CN111880171B - 一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法 - Google Patents

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Abstract

本发明属于雷达技术领域，公开了一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，包括：确定慢时间线性相位Φm(k)及对应的发射信号为sm(t)；将脉冲分段，给每段脉冲添加一个随机相位或固定相位，得到添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)及对应的发射信号s′m(t)；s′m(t)经过目标散射后到达第n个接收阵元上得回波信号smn(t)；对回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出信号Sn(t)；对Sn(t)进行下变频、匹配滤波，得匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)和相应的DDMA雷达的模糊函数；对Xn,i(t)进行FFT，得到频域信号znk′,i，采用空时自适应处理方法进行杂波抑制；该方法能解决DDMA MIMO雷达多普勒模糊的问题，消除目标盲速，扩大了精确控制相位的方式，减弱了随机相位偶然性带来的性能偏差，具有更好的最小可检测速度。

Description

一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法
技术领域
本发明涉及雷达技术领域，具体涉及一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，能够解决DDMA MIMO雷达回波多普勒模糊的问题，用于消除雷达目标盲速。
背景技术
传统的多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)雷达需要给每一个发射阵元配备独立的波形发生器，所以导致成本较高。另外，正交的波形也会破坏杂波的回波相关性，使杂波抑制无法依靠发射自由度进行。使用多普勒频分多址(DopplerDivision Multiple Access，DDMA)波形的MIMO雷达有望克服上面两个问题，有可能在机载雷达中得到使用。它建立在常规单输入多输出(Single Input Multiple Output，SIMO)雷达基础之上，波形间的正交通过发射机的移相器在脉间实现。
DDMA波形具有良好的回波相关性，但是采用DDMA波形的雷达系统各阵元发射信号之间多普勒间隔比重频更小，接收到的信号容易在多普勒域混叠，并且容易出现多普勒模糊现象，可能导致目标检测盲速的产生。
2011年，Rabideau提出了两种解决多普勒模糊的方法，一种是参差多普勒频移方法，一种是相位抖动方法。其中，参差多普勒频移的方法是将DDMA波形中的慢时间线性相位采用的频率步进方式由等间隔进改为非等间隔，使每个发射阵元数据在多普勒域的频率偏移各有不同，使得同一个多普勒通道中同一模糊目标得到的积累次数尽可能少。该方法较为复杂，尤其是发射阵元较多时，难以找到最优的频率步进间隔。
相位抖动的方法中，发射波形是原始DDMA波形的变化形式，它是将随机产生但是不随时间变化的相位添加到每个阵元的发射相位中。在使用正确的匹配滤波器进行匹配接收后，对于不模糊的目标，可以正确移除发射时添加的随机相位并正确相干积累。而对于速度模糊的目标，其携带的随机相位差，与低速匹配滤波器不匹配，不能得到最大的相干积累增益，也会和杂波的回波存在区别，以此达到抑制多普勒模糊并消除盲速的目的。该方法添加的随机相位数量较少，对添加的随机相位进行精确控制的范围较小，所得结果具有随机偶然性。
但是以上两种方法会导致杂波抑制处理的旁瓣较高，目标的最小可检测速度较大，对于慢速且微弱的目标检测不利。
Van Rossum和Anitor在2018年提出一种慢时间码分多址(ST-CDMA)波形，该波形的每个脉冲中的不同发射波形都是正交的，与DDMA波形类似，但是不同于DDMA波形的是该波形所乘相位并不是慢时间线性相位，而是一个随机相位，该方法可以有效检测弱小目标，但是该方法必须结合稀疏信号处理，计算量大，方法复杂。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，该方法简单，能够解决DDMA MIMO雷达多普勒模糊的问题，消除目标盲速，在杂波抑制中实现良好的效果；且扩大了精确控制相位的方式，使模糊目标不能完全相干积累，减弱了随机相位偶然性带来的性能偏差，所得结果可以比已有的方法获得更好的最小可检测速度。
为实现上述技术目的，本发明采用如下技术方案予以实现。
一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，应用于DDMA MIMO雷达系统中，包括以下步骤：
步骤1，所述DDMA MIMO雷达系统包含M个发射阵元和N个接收阵元的收发共置均匀线性阵列系统，设DDMA MIMO雷达系统中每个发射阵元在一个相干处理间隔内发射K个脉冲，确定第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)，根据所述第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)确定第m个发射阵元的发射信号为sm(t)；其中，m＝0,1,…M-1；k＝0,1…K-1；
步骤2，将每个发射阵元在一个相干处理间隔内发射K个脉冲分为P段，则每段包含K/P个脉冲，给第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)添加一个随机相位或固定相位，得到添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)；根据添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)确定相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)；
步骤3，所述相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)经过目标散射后到达第n个接收阵元上，得第n个接收阵元接收第m个发射阵元发射产生的回波信号smn(t)；对M个发射阵元发射产生的回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)；其中，n＝0,1,…N-1；
对所述第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)进行下变频处理，得基带信号Sn′(t)；对所述基带信号Sn′(t)采用匹配滤波函数hi(t)进行匹配滤波，得第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)和相应的DDMA雷达的模糊函数；其中，i表示接收回波信号中的发射阵元序号；
步骤4，对所述第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)进行快速傅里叶变换，得到第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i；
步骤5，得到第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i后，采用空时自适应处理方法进行杂波抑制。
进一步的，步骤1中，DDMA MIMO雷达系统中，不同天线发射的信号的频率步进间隔为△f，需满足PRF/M≥△f≥BC；其中，PRF表示脉冲重复频率，BC表示杂波的多普勒带宽。
进一步的，步骤1中，将整个多普勒脉冲重复频率PRF划分成M个正交的子重复频率信道，每个子重复频率信道的带宽为α0＝PRF/M，则所述第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)为：
其中，αm＝α0mTr＝m/M，Tr表示脉冲重复间隔，j表示复数域中-1的平方根。
进一步的，步骤1中，所述第m个发射阵元的发射信号sm(t)为：
其中，up(t-kTr)表示第m个发射阵元第k个脉冲发射的基带波形，t表示时间变量，Tr表示脉冲重复间隔，j表示复数域中-1的平方根，at表示发射信号的幅度，f0表示基带载频。
进一步的，步骤2包含以下子步骤：
子步骤2.1，随机相位或固定相位表示为则添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)为：
其中，c是一个M×P的矩阵；c(a,b)表示在矩阵c的第a行、第b列取值；表示取整；/>则表示将K个脉冲分成P段，每段中包含K/P个脉冲；
子步骤2.2，根据添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)确定相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)为：
进一步的，步骤3包含以下子步骤：
子步骤3.1，对于一个远场慢速目标，相对于阵列天线X轴方向的方位角θt和俯仰角以及多普勒频移ft，相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)经过目标散射后到达第n个接收阵元上，得第n个接收阵元接收第m个发射阵元发射产生的回波信号smn(t)为：
其中，up(t-τmn-kTr)表示经过时间延时的第m个发射阵元第k个脉冲发射的基带波形；ar为目标的回波幅度；τmn表示第m个发射阵元发射经过目标散射后到达第n个接收阵元上的时间延迟；
子步骤3.2，对M个发射阵元发射产生的回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)为：
子步骤3.3，对所述第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)进行下变频处理，得基带信号S′n(t)为：
子步骤3.4，设匹配滤波函数hi(t)为：
其中，*表示复共轭，αi与αm的含义相同；
对所述基带信号S′n(t)采用匹配滤波函数hi(t)进行匹配滤波，得第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)为：
其中，表示卷积，ξt表示回波随机复幅度，d为阵元间距，λ0表示波长，ψ表示入射锥角，τ表示时延变量，k1和k2分别表示回波和匹配滤波器中的脉冲序号，β表示积分变量；
令k1＝k2＝k，则得到DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)为：
其中，是单个脉冲复包络的模糊函数；DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)中，求和项目中的第一个指数项表示信号经过第m个发射阵元到第n个接收阵元的波程差产生的相位，第二个指数项表示DDMA中附加的慢时间线性相位在不同发射阵元和不同脉冲上的相位差，第三个指数项表示目标在时间上的多普勒频偏相位，第四个指数项表示附加相位差。
进一步的，步骤4中，所述第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i为：
进一步的，步骤5中，所述空时自适应处理方法为扩展因子化方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
1)与传统单输入多输出(Single Input Multiple Out，SIMO)雷达相比，本发明有效提高了雷达最小可检测速度。
2)与DDMA MIMO雷达中已有的解决多普勒模糊问题的参差多普勒频移方法相比，本发明更加简单，杂波抑制旁瓣较小。与相位抖动方法相比，本发明扩大了精确控制相位的方式，使模糊目标不能完全相干积累，减弱了随机相位偶然性带来的性能偏差；所得结果可以比已有的方法获得更好的最小可检测速度。与慢时间码分多址波形相比，本发明方法简单，不必结合稀疏信号处理，可以使用传统杂波抑制方法，计算量较小。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。
图1为DDMA MIMO雷达系统中发射阵列和接收阵列的结构示意图；
图2a为没应用本发明的多普勒模糊函数主值区间图；图2b为应用本发明的多普勒模糊函数主值区间图；
图3为本发明的脉冲分段方法示意图；
图4a为本发明脉冲分段的空时自适应处理前的距离多普勒谱图；图4b为本发明脉冲分段的空时自适应处理后的距离多普勒谱图；
图5a为本发明的应用于DDMA MIMO雷达系统中的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法与传统的SIMO雷达的信杂噪比曲线对比结果图；图5b为图5a中A处的放大图；其中，纵坐标为信杂噪比(SCNR)，单位为dB；
图6a为不同处理方法的信杂噪比对比结果图；图6b为图6a中A处的放大图。
具体实施方式
下面将结合实施例对本发明的实施方案进行详细描述，但是本领域的技术人员将会理解，下列实施例仅用于说明本发明，而不应视为限制本发明的范围。
一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，应用于DDMA MIMO雷达系统，包括以下步骤：
步骤1，所述DDMA MIMO雷达系统包含M个发射阵元和N个接收阵元的收发共置均匀线性阵列系统，设DDMA MIMO雷达系统中每个发射阵元在一个相干处理间隔内发射K个脉冲，确定第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)，根据所述第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)确定第m个发射阵元的发射信号为sm(t)；其中，m＝0,1,…M-1；k＝0,1…K-1。
具体的，DDMA MIMO雷达(以下简称DDMA雷达)为单基地MIMO雷达，属于慢时间MIMO雷达，慢时间MIMO雷达是指在常规相控阵雷达发射波形的基础上，通过改变发射波形相位来实现不同阵元发射信号之间的正交。天线阵列为均匀线阵，包含M个发射阵元和N个接收阵元的收发共置均匀线性阵列系统。如图1所示，阵元间距为d；DDMA雷达的发射阵列中每个发射阵元发射相互正交的信号，一个相干处理间隔(Coherent Processing Interval，CPI)内包含K个脉冲；不同天线发射的信号其频率步进间隔为△f需满足PRF/M≥△f≥BC，其中，PRF表示脉冲重复频率，BC表示杂波的多普勒带宽。将整个多普勒脉冲重复频率PRF划分成M个正交的子重复频率信道，每个子重复频率信道的带宽为α0＝PRF/M，这样，每个子重复频率信道可以容纳K/M个多普勒单元。每个阵元发射的每个脉冲的基带形式均为up(t)，但是给每个up(t)配置的起始相位是多样的，使第m个发射阵元的发射的波形序列是慢时间k的函数，选择第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位其中，αm＝α0mTr＝m/M，在不同阵元上是线性关系，是一种将多普勒域划分成M个等宽信道的简单线性形式，每个子重复频率信道的中心频率为0,PRF/M,PRF/2M…PRF-PRF/M。
则第m(m＝0,1,…M-1)个发射阵元的发射信号为：
其中，up(t-kTr)是第m个发射阵元第k个脉冲发射的基带波形，t表示时间变量，at表示发射信号的幅度，Tr表示脉冲重复间隔，j表示复数域中-1的平方根，f0表示基带载频，Φm(k)表示DDMA中附加的慢时间线性相位。
步骤2，将每个发射阵元在一个相干处理间隔内发射K个脉冲分为P段，则每段包含K/P个脉冲，给第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)添加一个随机相位或固定相位，得到添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)；根据添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)确定相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)。
具体的，步骤2包含以下子步骤：
子步骤2.1，该随机相位或固定相位表示为则添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)为：
其中，c是一个M×P的矩阵，矩阵中的值为[0，2π]上的随机数或自己设定的固定值；c(a,b)表示在矩阵c的第a行、第b列取值，表示取整，k＝0,1…K-1。/>则表示将K个脉冲分成P段，每段中包含K/P个脉冲。
例如有脉冲K＝128个，P是4，则脉冲分段方式为0～31,32～63,64～95,96～127。在脉冲分段的方法中，每段中包含K/P个脉冲，每段的段长K/P只要是M的整数倍就可以，因此，段数P可以在K/M，K/2M，K/3M…中取整数值。
子步骤2.2，根据添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)确定相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)为：
步骤3，所述相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)经过目标散射后到达第n个接收阵元上，得第n个接收阵元接收第m个发射阵元发射产生的回波信号smn(t)；对M个发射阵元发射产生的回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)；
对所述第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)进行下变频处理(即乘以)，得基带信号S′n(t)；对所述基带信号S′n(t)采用匹配滤波函数hi(t)进行匹配滤波，得第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)和相应的DDMA雷达的模糊函数；其中，i表示接收回波信号中的发射阵元序号。
具体的，步骤3包含以下子步骤：
子步骤3.1，对于一个远场慢速目标，相对于阵列天线X轴方向的方位角θt和俯仰角以及多普勒频移ft，相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)经过目标散射后到达第n(n＝0,1,…N-1)个接收阵元上，得第n个接收阵元接收第m个发射阵元发射产生的回波信号smn(t)为：
其中，up(t-τmn-kTr)表示经过时间延时的第m个发射阵元第k个脉冲发射的基带波形；ar为目标的回波幅度，可以通过雷达方程计算得到；τmn表示第m个发射阵元发射经过目标散射后到达第n个接收阵元上的时间延迟。
子步骤3.2，对M个发射阵元发射产生的回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)为：
子步骤3.3，对所述第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)进行下变频处理，得基带信号S′n(t)为：
子步骤3.4，设第i个发射阵元的基带信号匹配滤波器匹配滤波函数hi(t)为：
由于DDMA发射时不同发射阵元发射相互正交的信号，所以匹配滤波对每一个发射阵元数据分别进行匹配。式中用i来表示接收回波信号中的发射阵元序号，区别于信号发射时的阵元序号m。“*”表示复共轭；αi与αm的含义相同，将αm表达式中的m值替换为i，即可得到αi。
对所述基带信号Sn′(t)采用匹配滤波函数hi(t)进行匹配滤波，得第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)为：
其中，表示卷积，ξt表示回波随机复幅度，λ0表示波长，ψ表示天线相对于图1中X轴的入射锥角，τ表示时延变量。因为回波是K个脉冲的组合，匹配滤波器也是K个脉冲的组合，所以产生了K平方个积分项，分别用k1和k2表示回波和匹配滤波器中的脉冲序号，β表示积分变量。通常情况下，up是有限脉冲宽度的，且脉冲宽度小于Tr，所以这些项中最多只有K项不为零。当|τ|<Tr时，k1≠k2的积分项均为零。
由DDMA雷达接收阵列中第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)可以推出DDMA雷达的模糊函数，它是一个关于时延τ、多普勒频移ft和天线入射锥角ψ的三维函数，反映出雷达波形在距离(时延)、速度(多普勒频移)和角度上的分辨力。实际中，如果目标位于雷达的不模糊探测距离内，目标回波时延τ<Tr，此时为了考察信号的分辨性能，更加关心的是模糊函数图中的主值区间的形状，即令k1＝k2＝k，然后将所有的接收阵元和发射阵元都匹配起来，可以得到DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)为：
其中，是单个脉冲复包络的模糊函数，是一般意义负型模糊函数表达式。DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)中，求和项目中的第一个指数项表示信号经过第m个发射阵元到第n个接收阵元的波程差产生的相位，第二个指数项表示DDMA中附加的慢时间线性相位在不同发射阵元和不同脉冲上的相位差，第三个指数项表示目标在时间上的多普勒频偏相位，第四个指数项表示附加相位差。
DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)中，令ψ＝π/2，τ＝0，即可得到应用本发明后的多普勒模糊函数主值区间如图2b所示；去掉模糊函数表达式中的最后一个指数项(附加相位差)可以得到没应用本发明的多普勒模糊函数主值区间如图2a所示。
步骤4，对所述第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)进行快速傅里叶变换(FFT)转换到频域，得到第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i，这时第m个发射阵元对应的回波数据的多普勒中心已经移动到零频位置，由于有M个发射阵元，所以每一个接收阵元上有M组数据。
具体的，第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i为：
其中，加号左侧的项代表第i个发射阵元的数据移动到零频的频域数据，如图3中零频处的Txi，其中的附加相位项已经被补偿掉，所以在频域中，零频位置的发射阵元数据附加的相位项为0。加号右侧的项代表频域中第i个发射阵元的数据移动到零频后，其他模糊的发射阵元数据，如图3中发射通道i中除零频外的数据。
以四个发射四个接收且P＝4来分析，在空时自适应处理中采用快速傅里叶变换将得到图3所示距离多普勒图的简化版。图中将多普勒域分段为四个部分(图中的大方框)，每部分将占有α0＝PRF/M的频率，对应脉冲数为K/M。图中每个分段内的小方框表示距离多普勒谱中不同发射对应的杂波带。对同一接收阵元中的所有发射阵元数据依次进行恢复将得到所有发射通道中的数据，但是在不同发射通道中不只包含挪动到零频附近的发射对应的杂波带，还包含多普勒模糊后的杂波区间。如图3中所示，零频附近多普勒通道中包含四个真实发射阵元中的杂波数据，其余杂波带为多普勒模糊后的数据，大方框中的数据表示FFT后不同发射阵元对应的脉冲分段所附加的相位，大方框外的数据为快目标附加的相位。在本方法中对脉冲进行分段，并对不同区段内的脉冲添加不同的相位值。
图3中的an,bn,cn,dn都表示随机相位。本发明的脉冲分段方法在发射阵元不同时，对脉冲分段并添加了随机相位。在转换到频域的过程中，不同发射阵元上的相位都是时域数据一个CPI的所有脉冲上的相位加权求和得到，用an,bn,cn,dn来表示最后的相位。相位an对应第0个发射阵元，相位bn对应第1个发射阵元，相位cn对应第2个发射阵元，相位dn对应第3个发射阵元。相位补偿并将零频移动到中间后则可以得到图3的原理图。
步骤5，得到第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i后，采用扩展因子化方法进行杂波抑制；其中，扩展因子化(Extended FactoredApproach，EFA)方法是空时自适应处理方法的一种，具体可参考(Jaffer A,Baker M,Ballance W,et al.Adaptive space-time processing techniques for airborneradars[J].Contract F30602-89-D-0028,Hughes Aircraft Company,Fullerton,CA,1991,92634.)。
本发明的效果可以通过以下仿真实验进行说明：
1)仿真条件
采用机载收发共置天线均匀线性阵列，发射阵元和接收阵元各有M＝4和N＝4，对阵于X轴原点均匀放置，工作波长λ0＝2m，单元间距d＝λ0/2，一个CPI内慢时间脉冲K＝128，PRF＝2000Hz；具体仿真参数如表1所示：
表1机载雷达仿真参数
2)真结果及分析：
采用表1的仿真条件，分别分析本发明的模糊函数图以及杂波抑制结果图。不考虑幅相误差。参照图2a和图2b，可以看到采用本发明的方法后，多普勒模糊函数主值区间的模糊峰值均得到有效抑制。
图4a为采用空时自适应处理前的距离多普勒图(即步骤4中的经过FFT得到的频域信号)；图4b为空时自适应处理后的距离多普勒谱图。由图4a和图4b可知，本发明可以有效实现杂波抑制，并去除了多普勒模糊。
参照图5a和图5b，相比SIMO雷达的信杂噪比曲线，可以看到本发明中应用于DDMAMIMO雷达系统中的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法可以抑制多普勒模糊，且曲线凹口要更窄，能达到更小的最小可检测速度。
参照图6a以及图6b的放大部分，为三种不同方法(参差多普勒频移方法、相位抖动方法和本发明的脉冲分段编码方法)的信杂噪比曲线对比结果图，从图中可以看出，本发明的脉冲分段编码方法相比现有的参差多普勒频移和相位抖动方法，曲线的凹口更窄，表明本发明的脉冲分段编码方法可以获得更好的最小可检测速度，对于慢速目标的检测更加有利，且本发明的信杂噪比曲线相对更高，其杂波抑制效果相对更好。
虽然，本说明书中已经用一般性说明及具体实施方案对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims (8)

1.一种消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，应用于DDMA MIMO雷达系统中，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，所述DDMA MIMO雷达系统包含M个发射阵元和N个接收阵元的收发共置均匀线性阵列系统，设DDMA MIMO雷达系统中每个发射阵元在一个相干处理间隔内发射K个脉冲，确定第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)，根据所述第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)确定第m个发射阵元的发射信号为sm(t)；其中，m＝0,1,…M-1；k＝0,1…K-1；
步骤2，将每个发射阵元在一个相干处理间隔内发射K个脉冲分为P段，则每段包含K/P个脉冲，给第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)添加一个随机相位或固定相位，该随机相位或固定相位表示为得到添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)；根据添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)确定相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)；
步骤2中，c是一个M×P的矩阵，矩阵中的值为[0，2π]上的随机数或自己设定的固定值；c(a,b)表示在矩阵c的第a行、第b列取值，表示取整，k＝0，1…K-1，/>则表示将K个脉冲分成P段，每段中包含K/P个脉冲；
步骤3，所述相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)经过目标散射后到达第n个接收阵元上，得第n个接收阵元接收第m个发射阵元发射产生的回波信号smn(t)；对M个发射阵元发射产生的回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)；其中，n＝0,1,…N-1；
对所述第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)进行下变频处理，得基带信号Sn′(t)；对所述基带信号Sn′(t)采用匹配滤波函数hi(t)进行匹配滤波，得第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)和相应的DDMA雷达的模糊函数；其中，i表示接收回波信号中的发射阵元序号；
步骤4，对所述第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)进行快速傅里叶变换，得到第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i；
步骤5，得到第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i后，采用空时自适应处理方法进行杂波抑制。
2.根据权利要求1所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤1中，DDMA MIMO雷达系统中，不同天线发射的信号的频率步进间隔为Δf，需满足PRF/M≥Δf≥BC；其中，PRF表示脉冲重复频率，BC表示杂波的多普勒带宽。
3.根据权利要求2所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤1中，将整个多普勒脉冲重复频率PRF划分成个数与发射阵元个数M相等的正交的子重复频率信道，每个子重复频率信道的带宽为α0＝PRF/M，则所述第m个发射阵元第k个脉冲的慢时间线性相位Φm(k)为：
其中，αm＝α0mTr＝m/M，Tr表示脉冲重复间隔，j表示复数域中-1的平方根。
4.根据权利要求3所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤1中，所述第m个发射阵元的发射信号sm(t)为：
其中，up(t-kTr)表示第m个发射阵元第k个脉冲发射的基带波形，t表示时间变量，at表示发射信号的幅度，f0表示基带载频。
5.根据权利要求4所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤2包含以下子步骤：
子步骤2.1，随机相位或固定相位表示为则添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)为：
其中，c是一个M×P的矩阵；矩阵中的值为[0，2π]上的随机数或自己设定的固定值；c(a,b)表示在矩阵c的第a行、第b列取值；表示取整，k＝0,1…K-1，/>则表示将K个脉冲分成P段，每段中包含K/P个脉冲；
子步骤2.2，根据添加相位后的慢时间线性相位Φ′m(k)确定相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)为：
6.根据权利要求5所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤3包含以下子步骤：
子步骤3.1，对于一个远场慢速目标，相对于阵列天线X轴方向的方位角θt和俯仰角以及多普勒频移ft，相位补偿后的第m个发射阵元的发射信号s′m(t)经过目标散射后到达第n个接收阵元上，得第n个接收阵元接收第m个发射阵元发射产生的回波信号smn(t)为：
其中，up(t-τmn-kTr)表示经过时间延时的第m个发射阵元第k个脉冲发射的基带波形；ar为目标的回波幅度；τmn表示第m个发射阵元发射经过目标散射后到达第n个接收阵元上的时间延迟；
子步骤3.2，对M个发射阵元发射产生的回波信号进行叠加，得第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)为：
子步骤3.3，对所述第n个接收阵元的输出的信号Sn(t)进行下变频处理，得基带信号Sn′(t)为：
子步骤3.4，设匹配滤波函数hi(t)为：
其中，*表示复共轭，αi＝α0iTr＝i/M；
对所述基带信号Sn′(t)采用匹配滤波函数hi(t)进行匹配滤波，得第n个接收阵元对应的第i个发射阵元匹配滤波后的回波信号Xn,i(t)为：
其中，表示卷积，ξt表示回波随机复幅度，d为阵元间距，λ0表示波长，ψ表示入射锥角，τ表示时延变量，k1和k2分别表示回波和匹配滤波器中的脉冲序号，β表示积分变量；
令k1＝k2＝k，则得到DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)为：
其中，是单个脉冲复包络的模糊函数；DDMA雷达的模糊函数χDDMA(τ,ft,ψ)中，求和项目中的第一个指数项表示信号经过第m个发射阵元到第n个接收阵元的波程差产生的相位，第二个指数项表示DDMA中附加的慢时间线性相位在不同发射阵元和不同脉冲上的相位差，第三个指数项表示目标在时间上的多普勒频偏相位，第四个指数项表示附加相位差。
7.根据权利要求6所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤4中，所述第n个接收阵元对应的第i个发射阵元第k′个多普勒通道的频域信号znk′,i为：
8.根据权利要求7所述的消除雷达目标盲速的脉冲分段编码方法，其特征在于，步骤5中，所述空时自适应处理方法为扩展因子化方法。
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