten Mikrowellenschaltung (MMIC) integriertes HF-Frontend, das Verfahren weist auf: Erzeugen eines HF-Sendesignals; Einspeisen des HF-Sendesignals in einen Signalpfad, der in Betrieb mit einem HF-Port der MMIC verbunden ist; Analysieren eines reflektierten Signals, welches zu dem HF-Port der MMIC zurückreflektiert wird, um eine Phase des reflektierten Signals, eine Leistung des reflektierten Signals oder Beides zu bestimmen.
  17. Das Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei das Analysieren des reflektierten Signals umfasst: Detektieren eines Defekts in dem Signalpfad, der im Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist, basierend auf der ermittelten Leistung oder Phase des reflektierten Signals oder Beidem.
  18. Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei der Defekt basierend auf einer detektierten Veränderung der ermittelten Leistung oder Phase des reflektierten Signals oder Beidem ermittelt wird.
  19. Das Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei das Analysieren des reflektierten Signals umfasst: Detektieren eines Defekts in dem Signalpfad, der im Betrieb mit dem HF-Ausgangsport verbunden ist, indem ein Reflexionskoeffizient berechnet wird und eine Veränderung des Reflexionskoeffizienten detektiert wird.
  20. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei das Analysieren des reflektierten Signals umfasst: Lokalisieren eines detektierten Defekts basierend auf der ermittelten Phase des reflektierten Signals.
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