KR20230034082A

KR20230034082A - 시분할 fmcw 레이더 및 그 신호 처리 방법

Info

Publication number: KR20230034082A
Application number: KR1020210117236A
Authority: KR
Inventors: 김용재; 최정민
Original assignee: (주)스마트레이더시스템
Priority date: 2021-09-02
Filing date: 2021-09-02
Publication date: 2023-03-09
Also published as: US20230066386A1; CN115754950A

Abstract

시분할 FMCW 레이더에서 도플러 모호성(Doppler ambiguity) 문제를 해결하는 한 방법과 구조가 제안된다. 시분할 FMCW 레이더에서 하나의 송신 안테나가 송출하는 파형 신호의 프레임에서 각 첩 루프마다 서로 다른 주기를 가지는 적어도 3개의 연속된 첩들(Chirps)을 포함한다. 도플러 주파수는 수신 안테나에서 수신된 FMCW 레이더 신호에서 측정된 연속된 3개의 첩들 간의 위상차 값들로부터 결정될 수 있다. 서로 다른 주기를 가지는 적어도 연속된 3개의 첩들에 대하여 첩들 간의 휴지기 혹은 첩의 경사 구간 길이(ramp time) 중 적어도 어느 하나를 달리 가지도록 구성될 수 있다.

Description

시분할 FMCW 레이더 및 그 신호 처리 방법{TDM FMCW Radar Apparatus and Signal Processing Method for the Apparatus}

시분할(Time Division Multiplexed, TDM) FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave) 레이더의 신호 처리 기술이 개시된다.

MIMO(Multiple-input-multiple-output) FMCW 레이더는 다수의 송신 안테나와 다수의 수신 안테나들을 사용하여 저비용으로 개선된 각 해상도(angle resolution)를 달성한다. 시분할 MIMO 레이더는 시분할(time division multiplexing, TDM) 방식에 의해 수신 안테나에서 송신 파형 신호를 구별한다.

<도 1의 설명>

도 1은 예시적인 FMCW 레이더에서 TX개의 송신 안테나들과 RX개의 수신 안테나들로 구성된 안테나 배열을 도시한다. 예시적인 시분할 FMCW 레이더에서 N_TX개의 송신 안테나들이 순차적으로 FMCW 레이더 파형 신호(radar waveform signal)를 송신하며, 송신된 각각의 FMCW 레이더 파형 신호는 타겟에서 반사되어 N_RX개의 수신 안테나들에서 동시에 수신된다. 송신 안테나들과 수신 안테나들은 선형 형태로, 등간격으로 배열되는 것이 일반적이지만 비선형(non-linear) 형태로, 및/또는 비균일한(non-uniform) 간격을 가지고 배열될 수도 있다. 도시한 바와 같이 i번째 송신 안테나가 송신한 신호를 j번째 수신 안테나가 수신하는 경우에 실질적으로 (i,j) 위치에 가상 안테나가 위치한 경우와 같은 신호를 획득할 수 있다.

<도 2의 설명>

도 2는 시분할 FMCW 레이더 신호로부터 거리(range)와 속도를 추정하기 위한 거리-도플러 처리(Range-Doppler Processing)의 일 예를 설명하는 도면이다. 시분할 FMCW 레이더에서 하나의 프레임(frame)은 N_TX개의 송신 안테나들로부터 시분할 방식으로 각각 N_Loop번 반복 전송되는 N_C개의 첩들(chirps)로 구성된다. 즉, N_C= N_TXⅹN_Loop이다. 도시된 바와 같은 거리-도플러 처리(Range-Doppler Processing)는 모든 가상 안테나들에 대해 동일하게 수행된다. 예를 들어 N_TX개의 송신 안테나와 N_RX개의 수신 안테나로 구성되는 배열을 가진 시분할 FMCW 레이더에서 도 2에 도시된 바와 같은 거리-도플러 처리는 N_TXⅹ N_RX개의 가상 안테나 각각에 대해 수행될 수 있다.

도시된 바와 같이, 송신 안테나들이 순차적으로 FMCW 레이더 파형 신호를 송신하면, 수신 안테나 RX₁도 다른 수신 안테나들과 마찬가지로 하나 혹은 다수의 타겟에서 반사된 모든 반사파들을 수신한다. 송신 안테나에서 송신된 신호와 수신 안테나에서 수신된 신호 간의 위상차는 송신 안테나로부터 타겟을 거쳐 수신 안테나에 이르는 거리(range)에 좌우된다. 송수신 신호의 주파수 차이를 비트 주파수(beat frequency)라고 하며, 이 비트 주파수는 거리 FFT(range FFT)의 출력 계수들 중 피크의 위치, 즉 FFT 인덱스로부터 추정할 수 있다. 비트 주파수와 타겟까지의 거리(range)는 일대일 대응관계를 가지므로 비트 주파수를 추정함으로써 타겟까지의 거리를 추정할 수 있다.

도 2에서는 (0,1) 위치의 가상 안테나, 즉 0번째 송신 안테나가 송신한 신호를 1번째 수신 안테나가 수신한 경우의 가상 안테나의 신호를 예로 들어 설명한다. 먼저 거리(Range) FFT 처리부(210-1~210-N_LOOP)는 첩 내부 처리(intra-chirp processing)를 수행한다.

송신 안테나 TX₀에서 프레임의 첫번째 첩 루프에서 송신된 송신 신호와, 그 신호가 타겟에서 반사되어 수신 안테나 RX₁에 수신된 신호의 주파수 차분이 샘플링되어 첩(chirp) 단위로 거리(Range) FFT 처리부(210-1)에서 주파수 영역으로 변환되어 버퍼(230-1)에 계수별로 저장된다. 송신 안테나 TX₀에서 프레임의 두번째 첩 루프에서 송신된 송신 신호와, 그 신호가 타겟에서 반사되어 수신 안테나 RX₁에 수신된 신호의 차분이 샘플링되어 첩(chirp) 단위로 거리(Range) FFT 처리부(210-2)에서 주파수 영역으로 변환되어 버퍼(230-2)에 계수별로 저장된다. … 송신 안테나 TX₀에서 프레임의 마지막 첩 루프에서 송신된 송신 신호와, 그 신호가 타겟에서 반사되어 수신 안테나 RX₁에 수신된 신호의 차분이 샘플링되어 첩(chirp) 단위로 거리(Range) FFT 처리부(210- N_LOOP)에서 주파수 영역으로 변환되어 버퍼(230-N_LOOP)에 계수별로 저장된다. 버퍼에 저장된 계수들 중 도면에서 쉐이드된 것과 같은 피크의 위치를 찾는 과정을 통해 비트 주파수를 추정할 수 있고, 이로부터 타겟까지 거리를 구할 수 있다.

한편, 타겟이 이동할 경우, 레이다와 타겟 간의 거리는 시간에 따라 변하는데 이를 거리 천이(range migration)라 한다. 거리 천이는 FMCW 레이더 신호의 위상에 변화를 초래하며, 그 위상 변화의 정도는 타겟의 속도(radial speed)에 의해 결정된다. 따라서 시간에 따른 위상 변화를 관찰함으로써 타겟의 속도를 추정할 수 있게 된다. 위상 변화를 관찰하는 총 시간이 길어질수록 작은 위상의 변화까지 감지할 수 있기 때문에 속도 분해능이 향상된다. 반면, 위상 변화를 관찰하는 간격이 짧을수록 더 빠른 변화를 감지할 수 있으므로 감지 가능한 속도의 한계치가 높아지게 된다.

하나의 가상 안테나에서 수신된 신호로부터 타겟의 거리와 속도를 추정하기 위해 거리-도플러 행렬에 2D-FFT나 2D-MUSIC와 같은 2차원 주파수 추정기법(2-dimensional spectral estimation scheme)을 적용하게 된다.

도 2의 예에서, 도플러(Doppler) FFT 처리부(250-1~250-M)는 첩 간 처리(inter-chirp processing)를 수행한다. 각각의 도플러(Doppler) FFT 처리부(250-1~250-M)는 거리 FFT 처리부(210- N_LOOP)의 개수, 즉 N_LOOP개의 동일 주파수에 대응하는 출력 계수들을 입력 받아 FFT 변환하여 2차원 버퍼(270)에 저장한다. 거리 FFT 처리부(210-1~210-N_LOOP)의 출력 계수들의 개수, 즉 M개의 도플러(Doppler) FFT 처리부(250-1~250-M)가 구비된다. 버퍼(270)는 거리 FFT와 도플러 FFT를 거쳐 얻어진 거리-도플러 스펙트럼(range-Doppler Spectrum)값들을 저장한다. 버퍼(270)에 저장된 도플러 FFT 출력 스펙트럼에서 예를 들면 도면에서 쉐이드된 것과 같은 피크의 위치를 찾음으로써 도플러 주파수를 결정하고 이 도플러 주파수로부터 타겟의 속도를 구할 수 있다.

도플러 FFT는 동일한 TX-RX 채널 혹은 가상 안테나에서 캡처된 신호들에 대해 적용된다. 서로 다른 채널로부터 유입된 신호들은 각 채널에 해당하는 송수신 안테나들의 물리적 위치와 타겟이 위치한 각도에 의해 서로 다른 초기 위상을 가진다. 따라서 시분할 FMCW 시스템에서는 순수하게 시간 변화에 따른 위상 변화만을 관찰하기 위해 도플러 FFT 입력으로 항상 같은 채널로부터 얻어진 신호만을 사용해야 한다.

하나의 첩(chirp) 길이를 T_chirp이라 할 때 시분할 FMCW 시스템에서는 N_TX 개의 송신 안테나가 순차적으로 전파를 송출하므로 도플러 FFT의 입력 샘플들 간의 시간 차는 T_loop = T_chirpⅹT_TX가 된다. 이때, 타겟의 이동에 의한 거리 변화율, 즉 시선 속도(radial velocity, range rate)를 v_r이라고 하면 도플러 주파수는 f_d = 2v_r/λ 로 주어진다. 여기서 λ는 한 파장의 길이를 의미한다. 이때 도플러 FFT의 입력 샘플 간의 위상차를 Δφ라 하면, Δφ=2πf_dT_loop가 성립한다.

나이키스트 샘플링 이론(Nyquist sampling theorem)에 의해 위신호 현상(aliasing) 없이 스펙트럼을 추정하기 위해서는 한 주기 동안 최소 2번은 샘플링을 하여야 한다. 이는 곧 샘플 간의 위상차가 ±π 이내여야 함을 의미한다. 즉, 타겟의 속도를 정상적으로 추정하기 위해서는 아래의 조건을 만족하여야 한다.

T_loop 는 항상 양수이므로 f_d = 2v_r/λ 관계를 이용하여 식 (1)은 다음과 같이 쓸 수 있다.

즉, 시분할 FMCW에서는 송신 안테나 수가 증가할수록 T_loop가 증가하므로 무-위신호(aliasing-free) 조건에서 측정 가능한 속도의 최대치가 송신 안테나 수에 비례하여 감소하게 된다. 예를 들어, 송신 안테나가 12개이고 하나의 첩(chirp) 길이가 40ms인 77GHz 레이다 시스템의 경우 최대 측정 가능 속도는 약 ±7.3km/h에 불과하게 된다.

도 3은 도플러 FFT 출력 스펙트럼에서 추정될 수 있는 속도 스펙트럼들(velocity spectra)을 도시한다. 도시된 바와 같이, 도플러 FFT 출력 스펙트럼에서 추정되는 속도 스펙트럼들은 관측 스펙트럼(observable spectrum)과 위신호 스펙트럼(aliased spectrum)을 포함하며, 이들로부터 구해지는 속도는 참 속도값(true velocity)과 측정 속도값(measured velocity)을 포함하므로 도플러 모호성(Doppler ambiguity) 문제가 발생한다. 따라서 도 3의 예시와 같이 타겟이 측정 가능한 최대 속도 한계 이상으로 이동하는 경우에는 위신호 현상(aliasing)에 의해 타겟의 속도를 정확하게 추정하는 것이 어려워진다. 타겟의 부정확한 속도 추정은 이후 타겟의 각도 추정 오차에 결정적인 영향을 미치게 되므로 위와 같은 도플러 모호성(Doppler ambiguity) 문제를 반드시 해결하여야 한다.

이 같은 문제를 해결하기 위한 종래 기술에 Roos, Fabian, et al. "Enhancement of Doppler unambiguity for chirp-sequence modulated TDM MIMO radars." 2018 IEEE MTT-S International Conference on Microwaves for Intelligent Mobility (ICMIM). IEEE, 2018 또는 Schmid, Christian M., et al. "Motion compensation and efficient array design for TDMA FMCW MIMO radar systems." 2012 6th European Conference on Antennas and Propagation (EUCAP). IEEE, 2012 에 개시된 것들이 있다. 이 논문들은 도플러 효과에 의한 위상 회전과, 타겟의 위치와 가상 안테나의 위치에 의해 결정되는 위상 회전 성분들을 분리하기 위해 특별한 구조의 안테나 배치를 제안하였다. 이 방법들은 거리-도플러(Range-Doppler) 스펙트럼 상에서 타겟의 속도를 1차로 추정하고, 가상 안테나 간의 위상 변화의 정보를 이용하여 타겟의 속도를 다시 추정한다. 그러나 이러한 방법은 송신 안테나 혹은 수신 안테나를 파장의 0.5배 간격으로 등간격으로 배치하면서 공간적으로 길이가 긴 균일 가상 배열(uniform virtual array)을 구성하도록 안테나를 설계하여야 한다. 그렇지 않다면 가상 배열 요소(virtual array element) 중 상당 수가 공간적으로 중첩되도록 설계하여야 한다. 즉, 안테나 설계에 대한 자유도를 극도로 제한하기 때문에 희박 배열(sparse array)에는 적용이 어려우며, 안테나 커플링, 각 해상도 감소 등의 문제가 뒤따른다. 또한, 위의 설계 조건을 만족하게 안테나를 설계하더라도 위상 회전을 측정하기 위한 최소 시간 간격은 T_chirp 이므로 최대 추정 가능 속도는 수학식 2의 물리적 한계를 뛰어넘지 못한다.

또 다른 종래기술인 Wojtkiewicz, Andrzej, et al. "Two-dimensional signal processing in FMCW radars." Proc. XXKKTOiUE (1997): 475-480 에는 2개 이상의 서로 다른 T_chirp을 갖는 서브 프레임을 연집(concatenation)하여 사용하는 방법이 개시되었다. 여기서, 하나의 프레임은 여러 개의 서브 프레임으로 구성된다. 하나의 서브 프레임은 기존의 시분할 FMCW 신호의 프레임과 구조적으로 동일하다. 그러나 이 방법은 2개 이상의 서브 프레임을 사용하기 때문에 프레임 길이가 지나치게 길어지고 데이터 처리량이 높다는 단점이 있다. 또한, 서브 프레임 간의 시작 시점 차가 크기 때문에 신호의 일관성(coherency)이 낮아져 신호처리 이득을 극대화하기 어렵고, 서브 프레임 간 거리 천이(range migration)에 의해 타겟의 거리가 많이 변하였을 경우 각각의 서브 프레임 내에서 탐지된 타겟들을 적절히 관련(association) 지어주기 어렵다.

또 다른 종래기술인 Kronauge, Matthias, and Hermann Rohling. "New chirp sequence radar waveform." IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems 50.4 (2014): 2870-2877 에서는 위 논문의 거리 천이(range migration) 문제와 일관성(coherency) 문제를 해결하기 위해 서브 프레임 간 주파수 편차를 부가하여 시간 축에서 인터리빙하는 방법을 제안하였다. 그러나 이 방법 역시 위 종래기술과 마찬가지로 프레임 길이가 지나치게 길어지기 때문에 현실적으로 사용이 어려우며, 그 나마 샘플링율(sampling rate)이 매우 낮은 경우에만 제한적으로 활용이 가능하다는 한계가 있다.

제안된 발명은 시분할 FMCW 레이더에서 주어진 송신 안테나의 수에서 감지 가능한 타겟의 속도의 한계치를 높이는 한 방법을 제시하는 것을 목적으로 한다.

나아가 제안된 발명은 시분할 FMCW 레이더에서 감지 가능한 타겟의 속도를 높이면서도 송신 안테나 및 수신 안테나의 수를 늘여서 위치 해상도를 높이는 것을 목적으로 한다.

나아가 제안된 발명은 시분할 FMCW 레이더에서 도플러 모호성(Doppler ambiguity) 문제를 해결하는 것을 목적으로 한다.

나아가 제안된 발명은 시분할 FMCW 레이더에서 프레임 길이의 증가를 최소로하면서 도플러 모호성(Doppler ambiguity) 문제를 해결하는 것을 목적으로 한다.

나아가 제안된 발명은 나아가 시분할 FMCW 레이더에서 안테나설계에 대한 추가적인 제약을 최소로 하면서 도플러 모호성(Doppler ambiguity) 문제를 해결하는 것을 목적으로 한다.

제안된 발명의 일 양상에 따르면, 시분할 FMCW 레이더에서 하나의 송신 안테나가 송출하는 파형 신호의 프레임에서 각 첩 루프마다 서로 다른 주기를 가지는 적어도 3개의 연속된 첩들(Chirps)을 포함한다. 도플러 주파수는 수신 안테나에서 수신된 FMCW 레이더 신호에서 측정된 연속된 3개의 첩들 간의 위상차 값들로부터 결정될 수 있다.

추가적인 양상에 따르면, 서로 다른 주기를 가지는 적어도 연속된 3개의 첩들에 대하여 첩들 간의 휴지기 혹은 첩의 경사 구간 길이(ramp time) 중 적어도 어느 하나를 달리 가지도록 구성된다.

추가적인 양상에 따르면, 연속된 적어도 3개의 첩들에서 휴지기의 첩간 차분값과 경사 구간 길이의 첩간 차분값의 합이 목표로 하는 타겟의 최대 감지 속도에 의해 제한되도록 구성되어야 한다.

추가적인 양상에 따르면, 도플러 주파수의 참 값은 측정값과, 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들로부터 측정된 각 첩 간의 위상차로부터 결정될 수 있다. 특징적으로, 이론적으로 계산된 위상차가 측정된 위상차에 가장 유사한 값을 가지는 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수를 참 도플러 주파수 값으로 결정할 수 있다.

추가적인 양상에 따르면, 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수들에 대해 탐색 범위는 감지하고자 하는 타겟의 최대 도플러 주파수와, 거리-도플러 스펙트럼에서 구한 최대 도플러 주파수의 비율에 의해 결정될 수 있다.

제안된 발명에 따라 시분할 FMCW 레이더에서 감지 가능한 타겟의 속도의 기존 한계치를 극복할 수 있다. 나아가 제안된 발명에 따라 시분할 FMCW 레이더에서 송신 안테나의 수를 늘여서 위치 해상도를 높일 수 있다. 더 나아가 시분할 FMCW 레이더에서 안테나 설계에서의 제약을 최소로 하거나 없이 도플러 모호성 문제를 해결할 수 있다. 또는 제안된 발명에 따라, 시분할 FMCW 레이더에서 프레임의 길이를 늘이지 않으면서 도플러 모호성 문제를 해결할 수 있다.

도 1은 예시적인 FMCW 레이더에서 TX개의 송신 안테나들과 RX개의 수신 안테나들로 구성된 안테나 배열을 도시한다.
도 2는 시분할 FMCW 레이더 신호로부터 거리(range)와 선속도(radial velocity)를 추정하기 위한 거리-도플러 처리(Range-Doppler Processing)의 일 예를 설명하는 도면이다.
도 3은 도플러 FFT 출력 스펙트럼에서 추정될 수 있는 속도 스펙트럼들을 도시한다.
도 4는 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법의 구성을 도시한 흐름도이다.
도 5는 일 실시예에 따른 스펙트럼 분석 단계의 구성을 도시한 흐름도이다.
도 6은 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더에서 레이더 파형의 전형적인 프레임 구조를 도시한다.
도 7은 일 실시예에 따른 도플러 주파수 결정 단계의 구성을 도시한 흐름도이다.
도 8은 통상적인 시분할 FMCW 레이더에서 거리-도플러 처리에 의해 거리-도플러 스펙트럼을 구하는 과정을 도시한다.
도 9는 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더 장치의 구성을 도시한 블록도이다.
도 10은 일 실시예에 따른 스펙트럼 분석부의 구성을 도시한 블록도이다.
도 11은 일 실시예에 따른 도플러 주파수 결정부의 구성을 도시한 블록도이다.

전술한, 그리고 추가적인 양상들은 첨부된 도면을 참조하여 설명하는 실시예들을 통해 구체화된다. 각 실시예들의 구성 요소들은 다른 언급이나 상호간에 모순이 없는 한 실시예 내에서 또는 타 실시예의 구성 요소들과 다양한 조합이 가능한 것으로 이해된다. 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어는 기재 내용 혹은 제안된 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.

<청구항 1 발명의 설명>

일 양상에 따르면, 시분할 FMCW 레이더에서 하나의 송신 안테나가 송출하는 파형 신호의 프레임에서 각 첩 루프마다 서로 다른 주기를 가지는 적어도 3개의 연속된 첩들(Chirps)을 포함한다. 도플러 주파수는 수신 안테나에서 수신된 FMCW 레이더 신호에서 측정된 연속된 3개의 첩들 간의 위상차 값들로부터 결정될 수 있다.

도 4는 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법의 구성을 도시한 흐름도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법은 무선 송출 단계(410)와, 무선 수신 단계(420)와, 스펙트럼 분석 단계(430)와, 도플러 주파수 결정 단계(440)를 포함한다.

제안된 발명은 N_TX개의 송신 안테나와 N_RX개의 수신 안테나 배열로 이루어진 시분할 FMCW 레이더의 경우를 대상으로 설명한다. 이 레이더에서 무선 송출 단계(410)는 각각의 송신 안테나에 대해 수행되고, 무선 수신 단계(420)는 각각의 수신 안테나에 대해 수행되며, 스펙트럼 분석 단계(430)와, 도플러 주파수 결정 단계(440)는 모든 가상 안테나에 대해 수행될 수 있다.

무선 송출 단계(410)에서 레이더 장치는 송신 안테나를 통해 FMCW 레이더 파형 신호를 송출한다. 일 양상에 따라 레이더 장치가 송출하는 FMCW 레이더 파형 신호는 매 첩 루프마다 연속한 적어도 3개의 첩들이 그 주기를 달리 가진다. 여기서 연속한 3개의 첩들이 주기를 달리 가진다는 것은 그 중 2개가 일치하고 하나가 다른 값을 가지거나 3개가 모두 다른 값을 가지는 경우를 포함한다.

도 6은 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더에서 레이더 파형의 전형적인 프레임 구조를 도시한다. 프레임은 스펙트럼 분석의 단위로, 여기서는 한 개의 프레임에 포함된 첩 루프의 개수를 N_LOOP라고 한다. 도 6은 한 개의 프레임의 일부로, 단지 2개의 첩 루프 만을 보여주고 있다. 도면에서, T_loop는 첩(chirp) 루프(loop)의 길이이다. 첩 루프는 모든 송신 안테나들이 한번 송출하는데 소요되는 기간이다. 각 프레임은 하나 이상의 첩 루프로 구성되고, 각 첩 루프는 하나 이상의 첩으로 구성된다. 여기서 첩 루프 당 첩의 개수를 N_TX이라 한다. 첩 루프 당 첩의 개수는 일반적으로 송신 안테나의 개수와 일치한다. 첩 루프 내 첩의 위치 인덱스를 p라 하면, p는 1 ≤ p ≤ N_TX 의 범위의 값을 가진다.

도 6의 우측 상단에는 이 레이더 파형 신호의 한 개의 첩 주기(Chirp period)의 파형 신호를 도시한다. 여기서,

α: 주파수 변화율(frequency sweep rate)

T_idle,p: p번째 첩(chirp)의 휴지기(idle time)

T_ramp,p: p번째 첩(chirp)의 주파수 변화구간 길이

T_chirp,p: p번째 첩(chirp)의 첩 주기 (= T_idle,p + T_ramp,p)

T_ADC: p의 전송을 시작하는 시점과 샘플링을 시작하는 시점 간의 시간 차인 샘플링 지연

f₀: 첩의 시작 주파수(start frequency)

이다.

제안된 발명에서, 모든 첩(chirp)에 대하여 주파수 변화율 α와 첩의 시작 주파수 f₀, 그리고 샘플링 지연 T_ADC는 동일하다고 전제된다. p번째 첩을 전송하기 위해 사용된 송신안테나 TX(p)와 q번째 수신 안테나 간의 지연(delay) 성분을 τ_TX(p),q 라 하면, τ_TX(p),q값은 타겟의 방위각(azimuth)과 고도각(elevation) 그리고 공간상의 안테나 기준점으로부터 TX(p)와 q에 의해 특정되는 가상 안테나의 상대적 위치에 의해 결정된다.

일 양상에 따라, 도 6에 도시된 일반적인 파형 신호와 달리, 일 실시예에 따른 신호 처리 방법이 적용된 레이더 장치가 송신하는 FMCW 레이더 파형 신호의 첩 루프들은 적어도 N_TX+2개의 첩들을 포함한다. N_TX개의 첩들은 비트 주파수 및 도플러 주파수를 추정하기 위한 유효 첩들이며, N_TX번째 첩부터 연속한 적어도 3개의 첩들로부터 도플러 주파수를 결정하는 정보를 획득할 수 있다. 그러나 제안된 발명은 이에 한정되지 않으며, 첩 루프에서 3개의 연속한 첩들은 첩 루프의 시작 부분, 혹은 가운데 부분에 위치할 수도 있다. 더 나아가 송신 안테나들이 송출하는 FMCW 레이더 파형 신호별로 이 3개의 연속한 첩들의 위치나 내용이 다를 수도 있다.

무선 수신 단계(420)에서 레이더 장치는 타겟에서 반사된 FMCW 레이더 파형 신호를 수신 안테나로 수신하여 기저 대역 FMCW 레이더 신호를 복조하고, 송신 신호와의 차분 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하여 출력한다.

스펙트럼 분석 단계(430)에서 레이더 장치는 무선 수신 단계(420)에서 출력된 신호로부터 비트 주파수와 도플러 주파수를 결정하여 출력한다. 한 개의 첩 루프에서 N_TX개의 송신 안테나들이 순차적으로 FMCW 레이더 파형 신호(radar waveform signal)를 송신하며, 송신된 각각의 FMCW 레이더 파형 신호는 타겟에서 반사되어 N_RX개의 수신 안테나들에서 수신된다. 스펙트럼 분석 단계(430)에서 레이더의 신호처리 회로는 수신 안테나별로 레이더 파형 신호를 처리한다. 또 레이더 신호처리 회로는 하나의 수신 안테나에서 수신된 루프들에서 동일한 타임 슬롯(time slot)에 있는 첩들 단위로 파형 신호를 처리한다.

도플러 주파수 결정 단계(440)에서 레이더의 신호 처리 회로는 수신 안테나에서 수신된, 그 주기를 달리 가지는 적어도 연속된 3개의 첩들간의 위상차를 측정하고 그 측정값들과 스펙트럼 분석 단계에서 출력된 도플러 주파수 값으로부터 참 도플러 주파수 값을 결정하여 출력한다. 이에 대해서는 이후에 상세히 설명하기로 한다.

<청구항 2 발명의 설명>

제안된 발명의 추가적인 양상에 따르면, 적어도 연속된 3개의 첩들에 대하여 첩들 간의 휴지기 혹은 첩의 경사 구간 길이(ramp time) 중 적어도 어느 하나를 달리 가지도록 구성된다. 이에 따라 도플러 주파수 f_d에 의해 발생하는 위상 성분을 다른 시간 간격으로 관찰할 수 있으므로 더 많은 정보를 얻을 수 있게 된다. 도 6의 점선 원 안의 예시적인 파형을 참조하면, 첩 간의 휴지기는 T_idle에 해당하고, 첩의 경사 구간 길이(ramp time)는 T_ramp에 해당한다. 도시된 예에서, 첩의 주기 T_chirp=T_idle+T_ramp로 표현될 수 있다.

제안된 발명에 따르면, 첩 루프 내의 연속된 3개의 첩들(chirps)에 대해 첫 번째 첩은 경사 구간 길이를, 마지막 첩은 휴지기를, 가운데 첩은 경사 구간 길이와 휴지기를 둘 다 달리 구성할 수 있다. 연속된 3개 이상의 첩들을 채택할 경우 가운데 첩들은 모두 경사 구간 길이와 휴지기 둘 다 달리 구성할 수 있다.

전술한 바와 유사하게, 도시된 실시예에서, FMCW 레이더 파형 신호에서 서로 다른 휴지기 혹은 경사 구간 길이를 가지는 첩들의 위치는 루프의 처음, 중간, 혹은 마지막이 될 수 있으며, 그 위치나 내용이 무선 송출부마다 다를 수도 있다. 이후에 설명하는 바와 같이, 첩들 사이의 휴지기(idle time) T_idle과 첩의 경사 구간 길이(ramp time) T_ramp를 가변함으로써 위신호 현상(aliasing)에 의해 발생하는 복수의 도플러 주파수 중 하나의 참된 도플러 주파수를 결정할 수 있는 부가적인 정보를 얻을 수 있다.

<청구항 4 - 도 5 스펙트럼 분석의 설명>

도 5는 일 실시예에 따른 스펙트럼 분석 단계의 구성을 도시한 흐름도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 있어서 스펙트럼 분석 단계는 거리 FFT 처리 단계(431)와, 도플러 FFT 처리 단계(433)와, 거리 추정 단계(435) 및 도플러 추정 단계(437)를 포함할 수 있다.

거리 FFT 처리 단계(431)에서 레이더의 신호 처리 회로는 무선 수신 단계(420)에서 출력된 디지털 신호를 첩 단위로 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력한다. 도시된 실시예에서는 FFT 변환(Fast Fourier Transform)을 예로 선택하고 있으나, 제안된 발명은 주파수 도메인 변환을 위한 다양한 알려진 변환들을 포괄하도록 해석된다.

도플러 FFT 처리 단계(433)에서 레이더의 신호 처리 회로는 거리 FFT 처리 단계(431)에서 출력된 주파수 영역의 신호에서 동일한 주파수 성분들을 다시 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력한다. 도플러 FFT 처리 단계(433)에서 레이더의 신호 처리 회로는 FFT 계수들을 주파수 별로, 즉 FFT 인덱스별로 모아서 FFT 변환을 함으로써 첩간 처리(inter-chirp processing)를 수행한다. 변환된 FFT 계수들은 메모리에 저장된다. 메모리에 저장된 값들은 거리 FFT와 도플러 FFT를 거쳐 얻어진 거리-도플러 스펙트럼(range-Doppler Spectrum)값들이다.

거리 추정 단계(435)에서 레이더의 신호 처리 회로는 거리 FFT 처리 단계(431) 에서 출력된 신호로부터 비트 주파수를 결정하여 출력한다. 거리 추정 단계(435)에서 레이더의 신호 처리 회로는 거리 FFT 처리 단계(431)에서 출력된 스펙트럼 내에서 피크의 위치, 즉 최대 값을 저장하고 있는 인덱스(index)를 탐색하여 비트 주파수를 찾고 그로부터 타겟까지의 거리(range)를 산출할 수 있다.

도플러 탐색 단계(435)에서 레이더의 신호 처리 회로는 도플러 FFT 처리 단계(433)에서 출력되어 저장된 신호로부터 도플러 주파수를 결정하여 출력한다. 도플러 탐색 단계(435)에서 레이더의 신호 처리 회로는 거리-도플러 스펙트럼에서 피크값을 저장하고 있는 배열의 위치를 찾음으로써 도플러 주파수를 결정할 수 있다.

<청구항 5 발명의 설명>

추가적인 양상에 따르면, 도플러 주파수의 참 값은 측정값과 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들로부터 측정된 각 첩 간의 위상차로부터 결정될 수 있다. 특징적으로, 이론적으로 계산된 위상차가 측정된 위상차에 가장 유사한 값을 가지는 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수를 참 도플러 주파수 값으로 결정할 수 있다.

위 신호 스펙트럼으로 인해 참 도플러 주파수는 측정된 도플러 주파수로부터 위신호 스펙트럼 폭의 정수 배만큼 떨어져 있다. 후보가 될 수 있는 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수에 대해 '서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들'의 위상차를 계산하고 그 위상차가 실제 측정된 위상차와 가장 유사한 것을 참된 도플러 주파수로 추정할 수 있다.

<도 8의 설명>

도 8은 통상적인 시분할 FMCW 레이더에서 거리-도플러 처리에 의해 거리-도플러 스펙트럼을 구하는 과정을 도시한다. 제안된 발명에서도 도 2에 도시된 바와 유사한 방법으로 거리-도플러 처리(Range-Doppler Processing)를 수행하며, 여기서는 예시적으로 q번째 수신 안테나를 기준으로 설명하기로 한다. 각 수신 채널에서 도 2에 예시한 바와 같은 신호처리 과정을 모든 TX(p)에 대하여 수행하면, 총 N_TX개의 거리-도플러 스펙트럼(Range-Doppler Spectrum)을 도 8과 같이 얻을 수 있다. 도 8에서 회색으로 표시된 바와 같이 거리-도플러 스펙트럼 상에서 타겟의 거리와 속도에 해당하는 배열에 피크가 존재하게 되고, 잡음을 무시할 때 TX(p)→q 링크, 즉 p번째 송신 안테나에서 송출된 신호를 q번째 수신 안테나에서 수신하는 가상 안테나에서 얻어진 거리-도플러 스펙트럼 내 피크에서의 위상 값은 다음과 같다.

여기서 연속된 3개의 첩들 p, p + 1, p + 2에 대하여

τ_TX(p),q = τ_TX(p+1),q = τ_TX(p+2),q

를 만족한다면 연속된 첩들간의 위상차는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 4로부터 연속된 첩들 간의 위상차는 휴지기(idle time) T_idle와 경사 구간 길이(ramp time) T_ramp에 의해 결정되는 것을 알 수 있다. 기존 시분할 FMCW 시스템과 같이 모든 첩들에 대하여 동일한 휴지기와 경사 구간 길이를 가지는 경우에는 첩 간의 위상차로부터 얻을 수 있는 정보가 2πf_d(T_ramp + T_idle) 로 제한된다.

도 8에서 도시된 바와 같이, 각 가상 안테나의 수신 채널에서의 도플러 처리(Doppler Processing)는 동일한 송신 안테나로부터 수신한 신호들을 입력으로 하며, 입력 샘플들 간의 시간 차는 T_loop이다. 타겟의 움직임에 의한 도플러 주파수를 f_d라 할 때, 도플러 처리에 의해 관찰할 수 있는 최소 위상차는 2πf_dT_loop이다.

이때 수학식 1에 의해 측정 가능한 최대 도플러 주파수 f_d = 1/(2T_loop)로 나타낼 수 있으며, f_d > |f_d,max|인 경우에는 도 3에서 예시한 바와 같이 위신호 현상(aliasing)에 의해 속도 추정값에 오차가 발생하게 된다.

거리-도플러 스펙트럼 상에서 추정된 도플러 주파수를 f_d,measured 라 하고, 실제 도플러 주파수를 f_d,true라고 하면 f_d,true와 f_d,measured 는 아래의 관계를 가진다.

수학식 5에서 k는 임의의 정수이며, k를 추정함으로써 실제 도플러 주파수 f_d,true를 결정할 수 있다.

도 7은 일 실시예에 따른 도플러 주파수 결정 단계의 구성을 도시한 흐름도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 따른 도플러 주파수 결정 단계는 위상차 측정 단계(441)와, 탐색 범위 산출 단계(443)와, 유사도 최대인 도플러 주파수 탐색 단계(445,447,449)를 포함할 수 있다.

위상차 측정 단계(441)에서 레이더의 신호 처리 회로는 첩 루프 내에 포함된 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 ?? 신호들간의 위상차를 측정한다. 이 위상차 값들은 각 첩들의 시작점과 끝점을 검출하고 연속한 첩들의 끝점 간의 시간차를 측정함으로써 측정할 수 있다. 측정한 위상차 값들로부터 수학식 4에서 구한 첩 간 위상차를 이용하여 다음과 같은 측정 벡터(measurement vector)를 생성할 수 있다.

탐색범위 산출 단계(443)에서 레이더의 신호 처리 회로는 감지하고자 하는 타겟의 최대 도플러 주파수와, 거리-도플러 스펙트럼에서 구한 최대 도플러 주파수의 비율에 의해 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 탐색 범위를 결정한다.

수학식 5에서 k 값은 위신호 스펙트럼 상에서 존재하는 도플러 주파수들의 인덱스로 볼 수 있다. 위신호 스펙트럼은 무수히 많으므로 이들의 범위를 적절히 제한하는 것은 제안된 발명이 실제 적용될 수 있는 가능성 측면에서 중요하다.

FMCW waveform의 시작 주파수를 f₀라하고, 감지하고자 하는 타겟의 최대 이동 속도를 v_r,max,target 이라 정의하면, 타겟의 최대 도플러 주파수는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 4로부터 우리가 측정할 수 있는 최소 시간 차는 ΔT_ramp + ΔT_idle임을 알 수 있다. 따라서 수학식 1의 조건식에 T_loop 대신 ΔT_ramp + ΔT_idle을 대입하고, 수학식 7을 수학식 1의 f_d에 대입하여 정리하면 아래의 관계식을 도출할 수 있다.

수학식 8에서 보듯이 제안된 발명에서 ΔT_ramp 와 ΔT_idle, 즉 연속된 적어도 3개의 첩들에서 휴지기의 첩간 차분값과 경사 구간 길이의 첩간 차분값의 합이 목표로 하는 타겟의 최대 감지 속도에 의해 제한되도록 구성되어야 한다. 따라서 시스템 설계 요구 사항에 의해 정해진 최대 감지 속도를 이용하여 수학식 8의 관계를 만족하도록 ΔT_ramp 와 ΔT_idle 둘 중 하나 혹은 둘 모두를 적절히 조절한다.

도 3과 수학식 5로부터 도플러 스펙트럼 상에서 위신호 현상(aliasing)에 의한 피크(peak)는 2f_d,max간격으로발생한다. 따라서 수학식 7과 2f_d,max의 비(ratio)보다 크거나 같으면서 가장 작은 정수를 k값의 최대치로 정한다.

여기서 2f_d,max,target 은 감지하고자 하는 최대 도플러 주파수이고, 2f_d,max 는 도플러 처리(Doppler Processing), 즉 도플러 FFT를 통해 측정할 수 있는 최대 도플러 주파수이다.

유사도 최대인 도플러 주파수 탐색 단계(445,447,449)에서 레이더의 신호 처리 회로는 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 그 이론상 계산되는 위상차 값이 측정된 위상차 값과 가장 유사한 도플러 주파수를 결정하여 출력한다.

먼저 탐색 대상 도플러 주파수에서의 첩 루프 내에 포함된 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들간의 위상차를 이론적으로 계산하고, 이 이론적인 계산값과 위상차 측정 단계(441)에서 측정된 측정값간의 유사도를 계산한다(단계 445). 탐색 범위 내 모든 위신호 스펙트럼에 포함된 도플러 주파수에 대해 계산된 유사도 값 중 최대값을 가지는 것이 탐색되고(447), 탐색된 도플러 주파수가 참 도플러 주파수 값으로 출력된다(449).

여기서 측정된 값을 이론적으로 계산된 결과와 비교하기 위해 이론 값을 수학식 4-5를 이용하여 아래와 같이 정의한다.

수학식 10의 이론 값 과 수학식 6의 측정 값의 유사도를 가장 높게 하는 k가 해가 되므로 k를 적절한 범위 내에서 변경해가며 Re{w(k) ^H x}를 최대로 하는 k를 찾고, 추정 결과를 수학식 5에 대입하여 실제 도플러 주파수를 산출한다. 수학식 9의 결과를 이용하여 도플러 처리를 통해 1차 측정한 도플러 주파수 2f_d,measured 를 2f_d,max,target 범위 내에서 k를 -k_MAX~ k_MAX로 변경해가며 Re{w(k) ^H x}를 최대로 하는 k 를 찾는다. 여기서 H 는 Hermitian 연산자이다. 이후에 도플러 주파수로부터 타겟의 속도 값을 v_r,true = λf_d,true/2의 관계를 이용하여 산출한다.

<장치 발명의 설명>

<청구항 7 발명의 설명>

도 9는 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더 장치의 구성을 도시한 블록도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 따른 시분할 FMCW 레이더 장치는 무선 송출부(610)와, 무선 수신부(630)와, 스펙트럼 분석부(650)와, 도플러 주파수 결정부(670)를 포함한다. 도시된 실시예는 N_TX개의 무선 송출부와, N_RX개의 무선 수신부와, N_{TX ×}N_RX개의 스펙트럼 분석부를 포함한다. 즉, 스펙트럼 분석부는 각각의 가상 안테나마다 구비되어야 하므로 각각의 무선 수신부마다 N_TX개의 스펙트럼 분석부가 연결된다. 다만 도시의 단순화를 위해, 도면에서 단지 하나의 무선 송출부(610)와, 하나의 무선 수신부(630), 그리고 2개의 스펙트럼 분석부(650-1, 650-2) 및 2개의 도플러 주파수 결정부(670-1, 670-2) 만을 명시하였다.

무선 송출부(610)는 송신 안테나를 통해 FMCW 레이더 파형 신호를 송출한다. 일 양상에 따라 무선 송출부(610)가 송신하는 FMCW 레이더 파형 신호는 매 첩 루프마다 연속한 적어도 3개의 첩들이 그 주기를 달리 가진다. 여기서 연속한 3개의 첩들이 주기를 달리 가진다는 것은 그 중 2개가 일치하고 하나가 다른 값을 가지거나 3개가 모두 다른 값을 가지는 경우를 포함한다.

일 양상에 따라, 도 6에 도시된 일반적인 파형 신호와 달리, 도시된 실시예에서, 무선 송출부(610)가 송신하는 FMCW 레이더 파형 신호의 첩 루프들은 적어도 N_TX+2개의 첩들을 포함한다. N_TX개의 첩들은 비트 주파수 및 도플러 주파수를 추정하기 위한 유효 첩들이며, N_TX번째 첩부터 연속한 적어도 3개의 첩들로부터 도플러 주파수를 결정하는 정보를 획득할 수 있다. 그러나 제안된 발명은 이에 한정되지 않으며, 첩 루프에서 3개의 연속한 첩들은 첩 루프의 시작 부분, 혹은 가운데 부분에 위치할 수도 있다. 더 나아가 송신 안테나들이 송출하는 FMCW 레이더 파형 신호별로 이 3개의 연속한 첩들의 위치나 내용이 다를 수도 있다.

무선 수신부(630)는 타겟에서 반사된 FMCW 레이더 파형 신호를 수신 안테나로 수신하여 기저 대역 FMCW 레이더 신호를 복조하고, 송신 신호와의 차분 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 송신 안테나들과 수신 안테나들은 선형 형태로, 등간격으로 배열되는 것이 일반적이지만 비선형(non-linear) 형태로, 및/또는 비균일한(non-uniform) 간격을 가지고 배열될 수도 있다.

스펙트럼 분석부(650)는 무선 수신부(630)에서 출력된 신호로부터 비트 주파수와 도플러 주파수를 결정하여 출력한다. 한 개의 첩 루프에서 N_TX개의 송신 안테나들이 순차적으로 FMCW 레이더 파형 신호(radar waveform signal)를 송신하며, 송신된 각각의 FMCW 레이더 파형 신호는 타겟에서 반사되어 N_RX개의 무선 수신부들에서 수신된다. 각각의 스펙트럼 분석부(650)는 무선 수신부(630)에서 출력되는 첩들 중 자신에게 할당된 무선 송출부(610)에 대응되는 주기의 첩들을 처리한다. 예를 들어 스펙트럼 분석부(650-1)은 첩 루프 마다 반복되는 N_TX개의 첩들 중 첫 번째 첩들을, 스펙트럼 분석부(650-2)은 첩 루프 마다 반복되는 N_TX개의 첩들 중 두 번째 첩들을 처리하도록 할당될 수 있다.

도플러 주파수 결정부(670)는 무선 수신부(630)에서 수신된, 그 주기를 달리 가지는 적어도 연속된 3개의 첩들간의 위상차를 측정하고 그 측정값들과 스펙트럼 분석 단계에서 출력된 도플러 주파수 값으로부터 참 도플러 주파수 값을 결정하여 출력한다. 이에 대해서는 이하에서 상세히 설명하기로 한다.

<청구항 8 발명의 설명>

제안된 발명의 추가적인 양상에 따르면, 적어도 연속된 3개의 첩들에 대하여 첩들 간의 휴지기 혹은 첩의 경사 구간 길이(ramp time) 중 적어도 어느 하나를 달리 가지도록 구성된다. 이에 따라 도플러 주파수 f_d에 의해 발생하는 위상 성분을 다른 시간 간격으로 관찰할 수 있으므로 더 많은 정보를 얻을 수 있게 된다. 도 6의 점선 원 안의 예시적인 파형을 참조하면, 첩 간의 휴지기는 T_idle에 해당하고, 첩의 경사 구간 길이(ramp time)는 T_ramp에 해당한다. 도시된 예에서, 첩의 주기 T_chirp= T_idle+T_ramp로 표현될 수 있다.

제안된 발명에 따르면, 서로 다른 주기를 가지는 연속된 3개의 첩들(chirps)에 대해 첫 번째 첩은 경사 구간 길이를, 마지막 첩은 휴지기를, 가운데 첩은 경사 구간 길이와 휴지기를 둘 다 달리 구성할 수 있다. 서로 다른 주기를 가지는 연속된 3개 이상의 첩들을 채택할 경우 가운데 첩들은 모두 경사 구간 길이와 휴지기 둘 다 달리 구성할 수 있다.

<청구항 10 발명의 설명>

도 10은 일 실시예에 따른 스펙트럼 분석부의 구성을 도시한 블록도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 있어서 스펙트럼 분석부(650)는 거리 FFT 처리부(651)와, 거리 추정부(652)와, 도플러 FFT 처리부(655) 및 도플러 추정부(654)를 포함한다.

거리 FFT 처리부(651)는 무선 수신부(630)에서 출력된 디지털 신호를 첩 단위로 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력한다. 도시된 실시예에서는 FFT 변환(Fast Fourier Transform)을 예로 선택하고 있으나, 제안된 발명은 주파수 도메인 변환을 위한 다양한 알려진 변환들을 포괄하도록 해석된다. 거리 FFT 처리부(651)는 연결된 무선 수신부(630)가 출력하는 디지털 신호의 첫 첩 루프에 존재하는 첩들 중 할당된 안테나가 송신한 첩의 비트 주파수 신호를 FFT변환하여 거리 FFT 버퍼(653)에 저장하고, 그 다음 첩 루프에서 동일한 안테나가 송신한 첩의 비트 주파수 신호를 FFT변환하여 거리 FFT 버퍼(653)에 저장한다. 따라서 도시된 실시예에서 거리 FFT 처리부(651)는 첩 루프의 개수, 즉 N_LOOP회 만큼 FFT 변환을 처리하며, 거리 FFT 버퍼(653)는 적어도 이 N_LOOP개의 FFT 계수 세트를 저장할 수 있는 싸이즈를 가진다.

도 2에서는 거리 FFT 처리부(210)가 N_LOOP개 존재하는 예를 설명하였으나, 도 10에 도시된 실시예에서는 거리 FFT 처리부(651)는 가상 안테나별로 1개씩 구비되어 각 첩 루프마다 수신 안테나가 수신한 신호로부터의 비트 주파수 신호를 FFT 변환하여 출력하고, 그 결과를 거리 FFT 버퍼(653)에 누적하여 저장하는 구조를 채택하였다. 이에 따라 거리 FFT 처리부(651)는 적어도 한 첩 루프의 기간 안에 한번의 푸리에 연산을 모두 처리할 수 있는 속도를 가져야 한다.

거리 추정부(652)는 거리 FFT 처리부(651)에서 출력된 신호로부터 비트 주파수를 결정하여 출력한다. 거리 추정부(652)는 거리 FFT 버퍼(653)에 저장된 스펙트럼 내에서 피크의 위치, 즉 최대 값을 저장하고 있는 인덱스(index)를 탐색하여 비트 주파수를 찾고 그로부터 타겟까지의 거리(range)를 산출할 수 있다.

도플러 FFT 처리부(655)는 거리 FFT 처리부(651)에서 출력된 주파수 영역의 신호에서 동일한 주파수 성분들을 다시 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력한다. 도플러 FFT 처리부(655)는 거리 FFT 버퍼(653)에 저장된 FFT 계수들을 주파수 별로, 즉 FFT 인덱스별로 모아서 FFT 변환을 함으로써 첩간 처리(inter-chirp processing)를 수행한다. 변환된 FFT 계수들은 도플러 FFT 버퍼(657)에 저장된다.

일 실시예에서, 도플러(Doppler) FFT 처리부(655)는 거리 FFT 버퍼(653)에 저장된 푸리에 계수들의 수만큼의 FFT 변환기를 구비한다. 또 다른 예로, 하나의 푸리에 변환기를 반복적으로 실행하는 구조를 채택할 수도 있다.

도플러 FFT 처리부(655)는 첩 루프의 개수 N_LOOP개의 동일한 주파수에 대응하는 출력 계수들을 입력 받아 FFT 변환하여 도플러 FFT 버퍼(657)에 저장한다. 도플러 FFT 버퍼(657)에 저장된 값들은 거리 FFT와 도플러 FFT를 거쳐 얻어진 거리-도플러 스펙트럼(range-Doppler Spectrum)값들이다.

도플러 추정부(654)는 도플러 FFT 처리부(655)에서 출력된 신호로부터 도플러 주파수를 결정하여 출력한다. 도플러 추정부(654)는 도플러 FFT 버퍼(657)에 저장된 거리-도플러 스펙트럼에서 피크값을 저장하고 있는 배열의 위치를 찾음으로써 도플러 주파수를 결정할 수 있다.

<청구항 11 발명의 설명>

도플러 주파수 결정부(670)는 도 6에서 무선 수신부(630)로부터 출력되는 연속된 3개의 첩 신호로부터 각 첩간의 위상차를 측정하고, 도플러 추정부(654)에서 산출된 복수의 도플러 주파수들을 입력 받아 그들 중 측정된 위상차가 이론적으로 계산된 값에 가장 가까운 도플러 주파수를 참값으로 결정하여 출력할 수 있다. 이들에 대해서는 도 8을 참조하여 앞에서 설명한 바 있으므로 상세한 설명은 생략한다.

도 11은 일 실시예에 따른 도플러 주파수 결정부의 구성을 도시한 블록도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 따른 도플러 주파수 결정부는 위상차 측정부(671)와, 탐색범위 산출부(673)와, 그리고 도플러 주파수 탐색부 (675)를 포함한다.

위상차 측정부(671)는 수학식 4로 표시된 위상차, 즉 연속된 3개의 첩들간의 위상차를 측정한다. 이 위상차 값들은 각 첩들의 시작점과 끝점을 검출하고 연속한 첩들의 끝점 간의 시간차를 측정함으로써 측정할 수 있다.

탐색범위 산출부(673)는 감지하고자 하는 타겟의 최대 도플러 주파수와, 거리-도플러 스펙트럼에서 구한 최대 도플러 주파수의 비율에 의해 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 탐색 범위를 결정한다.

도플러 주파수 탐색부(675)는 탐색범위 산출부(673)에 의해 산출된 탐색 범위에 해당하는 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 그 이론상 계산되는 위상차 값이 측정된 위상차 값과 가장 유사한 도플러 주파수를 결정하여 출력한다.

먼저 탐색 대상 도플러 주파수에서의 첩 루프 내에 포함된 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들간의 위상차를 이론적으로 계산하고, 이 이론적인 계산값과 위상차 측정부(671)에서 측정된 측정값간의 유사도를 계산한다. 탐색 범위 내 모든 위신호 스펙트럼에 포함된 도플러 주파수에 대해 계산된 유사도 값 중 최대값을 가지는 것이 탐색되어 참 도플러 주파수 값으로 출력된다.

도 11의 구성의 동작에 대해서는 도 7을 참조하여 방법 발명에서 설명한 바 있으므로 상세한 설명은 생략한다.

이상에서 본 발명을 첨부된 도면을 참조하는 실시예들을 통해 설명하였지만 이에 한정되는 것은 아니며, 이들로부터 당업자라면 자명하게 도출할 수 있는 다양한 변형예들을 포괄하도록 해석되어야 한다. 특허청구범위는 이러한 변형예들을 포괄하도록 의도되었다.

610 :무선송출부 630 : 무선 수신부
650 : 스펙트럼 분석부
651 : 거리 FFT 처리부 652 : 거리 추정부
653 : 거리 FFT 버퍼 654 : 도플러 추정부
655 : 도플러 FFT 처리부 656 : 타겟 추적부
657 : 도플러 FFT 버퍼
670 : 도플러 주파수 결정부
671 : 위상차 측정부 673 : 탐색범위 산출부
675 : 도플러 주파수 탐색부
690 : 위치 산출부

Claims

시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법에 있어서,
레이더 신호의 첩 루프(chirp loop) 내에 포함된 연속된 적어도 3개의 첩들(chirps)이 그 주기를 달리 가지도록 구성된 FMCW 레이더 파형신호를 송출하는 무선 송출 단계와;
타겟에서 반사된 FMCW 레이더 파형 신호로부터 기저 대역 FMCW 레이더 신호를 복조하고 송출 신호와의 차분 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하여 출력하는 무선 수신 단계와;
무선 수신 단계에서 출력된 신호로부터 비트 주파수와 도플러 주파수를 결정하여 출력하는 스펙트럼 분석 단계와;
무선 수신 단계에서 수신된, 그 주기를 달리 가지는 연속된 적어도 3개의 첩들간의 위상차를 측정하고 그 측정값들과 상기 스펙트럼 분석 단계에서 출력된 도플러 주파수 값으로부터 참 도플러 주파수 값을 결정하여 출력하는 도플러 주파수 결정 단계;
를 포함하는 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 무선 송출 단계에서 송출하는 FMCW 레이더 파형 신호는 연속된 적어도 3개의 첩들이 그 첩들 간의 휴지기(idle time) 혹은 첩의 경사 구간 길이(ramp time) 중 적어도 어느 하나를 달리 가지도록 구성되는 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법.
청구항 2에 있어서, 연속된 적어도 3개의 첩들에서 휴지기의 첩간 차분값과 경사 구간 길이의 첩간 차분값의 합이 목표로 하는 타겟의 최대 감지 속도에 의해 제한되도록 구성되는 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 스펙트럼 분석 단계는 :
무선 수신 단계에서 출력된 디지털 신호를 첩 단위로 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력하는 거리 FFT 처리 단계와;
거리 FFT 처리 단계에서 출력된 주파수 영역의 신호에서 동일한 주파수 성분들을 다시 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력하는 도플러 FFT 처리 단계와;
거리 FFT 처리 단계에서 출력된 신호로부터 비트 주파수를 결정하여 출력하는 거리 추정 단계와;
도플러 FFT 처리 단계에서 출력된 신호로부터 도플러 주파수를 결정하여 출력하는 도플러 추정 단계;
를 포함하는 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 도플러 주파수 결정 단계는 :
무선 수신 단계에서 출력되는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들로부터 각 첩간의 위상차를 측정하고, 이론적으로 계산된 위상차 값들이 측정된 위상차 값들에 가장 유사한 값을 가지는 도플러 주파수를 참 도플러 주파수 값으로 결정하여 출력하는 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 도플러 주파수 결정 단계는 :
첩 루프 내에 포함된 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들간의 위상차를 측정하는 위상차 측정 단계와;
감지하고자 하는 타겟의 최대 도플러 주파수와, 거리-도플러 스펙트럼에서 구한 최대 도플러 주파수의 비율에 의해 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 탐색 범위를 결정하는 탐색 범위 산출 단계와;
위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 그 이론상 계산되는 위상차 값이 측정된 위상차 값과 가장 유사한 도플러 주파수를 결정하여 출력하는 도플러 주파수 탐색 단계;를 포함하는 시분할 FMCW 레이더의 신호 처리 방법.
레이더 신호의 첩 루프(chirp loop) 내에 포함된 연속된 적어도 3개의 첩들(chirps)이 그 주기를 달리 가지도록 구성된 FMCW 레이더 파형신호를 송출하는 무선 송출부와;
타겟에서 반사된 FMCW 레이더 파형 신호로부터 기저 대역 FMCW 레이더 신호를 복조하고 송출 신호와의 차분 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하여 출력하는 무선 수신부와;
무선 수신부에서 출력된 신호로부터 비트 주파수와 도플러 주파수를 결정하여 출력하는 스펙트럼 분석부와;
무선 수신부에서 수신된, 그 주기를 달리 가지는 연속된 적어도 3개의 첩들간의 위상차를 측정하고, 그 측정값들과 상기 스펙트럼 분석 단계에서 출력된 도플러 주파수 값으로부터 참 도플러 주파수 값을 결정하여 출력하는 도플러 주파수 결정부;
를 포함하는 시분할 FMCW 레이더 장치.
청구항 7에 있어서, 상기 무선 송출부가 송출하는 FMCW 레이더 파형 신호는 연속된 적어도 3개의 첩들이 그 첩들 간의 휴지기(idle time) 혹은 첩의 경사 구간 길이(ramp time) 중 적어도 어느 하나를 달리 가지도록 구성되는 시분할 FMCW 레이더 장치.
청구항 8에 있어서, 연속된 적어도 3개의 첩들에서 휴지기의 첩간 차분값과 경사 구간 길이의 첩간 차분값의 합이 목표로 하는 타겟의 최대 감지 속도에 의해 제한되도록 구성되는 시분할 FMCW 레이더 장치.
청구항 7에 있어서, 상기 스펙트럼 분석부는 :
무선 수신부에서 출력된 디지털 신호를 첩 단위로 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력하는 거리 FFT 처리부와;
거리 FFT 처리부에서 출력된 주파수 영역의 신호에서 동일한 주파수 성분들을 다시 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력하는 도플러 FFT 처리부와;
거리 FFT 처리부에서 출력된 신호로부터 비트 주파수를 결정하여 출력하는 거리 추정부와;
도플러 FFT 처리부에서 출력된 신호로부터 도플러 주파수를 결정하여 출력하는 도플러 추정부;
를 포함하는 시분할 FMCW 레이더 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 도플러 주파수 결정부는 :
무선 수신부로부터 출력되는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들로부터 각 첩간의 위상차를 측정하고, 이론적으로 계산된 위상차 값들이 측정된 위상차 값들에 가장 유사한 값을 가지는 도플러 주파수를 참 도플러 주파수 값으로 결정하여 출력하는 시분할 FMCW 레이더 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 도플러 주파수 결정부는 :
첩 루프 내에 포함된 서로 다른 주기를 가지는 연속된 적어도 3개의 첩 신호들간의 위상차를 측정하는 위상차 측정부와;
감지하고자 하는 타겟의 최대 도플러 주파수와, 거리-도플러 스펙트럼에서 구한 최대 도플러 주파수의 비율에 의해 위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 탐색 범위를 결정하는 탐색 범위 산출부와;
위신호 스펙트럼의 도플러 주파수 중 그 이론상 계산되는 위상차 값이 측정된 위상차 값과 가장 유사한 도플러 주파수를 결정하여 출력하는 도플러 주파수 탐색부;를 포함하는 시분할 FMCW 레이더 장치.