CN115616499A - 雷达装置及其信号处理方法 - Google Patents

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Abstract

一种雷达装置，其包括发射模拟前端电路、多个天线端口、切换控制器、切换电路及接收模拟前端电路。发射模拟前端电路根据载波信号产生传送信号。载波信号的频率在载波信号的扫频周期内随时间变化。多个天线端口分别用以接收对应于传送信号的回波信号。切换控制器耦接发射模拟前端电路，并用以依据载波信号的扫频周期产生控制信号。切换电路耦接多个天线端口及切换控制器，并用以依据控制信号选择多个天线端口中的一者来接收回波信号，并耦接接收模拟前端电路。

Description

雷达装置及其信号处理方法
技术领域
本发明是有关于一种雷达技术，且特别是有关于一种雷达装置及其应用在数组接收天线的信号处理方法。
背景技术
雷达技术已发展多年。按照发射信号种类，雷达可分成脉冲雷达和连续波雷达两大类。常规脉冲雷达发射周期性的高频脉冲。而连续波雷达发射连续波信号。随着科技快速发展，近年来，调频连续波(Frequency Modulated Continuous Wave,FMCW)雷达已广泛应用在多种领域。
调频连续波雷达在扫频周期内发射频率变化的连续波。而连续波受物体反射后的回波与发射信号有一定的频率差，并可透过基于这频率差判断物体与雷达之间的距离。由于调频连续波雷达能测量活动目标的距离和速度，因此调频连续波雷达逐渐广泛应用到诸如道路车辆监测记录系统、汽车防撞雷达、车流量检测器、自动驾驶等民用领域。
值得注意的是，调频连续波雷达系统可使用数组天线估算反射信号的角度(又称为到达角(Angle of Arrival,AoA))。当雷达系统与物体的距离有很小的变化时，会导致频谱峰值处的相位发生较大的变化。因此，可利用物体与相邻天线的距离差所对应的相位变化估测到达角。
然而，为了使用数组天线，目前估测到达角的调频连续波雷达系统使用多接收器的架构。图1是现有技术使用多接收器的调频连续波雷达系统的示意图。请参照图1，现有的调频连续波的雷达系统1可包括传送器Tx以及多个接收器Rx。传送器Tx可藉由天线At发射传送信号，且那些接收器Rx可分别藉由多根接收天线At接收传送信号经物体反射的回波信号。
一般而言，在感测多个通道(分别对应于多根天线At)时，可采用码分复用(codedivision multiplexing,CDM)、频分复用(frequency-division multiplexing,FDM)或时分复用(time-division multiplexing,TDM)的方式。针对码分复用，传送信号是对应于数个展频码(spread code)的展频信号(spread-spectrum signal)的总和。针对频分复用，可将数个数字中频信号(digital-IF signal)调变至一个传送信号。无论是码分复用或是频分复用皆需要数个同步的接收器来同时处理多个解复用信号(de-multiplexed signals)。然而，多个同步的接收器的硬件架构会造成庞大的硬件成本。
发明内容
本发明的实施例提供一种雷达装置。雷达装置包括发射模拟前端电路、多个天线端口、切换控制器、切换电路及接收模拟前端电路。发射模拟前端电路用以根据载波信号产生传送信号。载波信号的频率在载波信号的扫频周期内随时间变化。多个天线端口分别用以接收对应于传送信号的回波信号。切换控制器耦接发射模拟前端电路。切换控制器用以依据载波信号的扫频周期产生控制信号。切换电路耦接多个天线端口及切换控制器。切换电路用以依据控制信号选择多个天线端口中的一者来接收回波信号。回波信号是由传送信号经一对象反射而产生。接收模拟前端电路耦接切换电路，并用以根据载波信号接收射频信号。藉由多个天线端口共享接收器用以接收天线切换电路后的解复用(de-multiplexed)信号。
另一方面，本发明的实施例提供一种信号处理方法，其适用于具有多个天线端口的雷达装置。信号处理方法包括以下步骤：依据载波信号的扫频周期产生控制信号，其中载波信号的频率在载波信号的扫频周期内随时间变化。依据控制信号选择透过多个天线端口中的一者接收对应于传送信号的回波信号。
为让本发明的上述特征能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。
附图说明
图1是现有技术使用多接收器的调频连续波雷达系统的示意图。
图2A、图2B是依据本发明实施例的雷达装置的示意图。
图3A、图3B是依据本发明实施例中的载波信号的示意图。
图4是依据本发明实施例描述接收天线接收回波信号的示意图。
图5是依据本发明实施例的切换电路的示意图。
图6A是依据本发明实施例的发射模拟前端电路及接收模拟前端电路的示意图。
图6B是依据本发明实施例的发射模拟前端电路及接收模拟前端电路的示意图。
图7是依据本发明实施例的信号处理方法的流程图。
图8是依据本发明实施例中描述传送信号、控制信号与射频信号对应关系的示意图。
图9是依据本发明实施例描述接收周期及扫频周期的示意图。
图10是依据本发明实施例描述接收周期及扫频周期的示意图。
图11是依据本发明实施例描述接收周期及扫频周期的示意图。
图12是依据本发明实施例描述抑制干扰成分的示意图。
符号说明
1:调频连续波雷达系统
Tx:传送器
Rx:接收器
At:天线
100:雷达装置
110:发射模拟前端电路
105:频率合成器
120:传送天线
130:天线数组
130P,131P0～131PL-1:天线端口
140:切换电路
150:运算处理器
160:切换控制器
170、170’、170”:接收模拟前端电路
1310～131L-1:接收天线
u0(t)～uL-1(t):射频信号
TS:传送信号
ST,ST1,ST2:载波信号
T1,T2:扫频周期
RP:接收周期
FT、FT1、FT2:信号帧时间
SH:高位准
SL:低位准
D:延迟
O:外部对象
D、R、B:距离
θ:角度
PA:放大器
LNA:低噪声放大器
MX:混波器
F:滤波器
FFT:傅立叶变换
ADC:模数转换器
SYN:频率合成器
S710～S730、S121～S123:步骤
L:数量
Xn(k)、Y1，n(k)、Y0，n(k):基频频域信号
rn,B:距离
T:扫频周期
u0(t+nT),u1(t+(n+1)T)～uL-1(t+(n+L-1)T),u0(t+(n+L)T),u1(t+(n+L+1)T):射频信号
xn(m),xn+1(m),xn+L-1(m),xn+L(m),xn+L+1(m):基频信号s0,n(m),s1,n+1(m),sL-1,n+L-1(m),s0,n+L(m),s1,n+L+1(m):基频信号
具体实施方式
图2A、图2B是依据本发明的实施例的一种雷达装置100的示意图。请参照图2A，雷达装置100包括(但不仅限于)发射模拟前端电路110、多个天线端口130P、切换电路140、切换控制器160及接收模拟前端电路170。请参照图2B，在一实施例中，雷达装置100更包括频率合成器105、传送天线120、天线数组130及/或运算处理器150。天线数组130包括多个接收天线1310～131L-1并分别耦接至对应的天线端口131P0～131PL-1。雷达装置100例如可应用于气象、测速、倒车、地形、军事等领域。
发射模拟前端电路110、切换控制器160及接收模拟前端电路170用以根据载波信号ST而产生对应的运作。频率合成器105可用以产生载波信号ST。频率合成器105耦接发射模拟前端电路110、切换控制器160及接收模拟前端电路170。频率合成器105可以设置于雷达装置100的外部或是被整合在雷达装置100中。
发射模拟前端电路110可用以根据载波信号ST产生传送信号。由于载波信号ST的频率在载波信号ST的扫频周期内随时间变化，因此传送信号的频率亦会对应地在载波信号ST的扫频周期内随时间变化。举例而言，图3A是依据本发明实施例中的载波信号ST1的示意图。请参照图3A，在本实施例中，载波信号ST1的瞬间频率可以是如图3A所示的锯齿波。载波信号ST1的频率随时间变化。例如，载波信号ST1的频率在波形周期T1内逐渐增加。每个锯齿波的波形周期T1即为扫频周期。
图3B是依据本发明实施例中的载波信号ST2的示意图。请参照图3B，在本实施例中，载波信号ST2的瞬间频率是三角波。载波信号ST2的频率可随时间变化。例如，载波信号ST2的频率在波形周期T2的前半部分逐渐增加而在波形周期的后半部分逐渐减小。每个三角波的波形周期T2即为扫频周期。
须说明的是，载波信号ST的瞬间频率不限于锯齿波或三角波，且载波信号ST也可能是其他应用于调频连续波(Frequency Modulated Continuous Wave,FMCW)的载波信号(例如，线性、几何型或其他啁啾信号(chirp signal))。
传送天线120耦接发射模拟前端电路110。传送天线120可用以发射由发射模拟前端电路110所产生的传送信号。如前文所述，传送信号的频率亦会对应地随着载波信号ST、ST1、ST2的频率而变化。
天线数组130包括多个接收天线1310～131L-1。这些接收天线1310～131L-1分别用以接收对应于传送信号的回波信号并耦接到对应的天线端口131P0～131PL-1。L为正整数并代表接收天线1310～131L-1以及对应的天线端口131P0～131PL-1的数量。例如，L为2、4或8，但不以此为限。
举例而言，图4是依据本发明的实施例描述接收天线1310～131L-1接收回波信号的示意图。请参照图4，雷达装置100可透过传送天线120向外部对象O(又称为目标)发射传送信号。假设天线数组130包括2根接收天线1310～1311。雷达装置100可透过接收天线1310～1311以及对应的2个天线端口131P0～131P1接收从外部对象O反射而来的回波信号ES。
切换电路140耦接接收天线1310～131L-1所对应的L个天线端口131P0～131PL-1。在一实施例中，切换电路140用以依据选择那些接收天线1310～131L-1所对应的L个天线端口131P0～131PL-1中的一者来接收回波信号。
举例而言，图5是依据本发明的实施例的切换电路140的示意图。请参照图5，切换电路140可以是由一个或多个复用器(multiplexer)、开关(switch)等电性组件组合而成，本发明实施例不加以限制。在一实施例中，切换电路140可从L个接收天线1310～131L-1对应的L个天线端口131P0～131PL-1所分别收到的射频信号u0(t)～uL-1(t)之间进行切换。
运算处理器150可以是芯片、处理器、微控制器、特殊应用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)、或任何类型的数字电路。运算处理器150耦接接收模拟前端电路170。在一实施例中，运算处理器150用以决定外部对象的位置信息。
切换控制器160耦接频率合成器105以及切换电路140，并用以依据载波信号ST的扫频周期产生控制信号。在一实施例中，切换控制器160用以产生控制切换电路140的控制信号。
在一实施例中，接收模拟前端电路170耦接频率合成器105、切换电路140及运算处理器150。在一实施例中，接收模拟前端电路170用以根据载波信号ST接收并处理射频信号。以图5为例，射频信号可以是从天线数组130的接收天线1310～131L-1对应的L个天线端口131P0～131PL-1所收到的射频信号u0(t)～uL-1(t)中的一者。
以下搭配图6A及图6B更具体地来说明发射模拟前端电路110与接收模拟前端电路170的详细硬件架构。
图6A是依据本发明实施例的发射模拟前端电路110及接收模拟前端电路170’的示意图。请参照图6A，发射模拟前端电路110包括放大器PA。接收模拟前端电路170’包括低噪声放大器LNA、混波器MX、滤波器F以及模数转换器ADC。
频率合成器SYN用以产生载波信号ST。放大器PA耦接频率合成器SYN，并用以将射频信号放大输出，并透过传送天线120对外发射。低噪声放大器LNA耦接切换电路140的输出端，并用以接收切换电路140所输出的射频信号(例如，图5所示的接收天线1310～131L-1所收到的射频信号u0(t)～uL-1(t)中的一者)。混波器MX耦接低噪声放大器LNA，并用以依据频率合成器SYN所产生的载波信号ST对射频信号混波，以产生中频信号。滤波器F耦接混波器MX，并用以分别过滤中频信号的同相位(in-phase)成分信号以及正交(quadrature)成分。模数转换器ADC耦接混波器MX，并用以依据中频信号产生基频信号。
图6B是依据本发明实施例的发射模拟前端电路110及接收模拟前端电路170”的示意图。请参照图6B，在本实施例中，发射模拟前端电路110包括放大器PA。接收模拟前端电路170”包括低噪声放大器LNA、混波器MX、滤波器F以及模数转换器ADC。与图6A不同之处在于，仅有一个混波器MX对射频信号混波，且仅有一个滤波器F以及模数转换器ADC。
下文中，将搭配雷达装置100中的各项组件说明本发明实施例所述的方法。本方法的各个流程可依据实施情形而随之调整，且并不仅限于此。
图7是依据本发明的实施例的信号处理方法的流程图。请参照图7，切换控制器160可依据载波信号ST的扫频周期产生控制信号(步骤S710)。具体而言，载波信号ST与传送信号的说明请参照前述针对发射模拟前端电路110的介绍，于此不再赘述。值得注意的是，扫频周期代表载波信号ST的波形周期。而控制信号用于输入至切换电路140，并据以控制切换电路140的运作。由于本发明实施例针对天线数组130采用共享接收器(例如，单一接收模拟前端电路170)，因此可透过时分复用(time-division multiplexing,TDM)接收不同接收天线1310～131L-1对应的L个天线端口131P0～131PL-1所收到的射频信号。
在一实施例中，信号帧(signal frame)时间包括多个接收周期。信号帧时间代表一个信号帧的持续期间。而后续的信号解调变或译码将以一个信号帧为单位。另一方面，每个接收周期对应到任一个天线端口的接收期间。值得注意的是，同一时间，运算处理器150可只选择接收一根接收天线所接收的射频信号。因此，透过切换电路140切换接收天线1310～131L-1对应的L个天线端口131P0～131PL-1，可在不同时槽(time slot)分别接收到对应于不同信道的射频信号，以实现时分复用。接收天线切换时间所形成时槽与FMCW扫频周期同步。
举例而言，图8是依据本发明实施例中描述传送信号TS、控制信号CS与射频信号u0(t+nT)、u1(t+(n+1)T)～uL-1(t+(n+L-1)T)、u0(t+(n+L)T)、u1(t+(n+L+1)T)对应关系的示意图(t为时间，T为扫频周期，且n为正整数)。请参照图8，假设一个信号帧时间FT包括L个接收周期。控制信号CS的切换时机同步于传送信号TS的每个扫频周期。例如，控制信号CS为「0」代表对应于传送信号TS在图中位于左侧的第一个chirp的扫频周期；控制信号CS为「1」代表仅对应于图中位于左侧的第二个chirp的扫频周期；其余依此类推。此外，这信号帧周期FT结束之后，控制信号CS返回为「0」，且依此类推。
图9是依据本发明实施例描述接收周期RP及扫频周期T1的示意图。请参照图9，假设天线数组130包括两根接收天线1310,1311(即，L为2)，且载波信号ST1的波形周期为扫频周期T1。控制信号包括高位准SH与低位准SL。信号帧时间FT1包括两个接收周期RP。其中，控制信号持续为高位准SH的期间等于一个接收周期RP，并对应于一个chirp的扫频周期T1；控制信号持续为低位准SL的期间等于另一个接收周期RP，并对应于另一个chirp的扫频周期T1。
须说明的是，控制信号的内容及顺序不限于图8及图9的说明，且可视实际需求而变更。
值得注意的是，载波信号ST、发射模拟前端电路110产生的传送信号与切换控制器160产生的控制信号的同步时机可能存在误差。在一实施例中，接收周期的起始点与扫频周期的起始点之间可能有延迟，以减少同步时机误差的影响。举例而言，图10是依据本发明实施例描述接收周期RP及扫频周期T1的示意图。请参照图10，不同于图9之处在于，控制信号(例如是高位准SH)的接收周期RP的起始点与扫频周期T1的起始点之间有延迟D。延迟D的长度远小于扫频周期T1。无论如何，部分的接收周期RP仍与扫频周期T1重迭。
请参照图2A，切换电路140可依据控制信号选择那些接收天线1310～131L-1所对应的L个天线端口131P0～131PL-1中的一者来接收回波信号(步骤S730)。具体而言，为了实现透过多根接收天线1310～131L-1共享接收器，例如以单一接收器结合多根接收天线，在一实施例中，切换电路140可依据控制信号在信号帧时间中分别在每个接收周期仅选择那些接收天线1310～131L-1所对应的L个天线端口131P0～131PL-1中的一者。
以图8为例，天线数组包括L个接收天线1310～131L-1，信号帧时间FT包括L个接收周期，且切换电路140可依据控制信号在信号帧时间FT中分别在第n接收周期仅选择那些接收天线1310～131L-1中的第n0接收天线所对应的天线端口。n0可对应于切换控制器160产生的控制信号CS，以图8为例，控制信号CS可对应于n0，且n0为n除于L的余数(即n0＝n moduloL)，其为小于或等于L的正整数。也就是说，切换天线端口的顺序与接收周期的排序相关。例如，控制信号CS为「0」代表这接收周期对应于接收天线1310(例如仅选择第一个接收天线)所对应的天线端口131P0，并据以接收射频信号u0(t+nT)；控制信号CS为「1」代表仅对应于接收天线1311(例如仅选择第二个接收天线)所对应的天线端口131P1，并据以接收射频信号u1(t+(n+1)T)；其余依此类推。
此外，接收模拟前端电路170可依据接收天线1310对应的天线端口131P0所接收的射频信号u0(t+nT)产生基频信号xn(m)，定义为s0,n(m)(m为取样数并为正整数)。例如，图6A的模数转换器ADC依据中频信号产生基频信号xn(m))，亦可依据接收天线1311对应的天线端口131P1所接收的射频信号u1(t+(n+1)T)产生基频信号xn+1(m)，定义为s1,n(m)。又例如，图6A的模数转换器ADC依据中频信号产生基频信号xn+1(m))，更可依据天线131L-1对应的天线端口131PL-1所接收的射频信号uL-1(t+(n+L-1)T)产生基频信号xn+L-1(m)。其余依此类推，并据以产生基频信号xn(m),…,xn+L-1(m)，即为s0,n(m),…,sL-1,n+L-1(m)。
另以图9为例，控制信号CS为高位准SH代表这接收周期仅对应于接收天线1310所对应的天线端口131P0，且控制信号CS为低位准SL代表仅对应于接收天线1311所对应的天线端口131P1。
在一实施例中，天线数组130包括L根接收天线1310～131L-1，且信号帧时间包括N个接收周期。N为正整数，且N≥L。即，信号帧时间所包括的那些接收周期RP的数量并不限于所有接收天线1310～131L-1的数量。举例而言，图11是依据本发明实施例描述接收周期RP及扫频周期T1的示意图。请参照图11，信号帧时间FT2包括4个接收周期RP(即，N为4并对应到4个chirp的扫频周期)，且L为2。在第一个接收周期RP中，控制信号为高位准SH。而在其余的接收周期RP中，控制信号为低位准SL。由此可知，切换电路140依据控制信号在信号帧时间FT中在那些接收周期RP中的一者仅选择天线1310所对应的天线端口131P0，且在那些接收周期RP中的其他者仅选择天线1311所对应的天线端口131P1。
需说明的是，L及N不限于图11所示的范例。举例而言，L为4且N为8、或L为6且N为12。
在一具单一混波器及单一模数转换器ADC的接收模拟前端实施例中，如图6B所示，运算处理器150可依据那些接收天线1310～131L-1所对应的多个基频信号决定外部对象的位置信息。具体而言，在不考虑信道干扰与噪声的情况下，第n根接收天线131n-1的基频信号xn(m)的数学表示式如下(n为0至L-1中的正整数)：
Figure BDA0003243225070000161
0≤m＜M…(1)
变数rn与b分别代表外部对象O在时间nT的距离(包括于位置信息中)与相对速度，T为扫频周期。
Figure BDA0003243225070000162
fs为取样率(sampling rate)，fc为载波频率，B为带宽，c为光速。A为关联于外部对象O的反射功率的振幅。相位
Figure BDA0003243225070000163
关联于频率合成器(frequency synthesizer)(例如，图1所绘示的频率合成器105或是图6A与图6B所绘示的频率合成器SYN)提供给发射模拟前端电路110的载波信号ST并用于产生传送信号的初始相位。相位
Figure BDA0003243225070000164
也关联于在模拟与数字信号路径上累积的相位延迟。一般而言，相位
Figure BDA0003243225070000165
对于每个传送信号是固定的，但不以此为限。于第n个扫频周期内，xn(m)有M个取样信号，即M＝T×fs。
时域的基频信号xn(m)经离散傅立叶变换(discrete Fourier transform,DFT)后在频域的数学表示如下：
Figure BDA0003243225070000166
Figure BDA0003243225070000171
函数Ψ(ω)可表示为
Figure BDA0003243225070000172
且Ψ(0)＝1。在频域中的每个拍音(beat)的带宽B与函数Ψ(ω)的宽度成正比，函数Ψ(ω)的宽度又称为在差频Δω的分辨率(resolution)。差频Δω的分辨率乘以
Figure BDA0003243225070000173
所得的值可对应到距离差的分辨率Δr。即
Figure BDA0003243225070000174
在公式(2)中的
Figure BDA0003243225070000175
为拍频(beat frequency)且其数学表示式如下：
Figure BDA0003243225070000176
值得注意的是，拍频
Figure BDA0003243225070000177
可反映外部对象O的距离rn。运算处理器150可依据基频频域信号Xn(ejω)的频谱峰(spectral peak)位置，推算外部对象O的位置信息中的距离。
此外，以图4为例，假设两接收天线1310,1311间隔距离d，其中接收天线1311相较于接收天线1310更远离传送天线120。接收天线1310与传送天线120间隔距离B，且传送天线120至外部对象O的距离为R。发射天线到外部对象O接收天线1310的往返(round-trip)距离2rn可表示为2R+B·sinθ，而发射天线到外部对象O接收天线1311的往返距离2rn可表示为2R+(d+B)·sinθ。发射天线到外部对象O的往返距离2rn反映在基频频域信号Xn(ejω)频谱峰(spectral peak)的相位
Figure BDA0003243225070000178
上，如式子(3)所示。运算处理器150依据接收天线1310及接收天线1310所接收到的基频频域信号频谱峰的相位差，可使用到达角(AoA,Angle-of-Arrival)侦测算法估算估测到达角，并据以决定外部对象O的位置信息中的方向(即，外部对象O相对于雷达装置100的角度θ)。常见的到达角(AoA)侦测算法例如是多重信号分类算法(multiple signal classification algorithm,MUSIC)、根值多重信号分类算法(Root-MUSIC algorithm)或是旋转不变技术信号参数估测(Estimation of SignalParameters via Rotational Invariance Techniques,ESPRIT)算法。
在一实施例中，运算处理器150可依据一个信号帧时间内的那些基频信号决定位置信息。一个信号帧时间对应于连续且相同的一组接收周期，且每个该信号帧时间所对应的那些接收周期的数量为偶数。以图9为例，运算处理器150可依据信号帧时间FT(包括2个连续的接收周期RP)所接收的基频信号决定外部对象的位置信息。又例如，运算处理器150可依据信号帧时间FT2(包括4个连续的接收周期RP)所接收的基频信号决定外部对象的位置信息。
在一实施例中，运算处理器150可抑制基频信号(例如，图8的基频信号s0,n(m)～sL-1,n+L-1(m)，即xn(m)～xn+L-1(m))中包含受外部对象O的相对速度所影响的相位偏差成分。值得注意的是，在第(n+i)个周期，对应第i个接收天线，拍频(beat frequency)所在频率为频谱峰位置，其相位信息为
Figure BDA0003243225070000191
其中2rn+i＝2Rn+2·i·v·T+(i·d+B)·sinθ，相位信息会因外部对象O的速度v，而会随着不同i值(对应于不同接收天线)造成偏差，进而使以不同接收天线基频频域信号频谱峰的相位差为运算依据的到达角(AoA)算法的估测造成偏差(bias)。因此，需要抑制这相位偏差成分，以提升角度信息估测的准确度。
在一实施例中，运算处理器150对在频域上的两基频信号共轭运算，以抑制因侦测对象速度所造成的相位偏差成分。以图4所示的两根接收天线1310,1311为例。图12是依据本发明实施例描述抑制相位偏差成分的示意图。请参照图4及图12，在步骤S121中，运算处理器150分别将对应到不同接收周期的基频信号进行快速傅立叶变换(Fast FourierTransform,FFT)，以取得频域的基频信号Xn(k)。
在步骤S122中，运算处理器150暂存对应于不同接收周期的基频信号Xn(k)于缓冲器中。
在步骤S123中，运算处理器150读取一个信号帧时间内的那些基频信号Xn(k)。例如，图9是两个接收周期RP的基频频域信号Xn(k)，且图11是四个接收周期RP的基频信号Xn(k)。运算处理器150对一个信号帧时间内的这些暂存于缓冲器基频频域信号{Xn(k)，Xn+1(k)，...，Xn+L-1(k)}进行共轭运算，再选择部分周期的基频频域信号做乘积并合计组合出Y0，n(k)及Y1，n(k)。例如，图9是任一接收周期RP的基频频域信号的共轭复数与另一接收周期RP的基频频域信号的乘积。又例如，图11是第一个接收周期RP的基频频域信号的共轭复数与第三接收周期RP的基频频域信号的乘积，但不以此为限。而共轭/选择/线性合计组合运算的结果将可抑制受相对速度影响的相位偏差成分。
更具体而言，在第n个接收周期中，外部对象O与天线数组130距离可表示为Rn，从传送天线120到天线1310的往返距离可表示为2Rn+B·sinθ。在第n+1个接收周期中且从传送天线120到天线1311的往返距离可表示为2Rn+2·v·T+(d+B)·sinθ，v为外部对象O的相对速度，T为扫频周期。对应于接收天线1310的基频信号可表示为s0，n(m)(即xn(m))，且对应于天线1311的基频信号可表示为s1，n+1(m)(即xn+1(m))。这些基频信号s0，n(m)及s1，n+1(m)经过快速傅立叶变换(FFT)后，在正频率的部分(0≤ω＜π)可表示为：
Figure BDA0003243225070000201
其中，
Figure BDA0003243225070000202
且
Figure BDA0003243225070000203
其中，
Figure BDA0003243225070000204
其中，M为xn(m)在一个接收周期内的取样点数，E(θ)为天线波束型(beampattern)。基频频域信号S0，n(k)及S1，n+1(k)的频谱峰的相位差，并未正确反应出该有的
Figure BDA0003243225070000211
而被偏差
Figure BDA0003243225070000212
因此造成达角(AoA)算法的估测偏差(bias)。
运算处理器150可对不同接收周期所收到的基频频域信号S0，n(k)及S1，n+1(k)(即Xn(k)和Xn+1(k))储存在缓冲器中。
运算处理器150可对缓冲器中的那些基频频域信号S0，n(m)及S1，n+1(m)以其选择性未共扼复数或共扼复数的乘积的线性组合运算得出以下基频频域信号Y0，n(k)及Y1，n(k)，其中Y0，n(k)＝Y0，n(ejω)|ω＝2πk/M，Y1，n(k)＝Y1，n(ejω)|ω＝2πk/M，且
Figure BDA0003243225070000213
Figure BDA0003243225070000214
其中，相位
Figure BDA0003243225070000215
可能会或可能不会受外部对象O的相对速度v影响，但相位
Figure BDA0003243225070000216
在两基频频域信号Y0，n(ejω)用Y1，n(ejω)中为相等的。
值得注意的是，在拍频
Figure BDA0003243225070000217
下两频域信号Y0，n(ejω)及Y1，n(ejω)的频谱峰之间的相位差为
Figure BDA0003243225070000218
并仅相关于外部对象O相对于雷达装置100的角度θ。因此，后续的到达角估测将不易受相对速度v影响。
须说明的是，前述实施例是假设外部对象O仅有一者。然而，本发明实施例亦可适用于侦测多个外部对象O。假设有K个外部对象O，其中K为大于一的正整数。以图4所示的两根接收天线1310,1311为例，经共轭/选择/线性合计组合的基频频域信号Y0(k)及Y1(k)，其中Y0(k)＝Y0(ejω)|ω＝2πk/M，Y1(k)＝Y1(ejω)|ω＝2πk/M，且
Figure BDA0003243225070000221
Figure BDA0003243225070000222
Figure BDA0003243225070000223
及
Figure BDA0003243225070000224
为噪声且彼此与所欲的雷达信号没有相关性。第i外部对象位于角度θi且距离Ri处。此外，
Figure BDA0003243225070000225
为对应于距离Ri的第i外部对象的拍频。
综上所述，本发明实施例所提供的雷达装置及其信号处理方法，藉由时分复用的方式，在多个天线端口之间切换，并据以在不同的接收周期接收各个信道的信号。如此一来，本发明实施例可有效地节省模拟前端电路的硬件。甚至，当有大量布建雷达系统的需求时，本发明实施例可简化接收端的硬件架构，而让布建雷达系统的成本大幅降低。
虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视权利要求范围所界定者为准。

Claims (20)

1.一种雷达装置，其特征在于，包括：
一发射模拟前端电路，用以根据一载波信号产生一传送信号，其中该载波信号的频率在该载波信号的一扫频周期内随时间变化；
多个天线端口，其中该些天线端口分别用以接收对应于该载波信号的一回波信号；
一切换控制器，耦接该发射模拟前端电路，并用以依据该载波信号的该扫频周期产生一控制信号；
一切换电路，耦接该些天线端口及该切换控制器，并用以依据该控制信号选择该些天线端口中的一者来接收该回波信号，其中该回波信号是由该传送信号经一对象反射而产生；以及
一接收模拟前端电路，耦接该切换电路，并用以根据该载波信号及该回波信号接收一射频信号。
2.如权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，其中一信号帧时间包括多个接收周期，该切换电路用以依据该控制信号在该信号帧时间中分别在每个该接收周期仅选择该些天线端口中的一者，且该接收周期对应于该扫频周期。
3.如权利要求2所述的雷达装置，其特征在于，其中该些天线端口包括L个天线端口，该信号帧时间包括L个接收周期，且该切换电路用以依据该控制信号在该信号帧时间中分别在第n接收周期仅选择该些天线端口中的第n0天线端口，其中L为正整数，且n0为小于或等于L的正整数。
4.如权利要求2所述的雷达装置，其特征在于，其中该些天线端口包括L个天线端口，且该信号帧时间包括N个接收周期，其中N及L为正整数，且N大于或等于L。
5.如权利要求4所述的雷达装置，其特征在于，其中L为2，该切换电路用以依据该控制信号在该信号帧时间中在该些接收周期中的一者仅选择该些天线端口中的第一天线端口，且在该些接收周期中的其他者仅选择该些天线端口中的第二天线端口。
6.如权利要求2所述的雷达装置，其特征在于，其中该接收周期的起始点与该扫频周期的起始点之间有一延迟，且该延迟的长度小于该扫频周期。
7.如权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，其中该射频信号是藉由该些天线端口接收该回波信号后所产生的，该些天线端口包括一第一天线端口及一第二天线端口，该接收模拟前端电路依据该第一天线端口所接收的该射频信号产生一第一基频信号，该接收模拟前端电路依据该第二天线端口所接收的该射频信号产生一第二基频信号。
8.如权利要求7所述的雷达装置，其特征在于，更包括：
一运算处理器，依据该第一基频信号及该第二基频信号决定一外部对象的一位置信息。
9.如权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，更包括：
一频率合成器，用以产生该载波信号。
10.如权利要求1所述的雷达装置，其特征在于，其中该接收模拟前端电路包括：
一放大器，耦接该切换电路，并用以根据该载波信号接收该射频信号；
一混波器，耦接该放大器，并用以依据该射频信号产生一中频信号；以及
一模数转换器，耦接该混波器，并用以依据该中频信号产生该第一基频信号或该第二基频信号。
11.如权利要求7所述的雷达装置，其特征在于，更包括一天线数组，包括一第一接收天线及一第二接收天线分别耦接至该第一天线端口及该第二天线端口，其中该运算处理器用以抑制该第二基频信号中受该外部对象的相对速度所影响的一相位偏差成分，其中该第二天线相较于该第一天线更远离一传送天线，且该传送信号经由该传送天线发射。
12.如权利要求11所述的雷达装置，其特征在于，其中该运算处理器用以对在频域上的该第一基频信号及该第二基频信号选择共轭运算与线性组合运算，以抑制该相位偏差成分。
13.如权利要求8所述的雷达装置，其特征在于，其中该运算处理器用以依据一信号帧时间内的该第一基频信号及该第二基频信号决定该位置信息，该信号帧时间对应于连续且相同的多个接收周期，且每一该信号帧时间所对应的该些接收周期的数量为偶数。
14.一种信号处理方法，其特征在于，适用于具有多个天线端口的一雷达装置，其中该雷达装置的一传送信号是根据一载波信号所产生，该信号处理方法包括：
依据该载波信号的一扫频周期产生一控制信号，其中该载波信号的频率在该载波信号的该扫频周期内随时间变化；以及
依据该控制信号选择透过该些天线端口中的一者接收对应于该载波信号的一回波信号。
15.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，其中一信号帧时间包括多个接收周期，且依据该控制信号选择透过该些天线端口中的一者接收对应于该载波信号的该回波信号的步骤包括：
依据该控制信号在该信号帧时间中分别在每个该接收周期仅选择该些天线端口中的一者，且该接收周期对应于该扫频周期。
16.如权利要求15所述的信号处理方法，其特征在于，其中该些天线端口包括L个天线端口，该信号帧时间包括L个接收周期，且依据该控制信号在该信号帧时间中分别在每个该接收周期仅选择该些天线端口中的一者的步骤包括：
依据该控制信号在该信号帧时间中分别在第n接收周期仅选择该些天线端口中的第n0天线端口，其中L为正整数，且n0为小于或等于L的正整数。
17.如权利要求15所述的信号处理方法，其特征在于，其中该些天线端口包括L个天线端口，且该信号帧时间包括N个接收周期，其中N及L为正整数，且N大于或等于L。
18.如权利要求15所述的信号处理方法，其特征在于，其中该接收周期的起始点与该扫频周期的起始点之间有一延迟，且该延迟的长度小于该扫频周期。
19.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，其中该些天线端口包括一第一天线端口及一第二天线端口，依据该控制信号选择透过该些接收天线中的一者接收对应于该载波信号的该回波信号的步骤包括：
依据该第一天线端口所接收的射频信号产生一第一基频信号；
依据该第二天线端口所接收的射频信号产生一第二基频信号；以及
依据该第一基频信号及该第二基频信号决定一外部对象的一位置信息。
20.如权利要求19所述的信号处理方法，其特征在于，其中依据该控制信号选择透过该些天线端口中的一者接收对应于该载波信号的该回波信号的步骤包括：
依据一信号帧时间内的该第一基频信号及该第二基频信号决定该位置信息，其中该信号帧时间对应于连续且相同的该些接收周期，且每一该信号帧时间所对应的该些接收周期的数量为偶数。
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