CN110824444B - 用于解析速度模糊的mimo雷达译码 - Google Patents

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Abstract

一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的设备包括多个发射信道和虚拟信道。每个发射信道包括被配置成发射多个啁啾的发射天线。每个啁啾包括相应发射信道的发射频率的频率斜坡。每个发射信道正交于另一发射信道且正交于虚拟发射信道。波形产生器被配置成针对每个发射信道产生本地振荡器(LO)信号。频率偏移电路被配置成运用相应频率偏移修改每个发射信道的LO信号以产生相应发射频率。

Description

用于解析速度模糊的MIMO雷达译码
技术领域
本公开大体上涉及多入多出技术(Multiple Input Multiple Output，MIMO)雷达系统，且更确切地说，涉及通过对MIMO雷达发射器频率进行译码来解析反射器的速度模糊。
背景技术
用于提高汽车雷达系统的角分辨率的常用方法包括使用多个发射器天线。汽车正逐渐使用雷达系统以检测周围环境的改变，例如与另一汽车的距离，来进行盲点检测或检测领先车辆来改善巡航控制。精确的雷达也是自动车辆控制系统中不可或缺的一部分。在MIMO雷达系统中，虚拟阵列形成有等于数个发射器和接收器天线的产品的数个阵列元件。MIMO雷达相比于单个发射器系统具有增大的孔径会提高基于对象的到达方向(DirectionOf Arrival，DOA)而分离对象的能力。但是，MIMO雷达发射器必须从多个发射机发射正交波形，以分离接收器端的综合响应。
可通过对所发射的雷达波形进行编码来实现正交性。举例来说，可通过不同时刻、在不同中心频率下发射调频连续波(Frequency Modulated Continuous Wave，FMCW)波形或通过改变FMCW波形的相位或振幅来在雷达系统中实现波形正交性。
在传统汽车雷达系统中，最大多普勒频率通常不足以防止速度模糊，在使用多个发射天线时尤其如此。当发生速度模糊时，用以从反射目标(例如，“反射器”)获取真正多普勒频率的技术通常依赖于获得每FMCW波形两个测量值。可运用具有频率增大的“上啁啾”和频率减小的“下啁啾”实现每FMCW波形两个测量值。但是，FMCW波形包括上啁啾和下啁啾两者的要求会使系统实施方案复杂，这是因为上啁啾与下啁啾需要针对雷达处理而彼此相关联。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的方法，包括：
在用多个行和多个列分割的二维存储器中存储多个复值，每个行表示以距离标引作索引的距离门，每个列表示以多普勒标引作索引的多普勒门，且每个多普勒门进一步包括以发射器标引和接收器标引中的一个作索引的所述多个复值，其中所述发射器标引对应于所述MIMO雷达的多个发射器和虚拟发射器中的一个，所述接收器标引对应于所述MIMO雷达的多个接收器中的一个，每个距离门限定所述MIMO雷达与反射器之间的距离，且每个多普勒门限定所述MIMO雷达与所述反射器之间的相对径向速度；
对于每个距离门，对每个接收器标引的每个复值的被平方绝对值的求和执行恒定虚警率(CFAR)方法以确定噪声幂阈值，从而形成包括所述多普勒门的子集的复值的第一向量，其中所述子集的尺寸等于啁啾数目除以所述发射器标引的数目，并通过对所述第一向量的相应复值的绝对值进行求平方值来形成幂值的第二向量；以及
针对所述多普勒门的所述子集的每个发射器标引而校正循环移位。
在一个或多个实施例中，所述校正每个发射器标引的所述循环移位包括：
比较所述第二向量的每个幂值与所述噪声幂阈值以在所述第二向量中确定所述虚拟发射器的所述发射器标引，所述虚拟发射器的幂值小于所述噪声幂阈值，
在所述虚拟发射器的所述发射器标引与所述虚拟发射器的由所述发射器的译码确定的参考标引之间确定所述循环移位，以及
通过所述循环移位旋转所述第一向量的所述发射器标引以形成到达方向(DOA)快照，所述快照限定将所述反射器连接到所述MIMO雷达的接收器的第一路径与将所述接收器连接到参考平面的第二路径之间的角度。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括通过添加等于能够由所述MIMO雷达检测到的最大速度范围乘以所述循环移位的速度校正来从所述反射器的速度估计值移除速度模糊。
在一个或多个实施例中，通过将所述相应发射器标引乘以多个啁啾的数目并除以发射器标引的所述数目来确定所述第一向量的所述复值。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括通过第一快速傅里叶变换(FFT)继之以第二FFT产生所述复值，所述第一FFT将所述接收器的接收信道的多个时域样本变换成在所述二维存储器的相应行中依序存储的所述多个距离门，所述第二FFT将所述二维存储器的每个列变换成作为所述复值在所述二维存储器的相应列中依序存储的所述多个多普勒门。
在一个或多个实施例中，所述接收信道包括由所述反射器反射的所述多个啁啾的反射，每个啁啾具有用于检测所述反射器的第一频率斜坡和用于重设所述啁啾的第二频率斜坡。
在一个或多个实施例中，每个发射器发射包括频率偏移的频率斜坡，所述频率偏移等于所述频率斜坡的持续时间的反量的分数，所述多普勒门的所述子集对应于具有所述频率偏移的复值。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括运用傅里叶矩阵产生所述相应频率偏移。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
运用本地振荡器(LO)信号对所述接收器的接收信道进行解调以形成多个解调后信号；
将所述解调后信号转换成所述多个复值；以及
将所述LO信号转换成所述多个发射器的相应发射信道。
在一个或多个实施例中，将所述多个解调后信号转换成所述多个复值包括运用低通滤波器对所述解调后信号进行滤波并运用模/数转换器(ADC)进行取样。
根据本发明的第二方面，提供一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的设备，包括：
多个发射信道和虚拟信道，其中
每个发射信道包括被配置成发射多个啁啾的发射天线，且
每个啁啾包括所述相应发射信道的发射频率的频率斜坡，且
每个发射信道正交于另一发射信道且正交于虚拟发射信道；
波形产生器，其被配置成针对每个发射信道产生本地振荡器信号(LO)；以及
频率偏移电路，其被配置成运用相应频率偏移修改每个发射信道的LO信号以产生相应发射频率。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
多个接收信道，其中每个接收信道包括：
接收天线，其被配置成接收反射器对所述多个啁啾的反射并产生接收到的信号，
混频器，其被配置成运用所述LO信号对所述接收到的信号进行解调以产生解调后信号，以及
模/数转换器(ADC)，其被配置成对所述解调后信号进行取样以产生所述接收信道的多个时域样本；以及
处理器，其被配置成从所述时域样本产生复值的二维矩阵，其中
每个复值以距离门和多普勒门作索引，且
所述处理器被配置成确定由所述接收信道接收到的所述复值的多普勒门之间的循环移位，其中所述复值中的每一个与来自每个发射信道和所述虚拟发射信道的反射相关联。
在一个或多个实施例中，所述处理器被配置成校正与所述多个啁啾的所述反射相关联的所述复值的所述循环移位，并通过组合来自所述接收信道中的每一个的响应来形成到达方向(DOA)快照，其中所述DOA快照限定将所述反射器连接到所述接收天线的第一路径与将所述接收器天线连接到参考平面的第二路径之间的角度。
在一个或多个实施例中，所述处理器被配置成通过添加等于能够由所述MIMO雷达检测到的最大速度范围乘以所述循环移位的速度校正来从所述反射器的速度估计值移除速度模糊。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
存储器，其被配置成存储所述复值的所述二维矩阵，其中所述存储器连接到所述处理器，以及
系统接口，其被配置成接收所述反射器的范围、所述反射器的速度和所述反射器的角度，其中所述系统接口连接到所述处理器，且其中所述角度限定于将所述反射器连接到所述接收器天线的第一路径与将所述接收器连接到参考平面的第二路径之间。
在一个或多个实施例中，所述频率偏移电路包括被配置成针对每个啁啾的每个发射信道使所述LO信号的相位反相的相位旋转器。
根据本发明的第三方面，提供一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的方法，包括：
产生多个发射信道和虚拟信道，每个发射信道包括相干处理间隔期间的多个啁啾，通过运用频率斜坡使发射频率斜变来产生每个啁啾；以及
运用等于所述频率斜坡的持续时间的反量的分数的相应频率偏移使每个发射信道偏移。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
通过针对所述多个啁啾中的每一个选择性地旋转每个发射信道的相应相位，运用分段恒定相位调制产生所述相应频率偏移，
运用具有四个行和四个列的沃尔什-哈达玛矩阵对所述发射信道和所述虚拟信道进行编码，其中所述四个行限定包括第一啁啾、第二啁啾、第三啁啾和第四啁啾的四个相应啁啾的重复序列，且其中所述第一列限定第一相位序列，所述第二列限定第二相位序列，所述第三列限定第三相位序列，所述第四列限定第四相位序列，其中：
所述第一相位序列的所述四个啁啾都不具有反相相位，
第二相位序列的所述第二啁啾和所述第四啁啾具有所述反相相位，
所述第三相位序列的所述第三啁啾和所述第四啁啾具有所述反相相位，且
所述第四相位序列的所述第二啁啾和所述第三啁啾具有所述反相相位。
在一个或多个实施例中，所述四个列被指派给以下各项中的一个：
被指派给所述多个发射信道的所述第一列、所述第三列和所述第四列，以及被指派给所述虚拟信道的所述第二列，以及
被指派给所述多个发射信道的所述第二列、所述第三列和所述第四列，以及被指派给所述虚拟信道的所述第一列。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括校正所述相应发射信道的多普勒频率的循环移位并运用解码矩阵分离所述第三列与所述第四列。
本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。
附图说明
本发明通过例子示出且不受附图限制，在附图中类似标记指示类似元件。为简单和清晰起见而示出图中的元件，且这些元件未必按比例绘制。
图1是根据本公开的实施例的用于解析速度模糊的MIMO雷达译码系统的功能框图。
图2是FMCW雷达系统的啁啾序列的图形视图。
图3是通过快速傅里叶变换(FFT)变换成多个距离门的一系列接收到的样本的图形视图。
图4是通过FFT另外变换成一系列多普勒门的图3的变换后样本的图形视图。
图5是对应于一个相干处理间隔(CPI)的一系列啁啾的单个距离门处的单个反射器的真实分量和虚数分量的图形视图。
图6是示出四个雷达发射器的多普勒域中的频谱混叠的图形视图。
图7是图4的距离门和多普勒门的矩阵的图形视图，其示出对应于一个多普勒门处的检测到的反射器的频谱峰值。
图8是根据本公开的实施例的用于解析速度模糊的MIMO雷达译码方法的流程图表示。
图9是根据本公开的实施例的用于解析速度模糊的MIMO雷达译码方法的流程图表示。
具体实施方式
本文描述的系统和方法的实施例提供了MIMO雷达系统中速度模糊的解决方案，通过形成一个虚拟发射器，所述虚拟发射器从反射目标(例如，反射器)的反射易于区别于从其它物理发射器起始的反射。因此，雷达的接收器处的多普勒波形的循环移位的量是可确定且可补偿的。
本公开的实施例使用发射中心频率偏移以确保每个发射器相对于任何其它物理发射器和虚拟发射器正交。具体地说，频率偏移使用多普勒分多址(Doppler DivisionMultiple Access，DDMA)方法。尽管使用DDMA将使最大多普勒频率减小等于发射天线数目的倍数，但通过此方法形成的频率偏移最小，从而在存在复杂目标的情况下产生雷达信道响应的最大相干性。此外，所有的发射天线都是同时工作的，这与简单的时序发射相比，增加了实际雷达系统中接收信号的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)。
每个发射器发射多个FMCW啁啾，其中每个啁啾具有提供单个测量值的单个斜坡相位。可通过MIMO雷达模糊地测量的最大多普勒频率与FMCW波形的单个斜坡的持续时间成反比。相比于使用每啁啾两个测量值以解析速度模糊的系统，单个测量值简化雷达系统的实施方案，从而避免需要使来自上啁啾与向啁啾的测量数据相关联。
图1示出根据本公开的实施例的MIMO雷达系统的实施例10。波形产生器12产生用于发射雷达信号的本地振荡器(LO)信号14和用于接收雷达信号的LO信号16。在各种实施例中，LO信号14与LO信号16是相同频率，并从开始频率斜变到停止频率，在中心频率上居中。在实施例10中，LO信号14馈送多个发射信道20。LO信号14的相位由相位旋转器22a、22b和22c(总称为22)针对每次斜变偏移。通过使三个发射信道20的相位针对每个啁啾变化，在逐啁啾基础上通过分段恒定相位调制估算产生期望频率偏移以确保正交性所需的DDMA调频。
使用相位旋转器22极大地简化MIMO雷达系统10所需来产生频率偏移的硬件。在一个实施例中，相位旋转器22是二元相移器。在另一实施例中，相位旋转器22是提供180度旋转的可选反相器。相位旋转器22中的每一个的输出运用相应幂放大器(PA)24a、24b和24c(总称为24)放大，且通过相应天线26a、26b和26c(总称为26)发射。发射信道20包括图1中所描绘的三个物理信道加第四虚拟信道(未示出)。MIMO雷达系统10的波形译码采用四个物理信道，但仅三个信道以物理方式存在，且第四信道是虚拟的。虚拟信道表示波形译码中的未使用的代码。虚拟信道并不物理上发射信号。因此，通过使虚拟信道的返回的强度大体上是零(例如，处于与典型的制造和环境限度相关联的噪声阈值内)，可区分开与虚拟信道相关联的雷达反射与相关联于三个物理信道的雷达反射。
在一个实施例中，运用反相器22以4×4沃尔什-哈达玛矩阵对MIMO雷达系统10进行译码。在其它实施例中，运用具有相位旋转器的傅里叶矩阵和是二的幂的数个行和列的阵列执行译码。类似于基于沃尔什-哈达玛矩阵的实施例，傅里叶矩阵将具有你发射信道20的物理数目大至少一个的列数目。
在典型雷达系统中，在某一载波频率(例如，79GHz)下发射根据特定波形原理调制的信号。反射信号由模拟接收器降频转换成基带信号且由数字处理器处理。在这些处理步骤中，检测反射器，且估计其到雷达的距离、对象与雷达之间的相对径向速度和角度。
归因于其准确性和稳健性，调频连续波(FMCW)是用于汽车雷达系统的合适波形。发射短持续时间频率啁啾的序列的实施方案相对于检测以非零相对径向速度移动的对象或类似地面移动目标显示(GMTI)系统具有有利的特性。
图1的MIMO雷达系统另外包括多个接收信道48。当来自发射信道20的发射被导向反射器时，接收天线50a、50b、50c和50d(总称为50)接收来自反射器的反射。由天线50接收到的每个反射由相应低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)52a、52b、52c和52d(总称为52)放大。LNA 52的每个输出由通过LO信号16调制的相应混频器54a、54b、54c和54d(总称为54)降频转换，其中用以将来自反射器的反射信号降频转换的LO信号16的频率与LO信号14具有相同频率。
运用相应低通滤波器56a、56b、56c和56d(总称为56)对混频器54的每个输出进行滤波。运用相应模/数转换器(ADC)58a、58b、58c和58d(总称为58)转换滤波器56的每个输出。在一个示例实施例中，ADC 58中的每一个是三角积分转换器或取样ADC。在一些实施例中，运用相应取样率转换电路60a、60b、60c和60d(总称为60)转换ADC58的每个输出。通过数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)130接收取样率转换电路60的每个输出以进行另外处理。在一些实施例中，DSP 130被能够执行傅里叶变换操作的另一处理器取代。在一些实施例中，DSP 130连接到存储器132。在示例实施例中，存储器132用于存储被配置成控制DSP 130的程序执行的程序代码(例如，傅里叶变换)和存储变换的过渡或最终结果中的一个或多个。在一些实施例中，存储器132补充包括有DSP 130的存储器。在各种实施例中，DSP连接到用于用户交互的系统接口134。系统接口134的示例实施例包括显示器、键盘、鼠标或到被配置成另外处理来自DSP 130的数据或控制DSP130的另一系统的连接件。在一些实施例中，DSP 130控制波形产生器12以产生频率啁啾。
图2示出雷达系统的FMCW啁啾序列的实施例。啁啾序列以正弦波形式发射信号，所述信号以从开始频率140到停止频率142的振荡频率斜变。在图1的实施例10中，发射的信号是从LO信号14导出的放大后正弦信号，其具有频率偏移以确保正交性。由发射信道20发射的一系列发射的上啁啾示出为150，继之以152且在CPI结束时以154终止。接收信道48接收到的相应接收信号分别为160和162至164。接收到的信号相对于发射的信号在时间上是延迟的，时间延迟归因于雷达系统与反射目标之间的往返传播时间。接收到的信号160和162到164是时间延迟信号，所述信号彼相应发射的信号150和152到154的衰减且相位旋转的版本。因为接收到的信号由时变正弦波形的依序样本形成，所以发生此相位旋转。当雷达系统与反射目标之间的相对速度大于零时，发生另外的相位翻转。
发射的信号150和152到154与接收到的信号160和162到164之间的瞬态频率差对于频率斜坡的持续时间的至少部分恒定。时间段170、172、174和176分别指停留、稳定、获取和复位时间，且其求和等于啁啾时间178。稳定时间172与获取时间174的求和等于减速时间。获取时间174是在图2中示出为上啁啾的测量相位。减速时间(Tramp)包括稳定时间172与获取时间174的求和。脉冲重复率(Fprf)是Tchirp 178的反量。
接收信道48的降频转换和低通滤波操作的结果是其由方程式(1)界定的相应差频下振荡的正弦波的总和，其中“D”是反射器与雷达天线26和50之间的平均距离，且“co”是光速：
(1)Fbeat＝[(Fstop-Fstart)/Tramp)×2D/co]
当雷达与反射器之间的相对径向速度“v”非零时，将对应多普勒频率添加到差频。多普勒频率由方程式(2)界定：
(2)Fdoppler＝2v×Fcenter/co
在图1的雷达系统10中，相对于至少数十MHz的频偏，啁啾的持续时间极短(例如，小于100微秒)。因此，多普勒频率量值相比于差频量值极小，且因此可在距离计算中忽略。但是，多普勒分量将改变接收到的频率斜坡的相位。随着时间推移，雷达与反射器之间的距离改变。在连续啁啾之间，距离的改变极小(例如，数毫米)。但是，此距离变化引起接收到的信号的相位的显著旋转。CPI的多个啁啾内的此同相线性增加运用FFT加以测量，并且是多普勒频率的直接测量值。
图3和图4描述将由接收信道48接收到的信号变换成限定由雷达检测到的反射器的范围和速度属性的复值的二维(2-D)矩阵。参考图3，视窗化(例如，运用切比雪夫窗)来自接收信道48的一个啁啾的时域样本。此后，运用2-D傅里叶变换转换样本。在一些实施例中，傅里叶变换是FFT。视窗化并运用傅里叶变换进行变换的过程继续直到所有变换后的值存储于多个行180中为止，从而以第一行182开始并以最后一行184结束。每个行(例如，186)限定表示雷达与反射器之间的量化距离的距离门。每个行包括以第一列192开始并以最后一列194结束的多个傅里叶变换190。
参考图4，窗函数应用于单个列(例如，206)。在一个实施例中，窗函数是切比雪夫窗。此后，傅里叶变换应用于具有多个傅里叶变换样本的多个列200中的每一个，以第一列202开始并以最后一列204结束。每个列限定表示指示反射器的相对速度的多普勒距离的多普勒门。每个多普勒门具有多个复值样本，包括对应于具有正交性频率偏移的每个发射信道20的值。
图5示出对应于与一个相干处理间隔(CPI)230对应的一系列啁啾240(从0横跨到Nchirp-1)的单个距离门250处的单个反射器的真实时域分量210和虚数时域分量220。由210和220形成的复频谱值在多普勒频率下跨以斜坡标引240作索引的多个频率斜坡旋转，这是因为每个反射的相位位置从一个斜坡到下一斜坡均匀地改变。通过将图5中示出的样本的向量变换成频域并估计频谱峰值的位置来估计多普勒频率的量值。
在一些实施例中，在雷达系统的视野中存在多个反射器。在此状况下，降频转换操作的输出是在与到反射物的距离相对应的差频下振荡的正弦波的总和。目标雷达系统配备有如图1中所描绘的多个接收天线50。这些天线可用以基于接收到的信号的相移差而估计接收反射信号的方向。本公开描述多个编码发射信道20的使用，其由接收信道48作为所有同时发射的波形的总和接收到。发射信道20按其频率偏移被唯一地分离。通过以线性增大的相移调制每个发射的波形来对每个发射信道20进行编码。
对于DDMA方法，应用于发射的信号的相位编码使每个FMCW信号的多普勒频谱相对于未经编码的信号按Fprf的分数移位。Fprf是Tchirp的反量(例如，图2中示出的停留时间170、稳定时间172、获取时间174与复位时间176的总和的反量)。因此，由不同发射天线26发射的FMCW信号可由DSP 130在多普勒频率域中分离。通过将DDMA应用于每个发射信道20，多普勒频谱现划分成“M+1”个部分，其中“M”指排除虚拟信道的物理发射信道20的数目。通过下式(3)得出每个部分的谱宽：
(3)B＝1/[(M+1)×Tchirp]
在最坏的例子中，当两辆车以150km/h的速度相互接近时，在中心频率为79GHz的情况下，多普勒频率可以高达44kHz。对于具有三个发射器的传统雷达，将需要3.8微秒的啁啾持续时间。此系统将使用引起高频率的极陡峭频率斜坡。此系统的实施方案将是极昂贵的。为了保持成本可管理，延长啁啾持续时间。因为每个发射器的频带现过低，所以多普勒域中将发生混叠。当发生频谱混叠时，反射器的多普勒频率超出“B”Hz并将落入针对另一发射器指定的频谱中。
参考图6，以两个反射器和四个发射信道20示出所得速度模糊的影响。第一发射信道260从固定反射器产生反射262并从移动反射器产生反射264。第二发射信道270从静态反射器产生反射272并从移动反射器产生反射274。第三发射信道280从静态反射器产生反射282并从移动反射器产生反射284。第四发射信道290从静态反射器产生反射292并从移动反射器产生反射294。来自静态反射器的四个反射262、272、282和292与其相应发射信道260、270、280和290唯一地相关联。
相比之下，可解析在移动的目标比啁啾持续时间移动更快时由所述目标引入的速度模糊。因此，来自移动反射器的反射264、274、284和294将向右移位一个或多个多普勒频带。通过以其反射易于区别于具有物理发射器的信道的虚拟信道取代四个发射信道20中的一个，可确定循环移位的量。通过移除循环移位，移除速度模糊且恢复虚拟MIMO阵列。因此，还解析目标到达方向和速度。
图7示出以关于图3和图4论述的方法导出的距离门300和多普勒门310的2-D矩阵的示例实施例。示例实施例另外采用三个物理发射信道20、一个虚拟信道和一个接收器。通过下式(4)得出偏移频率，其中m＝0，1，2，3并对应于每个物理和虚拟发射信道20：
(4)Foffset＝m×Fprf/(M+1)
在方程式(4)中，指定“M+1”个偏移频率，但是，仅发射“M”个FMCW信号。因此，将存在多普勒频谱的占据“M+1”个可能位置中的“M”个的M个副本。举例来说，在仅存在具有零相对径向速度的单个反射器且使用三个发射信道20的系统中，多普勒频谱将包括0Hz多普勒下的反射器320、Fprf/2Hz多普勒下的反射器324和Fprf/4Hz多普勒下的反射器322。但是，将不存在定位于-Fprf/4Hz多普勒处的反射器。应注意，-Fprf/2Hz多普勒下的反射器326与Fprf/2Hz多普勒下的反射器324是相同反射器。
当对象检测器应用于距离门300时，在标引1(例如，0×Nchirp+1、1/2×Nchirp+1、3/4×Nchirp+1)处进行三个正检测(和标引1处的反射器和Nchirp是相同反射器的Nchirp)。减小发射器之间的频率偏移具有特定用途。如示例实施例中示出，在1/4×Nchirp+1处将不存在检测。这可用以通过将此未使用的代码指派给虚拟信道来检测并校正速度测量值中的模糊。
图8示出用于解析MIMO雷达系统中的速度模糊的方法的实施例330。在332处，通过在接收信道48处接收到的数据形成2-D矩阵“Q”。在图3和图4的描述中详述矩阵Q的形成。矩阵Q包括以限定距离门(n)的行和限定多普勒门(P)的列布置的多个复杂数据。包括多个复值样本的每个多普勒门具有覆盖具有其相应频率偏移的每个发射信号的频率范围，以确保发射信道20之间的正交性。通过以每个距离门“n”作索引的外循环和以每个多普勒门“P”作索引的内循环处理复杂数据。
在334处，将距离门标引初始化成“0”。在336处，跨对应于被转换成其绝对值的距离门“n”的多个接收器的多普勒频谱形成总和，接着对所述总和进行求平方值(例如，“对被平方绝对值进行求和”)。形成于336处的求和用以基于恒定虚警率(CFAR)原理而限定338处的噪声幂阈值。在一个实施例中，使用有序统计CFAR方法，其中求和排除受测试复值和其紧邻的“保卫单元(guard cell)”。在另一实施例中，出于设计简单性，针对求和而使用与索引化距离门相关联的所有复值。
在340处，将多普勒门标引初始化成“0”。在342处，通过从通过下式(5)给出的标引处的2D矩阵“Q”选择复值样本来形成具有长度“M”的第一向量：
(5)V1[m]＝Q[p+m×Nchirps/(M+1)]
对于方程式(5)，“m”对应于每个物理和虚拟发射信道20。举例来说，具有三个物理发射信道20和一个虚拟发射信道的雷达系统将使“m”从“0”索引化到“3”。在344处，通过根据下式(6)而对每个标引“m”的第一向量的绝对值进行求平方值来形成第二向量：
(6)V2[m]＝V1[m]∧2
第二向量V2表示多普勒门的标引“m”中的每一个的幂值。在一些实施例中，运用V1的元素直接导出V2。在344处，比较V2的“m个”标引中的每一个与338中确定的噪声幂阈值。如果V2的索引化值的总和等于“M”，那么已在索引化多普勒门“P”处发现目标。举例来说，对于三个物理发射信道20，超出噪声幂阈值的V2[m]的总和等于三。如果决策344的结果是正的，那么方法330前进到350以执行循环移位校正方法。否则，方法继续到决策346以确定是否已针对索引化距离门“n”处理了所有多普勒门。
在346处，如果多普勒标引小于[Nchirp/(M+1)]-1，那么在348处使多普勒标引增大一且再评估344处的决策。否则，已处理当前索引化的距离门“n”处的所有多普勒门且方法330前进到360。在350处，循环移位校正方法以从2-D矩阵Q提取第一向量V1的复值开始。
在352处，确定对应于虚拟发射器的复值的位置。在具有如图7中所示出的单个反射器和多普勒频谱示例实施例中，虚拟发射信道将驻留在第二发射信道位置(例如，如图6中所示出的Tx2270)处。因此，对于反射器的等于零的相对径向速度，获得如方程式(7)中所示出的以下向量，其中“1”值意味着V2在决策344处超出噪声幂阈值，否则，值是“0”：
(7)w[p]＝[1，0，1，1]
但是，对于以超出Fprf/4Hz多普勒的相对径向速度移动的反射器，检测的位置将循环地移位。在此状况下，速度已变得模糊。此外，将发射器信道20位置映射到多普勒门内的复值的位置将是错误的，从而在到达方向的估计上引起严重的问题。但是，因为可发现方程式(7)中的零的位置，所以可估计循环移位并因此估计速度模糊。因此，一旦已发现零的位置，那么比较所述位置与非混叠反射器的位置。零已向左或向右移位的位置的数目是已发生模糊的程度的量度。举例来说，如果检测到的向量对应于方程式(8)，那么向量已循环地向右移位一个位置(还被描述为“Nshift＝1”)，因此已发生混叠：
(8)w[p]＝[1，1，0，1]
通过在350中获得的向量内重新布置发射器响应来在354处移除循环移位，因此恢复虚拟阵列。具体地说，对于运用方程式(7)和(8)示出的例子，从350获得的四个复值向右移位四个位置中的一个。此已校正向量被称作到达方向(DOA)快照，并可用以在358处运用已知技术估计由反射器反射的信号的到达方向。举例来说，在一个实施例中，执行视窗化和FFT操作，继之以精密地估计频谱峰值位置。
除了校正DOA快照中的循环移位以外，零的位置还用以在356处移除速度估计值中的模糊。举例来说，Nchirp波形构成CPI的波形序列(见图2和图5)。因此，多普勒频谱具有Nchirp样本，且通过方程式(9)得出以m/s计的对应相对速度：
(9)v[p]＝[p×co/[2×Fcenter×Tchirp×Nchirps]]
-[co/[4×(M+1)×Fcenter×Tchirp]]
+[Nshift×co/[2×(M+1)×Fcenter×Tchirp]]
至此，已描述具有单个接收天线的实施例的情况。在具有多个接收天线的实施例中，在DOA分辨率和信噪比方面实现更高的性能。归因于可能的循环移位，连贯地组合多个接收天线信号将添加另外的复杂度。替代地，执行非相干加法。为此，包括视窗化的2-D FFT单独地应用于每个接收天线的信号。此后，将所有2-D频谱的被平方绝对值相加。随后，遵循上文所描述的处理步骤。在形成DOA快照的点处，处理偏离。此处，使用所有2-D频谱的复值样本。为此，通过从相关标引处的每个2-D频谱提取复值来建构快照。将这些样本放置到快照中的次序取决于阵列配置。
如果在特定相对径向速度下仅存在具有相同速度模糊因数的反射器，那么所呈现方法表现良好。当存在具有不同模糊量的两个或更多个反射器时，方程式(8)将不包括零并会导致错误结果。在此情形下，未形成虚拟阵列。实际上，通过计算协方差矩阵来估计DOA。因为多个发射器和接收器可用，所以可计算多个协方差矩阵。更具体地说，如果M个发射器和S个接收器可用，那么平均化具有尺寸S×S的总计M个协方差矩阵。随后，使用例如多信号分类(MUSIC)等方法来估计多个源的DOA。在此状况下，速度将保持模糊。但是，可通过跨多次测量评估可能速度的跟踪滤波器移除速度模糊。
在方法330的替代实施例中，在356处校正速度估计值之前且在354处移除循环移位之后发生358处的DOA估计值。在354处移除循环移位、356处校正速度估计值并在358处估计DOA之后，方法330返回到决策346以确定是否已针对给定距离门处理所有多普勒门。如果346处的决策为“是”，那么评估另外的多普勒门以检测另外的反射器。否则，方法前进到决策360以确定是否已处理所有距离门。如果决策360为“否”，那么使距离门标引“n”递增且方法继续到336。否则，方法继续到364，此时方法终止。
图8的方法330描述与MIMO雷达10的接收侧相关联的各种功能。图9示出与MIMO雷达10的发射侧相关联的方法370。参考图9，在372处，产生多个发射信道20和虚拟信道。在374处，运用频率偏移使每个发射信道20和虚拟信道偏移以确保发射信道中的任一个和虚拟信道之间的正交性。
先前论述的实施例描述使用傅里叶矩阵或可选反相器来实现每个发射信道与虚拟信道之间的正交性。在下文描述图1的另外的实施例，包括相位旋转器22。相位旋转器22的使用较适用于具有有限相移能力的雷达前端。在具有三个发射信道的系统中，需要使用表1中给出的相移的四个频率偏移。
表1：具有四个发射器的基于DDMA式MIMO雷达的所需相移。
Tx1 Tx2 Tx3 Tx4
波束1 0 0 0 0
波束2 180 270 0 90
波束3 0 180 0 180
波束4 180 90 0 270
在表1中，列Tx1、Tx2和Tx4对应于物理发射信道20，而Tx3是虚拟发射信道。表1的行包括形成重复图案的四个依序形成的波束。在各种实施例中，每个波束限定不同方位角范围来供雷达扫描。表1将需要四个不同相移，而对于相位旋转器22仅两个相移可用。通过下文在表2中示出的使用沃尔什-哈达玛编码矩阵，实现所需的正交性。
表2：4×4沃尔什-哈达玛编码相移矩阵。
Tx1 Tx2 Tx3 Tx4
波束1 0 0 0 0
波束2 0 180 0 180
波束3 0 0 180 180
波束4 0 180 180 0
具有编码有列1或2的发射器的系统对单个反射器的响应对应于多普勒频谱中的单个频谱峰值。但是，列3和4对应于方波。方波的频谱是对称的。因此，列3和4对应于-Fprf/4 Hz多普勒和Fprf/4 Hz多普勒下的两个频谱峰值。因此，使用列3和4的发射器在多普勒频谱中产生相等位置。但是，在列3与列4之间的存在90度相位，因此其不相同并可被分离。
为了对三个发射器进行编码，使用列1、3和4或列2、3和4。处理遵循运用图8解释的相同步骤。但是，在354处移除循环移位之后、在356处校正速度估计值之前和在358处估计DOA之前，执行另外的后处理步骤。此另外的后处理步骤使用下式(10)来分离列3与列4的多普勒频谱
(10)[w[3]，w[4]]＝0.5×[w[3]，w[4]]×[2-D解码矩阵]
在方程式(10)中，w[3]和w[4]指分别与列3和4相关联的复值。下文在表3中示出2-D解码矩阵。
表3：用于分离列3与列4的2-D解码矩阵。
1-j 1+j
1+j 1-j
对于某些分离角，添加列3和4会引起两个多普勒频谱副本中的一个的损坏。在此状况下，方程式(7)和(8)中示出的向量将仅引起两次检测。因此，通过在应用344的阈值测试之前使用方程式(6)中示出的第二向量的第三最高值来估计漏检测。
如将了解，如所公开的实施例包括至少以下内容。在一个实施例中，一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的方法包括在用多个行和多个列分割的二维存储器中存储多个复值，每个行表示以距离标引作索引的距离门，每个列表示以多普勒标引作索引的多普勒门，且每个多普勒门另外包括以发射器标引和接收器标引中的一个作索引的所述多个复值，其中所述发射器标引对应于所述MIMO雷达的多个发射器和虚拟发射器中的一个，所述接收器标引对应于所述MIMO雷达的多个接收器中的一个，每个距离门限定所述MIMO雷达与反射器之间的距离，且每个多普勒门限定所述MIMO雷达与所述反射器之间的相对径向速度。对于每个距离门，对每个接收器标引的每个复值的被平方绝对值的求和执行恒定虚警率(CFAR)方法以确定噪声幂阈值。形成包括所述多普勒门的子集的复值的第一向量，其中所述子集的尺寸等于啁啾数目除以所述发射器标引的数目。通过对所述第一向量的相应复值的绝对值进行求平方值来形成幂值的第二向量。针对所述多普勒门的所述子集的每个发射器标引而校正循环移位。
用于解析MIMO雷达中的速度模糊的所述方法的替代性实施例包括以下特征中的一个或其任何组合。所述校正每个发射器标引的所述循环移位包括比较所述第二向量的每个幂值与所述噪声幂阈值以在第二向量中确定所述虚拟发射器的所述发射器标引，所述虚拟发射器的幂值小于所述噪声幂阈值、在所述虚拟发射器的所述发射器标引与所述虚拟发射器的由所述发射器的译码确定的参考标引之间确定所述循环移位、并通过所述循环移位旋转所述第一向量的所述发射器标引以形成到达方向(DOA)快照，所述快照限定将所述反射器连接到所述MIMO雷达的接收器的第一路径与将所述接收器连接到参考平面的第二路径之间的角度。通过添加等于能够由所述MIMO雷达检测到的最大速度范围乘以所述循环移位的速度校正来从所述反射器的速度估计值移除速度模糊。通过将所述相应发射器标引乘以多个啁啾的数目并除以发射器标引的所述数目来确定所述第一向量的所述复值。通过第一快速傅里叶变换(FFT)继之以第二FFT产生所述复值，所述第一FFT将所述接收器的接收信道的多个时域样本变换成在所述二维存储器的相应行中依序存储的所述多个距离门，所述第二FFT将所述二维存储器的每个列变换成作为所述复值在所述二维存储器的相应列中依序存储的所述多个多普勒门。所述接收信道包括由所述反射器反射的所述多个啁啾的反射，每个啁啾具有用于检测所述反射器的第一频率斜坡和用于重设所述啁啾的第二频率斜坡。每个发射器发射包括频率偏移的频率斜坡，所述频率偏移等于所述频率斜坡的持续时间的反量的分数，所述多普勒门的所述子集对应于具有所述频率偏移的复值。运用傅里叶矩阵产生所述相应频率偏移。运用本地振荡器(LO)信号对所述接收器的接收信道进行解调以形成多个解调后信号，将所述解调后信号转换成所述多个复值，且将所述LO信号转换成所述多个发射器的相应发射信道。将所述多个解调后信号转换成所述多个复值包括运用低通滤波器对所述解调后信号进行滤波并运用模/数转换器(ADC)进行取样。
在另一实施例中，一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的设备包括多个发射信道和虚拟信道，其中每个发射信道包括被配置成发射多个啁啾的发射天线，且每个啁啾包括所述相应发射信道的发射频率的频率斜坡，且每个发射信道正交于另一发射信道且正交于虚拟发射信道。波形产生器被配置成针对每个发射信道产生本地振荡器(LO)信号。频率偏移电路被配置成运用相应频率偏移修改每个发射信道的LO信号以产生相应发射频率。
用于解析MIMO雷达中的速度模糊的所述设备的替代性实施例包括以下特征中的一个或其任何组合。多个接收信道，其中每个接收信道包括：接收天线，其被配置成接收反射器对所述多个啁啾的反射并产生接收到的信号、混频器，其被配置成运用所述LO信号对所述接收到的信号进行解调以产生解调后信号、和模/数转换器(ADC)，其被配置成对所述解调后信号进行取样以产生所述接收信道的多个时域样本；以及处理器，其被配置成接收所述时域样本并从所述时域样本产生复值的二维矩阵，其中每个复值以距离门和多普勒门作索引，且所述处理器被配置成确定由所述接收信道接收到的所述复值的多普勒门之间的循环移位，其中所述复值中的每一个与来自每个发射信道和所述虚拟发射信道的反射相关联。所述处理器被配置成校正与所述多个啁啾的所述反射相关联的所述复值的所述循环移位并通过组合来自所述接收信道中的每一个的响应来形成到达方向(DOA)快照，其中所述DOA快照限定将所述反射器连接到所述接收天线的第一路径与将所述接收器天线连接到参考平面的第二路径之间的角度。所述处理器被配置成通过添加等于能够由所述MIMO雷达检测到的最大速度范围乘以所述循环移位的速度校正来从所述反射器的速度估计值移除速度模糊。存储器，其被配置成存储所述复值的所述二维矩阵，其中所述存储器连接到所述处理器，以及系统接口，其被配置成接收所述反射器的范围、所述反射器的速度和所述反射器的角度，其中所述系统接口连接到所述处理器，且其中所述角度限定于将所述反射器连接到所述接收器天线的第一路径与将所述接收器连接到参考平面的第二路径之间。所述频率偏移电路包括被配置成针对每个啁啾的每个发射信道使所述LO信号的相位反相的相位旋转器。
在另一实施例中，一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的方法包括产生多个发射信道和虚拟信道。每个发射信道包括相干处理间隔期间的多个啁啾。通过运用频率斜坡使发射频率斜变来产生每个啁啾。运用等于所述频率斜坡的持续时间的反量的分数的相应频率偏移使每个发射信道偏移。
用于解析MIMO雷达中的速度模糊的所述方法的替代性实施例包括以下特征中的一个或其任何组合。通过针对所述多个啁啾中的每一个选择性地旋转每个发射信道的相应相位，运用分段恒定相位调制产生所述相应频率偏移，运用具有四个行和四个列的沃尔什-哈达玛矩阵对所述发射信道和所述虚拟信道进行编码，其中所述四个行限定包括第一啁啾、第二啁啾、第三啁啾和第四啁啾的四个相应啁啾的重复序列，且其中所述第一列限定第一相位序列，所述第二列限定第二相位序列，所述第三列限定第三相位序列，所述第四列限定第四相位序列，其中所述第一相位序列的所述四个啁啾都不具有反相相位，第二相位序列的所述第二啁啾和所述第四啁啾具有所述反相相位，所述第三相位序列的所述第三啁啾和所述第四啁啾具有所述反相相位，且所述第四相位序列的所述第二啁啾和所述第三啁啾具有所述反相相位。所述四个列被指派给以下各项中的一个：被指派给所述多个发射信道的所述第一列、所述第三列和所述第四列和被指派给所述虚拟信道的所述第二列、和被指派给所述多个发射信道的所述第二列、所述第三列和所述第四列和被指派给所述虚拟信道的所述第一列。校正所述相应发射信道的多普勒频率的循环移位，且运用解码矩阵分离所述第三列与所述第四列。
虽然本文中参考具体实施例描述了本发明，但是可以在不脱离如所附权利要求书中所阐述的本发明的范围的情况下进行各种修改和改变。因此，说明书和图式应视为说明性而不是限制性意义，并且预期所有这些修改都包括在本发明的范围内。并不意图将本文中相对于具体实施例描述的任何优势、优点或针对问题的解析方案理解为任何或所有权利要求的关键、必需或必不可少的特征或元件。
除非另有陈述，否则例如“第一”和“第二”等术语用于任意地区别此类术语所描述的元件。因此，这些术语未必意图指示此些元件的时间上的优先级或其它优先级。

Claims (10)

1.一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的方法，其特征在于，包括：
在用多个行和多个列分割的二维存储器中存储多个复值，每个行表示以距离标引作索引的距离门，每个列表示以多普勒标引作索引的多普勒门，且每个多普勒门进一步包括以发射器标引和接收器标引中的一个作索引的所述多个复值，其中所述发射器标引对应于所述MIMO雷达的多个发射器和一个虚拟发射器中的一个，所述接收器标引对应于所述MIMO雷达的多个接收器中的一个，每个距离门限定所述MIMO雷达与反射器之间的距离，且每个多普勒门限定所述MIMO雷达与所述反射器之间的相对径向速度；
对于每个距离门，对每个接收器标引的每个复值的被平方绝对值的求和执行恒定虚警率(CFAR)方法以确定噪声幂阈值，从而形成包括所述多普勒门的子集的复值的第一向量，其中所述子集的尺寸等于啁啾数目除以所述发射器标引的数目，并通过对所述第一向量的相应复值的绝对值进行求平方值来形成幂值的第二向量；以及
针对所述多普勒门的所述子集的每个发射器标引而校正循环移位。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述校正每个发射器标引的所述循环移位包括：
比较所述第二向量的每个幂值与所述噪声幂阈值以在所述第二向量中确定所述虚拟发射器的所述发射器标引，所述虚拟发射器的幂值小于所述噪声幂阈值，
在所述虚拟发射器的所述发射器标引与所述虚拟发射器的由所述发射器的译码确定的参考标引之间确定所述循环移位，以及
通过所述循环移位旋转所述第一向量的所述发射器标引以形成到达方向(DOA)快照，所述快照限定将所述反射器连接到所述MIMO雷达的接收器的第一路径与将所述接收器连接到参考平面的第二路径之间的角度。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，进一步包括通过添加等于能够由所述MIMO雷达检测到的最大速度范围乘以所述循环移位的速度校正来从所述反射器的速度估计值移除速度模糊。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过将所述相应发射器标引乘以多个啁啾的数目并除以发射器标引的所述数目来确定所述第一向量的所述复值。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括通过第一快速傅里叶变换(FFT)继之以第二FFT产生所述复值，所述第一FFT将所述接收器的接收信道的多个时域样本变换成在所述二维存储器的相应行中依序存储的所述多个距离门，所述第二FFT将所述二维存储器的每个列变换成作为所述复值在所述二维存储器的相应列中依序存储的所述多个多普勒门。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，每个发射器发射包括频率偏移的频率斜坡，所述频率偏移等于所述频率斜坡的持续时间的反量的分数，所述多普勒门的所述子集对应于具有所述频率偏移的复值。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：
运用本地振荡器(LO)信号对所述接收器的接收信道进行解调以形成多个解调后信号；
将所述解调后信号转换成所述多个复值；以及
将所述LO信号转换成所述多个发射器的相应发射信道。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，将所述多个解调后信号转换成所述多个复值包括运用低通滤波器对所述解调后信号进行滤波并运用模/数转换器(ADC)进行取样。
9.一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的设备，其特征在于，包括：
多个发射信道和一个虚拟信道，其中
每个发射信道包括被配置成发射多个啁啾的发射天线，且
每个啁啾包括所述相应发射信道的发射频率的频率斜坡，且
每个发射信道正交于另一发射信道且正交于虚拟发射信道；
波形产生器，其被配置成针对每个发射信道产生本地振荡器信号(LO)；以及
频率偏移电路，其被配置成运用相应频率偏移修改每个发射信道的LO信号以产生相应发射频率。
10.一种用于解析MIMO雷达中的速度模糊的方法，其特征在于，包括：
产生多个发射信道和一个虚拟信道，每个发射信道包括相干处理间隔期间的多个啁啾，通过运用频率斜坡使发射频率斜变来产生每个啁啾；以及
运用等于所述频率斜坡的持续时间的反量的分数的相应频率偏移使每个发射信道偏移；
通过针对所述多个啁啾中的每一个选择性地旋转每个发射信道的相应相位，运用分段恒定相位调制产生所述相应频率偏移，
运用具有四个行和四个列的沃尔什-哈达玛矩阵对所述发射信道和所述虚拟信道进行编码，其中所述四个行限定包括第一啁啾、第二啁啾、第三啁啾和第四啁啾的四个相应啁啾的重复序列，且其中所述第一列限定第一相位序列，所述第二列限定第二相位序列，所述第三列限定第三相位序列，所述第四列限定第四相位序列，其中：
所述第一相位序列的所述四个啁啾都不具有反相相位，
第二相位序列的所述第二啁啾和所述第四啁啾具有所述反相相位，
所述第三相位序列的所述第三啁啾和所述第四啁啾具有所述反相相位，且
所述第四相位序列的所述第二啁啾和所述第三啁啾具有所述反相相位。
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