TWI771103B

TWI771103B - 雷達裝置及其訊號接收方法

Info

Publication number: TWI771103B
Application number: TW110125896A
Authority: TW
Inventors: 紀翔峰
Original assignee: 立積電子股份有限公司
Priority date: 2021-07-14
Filing date: 2021-07-14
Publication date: 2022-07-11
Also published as: CN115616499A; US20230014043A1; TW202304151A

Abstract

一種雷達裝置，其包括發射類比前端電路、多個天線埠、切換控制器、切換電路及接收類比前端電路。發射類比前端電路根據載波訊號產生傳送訊號。載波訊號的頻率在載波訊號的掃頻週期內隨時間變化。多個天線埠分別用以接收對應於傳送訊號的回波訊號。切換控制器耦接發射類比前端電路，並用以依據載波訊號的掃頻週期產生控制訊號。切換電路耦接多個天線埠及切換控制器，並用以依據控制訊號選擇多個天線埠中的一者來接收回波訊號，並耦接接收類比前端電路。

Description

雷達裝置及其訊號接收方法

本發明是有關於一種雷達技術，且特別是有關於一種雷達裝置及其應用在陣列接收天線之訊號接收方法。

雷達技術已發展多年。按照發射信號種類，雷達可分成脈衝雷達和連續波雷達兩大類。常規脈衝雷達發射周期性的高頻脈衝。而連續波雷達發射連續波信號。隨著科技快速發展，近年來，調頻連續波(Frequency Modulated Continuous Wave, FMCW)雷達已廣泛應用在多種領域。

調頻連續波雷達在掃頻周期內發射頻率變化的連續波。而連續波受物體反射後的回波與發射信號有一定的頻率差，並可透過基於這頻率差判斷物體與雷達之間的距離。由於調頻連續波雷達能測量活動目標的距離和速度，因此調頻連續波雷達逐漸廣泛應用到諸如道路車輛監測記錄系統、汽車防撞雷達、車流量檢測器、自動駕駛等民用領域。

值得注意的是，調頻連續波雷達系統可使用陣列天線估算反射信號的角度（又稱為到達角（Angle of Arrival, AoA））。當雷達系統與物體的距離有很小的變化時，會導致頻譜峰值處的相位發生較大的變化。因此，可利用物體與相鄰天線的距離差所對應的相位變化估測到達角。

然而，為了使用陣列天線，目前估測到達角的調頻連續波雷達系統使用多接收器的架構。圖1是習知使用多接收器的調頻連續波雷達系統的示意圖。請參照圖1，現有的調頻連續波的雷達系統1可包括傳送器Tx以及多個接收器Rx。傳送器Tx可藉由天線At發射傳送訊號，且那些接收器Rx可分別藉由多根接收天線At接收傳送訊號經物體反射的回波訊號。

一般而言，在感測多個通道(分別對應於多根天線At)時，可採用分碼多工(code division multiplexing, CDM)、分頻多工(frequency-division multiplexing, FDM)或分時多工(time-division multiplexing, TDM)的方式。針對分碼多工，傳送訊號是對應於數個展頻碼(spread code)的展頻訊號(spread-spectrum signal)的總和。針對分頻多工，可將數個數位中頻訊號(digital-IF signal)調變至一個傳送訊號。無論是分碼多工或是分頻多工皆需要數個同步的接收器來同時處理多個解多工訊號(de-multiplexed signals)。然而，多個同步的接收器的硬體架構會造成龐大的硬體成本。

本發明的實施例提供一種雷達裝置。雷達裝置包括發射類比前端電路、多個天線埠、切換控制器、切換電路及接收類比前端電路。發射類比前端電路用以根據載波訊號產生傳送訊號。載波訊號的頻率在載波訊號的掃頻週期內隨時間變化。多個天線埠分別用以接收對應於傳送訊號的回波訊號。切換控制器耦接發射類比前端電路。切換控制器用以依據載波訊號的掃頻週期產生控制訊號。切換電路耦接多個天線埠及切換控制器。切換電路用以依據控制訊號選擇多個天線埠中的一者來接收回波訊號。回波訊號是由傳送訊號經一物件反射而產生。接收類比前端電路耦接切換電路，並用以根據載波訊號接收射頻訊號。藉由多個天線埠共用接收器用以接收天線切換電路後的解多工(de-multiplexed)訊號。

另一方面，本發明的實施例提供一種訊號接收方法，其適用於具有多個天線埠的雷達裝置。訊號接收方法包括以下步驟：依據載波訊號的掃頻週期產生控制訊號，其中載波訊號的頻率在載波訊號的掃頻週期內隨時間變化。依據控制訊號選擇透過多個天線埠中的一者接收對應於傳送訊號的回波訊號。

為讓本發明的上述特徵能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

圖2A、圖2B是依據本發明的實施例的一種雷達裝置100的示意圖。請參照圖2A，雷達裝置100包括(但不僅限於)發射類比前端電路110、多個天線埠130P、切換電路140、切換控制器160及接收類比前端電路170。請參照圖2B，在一實施例中，雷達裝置100更包括頻率合成器105、傳送天線120、天線陣列130及/或運算處理器150。天線陣列130包括多個接收天線131 ₀~131 _L-1並分別耦接至對應的天線埠131P ₀~131P _L-1。雷達裝置100例如可應用於氣象、測速、倒車、地形、軍事等領域。

發射類比前端電路110、切換控制器160及接收類比前端電路170用以根據載波訊號ST而產生對應的運作。頻率合成器105可用以產生載波訊號ST。頻率合成器105耦接發射類比前端電路110、切換控制器160及接收類比前端電路170。頻率合成器105可以設置於雷達裝置100的外部或是被整合在雷達裝置100中。

發射類比前端電路110可用以根據載波訊號ST產生傳送訊號。由於載波訊號ST的頻率在載波訊號ST的掃頻週期內隨時間變化，因此傳送訊號的頻率亦會對應地在載波訊號ST的掃頻週期內隨時間變化。舉例而言，圖3A是依據本發明實施例中的載波訊號ST1的示意圖。請參照圖3A，在本實施例中，載波訊號ST1的瞬間頻率可以是如圖3A所示的鋸齒波。載波訊號ST1的頻率隨時間變化。例如，載波訊號ST1的頻率在波形週期T1內逐漸增加。每個鋸齒波的波形週期T1即為掃頻週期。

圖3B是依據本發明實施例中的載波訊號ST2的示意圖。請參照圖3B，在本實施例中，載波訊號ST2的瞬間頻率是三角波。載波訊號ST2的頻率可隨時間變化。例如，載波訊號ST2的頻率在波形週期T2的前半部分逐漸增加而在波形週期的後半部分逐漸減小。每個三角波的波形週期T2即為掃頻週期。

須說明的是，載波訊號ST的瞬間頻率不限於鋸齒波或三角波，且載波訊號ST也可能是其他應用於調頻連續波(Frequency Modulated Continuous Wave, FMCW)的載波訊號(例如，線性、幾何型或其他啁啾訊號(chirp signal))。

傳送天線120耦接發射類比前端電路110。傳送天線120可用以發射由發射類比前端電路110所產生的傳送訊號。如前文所述，傳送訊號的頻率亦會對應地隨著載波訊號ST、ST1、ST2的頻率而變化。

天線陣列130包括多個接收天線131 ₀~131 _L-1。這些接收天線131 ₀~131 _L-1分別用以接收對應於傳送訊號的回波訊號並耦接到對應的天線埠131P ₀~131P _L-1。L為正整數並代表接收天線131 ₀~131 _L-1以及對應的天線埠131P ₀~131P _L-1的數量。例如，L為2、4或8，但不以此為限。

舉例而言，圖4是依據本發明的實施例描述接收天線131 ₀~131 _L-1接收回波訊號的示意圖。請參照圖4，雷達裝置100可透過傳送天線120向外部物件O(又稱為目標)發射傳送訊號。假設天線陣列130包括2根接收天線131 ₀~131 ₁。雷達裝置100可透過接收天線131 ₀~131 ₁以及對應的2個天線埠131P ₀~131P ₁接收從外部物件O反射而來的回波訊號ES。

切換電路140耦接接收天線131 ₀~131 _L-1所對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1。在一實施例中，切換電路140用以依據選擇那些接收天線131 ₀~131 _L-1所對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1中的一者來接收回波訊號。

舉例而言，圖5是依據本發明的實施例的切換電路140的示意圖。請參照圖5，切換電路140可以是由一個或多個多工器(multiplexer)、開關(switch)等電性元件組合而成，本發明實施例不加以限制。在一實施例中，切換電路140可從L個接收天線131 ₀~131 _L-1對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1所分別收到的射頻訊號u ₀(t)~u _L-1(t)之間進行切換。

運算處理器150可以是晶片、處理器、微控制器、特殊應用積體電路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)、或任何類型的數位電路。運算處理器150耦接接收類比前端電路170。在一實施例中，運算處理器150用以決定外部物件的位置資訊。

切換控制器160耦接頻率合成器105以及切換電路140，並用以依據載波訊號ST的掃頻週期產生控制訊號。在一實施例中，切換控制器160用以產生控制切換電路140的控制訊號。

在一實施例中，接收類比前端電路170耦接頻率合成器105、切換電路140及運算處理器150。在一實施例中，接收類比前端電路170用以根據載波訊號ST接收並處理射頻訊號。以圖5為例，射頻訊號可以是從天線陣列130的接收天線131 ₀~131 _L-1對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1所收到的射頻訊號u ₀(t)~u _L-1(t)中的一者。

以下搭配圖6A及圖6B更具體地來說明發射類比前端電路110與接收類比前端電路170的詳細硬體架構。

圖6A是依據本發明實施例的發射類比前端電路110及接收類比前端電路170’的示意圖。請參照圖6A，發射類比前端電路110包括放大器PA。接收類比前端電路170’包括低雜訊放大器LNA、混波器MX、濾波器F以及類比至數位轉換器ADC。

頻率合成器SYN用以產生載波訊號ST。放大器PA耦接頻率合成器SYN，並用以將射頻訊號放大輸出，並透過傳送天線120對外發射。低雜訊放大器LNA耦接切換電路140的輸出端，並用以接收切換電路140所輸出的射頻訊號(例如，圖5所示的接收天線131 ₀~131 _L-1所收到的射頻訊號u ₀(t)~u _L-1(t)中的一者)。混波器MX耦接低雜訊放大器LNA，並用以依據頻率合成器SYN所產生的載波訊號ST對射頻訊號混波，以產生中頻訊號。濾波器F耦接混波器MX，並用以分別過濾中頻訊號的同相位(in-phase)成分訊號以及轉相差(quadrature)成分。類比至數位轉換器ADC耦接混波器MX，並用以依據中頻訊號產生基頻訊號。

圖6B是依據本發明實施例的發射類比前端電路110及接收類比前端電路170”的示意圖。請參照圖6B，在本實施例中，發射類比前端電路110包括放大器PA。接收類比前端電路170”包括低雜訊放大器LNA、混波器MX、濾波器F以及類比至數位轉換器ADC。與圖6A不同之處在於，僅有一個混波器MX對射頻訊號混波，且僅有一個類比至數位轉換器ADC。

下文中，將搭配雷達裝置100中的各項元件說明本發明實施例所述之方法。本方法的各個流程可依據實施情形而隨之調整，且並不僅限於此。

圖7是依據本發明的實施例的訊號接收方法的流程圖。請參照圖7，切換控制器160 可依據載波訊號ST的掃頻週期產生控制訊號(步驟S710)。具體而言，載波訊號ST與傳送訊號的說明請參照前述針對發射類比前端電路110的介紹，於此不再贅述。值得注意的是，掃頻週期代表載波訊號ST的波形週期。而控制訊號用於輸入至切換電路140，並據以控制切換電路140的運作。由於本發明實施例針對天線陣列130採用共用接收器(例如，單一接收類比前端電路170)，因此可透過分時多工(time-division multiplexing, TDM)接收不同接收天線131 ₀~131 _L-1對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1所收到的射頻訊號。

在一實施例中，訊框(frame)時間包括多個接收週期。訊框時間代表一個訊框的持續期間。而後續的訊號解調變或解碼將以一個訊框為單位。另一方面，每個接收週期對應到任一個天線埠的接收期間。值得注意的是，同一時間，運算處理器150 可只選擇接收一根接收天線所接收的射頻訊號。因此，透過切換電路140切換接收天線131 ₀~131 _L-1對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1，可在不同時槽(time slot)分別接收到對應於不同通道的射頻訊號，以實現分時多工。接收天線切換時間所形成時槽與FMCW掃頻週期同步。

舉例而言，圖8是依據本發明實施例中描述傳送訊號TS、控制訊號CS與射頻訊號u ₀(t+nT)、u ₁(t+(n+1)T)~ u _L-1(t+(n+L-1)T)、u ₀(t+(n+L)T)、u ₁(t+(n+L+1)T)對應關係的示意圖(t為時間，T為掃頻週期，且n為正整數)。請參照圖8，假設一個訊框時間FT包括L個接收週期。控制訊號CS的切換時機同步於傳送訊號TS的每個掃頻週期。例如，控制訊號CS為「0」代表對應於傳送訊號TS在圖中位於左側的第一個chirp的掃頻週期；控制訊號CS為「1」代表僅對應於圖中位於左側的第二個chirp的掃頻週期；其餘依此類推。此外，這訊框週期FT結束之後，控制訊號CS返回為「0」，且依此類推。

圖9是依據本發明實施例描述接收週期RP及掃頻週期T1的示意圖。請參照圖9，假設天線陣列130包括兩根接收天線131 ₀,131 ₁(即，L為2)，且載波訊號ST1的波形週期為掃頻週期T1。控制訊號包括高準位SH與低準位SL。訊框時間FT1包括兩個接收週期RP。其中，控制訊號持續為高準位SH的期間等於一個接收週期RP，並對應於一個chirp的掃頻週期T1；控制訊號持續為低準位SL的期間等於另一個接收週期RP，並對應於另一個chirp的掃頻週期T1。

須說明的是，控制訊號的內容及順序不限於圖8及圖9的說明，且可視實際需求而變更。

值得注意的是，載波訊號ST、發射類比前端電路110產生的傳送訊號與切換控制器160 產生的控制訊號的同步時機可能存在誤差。在一實施例中，接收週期的起始點與掃頻週期的起始點之間可能有延遲。舉例而言，圖10是依據本發明實施例描述接收週期RP及掃頻週期T1的示意圖。請參照圖10，不同於圖9之處在於，控制訊號(例如是高準位SH)的接收週期RP的起始點與掃頻週期T1的起始點之間有延遲D。延遲D的長度遠小於掃頻週期T1。無論如何，部分的接收週期RP仍與掃頻週期T1重疊。

請參照圖2A，切換電路140可依據控制訊號選擇那些接收天線131 ₀~131 _L-1所對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1中的一者來接收回波訊號(步驟S730)。具體而言，為了實現透過多根接收天線131 ₀~131 _L-1共用接收器，例如以單一接收器結合多根接收天線，在一實施例中，切換電路140可依據控制訊號在訊框時間中分別在每個接收週期僅選擇那些接收天線131 ₀~131 _L-1所對應的L個天線埠131P ₀~131P _L-1中的一者。

以圖8為例，天線陣列包括L個接收天線131 ₀~131 _L-1，訊框時間FT包括L個接收週期，且切換電路140可依據控制訊號在訊框時間FT中分別在第 n接收週期僅選擇那些接收天線131 ₀~131 _L-1中的第 n ₀接收天線所對應的天線埠。 n ₀可對應於切換控制器160產生之控制訊號CS，以圖8為例，控制訊號CS 可對應於 n ₀，且 n ₀為 n除於L的餘數(即 n ₀= nmodulo L)，其為小於或等於L的正整數。也就是說，切換天線埠的順序與接收週期的排序相關。例如，控制訊號CS為「0」代表這接收週期對應於接收天線131 ₀(例如僅選擇第一個接收天線)所對應的天線埠131P ₀，並據以接收射頻訊號u ₀(t+nT)；控制訊號CS為「1」代表僅對應於接收天線131 ₁(例如僅選擇第二個接收天線)所對應的天線埠131P ₁，並據以接收射頻訊號u ₁(t+(n+1)T)；其餘依此類推。

此外，接收類比前端電路170可依據接收天線131 ₀對應的天線埠131P ₀所接收的射頻訊號u ₀(t+nT)產生基頻訊號x _n(m)，定義為s _0,n(m) (m為取樣數並為正整數)。例如，圖6A的類比至數位轉換器ADC依據中頻訊號產生基頻訊號x _n(m))，亦可依據接收天線131 ₁對應的天線埠131P ₁所接收的射頻訊號u ₁(t+(n+1)T)產生基頻訊號x _n+1(m)，定義為s _1,n(m) 。又例如，圖6A的類比至數位轉換器ADC依據中頻訊號產生基頻訊號x _n+1(m))，更可依據天線131 _L-1對應的天線埠131P _L-1所接收的射頻訊號u _L-1(t+(n+L-1)T)產生基頻訊號x _n+L-1(m)。其餘依此類推，並據以產生基頻訊號x _n(m),…, x _n+L-1(m)，即為s _0,n(m),…, s _L-1,n+L-1(m)。

另以圖9為例，控制訊號CS為高準位SH代表這接收週期僅對應於接收天線131 ₀所對應的天線埠131P ₀，且控制訊號CS為低準位SL代表僅對應於接收天線131 ₁所對應的天線埠131P ₁。

在一實施例中，天線陣列130包括L根接收天線131 ₀~131 _L-1，且訊框時間包括N個接收週期。N為正整數，且N

L。即，訊框時間所包括的那些接收週期RP的數量並不限於所有接收天線131 ₀~131 _L-1的數量。舉例而言，圖11是依據本發明實施例描述接收週期RP及掃頻週期T1的示意圖。請參照圖11，訊框時間FT2包括4個接收週期RP(即，N為4並對應到4個chirp的掃頻週期)，且L為2。在第一個接收週期RP中，控制訊號為高準位SH。而在其餘的接收週期RP中，控制訊號為低準位SL。由此可知，切換電路140依據控制訊號在訊框時間FT中在那些接收週期RP中的一者僅選擇天線131 ₀所對應的天線埠131P ₀，且在那些接收週期RP中的其他者僅選擇天線131 ₁所對應的天線埠131P ₁。

需說明的是，L及N不限於圖11所示的範例。舉例而言， L為4且N為8、或L為6且N為12。

在一具單一混波器及單一類比至數位轉換器ADC之接收類比前端實施例中，如圖6B所示，運算處理器150 可依據那些接收天線131 ₀~131 _L-1所對應的多個基頻訊號決定外部物件的位置資訊。具體而言，在不考慮通道干擾與雜訊的情況下，第 n根接收天線131 _n-1的基頻訊號

的數學表示式如下(n為0至L-1中的正整數)：

, 0

m

M…(1) 變數

與

分別代表外部物件O在時間

的距離(包括於位置資訊中)與相對速度，

為掃頻週期。

，

為取樣率(sampling rate)，

為載波頻率，

為頻寬， c為光速。

為關聯於外部物件O的反射功率的振幅。相位

關聯於頻率合成器(frequency synthesizer)(例如，圖1所繪示的頻率合成器105或是圖6A與圖6B所繪示的頻率合成器SYN)提供給發射類比前端電路110的載波訊號ST並用於產生傳送訊號的初始相位。相位

也關聯於在類比與數位訊號路徑上累積的相位延遲。一般而言，相位

對於每個傳送訊號是固定的，但不以此為限。於第 n個掃頻週期內，

有M個取樣訊號，即M= T

f _s。

時域的基頻訊號

經離散傅立葉轉換(discrete Fourier transform, DFT)後在頻域的數學表示如下：

…(2) 函數

可表示為

且

。在頻域中的每個拍音(beat)的頻寬B與函數

的寬度成正比，函數

的寬度又稱為在差頻

的解析度(resolution)。差頻

的解析度乘以

所得之值可對應到距離差的解析度

。即

。

在公式(2)中的

為拍頻(beat frequency)且其數學表示式如下：

…(3)

值得注意的是，拍頻

可反映外部物件O的距離

。運算處理器150 可依據基頻頻域訊號

的頻譜峰(spectral peak)位置，推算外部物件O的位置資訊中的距離。

此外，以圖4為例，假設兩接收天線131 ₀, 131 ₁間隔距離d，其中接收天線131 ₁相較於接收天線131 ₀更遠離傳送天線120。接收天線131 ₀與傳送天線120間隔距離B，且傳送天線120至外部物件O的距離為R。發射天線到外部物件O接收天線131 ₀的往返(round-trip)距離

可表示為

，而發射天線到外部物件O接收天線131 ₁的往返距離

可表示為

。發射天線到外部物件O的往返距離

反映在基頻頻域訊號

頻譜峰(spectral peak)的相位

上，如式子(3)所示。運算處理器150 依據接收天線131 ₀及接收天線131 ₀所接收到的基頻頻域訊號頻譜峰的相位差，可使用到達角(AoA, Angle-of-Arrival)偵測演算法估算估測到達角，並據以決定外部物件O的位置資訊中的方向(即，外部物件O相對於雷達裝置100的角度

)。常見的到達角(AoA)偵測演算法例如是多重訊號分類演算法(multiple signal classification algorithm, MUSIC)、根值多重訊號分類演算法(Root-MUSIC algorithm)或是旋轉不變技術訊號參數估測(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques, ESPRIT)演算法。

在一實施例中，運算處理器150 可依據一個訊框時間內的那些基頻訊號決定位置資訊。一個訊框時間對應於連續且相同的一組接收週期，且每個該訊框時間所對應的那些接收週期的數量為偶數。以圖9為例，運算處理器150 可依據訊框時間FT(包括2個連續的接收週期RP)所接收的基頻訊號決定外部物件的位置資訊。又例如，運算處理器150可依據訊框時間FT2(包括4個連續的接收週期RP)所接收的基頻訊號決定外部物件的位置資訊。

在一實施例中，運算處理器150 可抑制基頻訊號(例如，圖8的基頻訊號 s _0,n(m)~ s _L-1,n+L-1(m)，即 x _n(m)~ x _n+L-1(m))中包含受外部物件O的相對速度所影響的相位偏差成份。值得注意的是，在第(n+i)個週期，對應第i個接收天線，拍頻(beat frequency)所在頻率為頻譜峰位置，其相位資訊為

，其中

，相位資訊會因外部物件O的速度

，而會隨著不同i值(對應於不同接收天線)造成偏差，進而使以不同接收天線基頻頻域訊號頻譜峰的相位差為運算依據之到達角(AoA)演算法的估測造成偏差(bias)。因此，需要抑制這相位偏差成份，以提升角度資訊估測的準確度。

在一實施例中，運算處理器150 對在頻域上的兩基頻訊號共軛運算，以抑制因偵測物件速度所造成的相位偏差成份。以圖4所示的兩根接收天線131 ₀, 131 ₁為例。圖12是依據本發明實施例描述抑制相位偏差成份的示意圖。請參照圖4及圖12，在步驟S121中，運算處理器150 分別將對應到不同接收週期的基頻訊號進行快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform, FFT)，以取得頻域的基頻訊號

。

在步驟S122中，運算處理器150 暫存對應於不同接收週期的基頻訊號

於緩衝器中。

在步驟S123中，運算處理器150 讀取一個訊框時間內的那些基頻訊號

。例如，圖9是兩個接收週期RP的基頻頻域訊號

，且圖11是四個接收週期RP的基頻訊號

。運算處理器150 對一個訊框時間內的這些暫存於緩衝器基頻頻域訊號

進行共軛運算，再選擇部分週期的基頻頻域訊號做乘積並合計組合出

及

。例如，圖9是任一接收週期RP的基頻頻域訊號的共軛複數與另一接收週期RP的基頻頻域訊號的乘積。又例如，圖11是第一個接收週期RP的基頻頻域訊號的共軛複數與第三接收週期RP的基頻頻域訊號的乘積，但不以此為限。而共軛/選擇/線性合計組合運算的結果將可抑制受相對速度影響的相位偏差成分。

更具體而言，在第

個接收週期中，外部物件O與天線陣列130距離可表示為R _n，從傳送天線120到天線131 ₀的往返距離可表示為

。在第

個接收週期中且從傳送天線120到天線131 ₁的往返距離可表示為

， v為外部物件O的相對速度，T為掃頻週期。對應於接收天線131 ₀的基頻訊號可表示為

(即

)，且對應於天線131 ₁的基頻訊號可表示為

(即

)。這些基頻訊號

經過快速傅立葉轉換(FFT)後，在正頻率的部分(

)可表示為：

…(4) 其中，

且

…(5) 其中，

其中，Ｍ為

在一個接收週期內的取樣點數，

為天線波束型(beam pattern)。基頻頻域訊號

的頻譜峰的相位差，並未正確反應出該有的

，而被偏差

，因此造成達角(AoA)演算法的估測偏差(bias)。

運算處理器150 可對不同接收週期所收到的基頻頻域訊號

(即

和

)儲存在緩衝器中。

運算處理器150 可對緩衝器中的那些基頻頻域訊號

以其選擇性未共扼複數或共扼複數的乘積的線性組合運算得出以下基頻頻域訊號

，其中

，

，且

…(6)

…(7) 其中，相位

可能會或可能不會受外部物件O的相對速度

影響，但相位

在兩基頻頻域訊號

中為相等的。

值得注意的是，在拍頻

下兩頻域訊號

的頻譜峰之間的相位差為

並僅相關於外部物件O相對於雷達裝置100的角度

。因此，後續的到達角估測將不易受相對速度 v影響。

須說明的是，前述實施例是假設外部物件O僅有一者。然而，本發明實施例亦可適用於偵測多個外部物件O。假設有K個外部物件O，其中K為大於一的正整數。以圖4所示的兩根接收天線131 ₀, 131 ₁為例，經共軛/選擇/線性合計組合的基頻頻域訊號

，其中

，

，且

…(8)

..(9)

及

為雜訊且彼此與所欲的雷達訊號沒有相關性。第i外部物件位於角度

且距離

處。此外，

為對應於距離

的第i外部物件的拍頻。

綜上所述，本發明實施例所提供的雷達裝置及其訊號接收方法，藉由分時多工的方式，在多個天線埠之間切換，並據以在不同的接收週期接收各個通道的訊號。如此一來，本發明實施例可有效地節省類比前端電路的硬體。甚至，當有大量佈建雷達系統的需求時，本發明實施例可簡化接收端的硬體架構，而讓佈建雷達系統的成本大幅降低。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

1:調頻連續波雷達系統 Tx:傳送器 Rx:接收器 At:天線 100:雷達裝置 110:發射類比前端電路 105:頻率合成器 120:傳送天線 130:天線陣列 130P,131P ₀~131P _L-1:天線埠 140:切換電路 150:運算處理器 160:切換控制器 170、170’、170”:接收類比前端電路 131 ₀~131 _L-1:接收天線 u ₀(t)~u _L-1(t):射頻訊號 TS:傳送訊號 ST,ST1,ST2:載波訊號 T1,T2:掃頻週期 RP:接收週期 FT、FT1、FT2:訊框時間 SH:高準位 SL:低準位 D:延遲 O:外部物件 D、R、B:距離 θ:角度 PA:放大器 LNA:低雜訊放大器 MX:混波器 F:濾波器 FFT:傅立葉轉換 ADC:類比至數位轉換器 SYN:頻率合成器 S710~S730、S121~S123:步驟 L:數量

、

、

:基頻頻域訊號

,B:距離 T:掃頻週期 u ₀(t+nT),u ₁(t+(n+1)T)~u _L-1(t+(n+L-1)T),u ₀(t+(n+L)T),u ₁(t+(n+L+1)T):射頻訊號 x _n(m),x _n+1(m),x _n+L-1(m),x _n+L(m),x _n+L+1(m):基頻訊號 s _0,n(m),s _1,n+1(m),s _L-1,n+L-1(m),s _0,n+L(m),s _1,n+L+1(m):基頻訊號

圖1是習知使用多接收器的調頻連續波雷達系統的示意圖。圖2A、圖2B是依據本發明實施例的雷達裝置的示意圖。圖3A、圖3B是依據本發明實施例中的載波訊號的示意圖。圖4是依據本發明實施例描述接收天線接收回波訊號的示意圖。圖5是依據本發明實施例的切換電路的示意圖。圖6A是依據本發明實施例的發射類比前端電路及接收類比前端電路的示意圖。圖6B是依據本發明實施例的發射類比前端電路及接收類比前端電路的示意圖。圖7是依據本發明實施例的訊號接收方法的流程圖。圖8是依據本發明實施例中描述傳送訊號、控制訊號與射頻訊號對應關係的示意圖。圖9是依據本發明實施例描述接收週期及掃頻週期的示意圖。圖10是依據本發明實施例描述接收週期及掃頻週期的示意圖。圖11是依據本發明實施例描述接收週期及掃頻週期的示意圖。圖12是依據本發明實施例描述抑制干擾成份的示意圖。

100:雷達裝置

110:發射類比前端電路

105:頻率合成器

120:傳送天線

130:天線陣列

140:切換電路

150:運算處理器

160:切換控制器

170:接收類比前端電路

131₀~131_L-1:接收天線

Claims

一種雷達裝置，包括：一發射類比前端電路，用以根據一載波訊號產生一傳送訊號，其中該載波訊號的頻率在該載波訊號的一掃頻週期內隨時間變化；多個天線埠，其中該些天線埠分別用以接收對應於該載波訊號的一回波訊號；一切換控制器，耦接該發射類比前端電路，並用以依據該載波訊號的該掃頻週期產生一控制訊號；一切換電路，耦接該些天線埠及該切換控制器，並用以依據該控制訊號選擇該些天線埠中的一者來接收該回波訊號，其中該回波訊號是由該傳送訊號經一物件反射而產生；以及一接收類比前端電路，耦接該切換電路，並用以根據該載波訊號及該回波訊號接收一射頻訊號。
如請求項1所述的雷達裝置，其中一訊框(frame)時間包括多個接收週期，該切換電路用以依據該控制訊號在該訊框時間中分別在每個該接收週期僅選擇該些天線埠中的一者，且該接收週期對應於該掃頻週期。
如請求項2所述的雷達裝置，其中該些天線埠包括L個天線埠，該訊框時間包括L個接收週期，且該切換電路用以依據該控制訊號在該訊框時間中分別在第 n接收週期僅選擇該些天線埠中的第 n ₀天線埠，其中L為正整數，且 n ₀為小於或等於L的正整數。
如請求項2所述的雷達裝置，其中該些天線埠包括L個天線埠，且該訊框時間包括N個接收週期，其中N及L為正整數，且N大於或等於L。
如請求項4所述的雷達裝置，其中L為2，該切換電路用以依據該控制訊號在該訊框時間中在該些接收週期中的一者僅選擇該些天線埠中的第一天線埠，且在該些接收週期中的其他者僅選擇該些天線埠中的第二天線埠。
如請求項2所述的雷達裝置，其中該接收週期的起始點與該掃頻週期的起始點之間有一延遲，且該延遲的長度小於該掃頻週期。
如請求項1所述的雷達裝置，其中該射頻訊號是藉由該些天線埠接收該回波訊號後所產生的，該些天線埠包括一第一天線埠及一第二天線埠，該接收類比前端電路依據該第一天線埠所接收的該射頻訊號產生一第一基頻訊號，該接收類比前端電路依據該第二天線埠所接收的該射頻訊號產生一第二基頻訊號。
如請求項7所述的雷達裝置，更包括：一運算處理器，依據該第一基頻訊號及該第二基頻訊號決定一外部物件的一位置資訊。
如請求項1所述的雷達裝置，更包括：一頻率合成器，用以產生該載波訊號。
如請求項1所述的雷達裝置，其中該接收類比前端電路包括：一放大器，耦接該切換電路，並用以根據該載波訊號接收該射頻訊號；一混波器，耦接該放大器，並用以依據該射頻訊號產生一中頻訊號；以及一類比至數位轉換器，耦接該混波器，並用以依據該中頻訊號產生該第一基頻訊號或該第二基頻訊號。
如請求項7所述的雷達裝置，更包括一天線陣列，包括一第一接收天線及一第二接收天線分別耦接至該第一天線埠及該第二天線埠，其中該運算處理器用以抑制該第二基頻訊號中受該外部物件的相對速度所影響的一相位偏差成份，其中該第二天線相較於該第一天線更遠離一傳送天線，且該傳送訊號經由該傳送天線發射。
如請求項11所述的雷達裝置，其中該運算處理器用以對在頻域上的該第一基頻訊號及該第二基頻訊號選擇共軛運算與線性組合運算，以抑制該相位偏差成份。
如請求項8所述的雷達裝置，其中該運算處理器用以依據一訊框時間內的該第一基頻訊號及該第二基頻訊號決定該位置資訊，該訊框時間對應於連續且相同的多個接收週期，且每一該訊框時間所對應的該些接收週期的數量為偶數。
一種訊號接收方法，適用於具有多個天線埠的一雷達裝置，其中該雷達裝置的一傳送訊號是根據一載波訊號所產生，該訊號接收方法包括：依據該載波訊號的一掃頻週期產生一控制訊號，其中該載波訊號的頻率在該載波訊號的該掃頻週期內隨時間變化；以及依據該控制訊號選擇透過該些天線埠中的一者接收對應於該載波訊號的一回波訊號。
如請求項14所述的訊號接收方法，其中一訊框時間包括多個接收週期，且依據該控制訊號選擇透過該些天線埠中的一者接收對應於該載波訊號的該回波訊號的步驟包括：依據該控制訊號在該訊框時間中分別在每個該接收週期僅選擇該些天線埠中的一者，且該接收週期對應於該掃頻週期。
如請求項15所述的訊號接收方法，其中該些天線埠包括L個天線埠，該訊框時間包括L個接收週期，且依據該控制訊號在該訊框時間中分別在每個該接收週期僅選擇該些天線埠中的一者的步驟包括：依據該控制訊號在該訊框時間中分別在第 n接收週期僅選擇該些天線埠中的第 n ₀天線埠，其中L為正整數，且 n ₀為小於或等於L的正整數。
如請求項15所述的訊號接收方法，其中該些天線埠包括L個天線埠，且該訊框時間包括N個接收週期，其中N及L為正整數，且N大於或等於L。
如請求項15所述的訊號接收方法，其中該接收週期的起始點與該掃頻週期的起始點之間有一延遲，且該延遲的長度小於該掃頻週期。
如請求項14所述的訊號接收方法，其中該些天線埠包括一第一天線埠及一第二天線埠，依據該控制訊號選擇透過該些接收天線中的一者接收對應於該載波訊號的該回波訊號的步驟包括：依據該第一天線埠所接收的射頻訊號產生一第一基頻訊號；依據該第二天線埠所接收的射頻訊號產生一第二基頻訊號；以及依據該第一基頻訊號及該第二基頻訊號決定一外部物件的一位置資訊。
如請求項19所述的訊號接收方法，其中依據該控制訊號選擇透過該些天線埠中的一者接收對應於該載波訊號的該回波訊號的步驟包括：依據一訊框時間內的該第一基頻訊號及該第二基頻訊號決定該位置資訊，其中該訊框時間對應於連續且相同的該些接收週期，且每一該訊框時間所對應的該些接收週期的數量為偶數。