DE102018130556A1

DE102018130556A1 - Phasenkalibrierung bei fmcw-radarsystemen

Info

Publication number: DE102018130556A1
Application number: DE102018130556.7A
Authority: DE
Inventors: Oliver Lang; Michael Gerstmair; Alexander Melzer; Alexander Onic; Christian Schmid
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2018-11-30
Filing date: 2018-11-30
Publication date: 2020-06-04
Also published as: US11366199B2; US20200174098A1

Abstract

Es wird ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren die Erzeugung eines frequenzmodulierten HF-Oszillatorsignals und das Zuführen des HF-Oszillatorsignals an einen ersten Sendekanal und einen zweiten Sendekanal. Das Verfahren umfasst weiter die Erzeugung eines ersten HF-Sendesignals in dem ersten Sendekanal basierend auf dem HF-Oszillatorsignal, das Abstrahlen des ersten HF-Sendesignals über eine erste Sendeantenne, den Empfang eines ersten HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne sowie die Konversion des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband, wodurch man ein erstes Basisbandsignal erhält, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz und einer ersten Phase aufweist. Diese Vorgehensweise wird für den zweiten Sendekanal wiederholt, um ein zweites Basisbandsignal zu erhalten, das eine zweite, direktem Übersprechen von der zweiten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer zweiten Frequenz und einer zweiten Phase aufweist. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln der ersten Phase basierend auf dem ersten Basisbandsignal und ermitteln der zweiten Phase basierend auf dem zweiten Basisbandsignal. Anschließend wird ein Wert ermittelt, der die Differenz zwischen einer von dem ersten Sendekanal verursachten Phasenverschiebung und einer von dem zweiten Sendekanal verursachten Phasenverschiebung repräsentiert, basierend auf der ersten Phase und der zweiten Phase und weiter basierend auf Parametern, welche eine Phasenverschiebung aufgrund des direkten Übersprechens von der ersten Sendeantenne und des direkten Übersprechens von der zweiten Sendeantenne repräsentieren.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radarsensoren, insbesondere eine in MIMO-Radarsystemen eingesetzte Phasenkalibrierung zur Kalibrierung und das Monitoring der Phase der über unterschiedliche Kanäle ausgesendeten Radarsignale.
HINTERGRUND
Radarsensoren werden in einer Vielzahl von Applikationen zum Detektieren von Objekten (den sogenannten Radar-Targets) eingesetzt, wobei das Detektieren üblicherweise das Messen von Abständen und Geschwindigkeiten der detektieren Objekte umfasst. Insbesondere im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
Eine präzise Detektion von Objekten im Messbereich eines Radarsensors erfordert in der Regel ein Radarsystem mit mehreren Sende- und Empfangskanälen. Derartige Radarsysteme werden üblicherweise als MIMO- (multiple input multiple output) Radarsysteme bezeichnet. Insbesondere wenn nicht nur der Abstand und die Geschwindigkeit eines Objekts, sondern auch dessen Azimutwinkel ermittelt werden soll, werden MIMO-Systeme benötigt. Für die Bestimmung des einem Radar-Target zugeordneten Azimutwinkels können Signalverarbeitungstechniken eingesetzt werden, die allgemein als Beamforming-Techniken bezeichnet werden.
Der Einsatz von Beamforming-Techniken erlaubt die Bildung von virtuellen Antennen-Arrays mit virtuellen Empfangsantennen und diesen zugeordneten virtuellen Empfangskanälen. Beispielsweise kann in einem Radarsystem mit acht (realen) Sendekanälen (TX-Kanälen) und vier (realen) Empfangskanälen ein virtuelles Antennen-Array mit 32 (acht mal vier) virtuellen Empfangsantennen gebildet werden. Dazu ist es jedoch wichtig, dass die relativen Phasen der über die TX-Kanäle abgestrahlten Sendesignale bekannt sind. Aufgrund von unvermeidbaren Toleranzen und Querempfindlichkeiten (z.B. in Bezug auf die Temperatur) kann es notwendig sein, die Phasen der über die TX-Kanäle abgestrahlten Sendesignale zu messen und/oder zu kalibrieren.
ZUSAMMENFASSUNG
Es wird ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren die Erzeugung eines frequenzmodulierten HF-Oszillatorsignals und das Zuführen des HF-Oszillatorsignals an einen ersten Sendekanal und einen zweiten Sendekanal. Das Verfahren umfasst weiter die Erzeugung eines ersten HF-Sendesignals in dem ersten Sendekanal basierend auf dem HF-Oszillatorsignal, das Abstrahlen des ersten HF-Sendesignals über eine erste Sendeantenne, den Empfang eines ersten HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne sowie die Konversion des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband, wodurch man ein erstes Basisbandsignal erhält, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz und einer ersten Phase aufweist. Das Verfahren umfasst weiter die Erzeugung eines zweiten HF-Sendesignals in dem zweiten Sendekanal basierend auf dem HF-Oszillatorsignal, das Abstrahlen des zweiten HF-Sendesignals über eine zweite Sendeantenne, den Empfang eines zweiten HF-Radarsignals über die Empfangsantenne und die Konversion des zweiten HF-Radarsignals in das Basisband, wodurch man ein zweites Basisbandsignal erhält, das eine zweite, direktem Übersprechen von der zweiten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer zweiten Frequenz und einer zweiten Phase aufweist. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln der ersten Phase basierend auf dem ersten Basisbandsignal und ermitteln der zweiten Phase basierend auf dem zweiten Basisbandsignal. Anschließend wird ein Wert ermittelt, der die Differenz zwischen einer von dem ersten Sendekanal verursachten Phasenverschiebung und einer von dem zweiten Sendekanal verursachten Phasenverschiebung repräsentiert, basierend auf der ersten Phase und der zweiten Phase und weiter basierend auf Parametern, welche eine Phasenverschiebung aufgrund des direkten Übersprechens von der ersten Sendeantenne und des direkten Übersprechens von der zweiten Sendeantenne repräsentieren.
Gemäß eine, weiteren Ausführungsbeispiel umfasst ein Verfahren die Erzeugung eines frequenzmodulierten HF-Oszillatorsignals und eines HF-Referenzsignals, die Erzeugung eines ersten HF-Sendesignals in einem ersten Sendekanal basierend auf dem HF-Oszillatorsignal, das Abstrahlen des ersten HF-Sendesignals über eine erste Sendeantenne, den Empfang eines ersten HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne sowie die Konversion des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband mittels Mischen mit dem HF-Referenzsignal mittels eines ersten Mischers, wodurch man ein erstes Basisbandsignal erhält, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz und einer ersten Phase aufweist. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln der ersten Phase basierend auf dem ersten Basisbandsignal. Das HF-Referenzsignal wird in Bezug auf das HF-Oszillatorsignal frequenzverschoben; alternativ oder zusätzlich wird das erste Basisbandsignal vor dem Ermitteln der Phase frequenzverschoben.
Weitere Ausführungsbeispiele betreffen eine Radarvorrichtung mit einem Lokaloszillator, mindestens einem Sendekanal und mindestens einem Empfangskanal, und einer Recheneinheit. Die Radarvorrichtung ist dazu ausgebildet, die hier beschriebenen Verfahren umzusetzen.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen.

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation (FM) eines vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW- Radarsystems.
4 ist ein Schaltbild zur Illustration eines vereinfachten Beispiels eines Radar-Transceivers mit einem Sende- und einem Empfangskanal.
5 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Illustration eines ersten Ausführungsbeispiels.
6 zeigt exemplarisch ein Spektrum eines Radarsignals bei der Kalibrierung der Phasenverschiebungen der TX-Kanäle
7 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Illustration eines Messaufbaus zur Messung der Phase aufgrund der Signallaufzeit beim direkten Übersprechen.
8 illustriert in einem Flussdiagramm einen RELAX-Algorithmus zur Bestimmung der Phase einer Spektrallinie im Ausgangssignal des RX-Kanals.
9 illustriert ein auf mehrere Radar-Chips verteiltes MIMO-System.
10 und 11 sind zwei Blockschaltbilder zur Illustration von weiteren Ausführungsbeispielen mit verteilten MIMO-Systemen.
12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem das Basisbandsignal mittels Modulation frequenzverschoben wird.
13 illustriert eine Alternative zu dem Beispiel aus 12.
14 ist ein Blockschaltbild zur Illustration eines Ausführungsbeispiel, dass ein Monitoring der Ausgangsphase während einer Radarmessung erlaubt.
15 ist ein Flussdiagramm zur Illustration eines Ausführungsbeispiels der hier beschriebenen Verfahren.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 illustriert in einem schematischen Diagramm die Anwendung eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (Freqeuncy-Modulated Continuous-Wave Radar System) - meist als FMCW-Radarsystem bezeichnet - als Sensor für die Detektion von Objekten, die üblicherweise als Radar-Ziele (Radar-Targets) bezeichnet werden. Die Detektion umfasst üblicherweise die Bestimmung von Abstand (auch als Range bezeichnet) und Geschwindigkeit des jeweiligen Radar-Targets. Um das Target noch genauer zu lokalisieren sind moderne Radarsystem dazu ausgebildet, auch den Azimutwinkel eines Targets zu bestimmen.
Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein kontinuierliches HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einer Art Sägezahnsignal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte HF-Radarsignal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute/reflektierte Signal y_RF(t) (Echosignal) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, um auch den Einfallswinkel (Direction ofArrival, DoA) der zurückgestreuten/reflektierten Signals y_RF(t), d.h. den erwähnten Azimutwinkel des Radar-Targets T bestimmen zu können.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 (oberes Diagramm) dargestellt, ist das abgestrahlte HF-Signal s_RF(t) aus einer Menge von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. das Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusoiden Signalverläufen (waveforms) mit steigender Frequenz (Up-Chirp) oder fallender Frequenz (Down-Chirp). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f_LO(t) eines Chirps beginnend bei einer Startfrequenz f_START innerhalb einer Zeitspanne T_CHIRP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter F_START , F_STOP , T_CHIRP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen (und damit die Chirp-Wiederholrate) variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein (linearer Chirp). Abhängig von der Implementierung können beispielsweise auch Sendesignale mit exponentieller oder hyperbolischer Frequenzvariation (exponentielle bzw. hyperbolische Chirps) verwendet werden.
Ein über eine RX-Antenne empfangenes Radar-Echosignal y_RF(t) ist eine zeitlich verschobene (Verzögerungszeit τ) und skalierte Version des über die zugehörige TX-Antenne abgestrahlten Radar-Signals s_RF(t) (vgl. 1). Bei linearen Chirps (Frequenzrampen) entspricht diese Verzögerungszeit τ einem konstanten Frequenz-Offset Δf zwischen dem ausgesendeten Radar-Signal s_RF(t) und dem empfangenen Radar-Echosignal y_RF(t). Das Verhältnis k = Δf/τ entspricht der Steilheit der Frequenzrampe (Hertz pro Sekunde), die wiederum durch k = B/T_CHIRP gegeben ist (Bandbreite B=|fs_TART-f_STOP|). Der Frequenz-Offset Δf kann mittels bekannter Techniken gemessen werden und folglich gilt für die Verzögerungszeit τ (d.h. die Laufzeit des Radarsignals von der TX-Antenne zur RX-Antenne) $τ = Δ f \cdot T_{CHIRP} / B = Δ f / k .$
Die Laufzeit τ korrespondiert mit einem von dem Radarsignal zurückgelegten Weg x = c· τ (c bezeichnet die Lichtgeschwindigkeit). Der von der Radarvorrichtung (mittels Heruntermischen des Radar-Echosignals und Spektralanalyse) gemessene Frequenz-Offset Δf enthält Information über die Laufzeit des Radarsignals und folglich auch über die vom Radarsignal zurückgelegte Wegstrecke x.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind eine oder mehrere Sendeantennen 5 (TX-Antennen) sowie eine oder mehrere Empfangsantennen 6 (RX-Antennen) mit einem in einem Chip integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen (downconversion) der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem oder in mehreren Chips integriert sein, die üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen (monolithically microwave integrated circuits, MMICs) bezeichnet werden.
Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde dieselbe Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann beispielsweise ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechosignale) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (Direction ofArrival, DoA), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Bei derartigen Multiple-Input-Multiple-Output- (MIMO-) Systemen sind die einzelnen (physikalischen) TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut. Aus mehreren TX-Antennen und RX-Antennen können sogenannte virtuelle Antennen-Arrays gebildet werden, welche für die Umsetzung von Beamforming-Techniken eingesetzt werden können. Beispielsweise kann ein System mit drei TX-Antennen und vier RX-Kanälen dazu verwendet werden, ein Antennen-Array mit 12 (drei mal vier) virtuellen Antennenelementen zu implementieren. Für die Anwendung von Beamforming-Techniken spielen die Phasenunterschiede der ausgesendeten Antennensignale (bzw. der HF-Ausgangssignale der TX-Kanäle) eine Rolle.
Im Falle eines FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne(n) 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Dieser Bereich ist jedoch nur ein Beispiel und es sind auch andere Frequenzen möglich. Wie erwähnt, umfasst das von jeder RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal Radarechos (Chirp-Echosignale), d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. In jedem RX-Kanal wird das empfangene HF-Signal y_RF(t) ins Basisband heruntergemischt und kann im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet werden (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung kann im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals umfassen. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software (z.B. Firmware) realisiert sein, welche auf einem oder auf mehreren Prozessoren, beispielsweise einem Mikrocontroller und/oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, Recheneinheit 40) ausgeführt werden kann.
Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welcher ebenfalls zumindest teilweise mittels Software/Firmware implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt wird. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (optional auch der Analog-Digital-Wandler 30 und die Recheneinheit 40) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen (MMICs) verteilt sein. Zur Vereinfachung der Darstellung, und da es für die weiteren Erläuterungen nicht notwendig ist, wird im Folgenden nicht zwischen „Single-Chip“ Radarsystemen und verteilten Radarsystemen unterschieden und es versteht sich, dass die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele sowohl als Single-Chip-Systeme als auch als verteilte Radarsystemen implementiert werden können. Die Beispiele in 9 bis 11 zeigen exemplarisch Implementierungen mit zwei MMICs (Master-MMIC und Slave-MMIC). In anderen Beispielen können auch mehr als zwei MMICs kaskadiert werden.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung eines Radar-Transceivers 1 gemäß dem Beispiel aus 3 detaillierter. In dem vorliegenden Beispiel ist insbesondere das HF-Frontend 10 des Radarsensors 1 (vgl. 3) dargestellt. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends 10 mit einem Sendekanal (TX-Kanal) und einem Empfangskanal (RX-Kanal) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, sind üblicherweise komplexer und weisen mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf. Derartige Systeme mit mehreren TX- und RX-Kanälen können als MIMO-Systeme betrieben werden.
Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) ist im Betrieb, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz bei manchen automobilen Anwendungen. Wie erwähnt sind hier beschriebenen Ausführungsbeispiele und deren Anwendung jedoch nicht auf diese Frequenzen beschränkt. Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad TX1 (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad RX1 (im RX-Kanal) verarbeitet.
Das HF-Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte und ggf. phasenverschobene Version des LO-Signals s_LO(t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration). Das HF-Empfangssignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 103 (Verstärkung g) vorverstärkt. Der Mischer 104 empfängt also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t). Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt.
Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird nachfolgend mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine weitere Verstärkung und eine (z.B. Bandpass- oder Tiefpass-) Filterung bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen (image frequencies) zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal des Empfangskanals RX1, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des digitalisierten Basisband-Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Der Mischer 104 kann auf verschiedene Weise implementiert werden. In manchen Ausführungsbeispielen kann als Mischer 104 ein IQ-Demodulator (In-Phase/Quadratur-Phase-Demodulator) verwendet, was zur Folge hat, dass das (digitale) Basisbandsignal y[n] ein komplexwertiges Signal ist. In anderen Ausführungsbeispielen werden normale Mischer verwendet, die ein reelles Basisbandsignal y[n] liefern. Die hier beschriebenen Konzepte sind auf beide Varianten anwendbar.
Bei Radar-Systemen mit mehreren TX-Kanälen und mehreren RX-Kanälen (sogenannten Multi-Input/Multi-Output- (MIMO-) Systemen) ist es wichtig, dass die Phasen von über verschiedene TX-Kanäle ausgesendeten Radarsignale einem spezifizierten Wert entsprechen. Wie eingangs erwähnt kann in einem MIMO-Radarsystem ein virtuelles Antennen-Array mit mehreren virtuellen Empfangsantennen/Kanälen gebildet werden. Zu diesem Zweck kann es notwendig sein, dass insbesondere die relativen Phasen (d.h. die jeweiligen Phasendifferenzen) der über verschiedene TX-Kanäle ausgesendeten Radarsignale definierte Werte aufweisen. Die von einem TX-Kanal verursachte Phasenverschiebung ΔΦ hängt jedoch von unvermeidlichen Toleranzen bei der Produktion ab und weist zusätzlich Querempfindlichkeiten, z.B. in Bezug auf die Temperatur auf. Des Weiteren können Alterungseffekte die Phase im Lauf der Zeit verändern. Aus diesem Grund weisen moderne Radar-Systeme Schaltungskomponenten auf, die eine Einstellung der Phasen der über die verschiedenen TX-Kanäle abgestrahlten Radarsignale erlaubt. Zu diesem Zweck können die TX-Kanäle Phasenschieber (vgl. 4, Phasenschieber 105) aufweisen. Diese Phasenschieber können eine einstellbare (zusätzliche) Phasenverschiebung Δϕbewirken, die zu der gesamten in dem jeweiligen TX-Kanal verursachten Phasenverschiebung ΔΦ beiträgt.
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele nutzen das unvermeidliche Übersprechen zwischen TX-Kanälen und RX-Kanälen, um eine Phasenkalibration durchzuführen. 5 illustriert ein Beispiel eines Radarsystems mit zwei TX-Kanälen TX1 und TX2 und einem RX-Kanal RX1. Es versteht sich, dass 5 lediglich ein vereinfachtes Beispiel zeigt, und in der Praxis verwendete MIMO-Radarsysteme deutlich mehr TX- und RX-Kanäle aufweisen können. Die TX-Kanäle TX1, TX2 und der RX-Kanal RX1 können im Wesentlichen gleich aufgebaut sein wie in dem Beispiel aus 4. Anders jedoch als in 4, ist zwischen dem Lokaloszillator 101 und den TX-Kanälen ein Modulator MOD 106 angeordnet, der das LO-Signal s_LO(t) mit einem Modulationssignal s_MOD(t) moduliert. Das Modulationssignal s_MOD(t) kann ein Sinussignal mit einer Frequenz f_MOD sein, die z.B. zwischen 0,1 und 2 MHz liegt. Im Ergebnis bewirkt der Modulator 106 eine Frequenzverschiebung des LO-Signals um die Modulationsfrequenz f_MOD .
Angenommen es gilt s_LO(t) = cos(2πf_LOt) für das dem Modulator zugeführte LO-Signal, dann gilt für das Ausgangssignal s_LO'(t) des Modulators s_LO'(t) = cos(2π(f_LO - f_MOD)t). Die Amplitude des LO-Signals wird ohne Beschränkung der Allgemeinheit als eins angenommen. Etwaige Phasenverschiebungen können in einer vereinfachten Betrachtung den Phasenverschiebungen ΔΦ₁ , ΔΦ₂ der TX-Kanäle TX1 bzw. TX2 zugeschrieben werden. Für die von den TX-Antennen 5 abgestrahlten Radarsignale gilt folglich $s_{R F, k} (t) = A_{k} cos (2 π (f_{L O} - f_{M O D}) t + Δ Φ_{k}),$
wobei der Index k den Kanal bezeichnet, d.h. im vorliegenden Beispiel mit zwei Kanälen k = {1, 2}. Der Ausgang des Modulators 106 ist über den HF-Schalter SW mit den TX-Kanälen TX1, TX2 verbunden. Während einer Frequenzrampe ist die Frequenz f_LO nicht konstant sondern steigt (bei einem Up-Chirp) linear an, d.h. $f_{L O} = f_{S T A R T} + k \cdot t$
und daraus folgt (vgl. Gleichung 2) für das Ausgangssignal des k-ten Kanals TXk: $s_{R F, k} (t) = A_{k} cos (2 π (f_{S T A R T} - f_{M O D}) t + k π t^{2} + Δ Φ_{k}),$
Die Ableitung (time derivative) des Arguments der Konsinusfunktion aus Gleichung 4 nach der Zeit geteilt durch 2π ergibt die Momentanfrequenz gemäß Gleichung 3. Das modulierte (frequenzverschobene) LO-Signal s_LO'(t) wird je nach Schalterstellung einem der TX-Kanäle zugeführt. Der ADC 30 ist in 5 der Einfachheit halber weggelassen. Die für die Phasenkalibrierung notwendigen Berechnungen können von einer Recheneinheit durchgeführt werden beispielsweise von einem digitalen Signalprozessor 40 (siehe 4).
Wie erwähnt ist Übersprechen (crosstalk) in FMCW-Radarsystemen immer vorhanden. Als direktes Übersprechen (direkt crosstalk) bezeichnet man den Effekt, dass ein über eine Sendeantenne abgestrahltes Sendesignal direkt - d.h. ohne Reflexion an einem Objekt - von einer Empfangsantenne wieder empfangen wird. In 5 ist das direkte Übersprechen schematisch dargestellt, wobei die Laufzeit vom Sendekanal TX1 zum Empfangskanal RX1 mit τ₁ und die Laufzeit vom Sendekanal TX2 zum Empfangskanal RX1 mit τ₂ bezeichnet ist. Wie erwähnt können diese Laufzeiten die Wegstrecken d₁ = c · τ₁ bzw. d₂ = c · τ₂ zugeordnet werden, die im Wesentlichen den Abständen zwischen den Sendeantennen 5 und der Empfangsantenne 6 entsprechen.
Zusätzlich zu direktem Übersprechen tritt in der Praxis häufig indirektes Übersprechen (indirect crosstalk) auf, bei dem das ausgesendete Radarsignal an einem sehr nahe bei der Antenne befindlichen Hindernis reflektiert wird. Derartige Hindernisse werden manchmal auch als Short-Range Targets bezeichnet, und das damit verbundene (indirekte) übersprechen wird häufig auch als „Short-Range Leakage“ bezeichnet. In Anwendungen im Automobilbereich kann ein solches Short-Range Target beispielsweise von der Stoßstange eines Autos gebildet werden. In 5 ist ein solches Short-Range Target mit Ts bezeichnet, und die dazugehörigen Laufzeiten von den TX-Kanälen TX1 und TX2 zu dem RX-Kanälen RX1 sind mit τ_B1 bzw. τ_B2 bezeichnet. In Automobilanwendungen, in denen Radar-Sensoren hinter der Stoßstange eines Fahrzeuges angeordnet sind, verursacht die Stoßstange praktisch immer ein indirektes Übersprechen.
Sowohl das direkte Übersprechen als auch das indirekte Übersprechen haben in dem resultierenden Basisbandsignal y_BB(t) einen ähnlichen Effekt wie ein sehr nahe an den Antennen befindliches Radar-Target. Die Laufzeiten τ₁ und τ₂ sowie auch τ_B1 und τ_B2 sind so kurz, dass die resultierenden Frequenzoffsets entsprechend der Gleichung 1 sehr klein sind (d.h. nahe null Herz, in Gleichung 1 als Δf bezeichnet). In vielen Anwendungen sind Radar-Frontends üblicherweise so implementiert, dass derart kleine Frequenzen durch die analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 20 (z.B. Hochpass oder Bandpass) eliminiert werden. In dem Ausgangssignal y(t) und dem digitalen Basisbandsignal y[n] sind diese kleinen Frequenzen demnach nicht mehr enthalten. Durch die von dem Modulator 106 bewirkte Frequenzverschiebung um die Modulationsfrequenz f_MOD werden die erwähnten Frequenzoffsets um den Wert f_MOD vergrößert. In dem in 5 dargestellten Beispiel ergeben sich für das direkte und das indirekte Übersprechen folgende (verschobene) Frequenzoffsets $f_{1} = τ_{1} k + f_{M O D} \approx f_{M O D},$
$f_{B 1} = τ_{B 1} k + f_{M O D},$
$f_{2} = τ_{2} k + f_{M O D} \approx f_{M O D} und$
$f_{B 2} = τ_{B 2} k + f_{M O D},$
für das Übersprechen vom Sendekanal TX1 zum Empfangskanal RX1 bzw. das Übersprechen vom Sendekanal TX2 zum Empfangskanal RX1. Die Laufzeiten τ₁ und τ₂ sind jedoch derart klein (im Vergleich zu f_MOD ), dass die Frequenzen f₁ und f₂ praktisch gleich der Modulationsfrequenz f_MOD sind. Basierend auf dem digitalen Radarsignal y[n] können die den Frequenzen f₁ und f₂ zugehörenden Phasenwerte φ₁ und φ₂ gemessen werden. Dazu wird das modulierte (frequenzverschobene) LO-Signal s_LO'(t) zunächst dem TX-Kanal TX1 durchgeführt und das resultierende Ausgangssignal y[n] des RX-Kanals RX1 gemessen. Mittels Spektralanalyse kann aus diesem digitalen Radarsignal y[n] die Phase φ₁ bei der Frequenz f₁ ermittelt werden. Dieser Vorgang wird mit dem TX-Kanal TX2 wiederholt, um einen Wert für die Phase φ₂ zu ermitteln. Bei einem allgemeinen MIMO-System kann dieser Vorgang für jedes verfügbare TX-Kanal/RX-Kanal-Paar wiederholt werden.
Der Modulator 106 kann im normalen Radarbetrieb (d.h. für die Messung von Position und Geschwindigkeit eines Radartargets) inaktiv sein. Beispielsweise kann im normalen Radarbetrieb der Modulator 106 überbrückt (bypassed) werden, oder die Modulationsfrequenz f_MOD kann auf Null gesetzt werden. Der Modulator 106 muss auch nicht notwendigerweise in dem Signalpfad vom Lokaloszillator zum dem betrachteten TX-Kanal sein. Alternativ kann dieser auch in dem Signalpfad vom Lokaloszillator zum dem RX-Pfad (vgl. z.B. 10 und 11) oder im Basisbandsignalpfad (siehe z.B. 12) angeordnet sein. In all diese Varianten bewirkt der Modulator eine Frequenzverschiebung um die Modulationsfrequenz f_MOD . In manchen Ausführungsbeispielen kann der Modulator 106 auch ganz weggelassen werden (siehe z.B. 13).
Es kann gezeigt werden, dass die den Frequenzen f₁ und f₂ zugeordneten Phasenverschiebungen φ₁ und φ₂ (Messwerte) wie folgt zusammengesetzt sind: $φ_{1} = Φ_{1} - Δ Φ_{1} + Φ_{R X}$
und $φ_{2} = Φ_{2} - Δ Φ_{2} + Φ_{R X} .$
Dabei bezeichnen ΔΦ₁ und ΔΦ₂ die unbekannten Phasenverschiebungen in den TX-Kanälen TX1 bzw. TX2, Φ₁ und Φ₂ bezeichnen die Phasen aufgrund der Laufzeiten τ₁ und τ₂ zwischen den jeweiligen Antennen, und Φ_RX bezeichnet einen konstanten Phasenoffset im RX-Kanal. Die Phasen Φ₁ und Φ₂ können wie folgt berechnet werden $Φ_{1} = 2 π (f_{S T A R T} - f_{M O D}) τ_{1} - π k τ_{1}^{2}$
und $Φ_{2} = 2 π (f_{S T A R T} - f_{M O D}) τ_{2} - π k τ_{2}^{2},$
wobei für die Laufzeiten τ₁ = d₁/c und τ₂ = d₂/c gilt. Die Phasen Φ₁ und Φ₂ sind also für ein bestimmtes Radar-System, bei dem die Abstände d₁ bzw. d₂ der Antennen zueinander bekannt sind, a priori bekannte Systemparameter (Designparameter).
Die Differenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ kann basierend auf den Gleichungen (9) und (10) wie folgt berechnet werden (Gleichungen 9 und 10 werden subtrahiert): $Δ Φ_{2} - Δ Φ_{1} = (φ_{1} - Φ_{1}) - (φ_{2} - Φ_{2}) = (φ_{1} - φ_{2}) - (Φ_{1} - Φ_{2})$
Auf Grundlage dieser aus Messwerten (d.h. φ₁ und φ₂ ) und bekannten Systemparametern (d.h. Φ₁ und Φ₂ ) berechneten Phasendifferenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ kann die Phasenverschiebung ΔΦ₂ beispielsweise mittels des im TX-Kanal TX2 angeordneten Phasenschiebers 105 so verändert werden, dass die Phasendifferenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ einem gewünschten Sollwert entspricht. Der Phasenoffset Φ_RX im RX-Kanal hebt sich aufgrund der Differenzbildung auf.
Wie erwähnt können die Messwerte φ₁ und φ₂ auf Grundlage des Ausgangssignals y(t) bzw. y[n] des RX-Kanals ermittelt werden. Das linke Diagramm (a) in 6 zeigt exemplarisch ein Spektrum, das basierend auf dem digitalen Basisband-Radarsignal y[n] berechnet wurde. In diesem Beispiel ist die Modulationsfrequenz f_MOD gleich 1 MHz, und folglich treten die Maxima aufgrund des direkten und indirekten Übersprechens bei ca. 1 MHz. auf. Bei einer Rampensteilheit k=100 MHz/µs und Laufzeiten τ₁ = 10 ps (entspricht ca. d₁=3 mm), r₂ = 30 ps (entspricht ca. d₂ = 9 mm), und τ_B1 = τ_B2 = 300 ps erhält man folgende Frequenzen im Basisband aufgrund des direkten und indirekten Übersprechens f₁ = 1,001 MHz, f₂ = 1,003 MHz und f_B1 = f_B2 = 1,03 MHz. Man kann erkennen, dass die Frequenzen f₁ und f_B1 sowie die Frequenzen f₂ und f_B2 nur wenige Kilohertz auseinander liegen, sodass sich in dem linken Diagramm (a) aus 6 praktisch nur ein Maximum ergibt. Tatsächlich ist dieses Maximum eine Überlagerung zwei nahe beieinander liegender Maxima, wie man in dem linken Diagramm (b) in 6 sehen kann, das den Bereich von 0-2 MHz vergrößert zeigt. Für eine Bestimmung der zugehörigen Phasen Φ₁ und Φ₂ müssen die Spektrallinien bei f₁ und f_B1 sowie bei f₂ und f_B2 jedoch getrennt werden, um die Messwerte φ₁ und φ₂ ermitteln zu können. Für diesen Zweck sind verschiedene Gruppen von Algorithmen bekannt, beispielsweise ein als Relaxationsalgorithmus (RELAX-Algorithmus), auf das später noch näher eingegangen wird.
In dem oben beschriebenen Beispiel sind die Phasen Φ₁ und Φ₂ aufgrund der Laufzeiten τ₁ bzw. τ₂ bekannte Systemparameter, die auf Grundlage der Abstände d₁ und d₂ der Antennen berechnet werden können (vgl. Gleichungen 11 und 12). Im Folgenden wird eine Möglichkeit erläutert, die diese Phasen Φ₁ und Φ₂ auch mittels Messungen bestimmt werden können. Diese Messungen können z.B. im Rahmen eines End-of-Line-(EOL-) Tests durchgeführt werden. 7 illustriert dasselbe Radar-System wie 5. Zum Zwecke der Messung der Phasen Φ₁ und Φ₂ ist jedoch in definiertem Abstand vor der Radar-Vorrichtung ein Radar-Reflektor 7 angeordnet. Dieser Abstand kann beispielsweise einen bis mehrere Meter betragen. Der Radar-Reflektor 7 kann z.B. ein Corner-Reflektor sein, auch Retroreflektor oder Tripelspiegel genannt. Die Laufzeit des Radarsignals zum Radar-Reflektor 7 und wieder zurück ist mit τ_R bezeichnet. Der Radar-Reflektor 7 verursacht im Spektrum des digitalen Radarsignals y[n] (digitalisiertes Ausgangssignal des RX-Kanals RX1) eine Spektrallinie bei der Frequenz f_R = τ_Rk + f_MOD mit einer zugehörigen Phase φ_R , die in der gleichen Weise ermittelt werden kann wie die Messwerte φ₁ und φ₂ .
Die gemessene Phase φ_R setzt sich wie folgt zusammen (vgl. Gleichung 9 und 10) $φ_{R} = Φ_{R} - Δ Φ_{1} + Φ_{R X},$
wobei die Phase Φ_R aufgrund der Laufzeit τ_R wie folgt berechnet werden kann (vgl. Gleichungen 11 und 12) $Φ_{R} = 2 π (f_{S T A R T} - f_{M O D}) τ_{R}$
Die Phasenverschiebung ΔΦ₁ bezeichnet wiederum die Phasenverschiebung im TX-Kanal TX1. Die Laufzeit τ_R kann man einfach aus dem Abstand des Radarreflektors berechnen (doppelter Abstand geteilt durch die Lichtgeschwindigkeit), und aus der Laufzeit τ_R folgt unmittelbar die Phase Φ_R gemäß Gleichung 15.
Das direkte Übersprechen verursacht im Spektrum des digitalen Radarsignals y[n] eine Spektrallinie bei der Frequenz f₁ = τ₁k + f_MOD (siehe Gleichung 5) mit einer zugehörigen Phase φ₁ . Aus Gleichung (9) und (14) folgt für die Phasendifferenz φ₁ - φ_R $φ_{1} - φ_{R} = Φ_{1} - Φ_{R}$
Die gesuchte Phasenverschiebung Φ₁ die der Laufzeit τ₁ zugeordnet werden kann folgt unmittelbar aus den Gleichungen 15 und 16 $Φ_{1} = (φ_{1} - φ_{R}) + 2 π (f_{S T A R T} - f_{M O D}) τ_{R} - π k τ_{R}^{2} .$
Dieselbe Vorgehensweise kann für den TX-Kanal TX2 verwendet werden, um die Phase Φ₂ zu ermitteln. Diese Werte Φ₁ und Φ₂ können gespeichert werden und später in einer realen Anwendung (z.B. in dem oben mit Bezug auf 5 und 6 erläuterten Beispiel) zur Kalibration der Phasendifferenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ (siehe Gleichung 13) verwendet werden. Die den Frequenzen f₁ und f₂ zugeordneten Phasen φ₁ und φ₂ können dabei auf bekannte Weise (z.B. mittels Spektralanalyse) ermittelt werden.
Die soeben beschriebene Methode (repräsentiert durch die Gleichungen 14 bis 17) zur Bestimmung von Φ₁ und Φ₂ benötigt eine exakte Bestimmung der Laufzeit τ_R des Radarsignals zum Radar-Reflektor 7 und wieder zurück. Diese Laufzeit, die proportional zum Abstand zwischen den Antennen und dem Reflektor 7 ist, ist unter Umständen nicht immer mit hinreichender Genauigkeit bestimmbar. Mit dem folgenden Ansatz kann dieses Problem umgangen werden. Das übergeordnetes Ziel ist es, die Differenz der Phasenverzögerungen ΔΦ₂ - ΔΦ₁ in den TX-Kanälen TX1 und TX2 zu bestimmen. Laut Gleichung 13 wird hierfür lediglich die Differenz Φ₁ - Φ₂ benötigt, die individuellen Werte der Phasenverschiebungen Φ₁ und Φ₂ sind nicht relevant. Diese Differenz Φ₁ - Φ₂ kann wiefolgt ermittelt werden. Man positioniert einen Radar-Reflektor 7 vor dem Radarsystem sodass er bezüglich dieses Radarsystems einen horizontalen Winkel (Azimutwinkel) und vertikalen Winkel (Elevationswinkel) von null Grad aufweist. Damit sind die Laufzeiten (auch als round-trip delay times, RTDT, bezeichnet) der Radarsignale aller TX-Kanäle hin zu dem Radar-Reflektor 7 und zurück zur RX Antenne näherungsweise gleich (unter Anwendung der Fernfeldannahme (far-field assumption)). Bei gleicher Laufzeit sind auch die durch die Laufzeit τ_R verursachten Phasenverzögerungen Φ_R für alle TX Antennen gleich. Bei einer einzelnen Messung (z.B. über den TX-Kanal TX1) kann für die Spektrallinie bei der Frequenz f_R = kτ_R + f_MOD eine Phase von φ_R,1 = Φ_R - ΔΦ₁ + Φ_RX beobachten. Bei einer weiteren Messung (z.B. über den TX-Kanal TX2) kann man bei derselben Spektrallinie eine Phase von φ_R,2 = Φ_R - ΔΦ₂ + Φ_RX beobachten. Durch subtrahieren dieser beiden Messwerte φ_R,1 und φ_R,2 erhält man die Differenz der Phasenverzögerungen $Δ Φ_{2} - Δ Φ_{1} = φ_{R,1} - φ_{R,2} .$
In einem weiteren Schritt werden die Phasen aufgrund des direkten Übersprechens wie weiter oben beschrieben (vgl. Gleichungen 9 bis 13) gemessen. Bei dieser Messung erhält man als Messwerte die Phasen φ₁ und φ₂ . Durch Umformen der Gleichung 13 und Substitution der Differenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ gemäß Gleichung 18 erhält man $Φ_{1} - Φ_{2} = (φ_{1} - φ_{2}) - (Δ Φ_{2} - Δ Φ_{1}) = (φ_{1} - φ_{2}) - (φ_{R,1} - φ_{R,2}) .$
Diese Differenz Φ₁ - Φ₂ kann nach Abschluss der mit Hilfe des Radar-Reflektors 7 durchgeführten Kalibrierungsprozedur gespeichert werden und später in einer realen Anwendung (wie z.B. in dem oben mit Bezug auf 5 und 6 erläuterten Beispiel) zur Messung und Kalibration der Phasendifferenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ gemäß verwendet werden. Wie oben schon erläutert, repräsentiert diese Differenz Φ₁ - Φ₂ die Differenz τ₁ - τ₂ der Signallaufzeiten des direkten Übersprechens zwischen den mit den TX-Kanälen TX1 bzw. TX2 verbundenen Sendeantennen und er mit dem RX-Kanal RX1 verbundenen Empfangsantenne (vgl. 7). Die Differenz Φ₁ - Φ₂ gemäß Gleichung 19 ist damit ein fester Systemparameter für ein bestimmtes Radarsystem.
RELAX-Algorithmus - Wie oben mit Bezug auf die 5 erwähnt, können die beiden Frequenzen f₁ und f_B1 , sowie f₂ und f_B2 , etc., sehr nahe beieinander liegen, sodass bei einer Spektralanalyse unter Verwendung einer Diskreten Fourier-Transformation mit Signalsegmenten üblicher Länge (z.B. 256 Samples oder 512 Samples) die Frequenzauflösung zu gering ist, um die Spektrallinien bei den Frequenzen f₁ und f_B1 sauber zu trennen. Jedoch sind Algorithmen bekannt, die eine Schätzung der Spektrallinien (Betrag und Phase, bzw. Realteil und Imaginärteil einer komplexen Amplitude) bei sehr nahe beieinander liegenden (diskreten) Frequenzen ermöglichen. 8 illustriert einen Ansatz, der von einem Algorithmus umgesetzt wird, der als RELAX-Algorithmus bezeichnet wird (vgl. z.B. Jian Li, Petre Stoica, „Efficient Mixed-Spectrum Estimation with Applications to Target Feature Extraction“, in: IEEE Trans. on Signal Processing, Bd. 44, Nr. 2, 1996, S. 281-295).
Der RELAX-Algorithmus macht sich ein iteratives Verfahren zunutze. Gemäß 8 wird für ein Segment des digitalen Radarsignal y[n] (digitalisiertes Ausgangssignal der Basisband-Signalverarbeitungskette 20, siehe z.B. 4) ein Periodogramm berechnet. Für diese Berechnung wird ein Fast-Fourier-Transform. (FFT-) Algorithmus und Zero-Padding eingesetzt. Durch das Zero-Padding wird die Länge des Segments und damit die visuelle Frequenzauflösung erhöht. Aus dem Periodogramm können die Frequenz f₁ und die dazugehörige komplexe Amplitude a₁* geschätzt werden (8, Schritt 81, der Asteriskus kennzeichnet hier eine komplexe Zahl). Von den Messdaten (d.h. dem betrachteten Segment des digitalen Radarsignals y[n]) kann dann (im Zeitbereich) das Sinussignal subtrahiert werden, welches durch die Parameter f₁ und a₁* definiert ist (8, Schritt 82). Aus dem resultierenden Referenzsignal können dann die Frequenz f_B1 und die dazugehörige komplexe Amplitude a_B1* geschätzt werden (8, Schritt 83). Anschließend wird von den Messdaten dann (im Frequenzbereich) das Sinussignal subtrahiert werden, welches durch die Parameter f_B1 und a_B1* definiert ist (8, Schritt 84). Danach kann das Verfahren solange wiederholt werden, bis sich die Schätzwerte nicht mehr signifikant ändern, d.h. Konvergenz eingetreten ist. Das heißt, aus dem resultierenden Referenzsignal können dann wieder (zweite Iteration) die Frequenz f₁ und die dazugehörige komplexe Amplitude a₁* geschätzt werden (8, Schritt 81), etc.
Das in 8 gezeigte Verfahren betrifft die Messung der Phasenverschiebung φ₁ (vgl. Gleichung (9)) für die Kalibration der Phasenverschiebung im TX-Kanal TX1. Das Verfahren kann gleichermaßen für die Kalibration der Phasenverschiebung im TX-Kanal TX2 wiederholt werden. In diesem Fall wird die Phasenverschiebung φ₂ (vgl. Gleichung (10)) gemessen. Die gesuchten Phasenverschiebungen sind jeweils das Argument der komplexen Amplituden a₁* und a₂* d.h. φ₁ = arg{α₁*} und φ₂ = arg{α₂*}.
9 illustriert anhand eines Blockschaltbildes ein vereinfachtes Beispiel eines verteilten MIMO-Radarsystems mit mehreren MMICs 100, 200. Im vorliegenden Beispiel sind in dem Master-MMIC 100 zwei TX-Kanäle und zwei RX-Kanäle und in dem Slave-MMIC 200 mehrere weitere TX-Kanäle angeordnet. Die Ausgänge der TX-Kanäle sind mit den Sendeantennen 5 und die Eingänge der RX-Kanäle mit den Empfangsantennen 6 verbunden. Der Betrieb des Master-MMICs 100 und des Slave-MMICs 200 sind synchronisiert. Exemplarische Implementierungen dieser Synchronisation sind in 10 und 11 dargestellt. Master-MMIC 100 und des Slave-MMIC 200 sind mit dem Controller 50 und der Recheneinheit 40 verbunden, ähnlich wie dies in dem Beispiel aus 3 dargestellt ist. Aus mehreren MMICs aufgebaute Radar-Systeme sind an sich bekannt und werden daher nicht näher erläutert.
10 illustriert ein Beispiel eines verteilten Radarsystems mit zwei TX-Kanälen TX1 und TX2 und einem RX-Kanal RX1, wobei der TX-Kanal TX1 und der RX-Kanal RX1 in einem ersten MMIC 100 (Master-MMIC) und der TX-Kanal TX2 in einem zweiten MMIC 200 (Slave-MMIC) angeordnet sind. Es versteht sich, dass 10 lediglich ein vereinfachtes Beispiel zeigt, und in der Praxis verwendete MIMO-Radarsysteme mehr als zwei MMICs aufweisen können. Die TX-Kanäle TX1, TX2 und der RX-Kanal RX1 können im Wesentlichen gleich aufgebaut sein wie in dem Beispiel aus 4. In dem vorliegenden Beispiel ist sowohl in dem Master-MMIC 100 als auch in dem Slave-MMIC 200 jeweils ein Lokaloszillator angeordnet. Der Lokaloszillator im MMIC 100 ist mit 101 und der Lokaloszillator im MMIC 200 mit 201 bezeichnet. Die LO-Signale sind mit s_LO(t) bzw. s_LO"(t) bezeichnet. Für den Radarbetrieb müssen die LO-Signale s_LO(t) und s_LO"(t) zumindest näherungsweise kohärent sein, was im vorliegenden Fall durch eine Synchronisation der Lokaloszillatoren 101 und 201 mittels eines Taktsignals s_CLK(t) erreicht wird. Die Lokaloszillatoren 101 und 201 können z.B. mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators, der in einem Phasenregelkreis verschaltet ist, implementiert sein, wobei die Phasenregelkreise dasselbe Taktsignal s_CLK(t) empfangen. Das Taktsignal s_CLK(t) kann von einem Taktgenerator (nicht dargestellt) erzeugt werden, der in dem Master-MMIC 100 angeordnet ist. Alternativ kann das Taktsignal s_CLK(t) auch von einem separaten externen Taktgenerator erzeugt werden. In einem anderen Ausführungsbeispiel ist der Taktgenerator in dem System-Controller 50 angeordnet.
Anders jedoch als in dem Beispiel aus 5, ist der Modulator 106 im Master-MMIC 100 in dem HF-Signalpfad vom Lokaloszillator 101 zum Mischer 104 angeordnet. Folglich empfangen nicht die TX-Kanäle TX1 und TX2 das frequenzverschobene LO-Signal s_LO'(t), sondern der Mischer 104 im Empfangskanal 104 an seinem Referenzeingang. Der Effekt ist im Basisband jedoch derselbe wie in dem Beispiel in 5. Durch die Modulation des LO-Signals s_LO (t) mit der Modulationsfrequenz f_MOD ist auch das Spektrum des Basisbandsignals um einen Frequenzoffset verschoben, der gleich der Modulationsfrequenz f_MOD ist. Die Messung der Phasenverschiebungen φ₁ und φ₂ , die Aufgrund der Laufzeiten τ₁ und τ₂ entstehen, kann in der gleichen Weise gemacht werden, wie bei dem vorherigen Beispiel aus 5. Wie bereits erwähnt kann im normalen Radarbetrieb der Modulator 106 inaktiv sein, Beispielsweise durch überbrücken des Modulators 106 oder durch null setzen der Modulationsfrequenz f_MOD . Im normalen Radarbetrieb würde eine Frequenzverschiebung um den Betrag von f_MOD dazu führen, dass Übersprechen bzw. Short-Range-Leakage in der Range-Doppler-Map, anhand der die Detektion von Radar-Targets erfolgt, Artefakte verursachen und das Signal-Rausch-Verhältnis negativ beeinflussen.
Das Beispiel aus 11 ist sehr ähnlich wie das vorherige Beispiel aus 10. Anders als im Beispiel aus 10 benötigt der Slave-MMIC 200 keinen eigenen Lokaloszillator, der mit dem Lokaloszillator des Master-MMICs 100 synchronisiert ist, sondern das LO-Signals s_LO(t) des Lokaloszillators 101 wird vom Master-MMIC 100 hin zum Slave-MMIC 200 übertragen (z.B. mittels Streifenleiter). Es sei an dieser Stelle angemerkt, dass der in 5 gezeigte HF-Schalter SW in den Beispielen aus 10 und 11 der Einfachheit halber weggelassen wurde. Der HF-Schalter ist auch nicht unbedingt notwendig. In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen können anstatt der Verwendung des Schalters SW auch die TX-Kanäle TX1, TX2 selektiv aktiviert werden. Eine Aktivierung/Deaktivierung eines TX-Kanals kann z.B. dadurch erreicht werden, dass der in dem jeweiligen Kanal darin enthaltene HF-Verstärker aktiviert/deaktiviert wird. Im Übrigen ist das Ausführungsbeispiel aus 11 gleich wie das vorherige Beispiel aus 10. Schließlich sei noch erwähnt, dass das in 11 gezeigte Ausführungsbeispiel nicht auf verteilte Radarsysteme beschränkt ist; das dargestellte Konzept kann auch bei einem Single-Chip-Radarsystem mit nur einem MMIC verwendet werden.
12 illustriert ein weiteres Beispiel eines Radarsystems, welches ähnlich wie das Beispiel aus 11 ist. Der einzige Unterschied liegt in der Anordnung des Modulators 106. Anders als bei dem vorherigen Ausführungsbeispiel ist der Modulator 106 nicht zwischen Lokaloszillator 101 und Mischer 104 geschaltet, sondern mit dem Ausgang des Mischers 104 verbunden, sodass das Mischerausgangssignal y_BB(t) moduliert (und damit frequenzverschoben) wird, bevor in der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 eine Hochpass-/Bandpassfilterung durchgeführt wird. Der Effekt ist im Ausgangssginal y(t) der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 jedoch derselbe wie in den vorherigen Beispielen. Durch die Modulation des Mischerausgangssignals y_BB(t) mit der Modulationsfrequenz f_MOD ist auch das Spektrum des digitalisierten Basisbandsignals y[n] um einen Frequenzoffset verschoben, der gleich der Modulationsfrequenz f_MOD ist. Die Messung der Phasenverschiebungen φ₁ und φ₂ , die aufgrund der Laufzeiten τ₁ und τ₂ entstehen, kann in der gleichen Weise gemacht werden, wie bei den vorherigen Beispielen.
13 illustriert eine Alternative zu dem Beispiel aus 12. In diesem Beispiel wird der Modulator 106 nicht benötigt. Auf die von dem Modulator 106 bewirkte Frequenzverschiebung um den Betrag der Modulationsfrequenz f_MOD kann verzichtet werden, wenn - wie in 13 dargestellt - die Basisbandsignalverarbeitungskette 20 und damit der darin enthaltene Hochpass- oder Bandpassfilter überbrückt (bypassed) oder deaktiviert wird. Es ist jedoch nicht notwendig die gesamte, dem Mischer 104 nachgeschaltete Basisbandsignalverarbeitungskette 20 zu überbrücken, insbesondere Verstärker im Basisband können aktiv bleiben. Jedoch müssen jene Komponenten überbrückt oder deaktiviert werden, die eine untere Grenzfrequenz und eine damit verbundene Hochpasscharakteristik aufweisen. Wenn die im Basisband angewendete analoge Signalverarbeitung keine Filterung von tiefen Frequenzen bewirkt, können die Signalkomponenten, die aufgrund des direkten und indirekten Übersprechens entstehen, von dem nachfolgenden Analog-Digital-Wandler (in 13 nicht dargestellt, siehe 3 und 4) digitalisiert werden. Das weiter oben unter Bezugnahme auf die Gleichungen 9-13 erläuterte Verfahren, sowie auch die Ermittlung des Systemparameters Φ₁ - Φ₂ gemäß Gleichung 19 ist auch in diesem Ausführungsbeispiel möglich, wobei in den erwähnten Gleichungen f_MOD auf Null gesetzt wird (f_MOD = 0). Abgesehen von dem fehlenden Modulator und der überbrückten Basisbandsignalverarbeitungskette 20 ist das Beispiel aus 13 gleich wie die Beispiele aus 5 oder 12.
Das Beispiel aus 14 illustriert ein Radarsystem, bei dem sowohl die oben detailliert beschriebene Kalibrierung der Phasen der TX-Kanäle (Ausgangsphasen ΔΦ₁ und ΔΦ₂ ) möglich ist, als auch das laufende Monitoring der Ausgangsphasen. Ein solches Monitoring ermöglicht die Detektion von unerwünschten Veränderungen der Ausgangsphasen und ggf. das Triggern einer Rekalibrierung. Zu diesem Zweck weist der RX-Kanal zwei Mischer 104 und 104' auf, denen beide am ihren HF-Eingängen das vorverstärkte Antennensignal g · y_RF(t) zu geführt ist. Dem Mischer 104 ist an seinem Referenzeingang das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, wohingegen dem Mischer 104' an seinem Referenzeingang das modulierte/frequenzverschobene LO-Signal s_LO'(t) zugeführt ist. Die Ausgangssignale der Mischer 104 und 104' sind mit y_BB(t) bzw. y_BB'(t) bezeichnet. Den Mischern 104 und 104' ist jeweils eine Basisbandsignalverarbeitungskette 20 bzw. 20' nachgeschaltet, deren Ausgangssignale (Basisbandsignale) mit y(t) bzw. y'(t). Die korrespondierenden digitalen Signale sind mit y[n] bzw. y' [n] bezeichnet (Analog-Digital-Wandler sind in 14 nicht dargestellt).
In dem vorliegenden Beispiel kann das digitale Radarsignal y[n] verwendet werden, um Radar-Targets zu detektieren. Zu diesem Zweck sind verschiedene Signalverarbeitungstechniken bekannt, beispielsweise die Range-Doppler-Analyse. Das digitale Radarsignal y'[n] kann für das Phasenmonitoring verwendet werden, wobei die Berechnung der Phasenverschiebungen ΔΦ₁ und ΔΦ₂ in den TX-Kanälen TX1 bzw. TX2 wie oben in Bezug auf 5 erläutert separat ermittelt und überwacht werden können. Insbesondere können auch die Phasendifferenzen zwischen den TX-Kanälen ermittelt werden (z.B. ΔΦ₂ - ΔΦ₁ , vgl. Gleichung 13).
15 ist ein Flussdiagramm zur Illustration eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens, das mit den hier beschrieben Radarsystemen durchgeführt werden kann. Demnach umfasst das Verfahren das Erzeugen (siehe 15, Schritt S1) eines frequenzmodulierten HF-Oszillatorsignals, das einem ersten Sendekanal und einen zweiten Sendekanal (z.B. TX1, TX2, vgl. 5 und 10-14) zugeführt ist. Dieses HF-Oszillatorsignals kann das LO-Signal s_LO(t) (vgl. z.B. 10-14) oder das frequenzverschobene LO-Signal s_LO'(t) (siehe z.B. 5) sein.
Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines ersten HF-Sendesignals in dem ersten Sendekanal (siehe z.B. 5, TX1) basierend auf dem HF-Oszillatorsignal und das Abstrahlen des ersten HF-Sendesignals über eine erste Sendeantenne (siehe 15, Schritt S2a), das Empfangen eines ersten HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne (siehe 15, Schritt S2b) sowie das Konvertieren des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband (siehe 15, Schritt S2c). Dadurch erhält man ein erstes Basisbandsignal, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz f₁ und einer ersten Phase φ₁ aufweist. Das gleiche wird für den zweiten Sendekanal gemacht, d.h. Erzeugen eines zweiten HF-Sendesignals in dem zweiten Sendekanal (siehe z.B. 5, TX2) basierend auf dem HF-Oszillatorsignal und Abstrahlen des zweiten HF-Sendesignals über eine zweite Sendeantenne (siehe 15, Schritt S3a), das Empfangen eines zweiten HF-Radarsignals über die Empfangsantenne (siehe 15, Schritt S3b) sowie das Konvertieren des zweiten HF-Radarsignals in das Basisband (siehe 15, Schritt S3c). Dadurch erhält man ein zweites Basisbandsignal, das eine zweite, direktem Übersprechen von der zweiten Sendeantenne zuordenbare Signalkomponente mit einer zweiten Frequenz f₂ und einer zweiten Phase φ₂ aufweist.
Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln der ersten Phase φ₁ basierend auf dem ersten Basisbandsignal und das Ermitteln der zweiten Phase φ₂ basierend auf dem zweiten Basisbandsignal (siehe 15, Schritt S4). Diese Messwerte φ₁ und φ₂ können beispielsweise mit dem oben beschriebenen RELAX-Algorithmus (vgl. 8) aus den komplexen Amplituden a₁* und a₂* berechnet werden, die für die Spektrallinien bei den Frequenzen f₁ und f₂ ermittelt wurden. Schließlich wird ein Wert, der die Differenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ zwischen einer von dem zweiten Sendekanal verursachten Phasenverschiebung ΔΦ₂ und einer von dem erstem Sendekanal verursachten Phasenverschiebung ΔΦ₁ repräsentiert, berechnet (siehe 15, Schritt S5). Eingangswerte für diese Berechnung (siehe z.B. Gleichung 13) sind gemessenen Phasen φ₁ und φ₂ sowie einen oder mehrere Systemparameter Φ₁ und Φ₂ , welche eine Phasenverschiebung aufgrund des direkten Übersprechens von der ersten Sendeantenne und des direkten Übersprechens von der zweiten Sendeantenne repräsentieren (siehe Gleichung 11 und 12).Die erste und die zweite Frequenz f₁ und f₂ hängen von der Steilheit k (MHz/µs) der Frequenzrampe, den Signallaufzeiten τ₁ und τ₂ des direkten Übersprechens sowie von der verwendeten Modulationsfreuqenz f_MOD (vgl. Gleichungen 5 und 7). Abhängig von den Abständen zwischen den Antennen können die erste und die zweite Frequenz f₁ und f₂ auch gleich sein. In dem ersten und den zweiten Basisbandsignal können auch Signalkomponenten enthalten sein, die durch indirektes Übersprechen (Reflexion an einem Short-Range Target) verursacht werden.
Nachdem die Differenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ ermittelt wurde, können die Phasenverschiebungen ΔΦ₁ , ΔΦ₂ der Sendekanäle TX1, TX2, so eingestellt (kalibriert werden), dass die Differenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ einen gewünschten Wert annimmt. Dieses Kalibrieren kann z.B. mit Hilfe der in den Sendekanälen enthaltenen Phasenschiebern 105 erfolgen (vgl. 4). Die Messung der Phasendifferenz ΔΦ₂ - ΔΦ₁ und die nachfolgende Kalibration kann für verschiedene Kombinationen von Sende- und Empfangskanälen wiederholt werden. Des Weiteren kann regelmäßig, oder bei Eintritt bestimmter Ereignisse (z.B. eine bestimmte Temperaturänderung) eine Rekalibrierung angestoßen werden. Die diesbezügliche Ablaufsteuerung kann z.B. der Systemcontroller 50 (vgl. 3) übernehmen.

Claims

Ein Verfahren, das aufweist: Erzeugen eines frequenzmodulierten HF-Oszillatorsignals (s_LO'(t)) und Zuführen des HF-Oszillatorsignals (s_LO'(t)) an einen ersten Sendekanal (TX1) und einen zweiten Sendekanal (TX2); Erzeugen eines ersten HF-Sendesignals in dem ersten Sendekanal (TX1) basierend auf dem HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) und Abstrahlen des ersten HF-Sendesignals über eine erste Sendeantenne (5); Empfangen eines ersten HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne (6) und Konvertieren des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband, wobei ein erstes Basisbandsignal erhalten wird, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz (f₁) und einer ersten Phase (φ₁) aufweist; Erzeugen eines zweiten HF-Sendesignals in dem zweiten Sendekanal (TX2) basierend auf dem HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) und Abstrahlen des zweiten HF-Sendesignals über eine zweite Sendeantenne (5); Empfangen eines zweiten HF-Radarsignals über die Empfangsantenne (6) und Konvertieren des zweiten HF-Radarsignals in das Basisband, wobei ein zweites Basisbandsignal erhalten wird, das eine zweite, direktem Übersprechen von der zweiten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer zweiten Frequenz (f₂) und einer zweiten Phase (φ₂) aufweist; Ermitteln der ersten Phase (φ₁) basierend auf dem ersten Basisbandsignal und ermitteln der zweiten Phase (φ₂) basierend auf dem zweiten Basisbandsignal; und Ermitteln eines Wertes, der die Differenz (ΔΦ₂ - ΔΦ₁) zwischen einer von dem ersten Sendekanal (TX1) verursachten Phasenverschiebung (ΔΦ₁) und einer von dem zweiten Sendekanal (TX2) verursachten Phasenverschiebung (ΔΦ₂) repräsentiert, basierend auf der ersten Phase (φ₁) und der zweiten Phase (φ₂) und weiter basierend auf Parametern (Φ₁, Φ₂), welche eine Phasenverschiebung aufgrund des direkten Übersprechens von der ersten Sendeantenne und des direkten Übersprechens von der zweiten Sendeantenne repräsentieren.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Konvertieren des ersten HF-Radarsignals und des zweiten HF-Radarsignals in das Basisband jeweils durch Mischen mit einem HF-Referenzsignal (s_LO(t)) erfolgt, wobei das HF-Referenzsignal (s_LO(t)) und das HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) zueinander um einen Frequenzoffset (f_MOD) frequenzverschoben sind.
Das Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei das HF-Referenzsignal (s_LO(t)) von einem Lokaloszillator (101) erzeugt wird und das HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) aus dem HF-Referenzsignal (s_LO(t)) mittels Modulation mit einem Modulationssignal (s_MOD(t)) konstanter Frequenz erzeugt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei das HF-Oszillatorsignal von einem Lokaloszillator (101) erzeugt wird und das HF-Referenzsignal aus dem HF-Oszillatorsignal durch Modulation mit einem Modulationssignal (s_MOD(t)) konstanter Frequenz erzeugt wird.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das erste Basisbandsignal und/oder das zweite Basisbandsignal mittels Modulation um einen Frequenzoffset (f_MOD) frequenzverschoben werden.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, das weiter aufweist: Anpassen einer Phasenverschiebung in dem ersten Sendekanal (TX1) und/oder dem zweiten Sendekanal (TX2) basierend auf dem ermittelten Wert, der die Differenz (ΔΦ₂ - ΔΦ₁) zwischen der von dem ersten Sendekanal (TX1) verursachten Phasenverschiebung (ΔΦ₁) und der von dem zweiten Sendekanal (TX2) verursachten Phasenverschiebung (ΔΦ₂) repräsentiert.
Das Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei das erste Basisbandsignal eine weitere, indirektem Übersprechen von der ersten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer dritten Frequenz (f_B1) und einer dritten Phase (φ_B1) aufweist; und wobei das Ermitteln der ersten Phase (φ₁) umfasst: Schätzen der weiteren Signalkomponente (f_B1, φ_B1) basierend auf dem ersten Basisbandsignal; Subtrahieren der geschätzten weiteren Signalkomponente von dem ersten Basisbandsignal; und Schätzen der dem direkten Übersprechen zuordenbaren ersten Signalkomponente (f₁, φ₁) basierend auf dem nach der Subtraktion übrig bleibendem ersten Basisbandsignal.
Ein Verfahren, das aufweist: Erzeugen eines frequenzmodulierten HF-Oszillatorsignals (s_LO'(t)) und eines HF-Referenzsignals; Erzeugen eines ersten HF-Sendesignals in einem ersten Sendekanal (TX1) basierend auf dem HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) und Abstrahlen des ersten HF-Sendesignals über eine erste Sendeantenne (5); Empfangen eines ersten HF-Radarsignals über eine Empfangsantenne (6) und Konvertieren des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband mittels Mischen mit dem HF-Referenzsignal mittels eines ersten Mischers (104), wobei ein erstes Basisbandsignal (y_BB'(t)) erhalten wird, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz (f₁) und einer ersten Phase (φ₁) aufweist; Ermitteln der ersten Phase (φ₁) basierend auf dem ersten Basisbandsignal (y_BB'(t)) wobei das HF-Referenzsignal in Bezug auf das HF-Oszillatorsignal frequenzverschoben ist und/oder wobei das erste Basisbandsignal (y_BB'(t)) vor dem Ermitteln der Phase frequenzverschoben wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 8, wobei das erste Basisbandsignal eine weitere, indirektem Übersprechen von der ersten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer zweiten Frequenz (f_B1) und einer zweiten Phase (φ_B1) aufweist; und wobei das Ermitteln der ersten Phase (φ₁) umfasst: Schätzen der weiteren Signalkomponente basierend auf dem ersten Basisbandsignal; Subtrahieren der geschätzten weiteren Signalkomponente von dem ersten Basisbandsignal (y(t), y[n]) und Schätzen der ersten Signalkomponente basierend auf dem nach der Subtraktion übrig bleibendem Basisbandsignal. [
Das Verfahren gemäß Anspruch 8 oder 9, das weiter aufweist: Konvertieren des ersten HF-Radarsignals in ein Basisband mittels Mischen mit dem HF-Oszillatorsignal mittels eines zweiten Mischers (104'), wobei ein weiteres Basisbandsignal (y_BB(t)) erhalten wird, Detektieren eines oder mehrerer Radar-Targets basierend auf dem weiteren Basisbandsignal (y_BB(t)).
Eine Radarvorrichtung, die aufweist: einen ersten Sendekanal (TX1) mit einem Ausgang zum Anschluss einer ersten Sendeantenne; einen zweiten Sendekanal (TX2) mit einem Ausgang zum Anschluss einer zweiten Sendeantenne; einen Lokaloszillator (101), der dazu ausgebildet ist, ein frequenzmoduliertes HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) zu erzeugen, wobei der Lokaloszillator (101) mit dem ersten Sendekanal (TX1) und dem zweiten Sendekanal (TX2) verbindbar ist, um diesen das HF-Oszillatorsignal (s_LO'(t)) zuzuführen; einen mit einer Empfangsantenne (6) verbindbaren Empfangskanal (RX1), wobei der Empfangskanal (RX1) dazu ausgebildet ist, ein zum ersten Sendekanal (TX1) gehörendes erstes HF-Radarsignal zu empfangen und in ein Basisband zu mischen, wobei ein erstes Basisbandsignal erhalten wird, das eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz (f₁) und einer ersten Phase (φ₁) aufweist; und ein zum zweiten Sendekanal (TX2) gehörendes zweitens HF-Radarsignal zu empfangen und in ein Basisband zu mischen, wobei ein zweites Basisbandsignal erhalten wird, das eine zweite, direktem Übersprechen von der zweiten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer zweiten Frequenz (f₂) und einer zweiten Phase (φ₂) aufweist; und eine mit dem Empfangskanal gekoppelte Recheneinheit (40, 50), die dazu ausgebildet ist, die erste Phase (φ₁) basierend auf dem ersten Basisbandsignal zu ermitteln und die zweiten Phase (φ₂) basierend auf dem zweiten Basisbandsignal zu ermitteln; und einen Wert zu ermitteln, der die Differenz (ΔΦ₂ - ΔΦ₁) zwischen einer von dem ersten Sendekanal (TX1) verursachten Phasenverschiebung (ΔΦ₁) und einer von dem zweiten Sendekanal (TX2) verursachten Phasenverschiebung (ΔΦ₂) repräsentiert, basierend auf der ersten Phase (φ₁) und der zweiten Phase (φ₂) und weiter basierend auf Parametern (Φ₁, Φ₂), welche eine Phasenverschiebung aufgrund des direkten Übersprechens von der ersten Sendeantenne und des direkten Übersprechens von der zweiten Sendeantenne repräsentieren.
Radar-Vorrichtung, die aufweist: einen ersten Sendekanal (TX1) mit einem Ausgang, der mit einer ersten Sendeantenne gekoppelt ist; einen Lokaloszillator, der dazu ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) zu erzeugen, wobei der Lokaloszillator mit dem ersten Sendekanal (TX1) verbindbar ist; ein mit einer Empfangsantenne verbundener Empfangskanal (RX1), der dazu ausgebildet ist, von der Empfangsantenne ein HF-Radarsignal zu empfangen, einen in dem Empfangskanal (RX1) enthaltener Mischer (104), der dazu ausgebildet ist, das HF-Radarsignal in ein Basisband zu herunterzumischen, um ein Basisbandsignal zu erhalten, das im Betrieb eine erste, direktem Übersprechen von der ersten Sendeantenne (5) zuordenbare Signalkomponente mit einer ersten Frequenz (f₁) und einer ersten Phase (φ₁) aufweist; eine Recheneinheit, die dazu ausgebildet ist, die erste Phase (φ₁) basierend auf einem Spektrum des Basisbandsignals zu berechnen.