DE102019124850A1

DE102019124850A1 - Detektion interferenzbedingter störungen bei fmcw-radarsystemen

Info

Publication number: DE102019124850A1
Application number: DE102019124850.7A
Authority: DE
Inventors: Alexander Melzer; Andreas Dollinger; Rene Kobler; Georg KREBELDER; Christoph Wagner; Martin Wiessflecker
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2019-09-16
Filing date: 2019-09-16
Publication date: 2021-03-18
Anticipated expiration: 2039-09-17
Also published as: DE102019124850B4; US11428775B2; CN112505672A; US20210080537A1

Abstract

Im Folgenden wird ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Beispiel weist das Radarsystem einen Lokaloszillator zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals sowie mehrere Sendekanälen und mindestens einen Empfangskanal auf, denen das Lokaloszillatorsignal zugeführt ist. Die Sendekanäle sind dazu ausgebildet basierend auf dem Lokaloszillatorsignal HF-Radarsignale zu erzeugen und auszugeben, wobei die Sendekanäle Phasenschieber zur Einstellung der Phase der HF-Radarsignale aufweisen. Der Empfangskanal ist dazu ausgebildet, ein HF-Signal zu empfangen und dieses unter Verwendung des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals in ein Basisbandsignal zu konvertieren. Gemäß dem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfarhen das Betreiben des Lokaloszillators im CW-Betrieb, das Einstellen einer bestimmten Kombination von Phasenverschiebungen der Phasenschieber der Sendekanäl, das Verändern der Phase des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals oder der Phasenverschiebungen der Phasenschieber um einen Phasenoffset, und das Ermitteln jenes Phasenoffsets, bei dem das Basisbandsignal zumindest annähernd ein Maximum annimmt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radarsensoren, insbesondere in Radarsensoren eingesetzte Signalverarbeitungsmethoden zur Verbesserung der Detektion von Radarzielen.
HINTERGRUND
Radarsensoren werden in einer Vielzahl von Applikationen zum Detektieren von Objekten eingesetzt, wobei das Detektieren üblicherweise das Messen von Abständen und Geschwindigkeiten der detektieren Objekte umfasst. Insbesondere im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren sowie Systeme mit mehreren Sensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
Die Zuverlässigkeit der Detektion von Radarzielen (Radar Targets) hängt unter anderem von dem in den empfangenen Radarsignalen enthaltenen Rauschen ab, welches wiederum von verschiedenen Faktoren beeinflusst wird, unter anderem von den Phasen der ausgesendeten Radarsignal und insbesondere deren Beziehung zueinander und deren Beziehung zum Lokaloszillatorsignal. Die folgende Beschreibung beschreibt einen Ansatz zur Verbesserung der Rauscheigenschaften von Radar-Transceivern.
ZUSAMMENFASSUNG
Im Folgenden wird ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Beispiel weist das Radarsystem einen Lokaloszillator zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals sowie mehrere Sendekanälen und mindestens einen Empfangskanal auf, denen das Lokaloszillatorsignal zugeführt ist. Die Sendekanäle sind dazu ausgebildet basierend auf dem Lokaloszillatorsignal HF-Radarsignale zu erzeugen und auszugeben, wobei die Sendekanäle Phasenschieber zur Einstellung der Phase der HF-Radarsignale aufweisen. Der Empfangskanal ist dazu ausgebildet, ein HF-Signal zu empfangen und dieses unter Verwendung des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals in ein Basisbandsignal zu konvertieren. Gemäß dem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfarhen das Betreiben des Lokaloszillators im CW-Betrieb, das Einstellen einer bestimmten Kombination von Phasenverschiebungen der Phasenschieber der Sendekanäl, das Verändern der Phase des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals oder der Phasenverschiebungen der Phasenschieber um einen Phasenoffset, und das Ermitteln jenes Phasenoffsets, bei dem das Basisbandsignal zumindest annähernd ein Maximum annimmt.
Des Weiteren wird ein Radarsystem beschrieben, das gemäß einem Ausführungsbeispiel folgendes umfasst: einen Lokaloszillator zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals, mehrere Sendekanäle und mindestens einen Empfangskanal, denen das Lokaloszillatorsignal zugeführt ist, mehrere Phasenschieber und einen System-Controller. Die Sendekanäle sind dazu ausgebildet, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal HF-Radarsignale zu erzeugen und auszugeben, und wobei der Empfangskanal ist dazu ausgebildet, ein HF-Signal zu empfangen und dieses unter Verwendung des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals in ein Basisbandsignal zu konvertieren. Von den Phasenschiebern ist in jedem Empfangskanal je einer angeordnet, um die Phase des jeweiligen HF-Radarsignals einzustellen. Der System-Controller ist dazu ausgebildet, den Lokaloszillator für den CW-Betrieb zu konfigurieren, eine bestimmte Kombination von Phasenverschiebungen der Phasenschieber der Sendekanäle einzustellen, die Phase des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals mit Hilfe eines weiteren Phasenschiebers oder die Phasenverschiebungen der Phasenschieber um einen Phasenoffset zu verändern, und mittels einer Recheneinheit jenen Phasenoffset zu ermitteln, bei dem das Basisbandsignal zumindest annähernd ein Maximum annimmt.
Des Weiteren wird ein Radarverfahren beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Radarverfahren das Einstellen einer ersten relativen Phase und einer zweiten relativen Phase in einem Radarsystem, wobei die erste relative Phase eine erste Phasendifferenz zwischen einem von einem Empfangskanal des Radarsystems verwendeten Lokaloszillatorsignal und einem von einem ersten Sendekanal des Radarsystems ausgegebenen ersten HF-Radarsignal bestimmt, und wobei die zweite relative Phase eine zweite Phasendifferenz zwischen dem Lokaloszillatorsignal und einem von einem zweiten Sendekanal des Radarsystems ausgegebenen zweiten HF-Radarsignal bestimmt. Das Einstellen der ersten relativen Phase und der zweiten relative Phase umfasst dabei Folgendes: das Auswählen einer ersten Phasenverschiebung und einer zweiten Phasenverschiebung einer ersten Phasenkonfiguration eines Modulationsschemas für den ersten Sendekanal bzw. den zweiten Sendekanal; das Ermitteln eines ersten Phasenversatzes, welcher der ersten Phasenkonfiguration des Modulationsschemas zugeordnet ist; das Einstellen der ersten relativen Phase basierend auf der ersten Phasenverschiebung der ersten Phasenkonfiguration und dem ersten Phasenversatz sowie das Einstellen der zweiten relativen Phase basierend auf der zweiten Phasenverschiebung der ersten Phasenkonfiguration und dem ersten Phasenversatz. Das Radarverfahren umfasst des Weiteren das Empfangen eines HF-Signals in dem Empfangskanal und das Mischen des empfangenen HF-Signals mit dem Lokaloszillatorsignal, um ein Basisbandsignal zu erzeugen, und das Erzeugen einer Range-Doppler-Karte basierend auf dem Basisbandsignal, wobei das Erzeugen einer Range-Doppler-Karte eine Operation zum Kompensieren eines Einflusses des ersten Phasenversatzes umfasst.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation (FM) des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein Schaltbild zur Illustration eines vereinfachten Beispiels eines Radar-Transceivers, insbesondere des HF-Frontends eines Radar-Tranceivers.
5 illustriert ein Beispiel eines Radar-Transceivers mit mehreren RX-Kanälen und mehreren RX-Kanälen.
6 illustriert exemplarisch eine Alternative zu 5
7 illustriert in einer Tabelle ein Beispiel verschiedener Kombinationen von Phaseneinstellungen (phase settings) der Sendekanäle, welche beim Doppler Division Multiplexing (DDM) sequentiell eingestellt werden.
8 illustriert die Modulation der Phase bei einer Chirp-Sequenz.
9 illustriert anhand eines Phasendiagrams die Ermittlung des im Hinblick auf geringes Rauschen „optimalen“ Phasenversatzes (Phasenoffsets).
10 ist ein Flussdiagram zur Illustration eines Beispiels der hier beschriebenen Herangehensweise zur Ermittlung optimaler Phasenoffsets zur Reduktion des Grundrauschens im Basisband.
11 ein Timing-Diagramm, welches einen FMCW-Betrieb eines Radar-Transceivers mit zuvor ermittelten optimierten Phasenoffsets illustriert.
12 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Beispiels der digitalen Nachbearbeitung des digitalisierten Basisbandsignals des Radar-Transceivers aus 5 im FMCW-Betrieb.
13 illustriert eine Alternative zu 12.
14 ist ein Flussdiagram zur Illustration eines Beispiels eines Radarverfahrens, bei dem zuvor ermittelte Phasenoffsets berücksichtigt werden.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 illustriert in einem schematischen Diagramm die Anwendung eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (Frequency-Modulated Continuous-Wave Radar System) - meist als FMCW-Radarsystem bezeichnet - als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Ziele (Radar-Targets) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf, was als bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration bezeichnet wird. Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein kontinuierliches HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einer Art Sägezahnsignal frequenzmoduliert ist (periodische, lineare Frequenzrampe). Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute/reflektierte Signal y_RF(t) (Echosignal) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende-(TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, um auch den Einfallswinkel (Direction ofArrival, DoA) der zurückgestreuten/reflektierten Signals y_RF(t) bestimmen und somit das Radar-Target T genauer lokalisieren zu können.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 (oberes Diagramm) dargestellt, ist das abgestrahlte HF-Signal s_RF(t) aus einer Menge von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. das Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von Pulsen mit sinusoiden Signalverläufen (waveforms) mit steigender Frequenz (Up-Chirp) oder fallender Frequenz (Down-Chirp). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f_L0(t) eines Chirps beginnend bei einer Startfrequenz F_START innerhalb einer Zeitspanne TCHIRP linear auf eine Stoppfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als „lineare Frequenzrampen“ bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f_START, F_STOP, T_CHIRP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Auch andere Parameter wie z.B. die Phase können für jedem Chirp individuell eingestellt werden. Die Frequenzänderung muss auch nicht zwangsläufig linear sein (linearer Chirp). Abhängig von der Implementierung können beispielsweise auch Sendesignale mit exponentieller oder hyperbolischer Frequenzvariation (exponentielle bzw. hyperbolische Chirps) verwendet werden. Für eine Messung wird immer eine Sequenz von Frequenzrampen ausgesendet und das resultierende Echosignal wird im Basisband oder Zwischenfrequenzband ausgewertet, um ein oder mehrere Radar-Targets zu detektieren.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem Chip integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen (down-conversion) der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem Chip integriert sein, der üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (monolithically microwave integrated circuit, MMIC) bezeichnet wird. Das Basisband wird manchmal auch als ZF-Band bezeichnet (je nach Implementierung). Im Folgenden wird nicht weiter zwischen Basisband und ZF-Band unterschieden und lediglich der Begriff Basisband verwendet. Basisbandsignale sind jene Signale, auf deren Grundlage die Detektion von Radar-Targets durchgeführt wird.
Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde dieselbe Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann beispielsweise ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechosignale) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf (Antennen-Arrays), was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Bei derartigen MIMO-Systemen (MIMO = Multiple-Input Multiple-Output) sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut und können auf mehrere integrierte Schaltungen (MMICs) verteilt sein.
Im Falle eines FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. im Bereich von ca. 76-81 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, beinhaltet das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radarechos (Chirp-Echosignale), d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) wird ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet.
Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche auf einem Prozessor (siehe 3, Recheneinheit 40), beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt wird. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 sowie der Analog-Digital-Wandler 30 und optional auch die Recheneinheit 40 (oder Teile davon) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere MMICs verteilt sein. Die Recheneinheit 40 oder Teile davon können in dem System-Controller 50 enthalten sein.
In den hier beschriebenen Beispielen ist mit „Recheneinheit“ jede Struktur oder Gruppe funktionaler Entitäten gemeint, die dazu ausgebildet sind, die notwendigen Funktionen (Berechnungen) durchzuführen. Eine Recheneinheit kann einen oder mehrere Prozessoren umfassen, die dazu ausgebildet sind, Software/Firmware-Instruktionen auszuführen. Die Recheneinheit kann aber (zusätzlich oder alternativ) auch festverdrahtete Hardware-Einheiten aufweisen, die speziell dazu ausgelegt sind, bestimmte Berechnungen schnell durchzuführen (z.B. einen CFAR-Algorithmus oder eine schnelle Fourier-Transformation, etc.). Die Recheneinheit ist nicht notwendigerweise in einem Chip integriert, sondern kann auch auf mehrere Chips verteilt sein.
Der System-Controller 50 kann in einem separaten Chip integriert sein und dazu ausgebildet sein, mit dem MMIC 100 (oder mehreren MMICs) über eine oder mehrere Kommunikationsverbindungen zu kommunizieren. Geeignete Kommunikationsverbindungen sind z.B. ein Serial Peripheral Interface (SPI) Bus oder Low-Voltage Differential Signalling (LVDS) gemäß dem TIA/EIA-644 Standard. Teile der erwähnten Recheneinheit können in dem System-Controller 50 integriert sein. Die Recheneinheit oder Teile davon können auch in dem Radar-MMIC integriert sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung eines Radar-Transceivers 1 gemäß dem Beispiel aus 3 detaillierter. In dem vorliegenden Beispiel ist insbesondere das HF-Frontend 10 des Radar-Transceivers 1 dargestellt. Es sei angemerkt, dass 5 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends 10 mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX1) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX1) zu zeigen. Wie erwähnt sind tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, üblicherweise komplexer und weisen mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf, die auch in verschiedenen MMICs integriert sein können.
Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) ist im Betrieb - wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben - frequenzmoduliert und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz bei manchen automobilen Anwendungen. Manche Radarsysteme arbeiten im 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific andMedical Band). Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad TX1 (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad RX1 (im RX-Kanal) verarbeitet.
Das Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte und ggf. phasenverschobene Version (siehe Phasenschieber 105) des LO-Signals s_LO(t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen/pseudomonostatischen Radarkonfiguration). Das Empfangssignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 103 (Verstärkung g) vorverstärkt. Der Mischer 104 empfängt also das verstärkte HF-Empfangssignal g. y_RF(t). Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA (low noise amplifier) sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung und eine (z.B. Bandpass- oder Hochpass-) Filterung bewirkt, beispielsweise um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des digitalisierten Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter im Detail diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g · y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Des Weiteren kann die Mischerstufe einen IQ-Mischer enthalten, der zwei Basisbandsignale (In-Phase und Quadratursignal) erzeugt, die als Realteil und Imaginärteil eines komplexen Basisbandsignals interpretiert werden können.
Wie in 4 dargestellt, empfängt die Empfangsantenne 6 des Empfangskanals RX1 eine Überlagerung aus dem am Target T reflektieren Signals y_RF,T(t) und einem direkten Übersprechen von der Sendeantenne 5, welches auch als Leckagesignal y_RF,L(t) bezeichnet wird. Auch Reflexionen an einem sehr nahe vor den Antennen befindlichen Objekt (manchmal auch „Blocker“ genannt) werden hier als Übersprechen bezeichnet und tragen gleichermaßen zu dem Leckagesignal bei. Beide Signale y_RF,T(t) und y_RF,L(t) sind im Wesentlichen verzögerte und abgeschwächte Versionen des Ausgangssignals s_RF(t) des Sendekanals TX1. Die Zeitverzögerung zwischen dem Ausgangssignals s_RF(t) des Sendekanals TX1 und dem empfangenen Leckagesignal y_RF,L(t) (Übersprechen) ist relativ kurz ist (im Vergleich zur Zeitverzögerung des Echosignalsy_RF,T(t) des Targets). Deshalb verursacht im normalen Radarbetrieb das Leckagesignal y_RF,L(t) eine entsprechend niederfrequente Komponente im Basisbandsignal y_BB(t), und diese niederfrequente Komponente des Basisbandsignals y_BB(t) wird in der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 unterdrückt. Die Basisbandsignalverarbeitungskette 20 kann zu diesem Zweck einen Bandpass oder einen Hochpass mit geeigneter Grenzfrequenz aufweisen.
5 illustriert ein Beispiel eines Radar-Transceivers mit einer Vielzahl von TX-Kanälen und RX-Kanälen, wobei exemplarisch drei TX-Kanäle TX1, TX2 und TX3 und ein RX Kanal RX1 dargestellt sind. Der RX-Kanal RX1 steht exemplarisch für eine Vielzahl von RX-Kanälen RX1, RX2, RX3, etc. die alle gleichartig aufgebaut sein können. Die TX-Kanäle TX1, TX2 und TX3 sind im Wesentlichen gleich aufgebaut wie in dem Beispiel aus 4 und es wird auf obige Beschreibung Bezug genommen um Wiederholungen zu vermeiden. Das gleiche gilt für den RX-Kanal RX1. Die Einstellungen der Phasen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 in den Sendekanälen TX1, TX2 und TX3 können von dem System-Controller 50 vorgenommen werden. Das System aus 5 kann auch einen weiteren Phasenschieber 106 aufweisen, der dazu ausgebildet ist, die Phase des LO-Signals s_LO(t) zu verschieben, bevor es dem RX-Kanal RX1 zugeführt ist. Das heißt, der Phasenschieber 106 ist zwischen den Lokaloszillator 101 und den Empfangskanal RX1 geschaltet. Das phasenverschobene LO-Signal, welches den RX-Kanälen zugeführt wird, wird mit s_LO'(t) bezeichnet. Der Phasenschieber 106, welcher dazu ausgebildet ist, das LO-Signal s_LO(t) um einen Phasenoffset ϕ_LO zu verzögern, ist optional und dessen Verwendung wird später noch detaillierter beschrieben.
6 illustriert ein weiteres Beispiel, welches eine Alternative zu dem Beispiel aus 5 darstellt. Das Beispiel aus 5 ist im Wesentlichen identisch zu dem Beispiel aus 5 mit dem einzigen Unterschied, dass der Phasenschieber 106 weggelassen werden kann (oder auf eine konstante Phasenverschiebung von z.B. 0° eingestellt ist) und stattdessen die Phasen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 in den Sendekanälen TX1, TX2 und TX3 um einen Phasenoffset ϕ₀ modifiziert werden. Eine Phasenverschiebung des LO-Signals s_LO(t) um den Phasenoffset ϕ_LO durch den Phasenschieber 106 ist im Hinblick auf das resultierende Basisbandsignal äquivalent zu einer Phasenverschiebung der HF-Radarsignale s_RF1(t), s_RF2(t) und s_RF3(t) der TX-Kanäle TX1, TX2 und TX3 um einen Phasenoffset ϕ₀ (durch die Phasenschieber 105), wenn ϕ₀ gleich ±ϕ_LO ist. Der Zweck des Phasenoffset ϕ_LO oder ϕ₀ wird später noch im Detail beschrieben. Die Beispiele aus 5 und 6 schließen einander nicht aus und sind auch kombinierbar.
Auch das bereits erwähnte Übersprechen ist in 5 und 6 skizziert. Das im Empfangskanal RX1 empfangene Leckagesignal y_RF,L(t) ist eine Überlagerung der zeitverzögerten und abgeschwächten Sendesignale s_RF1(t), s_RF2(t) und s_RF3 (t), die von den Sendekanälen TX1, TX2 bzw. TX3 abgestrahlt werden. Das heißt $y_{R F, L} (t) = a_{1} s_{R F 1} (t - τ_{1}) + a_{2} s_{R F 2} (t - τ_{2}) + a_{3} s_{R F 3} (t - τ_{3}),$
wobei α₁, α₂ und α₃ die zu den Signalen s_RF1(t), s_RF2(t) bzw. s_RF3(t) gehörige Abschwächung (attenuation) und τ₁, τ₂ und τ₃ die zugehörigen Verzögerungszeiten bezeichnen. Die Verzögerungszeiten τ₁, τ₂ und τ₃ sind signifikant kürzer als die Round-Trip-Delay-Times (RTDT) aufgrund realer Radar-Targets. Das im Empfangskanal RX1 empfangene Leckagesignal y_RF,L(t) wird zusammen mit Radarechos von realen Radar-Targets im Empfangskanal in das Basisband konvertiert (siehe 5, Mischer 104) und erhöht das Grundrauschen, was die Qualität der Detektion von Radar-Targets beeinträchtigen kann.
Radar-Systeme mit mehreren TX-Kanälen können auf verschiedene Weise betrieben werden. Ein bekannter Betriebsmodus ist als „Time Division Multiplexing“ (TDM) bekannt. In diesem Betriebsmodus werden die TX-Kanäle sequentiell aktiviert und es ist immer nur ein RX-Kanal aktiv, d.h. es strahlen nie zwei TX-Kanäle gleichzeitig ein Radarsignal ab. Ein weiterer an sich bekannter Betriebsmodus wird als „Doppler Division Multiplexing“ (DDM) bezeichnet, bei dem mehrere oder alle TX-Kanäle gleichzeitig aktiv sind und Radarsignale abstrahlen, wobei für jeden Chirp einer Chirp-Sequenz die Phaseneinstellungen (phase settings) der Phasenschieber 105 der Sendekanäle verändert werden können. Auf diese Weise kann die Phase der ausgesendeten Chirps einer Chirp-Sequenz moduliert werden, wobei beispielsweise eine binäre Phasenumtastung (binary phase shift kaying, BPSK) oder eine quaternäre Phasenumtastung (quaternary phase shift keying, BPSK) implementiert werden kann. Vor dem Start eines jeden Chirps einer Chirp-Sequenz werden gemäß einem vorgegebenen Schema die Phaseneinstellungen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 angepasst. 7 illustriert ein einfaches Beispiel für ein solches Schema.
7 enthält eine Tabelle mit verschiedenen Phasenkonfigurationen der Sendekanäle, d.h. Kombinationen der Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 der Sendekanäle TX1, TX2 und TX3. Die einzelnen Konfigurationen/Kombinationen sind durchnummeriert, wobei der Index i eine bestimmte Kombination von Phasenverschiebungen bezeichnet (i = 0, 1, 2, 3, 4, ...). Gemäß dem Beispiel aus 7 ist die Phasenverschiebung ϕ_TX1 des Sendekanals TX1 immer 0°, wohingegen die Phasenverschiebung ϕ_TX2 des Sendekanals TX1 moduliert wird. Im vorliegenden Beispiel gilt ϕ_TX2 = (90° · i) mod 360, und ϕ_TX3 = (90° · (i mod 4)) mod 360. Der Operator „mod“ liefert den Rest der Integer-Division durch 360. Die in der Tabelle in 7 (rechte Spalte) enthaltenen optimalen Phasenversätze (Phasenoffsets) γ_i werden später noch detaillierter erklärt.
8 illustriert exemplarisch die Phasenmodulation des Ausgangssignals s_RF2(t) des Sendekanals TX2 (vgl. 5), beispielsweise im DDM-Betriebs des Radarsystems. Das obere Timing-Diagramm der 8 zeigt den Verlauf der Frequenz f_LO des Ausgangssignals s_RF2(t) während des Abstrahlens einer Chirp-Sequenz, welche beispielsweise 256 Chirps (Frequenzrampen) umfassen kann. Entsprechend der Tabelle aus 7 wird die vom Phasenschieber 105 des Sendekanals TX2 verursachte Phasenverschiebung ϕ_TX2 vor dem Beginn eines jeden Chirps umgeschaltet. Wie erwähnt ist Doppler Division Multiplexing (DDM) bei Radarsensoren an sich bekannt und wird deswegen hier nicht weiter erläutert. Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele sind auch nicht auf Radarsysteme im DDM-Betrieb beschränkt.
Das oben erwähnte Leckagesignal y_RF,L(t) (Übersprechen) kann wie erwähnt in den Empfangskanälen das Grundrauschen erhöhen und somit die Qualität der Detektion von Radar-Targets beeinträchtigen. Es hat sich dabei herausgestellt, dass die Erhöhung des Grundrauschens im Basisband eines RX-Kanals bei Anwesenheit eines Leckagesignals von der Phase des Leckagesignals abhängt. Im Folgenden wird eine Herangehensweise beschrieben, mit der durch eine Manipulation der Phasendifferenz Δϕ der HF-Eingangssignale des Mischers 104 in einem RX-Kanal (z.B. RX1) eine Reduktion (theoretisch eine Minimierung) des Grundrauschens erreicht werden kann.
Wie man in 5 und 6 erkennen kann, kann die Phasendifferenz Δϕ der HF-Eingangssignale des Mischers 104 verändert werden, indem entweder die Phase des LO-Signals s_LO(t) oder die Phasen der Sendesignale s_RF1(t), s_RF2(t) und s_RF3(t) aller aktiven Sendekanäle verändert werden. Die Phase des LO-Signals s_LO(t) kann mittels des Phasenschiebers 106 verändert werden (Phasenverschiebung ϕ_LO und die Phasen der Sendesignale s_RF1(t), s_RF2(t) und s_RF3(t) können mittels der Phasenschieber 105 verändert werden (Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3). Eine Veränderung der vom Phasenschieber 106 bewirkten Phasenverschiebung ϕ_LO um einen Phasenoffset γ_i hat am Basisband-Ausgang des Mischers 104 (theoretsich) denselben Effekt wie eine Veränderung der von Phasenschiebern 105 bewirkten Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3 um denselben Offset γ_i. Wie oben bereits erwähnt, ϕ_LO=γ_i hat denselben Effekt wie ϕ₀=γ_i. In der Praxis kann es jedoch einfacher sein, die Phasenverschiebung ϕ_LO anzupassen. Das im folgenden beschriebene Beispiel zielt darauf ab, einen optimalen Phasenversatz γ_L für die Phasenverschiebung ϕ_LO zu ermitteln, wobei für jede mögliche Kombination von Phaseneinstellungen (phase settings) in den Sendekanälen (vgl. Tabelle in 7) ein separater Phasenoffset ermittelt wird. Für die Ermittlung der optimalen Phasenoffsets γ_i wird das LO-Signal s_LO(t) nicht frequenzmoduliert, d.h. bei der im folgenden beschriebenen Bestimmung der optimalen Phasenoffsets γ_i sind alle HF-Signale Dauerstrichsignale (continuous wave signals , CW-Signale).
Im Falle von CW-Signalen ist das vom Mischer 104 erzeugte Basisbandsignal y_BB(t) im Wesentlichen ein DC-Signal (ohne Wechselsignalanteil) plus Rauschen, da die Momentanfrequenz für alle HF-Signale dieselbe ist (nämlich f_LO). Der Pegel y_DC des DC-Signals ist proportional zum Kosinus der Phasendifferenz Δϕ der HF-Eingangssignale des Mischers 104, und Untersuchungen haben gezeigt, dass das Grundrauschen im Basisband dann minimal ist, wenn die Phasendifferenz Δϕ annähernd null ist. In diesem Fall ist der Kosinus der Phasendifferenz Δϕ annähernd eins (cos(Δϕ) ≈ 1) und der Pegel y_DC des DC-Signals maximal.
Um für eine bestimmte Kombination (festgelegt durch den Index i) von Phaseneinstellungen (Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2 und ϕ_TX3) einen optimalen Phasenoffset γ_i zu ermitteln, werden - wie im normalen FMCW-Betrieb jedoch ohne Frequenzmodulation des LO-Signals - alle TX-Kanäle TX1, TX2, TX3 mit den jeweiligen Phaseneinstellungen der Phasenschieber 105 aktiviert. Die abgestrahlten Radarsignale s_RF1(t), s_RF2(t) und s_RF3(t) führen zu einem Leckagesignal y_RF,L(t), welches vom Empfangskanal RX1 empfangen wird und am Basisband-Ausgang des Mischers 104 zu einem DC-Signal y_BB(t) führt, dessen Pegel y_DC von der Phasenverschiebung ϕ_LO des Phasenschiebers 106 abhängt. Es gilt demnach y_BB(t) = y_DC[ϕ_LO], wobei y_DC[ϕ_LO] nicht zeitabhängig ist, sondern nur von der Phasenverschiebung ϕ_LO. Die Phasenverschiebung ϕ_LO wird schrittweise um 360° (d.h. eine volle Phasendrehung) oder einem Vielfachen davon rotiert, wobei sich der Pegel (die Amplitude) des Basisbandsignals (DC-Signal) y_DC [ϕ_LO] in Abhängigkeit der Phasenverschiebung ϕ_LO ändert und dabei eine sinusoiden Verlauf (sinusoidal waveform) aufweist. Der gesuchte optimale Phasenversatz (Phasenoffset) γ_i entspricht jener Phasenverschiebung y_DC[ϕ_LO], bei der der Pegel des Basisbandsignals y_DC[ϕ_LO] ein Maximum annimmt. Das heißt $y_{D C} [γ_{i}] \approx max {y_{D C} [ϕ_{L O}]}, für ϕ_{L O} \in [0 °,360 °) .$
Wie erwähnt ist bei einer Phasenverschiebung ϕ_LO = γ_i die Phasendifferenz Δϕ der HF-Eingangssignale des Mischers 104 (theoretisch) gleich null und das vom Leckagesignal verursachte Grundrauschen im Basisband erreicht ein Minimum.
Die oben beschriebene Herangehensweise wird weiter durch das Diagramm in 9 verdeutlicht. 9 illustriert in einem Beispiel wie sich das DC-Signal y_DC [ϕ_LO] bei einer Variation der Phasenverschiebung ϕ_LO verändert. Bei einer Phasenverschiebung von ϕ_LO = γ_i von ungefähr 70° weist das DC-Signal y_DC[ϕ_LO] am Ausgang des Mischers 104 ein Maximum auf. Es sind verschiedene Methoden zur Berechnung der Winkelposition des Maximums bekannt und werden daher hier nicht weiter diskutiert. Beispielsweise kann der gesuchte Phasenoffset γ_i mittels des Fast Fourier Transform (FFT) Algorithmus effizient berechnet werden. Die Anwendung eines FFT Algorithmus setzt voraus, dass die Phase ϕ_LO in äquidistanten Schritten über eine volle Phasenumdrehung variiert wird. (z.B. 0°, 45°, 90°, 135°, etc.).
Die oben beschriebene Methode kann für jeden RX-Kanal wiederholt werden, sodass für jeden RX-Kanal und für jede Kombination für Phaseneinstellungen der Phasenschieber 105 in den TX-Kanälen ein optimaler Phasenoffset γ_i ermittelt wird. Das beschriebene Verfahren wird anhand des Flow-Charts in 10 weiter erläutert. Jedoch kann aus bei MIMO-Systemen auch sinnvoll sein (und z.B. zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses im Basisband beitragen), wenn die oben beschriebene Methode nur für einen RX-Kanal (z.B. RX1) durchgeführt wird.
Das in 10 dargestellte Verfahren kann in einem Radarsystem eingesetzt werden, bei dem ein Lokaloszillatorsignal s_LO(t) (siehe z.B. 5, LO 101) erzeugt wird (9, Schritt S1), welches an mehrere Sendekanäle (siehe z.B. 5, TX1, TX2, TX3) und einen oder mehrere Empfangskanäle (siehe z.B. 5, RX1) eines Radarsystems verteilt wird. In den jeweiligen Sendekanälen werden HF-Radarsignale s_RF1(t), s_RF2(t), und s_RF3(t) erzeugt, welche dann abgestrahlt werden. Jeder der Sendekanäle enthält einen Phasenschieber (siehe z.B. 5, Phasenschieber 105), der dazu ausgebildet ist, die Phase des jeweiligen HF-Radarsignals (s_RF1(t), s_RF2(t), und s_RF3(t) um eine einstellbare Phasenverschiebung ϕ_TX1, ϕ_TX2, und ϕ_TX3 zu verändern. Von einem ersten Empfangskanal (siehe z.B. 5, RX1) wird ein HF-Signal empfangen, und dieses wird unter Verwendung des dem ersten Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals s_LO'(t) in ein Basisbandsignal y_BB(t)=y_DC konvertiert.
Gemäß 10 umfasst das Verfahren das Einstellen einer bestimmten Kombination von Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2, und ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 der Sendekanäle (10, Schritt S2). Ein Beispiel möglicher Kombinationen von Phasenverschiebungen ist in der Tabelle in 7 dargestellt, wobei jede Kombination durch einen Index i identifiziert wird. Das Verfahren umfasst weiter das (z.B. schrittweise) Verändern der Phase des dem ersten Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals s_LO'(t) oder der zuvor eingestellten Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3 der Phasenscheiber 105 um einen Phasenoffset (10, Schritt S3). In dem Beispiel aus 5 wird der Phasenschieber 106 dazu verwendet, um die Phase des dem ersten Empfangskanal RX1 zugeführten Lokaloszillatorsignals s_LO'(t) um den Phasenoffset ϕ_LO zu verändern. Alternativ können die zuvor im Schritt S2 eingestellten Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2, und ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 um einen Phasenversatz ϕ₀ verändert werden. Dieser Phasenoffset ϕ₀ ist für alle TX-Kanäle gleich, weshalb sich die Phasen der Ausgangssignale s_RF1(t), s_RF2(t), und s_RF3(t) der TX-Kanäle TX1, TX2, TX3 relativ zueinander (d.h. die Phasendifferenzen) durch den Phasenversatz ϕ₀ nicht ändern. Der Phasenoffset ϕ₀ bei den Phasenverschiebungen ϕ_TX1 + ϕ₀, ϕ_TX2 + ϕ₀, und ϕ_TX3 + ϕ₀ der Phasenschieber 105 hat den gleichen Effekt wie die Phasenverschiebung ϕ_LO des Phasenschiebers 106, wenn ϕ₀ = ±ϕ_LO.
Das Verändern der Phase (10, Schritt S3) kann z.B. in äquidistanten Schritten erfolgen. Diese Situation ist exemplarisch in 9 dargestellt. Der Pegel des Mischerausgangssignals y_BB(t) hängt von dem eingestellten Phasenoffset ϕ_LO bzw. ϕ₀ ab. Um den „optimalen“ Phasenoffset zu finden umfasst das Verfahren weiter das Ermitteln jenes Phasenoffsets y_i, bei dem das Mischerausgangssignal y_BB(t) (repräsentiert durch das digitalisierte Signal y[n]) ein Maximum annimmt (10, Schritt S4).
Das oben beschriebene Verfahren wird für jede mögliche Kombination i von Phaseneinstellungen der Phasenschieber 105 wiederholt (vgl. Tabelle in 7). Gemäß 10 wird überprüft (Schritt S5), ob schon für alle N_i Kombinationen ein optimaler Phasenoffset γ_i ermittelt wurde (i = 0, ... N_i - 1). Solange das nicht der Fall ist, wird der Index i inkrementiert (10, Schritt S6). Im Anschluss kann die Prozedur für den nächsten RX-Kanal wiederholt werden. Im Ergebnis erhält man für jeden RX-Kanal eine Tabelle ähnlich der aus 7. In anderen Worten, die für die verschiedenen RX-Kanäle ermittelten Phasenoffsets γ_i (i = 0, ... N_i - 1) werden z.B. in einer Lookup-Tabelle gespeichert (z.B. im System-Controller 50).
Es versteht sich, dass für das hier beschriebene Verfahren ein in der analogen Basisband-Signalverarbeitungskette 20 vorhandener Hochpass oder Bandpass deaktiviert werden muss, sodass der DC-Anteil des Mischerausgangssignals y_BB(t) auch beim Analog-Digital-Wandler 30 ankommt (vgl. 5). Im normalen FMCW-Betrieb wird der Hoch- bzw. Bandpass jedoch benötigt. Der System-Controller 50 kann daher dazu ausgebildet sein, die Übertragungscharakteristik der analogen Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (temporär für das hier beschriebene Verfahren) so zu verändern, dass der DC-Anteil des Mischerausgangssignals y_BB(t) an den ADC 30 weitergeleitet wird. Es gilt demnach y_BB(t) ≈ y(t) ≈ y[n] ≈ y_DC.
11 ein Timing-Diagramm, welches einen FMCW-Betrieb (im DDM-Betriebsmodus) eines Radar-Transceivers mit zuvor ermittelten optimierten Phasenoffsets γ_i illustriert. Das Timing-Diagramm aus 11 illustriert exemplarisch die vom Sendekanal TX2 abgestrahlte Chirp-Sequenz. Vor dem Beginn eines jeden einzelnen Chirps werden entsprechend dem vorgegebenen Modulationsschema (vgl. Tabelle in 7) die Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3 der Phasenschieber 105 eingestellt sowie auch der optimale Phasenoffset ϕ_LO = γ_i für den Phasenschieber 106 eingestellt (i = 0, ... N_i - 1). Alternativ werden entsprechend dem vorgegebenen Modulationsschema (vgl. Tabelle in 7) die Phasenverschiebungen ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3 um den optimalen Phasenoffset ϕ₀= γ_i verändert. In diesem Fall werden die Phasenschieber 105 in den TX-Kanälen TX1, TX2 und TX3 mit den Phasenverschiebungen ϕ_TX1 + y_i, ϕ_TX2 + y_i, bzw. ϕ_TX3 + γ_i programmiert und der Phasenschieber 106 wird nicht benötigt oder wird mit seinen Standardeinstellungen betrieben.
Im FMCW-Radarbetrieb zur Detektion von realen Radar-Targets muss der Phasenoffset γ_i (der für jeden Chirp einer Chirp-Sequenz anders sein kann) im empfangenen Basisbandsignal wieder kompensiert werden. 12 illustriert anhand eines Blockdiagramms ein Beispiel der digitalen Nachbearbeitung (Post-Processing) des digitalisierten Basisbandsignals des Radar-Transceivers aus 5 im FMCW-Betrieb. Dabei werden bei der Erzeugung der HF-Radarsignale die oben diskutierten Phasenoffsets γ_i berücksichtigt, wodurch im Basisband das Rauschen reduziert und das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert wird. Wie bereits oben eingehend erläutert wird das Mischerausgangssignal y_BB(t) des Mischers 104 eines RX-Kanals der analogen Basisband-Signalverarbeitungskette 20 zugeführt, welches im Wesentlichen eine Bandpassfilterung und optional eine Signalverstärkung bewirkt. Das gefilterte Basisbandsignal y(t) wird digitalisiert (ADC 30) und digital weiterverarbeiten wie beispielsweise in 12 dargestellt.
Gemäß 12 wird das Basisbandsignal mit dem Faktor exp(-j · γ_i) multipliziert (siehe 1, Funktionsblock 401), wobei j die imaginäre Einheit ist und exp(·) die Exponentialfunktion bezeichnet. Es versteht sich, dass eine Multiplikation mit exp(-j · γ_i) einer Phasenverschiebung um den Phasenoffset -γ_i (d.h. einer Verzögerung) entspricht. Dabei wird der Wert von γ_i entsprechend den Einstellungen der Phasenschieber 105 und 106 regelmäßig angepasst. Auf diese Weise kann der Effekt des variierenden Phasenoffsets kompensiert werden. Die Nachfolgende Signalverarbeitung ist unter der Bezeichnung Range-Doppler-Analyse an sich bekannt und wird im Folgenden nur kurz zusammengefasst.
Der Puffer 402 dient zur Pufferung der Samples des (um die Phasenoffsets γ_i kompensierten) digitalen Basisbandsignals y[n], wobei jeweils M Signalsegmente mit N Samples blockweise weiterverarbeitet werden. M entspricht der Anzahl der Chirps einer ausgesendeten Chirp-Sequenz und N die Anzahl der Samples der empfangenen Signalsegmente, die jeweils einem Chirp der Chirp-sequenz zugeordnet werden können. Eine Sequenz mit M Signalsegmenten kann als N×M Matrix Y[n. m] betrachtet werden, wobei in den M Spalten der Matrix die erwähnten Signalsegmente mit jeweils N Samples angeordnet sind (die Matrix hat also N Zeilen). Diese Matrix wird dann spaltenweise einer Fourier-Transformation unterzogen, was häufig als „Range FFT“ bezeichnet wird (FFT steht für Fast Fourier Transform, Funktionsblock 403). Die resultierende Range-Matrix R[k, m] ist ebenfalls eine N×M, wobei in den M Spalten der Range-Matrix R[k, m] die FourierTransformierten der einzelnen Signalsegmente angeordnet sind. In einer zweiten Stufe wird, die als „Doppler FFT“ bezeichnet wird, erfolgt einer zeilenweise Fourier-Transformation (Funktionsblock 404). Als Ergebnis erhält man die sogenannte Range-Doppler-Matrix X[k, 1], welche auch als Range-Doppler-Karte (Range Doppler Map) oder Range-Doppler-Bild (Range Doppler Image) bezeichnet wird. Basierend auf dieser Range-Doppler-Karte kann die Target-Detektion mittels ans sich bekannter Methoden durchgeführt werden.
In dem Beispiel aus 12 erfolgt die Kompensation der Phasenoffsets γ_i im Zeitbereich durch Multiplikation mit dem Faktor exp(-j · γ_i). Alternativ kann die Kompensation auch im Frequenzbereich nach der Range-FFT erfolgen. Diese Alternative ist in 13 dargestellt. Vor der Durchführung der Range-FFT wird üblicherweise das zu transformierende Signalsegment (eine Spalte des Matrix Y[n,m]) mit einer Fensterfunktion multipliziert. Die Kompensation des Phasenoffsets γ_i kann - als weitere Alternative - auch dadurch erreicht werden, dass der Phasenoffsets γ_i (d.h. der Faktor exp(-j · γ_i)) bei der Fensterfunktion berücksichtigt wird.
Wenn die optimalen Phasenoffsets γ_i für ein konkretes Modulationsschema (siehe Tabelle in 7) einmal ermittelt wurde, können diese gespeichert (z.B. im System-Controller 50) und im Radar-Betrieb verwendet werden. In dem Flussdiagramm aus 14 ist ein Beispiel eines Radar-Verfahrens zusammengefasst, bei dem zuvor ermittelte und gespeicherte Phasenoffsets γ_i (Phasenversätze) verwendet werden. Die In 14 dargestellten Schritte R11, R12, R13 und R14 betreffen das Erzeugen und das Aussenden eines ersten und eines zweiten HF-Radarsignals s_RF1(t) bzw. s_RF2(t) (übergeordneter Schritt R1) über einen ersten Sendekanal TX1 bzw. einen zweiten Sendekanal TX2.
Gemäß 14 umfasst das Verfahren das Auswählen einer ersten Phasenverschiebung ϕ_TX1 und einer zweiten Phasenverschiebung ϕ_TX2 einer ersten Phasenkonfiguration eines Modulationsschemas für den ersten Sendekanal TX1 bzw. den zweiten Sendekanal TX2 (siehe 14, Schritt R11). Eine bestimmte Phasenkonfiguration (z.B. i=0) eines Modulationsschemas wäre in dem Beispiel aus 7 eine Zeile der Tabelle, wobei der Index i die Phasenkonfiguration bezeichnet. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln eines ersten Phasenversatzes γ₀ (siehe 14, Schritt R12), welcher der ersten Phasenkonfiguration des Modulationsschemas zugeordnet ist. Anschließend werden eine erste und eine zweite relative Phase eingestellt (siehe 14, Schritte R13 und R14), wobei die erste relative Phase eine erste Phasendifferenz zwischen einem von einem Empfangskanal RX1 des Radarsystems verwendeten LO-Signal s_LO'(t) (siehe z.B. 5) und dem ersten HF-Radarsignal s_RF1(t) bestimmt und wobei die zweite relative Phase eine zweite Phasendifferenz zwischen dem von dem Empfangskanal RX1 verwendeten Lokaloszillatorsignal s_LO'(t) und dem zweiten HF-Radarsignal s_RF2(t) bestimmt.
Die erste relative Phase wird basierend auf der ersten Phasenverschiebung ϕ_TX1 der ersten Phasenkonfiguration (Index i=0) und dem zugehörigen ersten Phasenversatz γ₀ eingestellt (14, Schritt R13), und die zweiten relative Phase wird basierend auf der zweiten Phasenverschiebung ϕ_TX2 der ersten Phasenkonfiguration und dem ersten Phasenversatz γ₀ eingestellt (14, Schritt R14).
In dem Empfangskanal RX1 wird ein HF-Signal y_RF(t) empfangen und mit Hilfe des LO-Signals s_LO'(t) in das Basisband gemischt (siehe 14, Schritt R2, vgl. 5, Basisbandsignal y(t)). Das Verfahren umfasst gemäß 14 weiter das Erzeugen einer Range-Doppler-Karte basierend auf dem Basisbandsignal y(t), wobei das Erzeugen der Range-Doppler-Karte eine Operation zum Kompensieren eines Einflusses des ersten Phasenversatzes γ₀ umfasst (siehe 14, Schritt R3).
Bei einer Durchführung einer Radarmessung wird wie z.B. in 2 dargestellten eine Sequenz mit einer Vielzahl von Chirps ausgesendet, wobei für jeden Chirp eine andere Radarkonfiguration gewählt werden kann. Das heißt für das Beispiel aus 7, die Tabelle wird für alle Konfigurationen i=0, ..., N-1 eines Modulationsschemas „abgearbeitet“.

Claims

Ein Verfahren für ein Radarsystem mit einem Lokaloszillator (101) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)), mehreren Sendekanälen (TX1, TX2, TX3) und mindestens einen Empfangskanal (RX1), denen das Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) zugeführt ist; wobei die Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) dazu ausgebildet sind, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) HF-Radarsignale (s_RF1(t), s_RF2(t), _SRF3(t)) zu erzeugen und auszugeben, wobei die Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) Phasenschieber (105) zur Einstellung der Phase der HF-Radarsignale ((s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3(t)) aufweisen, und wobei der Empfangskanal (RX1) dazu ausgebildet ist, ein HF-Signal (y_RF(t)) zu empfangen und dieses unter Verwendung des dem Empfangskanal (RX1) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO'(t)) in ein Basisbandsignal (y_BB(t), y[n]) zu konvertieren; wobei das Verfahren folgendes umfasst: Betreiben des Lokaloszillators (101) im CW-Betrieb; Einstellen einer bestimmten Kombination (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) der Sendekanäle (TX1, TX2, TX3); Verändern der Phasendifferenzen zwischen dem dem Empfangskanal (RX1) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO'(t)) und den HF-Radarsignalen ((s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3(t)) um jeweils einen Phasenversatz (ϕ_LO, ϕ₀); und Ermitteln jenes Phasenversatzes (γ_i), bei dem das Basisbandsignal (y_BB(t)=y_DC) ein Maximum annimmt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Verändern der Phasendifferenzen folgendes umfasst: Verändern einer Phase des dem Empfangskanal (RX1) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO'(t))
Das Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei zwischen dem Lokaloszillator (101) und dem Empfangskanal (RX1) ein weiterer Phasenschieber (106) geschaltet ist, der dazu ausgebildet ist, die Phase des dem Empfangskanal (RX) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) einzustellen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Verändern der Phasendifferenzen folgendes umfasst: Verändern der Phasendifferenz, indem beim Einstellen der bestimmten Kombination (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) der Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) der Phasenversatz (ϕ₀) bereits berücksichtigt wird.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Ermitteln des Phasenversatzes (γ_i), bei dem das Basisbandsignal (y_BB(t)=y_DC) ein Maximum annimmt, für eine Vielzahl von Kombinationen (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) der Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) durchgeführt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 5, das weiter aufweist: Speichern der für die Vielzahl von Kombinationen (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) ermittelten Phasenversatzes (γ_i).
Das Verfahren gemäß Anspruch 6, das weiter aufweist: Betreiben des Lokaloszillators (101) im FMCW-Betrieb; Modulieren der Phase der ausgegebenen HF-Radarsignale ((s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3 (t)), wobei gemäß einem vorgebbaren Modulationsschema sequentiell verschiedene Kombinationen (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) der Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) eingestellt werden, und wobei für jede eingestellte Kombination (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) auch der zuvor ermittelte und gespeicherte Phasenversatzes (γ_i) angewendet wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 7, das weiter aufweist: Kompensieren des Phasenversatzes (γ_i) im Basisbandsignal (y_BB(t), y[n]).
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei das empfangene HF-Signal (y_RF(t)) eine Signalkomponente (y_RF,L(t)) umfasst, welche durch Übersprechen der HF-Radarsignale ((s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3 (t)) verursacht wird.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei durch das Verändern der Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) um den Phasenversatz (ϕ_LO, ϕ₀) die Phasenunterschiede zwischen den HF-Radarsignalen (s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3(t)) nicht verändert werden.
Ein Radarsystem, das folgendes aufweist: einen Lokaloszillator (101) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)), mehrere Sendekanälen (TX1, TX2, TX3) und mindestens einen Empfangskanal (RX1), denen das Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) zugeführt ist, wobei die Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) dazu ausgebildet sind, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) HF-Radarsignale ((s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3(t)) zu erzeugen und auszugeben, und wobei der Empfangskanal (RX1) dazu ausgebildet ist, ein HF-Signal (y_RF(t)) zu empfangen und dieses unter Verwendung des dem Empfangskanal (RX1) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO'(t)) in ein Basisbandsignal (y_BB(t), y[n]) zu konvertieren; mehrere Phasenschieber (105), von denen in jedem Sendekanal (TX, TX2, TX3) jeweils einer angeordnet ist, um eine Phase des jeweiligen HF-Radarsignals ((s_RF1(t), s_RF2(t), s_RF3(t)) zu verändern; und einen Controller (50), der dazu ausgebildet ist: den Lokaloszillator (101) für den CW-Betrieb zu konfigurieren; eine bestimmte Kombination (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) der Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) einzustellen; die Phase des dem Empfangskanal (RX1) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) mit Hilfe eines weiteren Phasenschiebers (106) oder die Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) um einen Phasenversatz (ϕ_LO, ϕ₀) zu verändern; und mittels einer Recheneinheit (40) jenen Phasenversatz (γ_i) zu ermitteln, bei dem das Basisbandsignal (y_BB(t)=y_DC) ein Maximum annimmt.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 11, wobei zwischen dem Lokaloszillator (101) und dem Empfangskanal (RX1) ein weiterer Phasenschieber (106) geschaltet ist, der dazu ausgebildet ist, die Phase des dem Empfangskanal (RX) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) einzustellen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 11 oder 12, wobei der System-Controller (50) weiter dazu ausgebildet ist, für eine Vielzahl von Kombinationen (i) von Phasenverschiebungen (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3) der Phasenschieber (105) der Sendekanäle (TX1, TX2, TX3) jeweils jenen Phasenversatz (γ_i) zu ermitteln, bei denen das Basisbandsignal (y_BB(t)=y_DC) ein Maximum annimmt, und die ermittelten Phasenversatz (γ_i) zu speichern.
Ein Verfahren, das folgendes aufweist: Einstellen einer ersten relativen Phase und einer zweiten relativen Phase in einem Radarsystem, wobei die erste relative Phase eine erste Phasendifferenz zwischen einem von einem Empfangskanal (RX1) des Radarsystems verwendeten Lokaloszillatorsignal (s_LO'(t)) und einem von einem ersten Sendekanal (TX1) des Radarsystems ausgegebenen ersten HF-Radarsignal (s_RF1(t)) bestimmt und wobei die zweite relative Phase eine zweite Phasendifferenz zwischen dem von dem Empfangskanal (RX1) des Radarsystems verwendeten Lokaloszillatorsignal (s_LO'(t)) und einem von einem zweiten Sendekanal (TX1) des Radarsystems ausgegebenen zweiten HF-Radarsignal (s_RF1(t)) bestimmt; wobei das Einstellen der ersten relativen Phase und der zweiten relative Phase folgendes umfasst: Auswählen einer ersten Phasenverschiebung (ϕ_TX1) und einer zweiten Phasenverschiebung (ϕ_TX2) einer ersten Phasenkonfiguration (i) eines Modulationsschemas für den ersten Sendekanal (TX1) bzw. den zweiten Sendekanal (TX2); Ermitteln eines ersten Phasenversatzes (γ_i), der der ersten Phasenkonfiguration (i) des Modulationsschemas zugeordnet ist; Einstellen der ersten relativen Phase basierend auf der ersten Phasenverschiebung (ϕ_TX1) der ersten Phasenkonfiguration (i) und dem ersten Phasenversatz (γ_i) und Einstellen der zweiten relativen Phase basierend auf der zweiten Phasenverschiebung (ϕ_TX2) der ersten Phasenkonfiguration (i) und dem ersten Phasenversatz (γ_i); Empfangen eines HF-Signals (y_RF(t)) in dem Empfangskanal (RX1) und Mischen des empfangenen HF-Signals (y_RF(t)) mit dem Lokaloszillatorsignal (s_LO'(t)), um ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen; Erzeugen einer Range-Doppler-Karte basierend auf dem Basisbandsignal (y(t)), wobei das Erzeugen einer Range-Doppler-Karte eine Operation zum Kompensieren eines Einflusses des ersten Phasenversatzes (γ_i) umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei das Einstellen der ersten relativen Phase und der zweiten relative Phase folgendes umfasst: Auswählen einer ersten Phasenverschiebung (ϕ_TX1) und einer zweiten Phasenverschiebung (ϕ_TX2) einer zweiten Phasenkonfiguration (i+1) des Modulationsschemas für den ersten Sendekanal (TX1) bzw. den zweiten Sendekanal (TX2); Ermitteln eines zweiten Phasenversatzes (γ_i+1), der der zweiten Phasenkonfiguration (i+1) des Modulationsschemas zugeordnet ist; Einstellen der ersten relativen Phase basierend auf der ersten Phasenverschiebung (ϕ_TX1) der zweiten Phasenkonfiguration (i+1) und dem zweiten Phasenversatz (γ_i+1) und Einstellen der zweiten relativen Phase basierend auf der zweiten Phasenverschiebung (ϕ_TX1) der zweiten Phasenkonfiguration (i+1) und dem zweiten Phasenversatz (γ_i+1); und wobei das Verfahren weiter aufweist: Erzeugen einer Range-Doppler-Karte basierend auf dem Basisbandsignal (y(t)), wobei das Erzeugen einer Range-Doppler-Karte eine Operation zum Kompensieren eines Einflusses durch den zweiten Phasenversatzes (γ_i+1) umfasst.