CN112505672A - Fmcw雷达系统中的与干涉有关的干扰的检测 - Google Patents

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Abstract

以下描述一种用于雷达系统的方法。根据一个示例，雷达系统具有用于产生本地振荡器信号的本地振荡器以及被输送有本地振荡器信号的多个发送信道和至少一个接收信道。发送信道被构造成基于本地振荡器信号产生和输出HF雷达信号，其中发送信道具有用于设定HF雷达信号的相位的移相器。接收信道被构造成接收HF信号并将其在使用被输送给接收信道的本地振荡器信号的情况下转换为基带信号。根据该实施例，方法包括在CW运行中运行本地振荡器，设定发送信道的移相器的确定相移组合，将输送给接收信道的本地振荡器信号的相位或移相器的相移改变一相位偏离量，以及求取这样的相位偏离量，即基带信号在该相位偏离量时至少近似呈现最大值。

Description

FMCW雷达系统中的与干涉有关的干扰的检测
技术领域
本发明涉及雷达传感器领域，尤其涉及用于改进雷达目标检测的在雷达传感器中使用的信号处理方法。
背景技术
雷达传感器使用在用于检测对象的多个应用中，其中检测通常包括测量所检测对象的距离和速度。特别是在汽车领域中，存在对雷达传感器的日益增长的需求，雷达传感器尤其能够使用在驾驶辅助系统(高级驾驶员辅助系统，ADAS)中，诸如在车距调节速度控制(ACC，自适应巡航控制，或雷达巡航控制)系统中。这种系统可以自动调整汽车的速度，以遵循与其他在前行驶的汽车(以及与其他对象和行人)的安全距离。汽车领域中的其他应用是例如死角检测(盲点检测)、车道变换辅助等。在自动驾驶领域，雷达传感器以及具有多个传感器的系统对于自动车辆的控制起着重要的作用。
雷达目标的检测的可靠性还取决于包含在接收的雷达信号中的噪声，该噪声又受不同因素的影响，主要是受发出的雷达信号的相位和尤其是其相互间的关系以及其与本地振荡器信号的关系的影响。以下描述了一种用于改进雷达收发器的噪声特性的方案。
发明内容
以下描述一种用于雷达系统的方法。根据一个示例，雷达系统具有用于产生本地振荡器信号的本地振荡器以及被输送有本地振荡器信号的多个发送信道和至少一个接收信道。发送信道被构造成基于本地振荡器信号产生和输出HF雷达信号，其中发送信道具有用于设定HF雷达信号的相位的移相器。接收信道被构造成接收HF信号并且在使用被输送给接收信道的本地振荡器信号的情况下将该HF信号转换为基带信号。根据该实施例，该方法包括在CW运行中运行本地振荡器，设定发送信道的移相器的相移的确定组合，将输送给接收信道的本地振荡器信号的相位或移相器的相移改变一相位偏离量，以及求取这样的相位偏离量，即，基带信号在该相位偏离量的情况下至少近似呈现最大值。
此外，描述了一种雷达系统，该雷达系统根据一个实施例包括以下方面：用于产生本地振荡器信号的本地振荡器、被输送有本地振荡器信号的多个发送信道和至少一个接收信道、多个移相器和系统控制器。发送信道被构造成基于本地振荡器信号产生和输出HF雷达信号，并且其中接收信道被构造成接收HF信号并且在使用被输送给接收信道的本地振荡器信号的情况下将该HF信号转换为基带信号。在每个接收信道中布置有移相器中的各一个移相器，以便设定相应的HF雷达信号的相位。系统控制器被构造成，对于CW运行配置本地振荡器，设定发送信道的移相器的相移的确定组合，将输送给接收信道的本地振荡器信号的相位借助另一个移相器或者将所述移相器的相移改变一相位偏离量，并且借助计算单元确定这样的相位偏离量，即，基带信号在该相位偏离量的情况下至少近似呈现最大值。
此外，描述了一种雷达方法。根据一个实施例，雷达方法包括设定雷达系统中的第一相对相位和第二相对相位，其中第一相对相位确定在由所述雷达系统的接收信道所使用的本地振荡器信号和由所述雷达系统的第一发送信道输出的第一HF雷达信号之间的第一相位差，并且其中第二相对相位确定本地振荡器信号和从雷达系统的第二发送信道输出的第二HF雷达信号之间的第二相位差。在此，第一相对相位和第二相对相位的设定包括以下方面：为第一发送信道或第二发送信道选择调制方案的第一相位配置的第一相移和第二相移；求取与调制方案的第一相位配置相关联的第一相位偏移；基于第一相位配置的第一相移和第一相位偏移来设定第一相对相位以及基于第一相位配置的第二相移和第一相位偏移来设定第二相对相位。此外该雷达方法包括，在接收信道中接收HF信号，并且将所接收的HF信号与本地振荡器信号混频以产生基带信号，并且基于基带信号产生距离多普勒图，其中产生距离多普勒图包括用于补偿第一相位偏移的影响的操作。
附图说明
在下文中，借助附图更详细地阐释实施例。附图不一定按比例绘制，并且实施例不只是限于所示的方面。更确切地说，重点在于示出实施例所基于的原理。附图示出：
图1是用于说明用于距离测量和/或速度测量的FMCW雷达系统的功能原理的简图。
图2包括两个时间图，用于说明由FMCW系统产生的HF信号的频率调制(FM)。
图3是用于说明FMCW雷达系统的基本结构的框图。
图4是用于说明雷达收发器、尤其是雷达收发器的HF前端的简化示例的电路图。
图5说明具有多个RX信道和多个RX信道的雷达收发器的示例。
图6示例性地说明图5的备选方案。
图7在表格中说明在多普勒频分多路复用(DDM)中顺序设置的发送信道的相位设定(相位设置)的各种组合的示例。
图8说明在啁啾序列中的相位的调制。
图9根据相位图说明在低噪声方面“最佳”的相位偏移(相位偏离量)的求取。
图10是用于说明在此描述的用于求取最佳相位偏离量以降低基带中背景噪声的途径的示例的流程图。
图11是时序图，其说明具有先前求取的优化的相位偏离量的雷达收发器的FMCW运行。
图12是用于说明在FMCW运行中图5的雷达收发器的数字化基带信号的数字后处理的示例的框图。
图13说明图12的备选方案。
图14是用于说明雷达方法的示例的流程图，其中考虑先前求取的相位偏离量。
具体实施方式
图1以示意图示出了使用调频连续波雷达系统(通常称为FMCW雷达系统)作为用于测量通常被称为雷达目标的对象的距离和速度的传感器。在本示例中，雷达装置1具有单独的发送(TX)和接收(RX)天线5或6，这也称为双基地或伪单基地雷达配置。但是要注意的是，也可以使用单个天线，该天线同时用作发送天线和用作接收天线(单基地雷达配置)。发送天线5发射连续的HF信号sRF(t)，HF信号被例如利用一类锯齿信号(周期性的线性频率斜坡)频率调制。所发射的信号sRF(t)在雷达目标T处反向散射，并且反向散射/反射的信号yRF(t)(回波信号)由接收天线6接收。图1示出了简化的示例；在实践中，雷达传感器是具有多个发送(TX)信道和接收(RX)信道的系统，以便也能够确定反向散射/反射的信号yRF(t)的入射角(到达方向，DoA)，并且从而能够更精确地定位雷达目标T。
图2示例性说明信号sRF(t)的上述频率调制。如在图2中(上面的图表)所示，发射的HF信号sRF(t)由一定量的“啁啾”组成，也就是说，信号sRF(t)包括具有正弦信号变化曲线(波形)的脉冲序列，正弦信号变化曲线具有上升频率(向上啁啾)或下降频率(向下啁啾)。在本示例中，啁啾的瞬时频率fLO(t)从起始频率f开始开始在时间段T啁啾内线性地上升到停止频率f停止(参见图2中的下图表)。这种啁啾也称为“线性频率斜坡”。在图2中示出三个相同的线性频率斜坡。但是要注意的是，参数f开始，f停止，T啁啾以及暂停可以在各个频率斜坡之间变化。也可以为每个啁啾单独地设定其它参数、例如相位。频率改变也不一定必须是线性的(线性啁啾)。取决于实现方式，例如也可以使用具有指数频率变化或双曲线频率变化(指数啁啾或双曲线啁啾)的发送信号。为了测量，总是发送一系列频率斜坡并且在基带或中频带中评估所得到的回波信号，以便检测一个或多个雷达目标。
图3是示例性示出雷达装置1(雷达传感器)的可能结构的框图。因此，至少一个发送天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线)与集成在芯片中的HF前端10连接，HF前端可以包括HF信号处理所需的所有那些电路组件。这些电路组件例如包括本地振荡器(LO)、HF功率放大器、低噪声放大器(LNA)、定向耦合器(例如竞争耦合器、环行器等)以及用于将HF信号向下混频(下变频)到基带或中频带(ZF频带)中的混频器。HF前端10-必要时可以与其他电路组件一起-集成在芯片中，该芯片通常被称为单片集成微波电路(MMIC)。基带有时也被称为ZF频带(取决于实现方式)。在下文中，在基带和ZF频带之间不进一步区分，并且仅使用术语基带。基带信号是执行雷达目标的检测所基于的信号。
所示的示例示出具有单独的RX和TX天线的双基地(或伪单基地)雷达系统。在单基地雷达系统的情况下，相同的天线既用于发射也用于接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，例如定向耦合器(例如循环器)可以用于将待发射的HF信号与所接收的HF信号(雷达回波信号)分离。如所提及的那样，雷达系统在实践中大多具有多个发送信道和接收信道，这些信道具有多个发送天线或接收天线(天线阵列)，这尤其实现测量这样的方向(DoA)，即，从该方向接收雷达回波。在这种MIMO系统(MIMO＝多输入多输出)中，各个TX信道和RX信道通常分别相同地或相似地构建并且可以分布在多个集成电路(MMIC)上。
在FMCW雷达系统的情况下，经由TX天线5发射的HF信号可以例如在从大约20GHz到100GHz的范围内(例如，在一些应用中在大约76-81GHz的范围内)。如所提到的那样，由RX天线6所接收的HF信号包含雷达回波(啁啾回波信号)，也就是说，被反向散射到一个或多个雷达目标处的那些信号分量。所接收的HF信号yRF(t)被下混频到基带并且在基带中借助于模拟信号处理被进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。所提到的模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波以及必要时的放大。基带信号最后被数字化(参见图3，模拟数字转换器30)并且在数字范围内被进一步处理。
数字信号处理链可以至少部分地作为软件实现，其可以在处理器(参见图3，计算单元40)上，例如在微控制器或数字信号处理器上实施。整个系统通常借助系统控制器50控制，系统控制器同样可以至少部分地实现为在诸如微控制器的处理器上执行的软件。HF前端10和模拟基带信号处理链20以及模拟数字转换器30和可选的还有计算单元40(或其部分)可以共同集成在单个MMIC(也就是说，HF半导体芯片)中。备选地，各个组件也可以分布在多个MMIC上。计算单元40或其部分可以被包含在系统控制器50中。
在这里所描述的示例中，“计算单元”是指被构造成执行必要功能(计算)的任何结构或功能实体组。计算单元可以包括被构造成实施软件/固件指令的一个或多个处理器。然而，计算单元还可以(附加地或备选地)包括硬接线的硬件单元，该硬件单元被专门设计成快速地执行特定计算(例如，CFAR算法或快速傅里叶变换等)。计算单元不一定集成在一个芯片中，而是也可以分布在多个芯片上。
系统控制器50可以被集成在单独的芯片中，并且被构造成经由一个或多个通信链路与MMIC 100(或者多个MMIC)通信。合适的通信链路例如是根据TIA/EIA-644标准的串行外围接口(SPI)总线或低压差分信令(LVDS)。所提到的计算单元的部分可以集成在系统控制器50中。计算单元或其部分也可以集成在雷达MMIC中。
图4更详细地示出根据图3中的示例的雷达收发器1的示例性实现方式。在本示例中尤其示出雷达收发器1的HF前端10。应当注意的是，图5示出简化电路图，以示出具有发送信道(TX信道TX1)和接收信道(RX信道RX1)的HF前端10的基本结构。如所提到的那样，实际的实现方式(其可以显著地取决于具体的应用)通常更复杂并且具有多个TX信道和/或RX信道，所述TX信道和/或RX信道也可以集成到不同的MMIC中。
HF前端10包括产生HF振荡信号sLO(t)的本地振荡器101(LO)。HF振荡信号sLO(t)在运行中-如上面参考图2所述-被频率调制，并且也被称为LO信号。在雷达应用中，LO信号通常在SHF(超高频，厘米波)频带或EHF(极高频，毫米波)频带中，例如，在一些汽车应用中在从76GHz到81GHz的区间内。一些雷达系统在24GHz的ISM频带(工业、科学和医学频带)中工作。LO信号sLO(t)在发送信号路径TX1中(在TX信道中)以及在接收信号路径RX1中(在RX信道中)被处理。
从TX天线5发射的发送信号sRF(t)(参见图2)通过放大LO信号sLO(t)(例如借助HF功率放大器102)来产生，并且因此仅是LO信号sLO(t)的经放大的和必要时经相移的版本(参见移相器105)。放大器102的输出可以与TX天线5耦合(在双基地/伪单基地的雷达配置的情况下)。由RX天线6接收的接收信号yRF(t)被输送给RX信道中的接收器电路，并因此直接或间接地输送给混频器104的HF端口。在本示例中，HF接收信号yRF(t)(天线信号)借助于放大器103(放大g)进行预放大，因此，混频器104接收放大的HF接收信号g·yRF(t)。放大器103可以是例如LNA(低噪声放大器)。LO信号sLO(t)被输送给混频器104的参考端口，使得混频器104将(预放大的)HF接收信号yRF(t)下混频到基带中。下混频的基带信号(混频器输出信号)由yBB(t)表示。首先模拟地进一步处理该基带信号yBB(t)，其中模拟基带信号处理链20基本上提供放大和(例如，带通或高通)滤波，例如用于抑制不期望的边频带和镜像频率。输送给模拟数字转换器(参见图3、ADC 30)的得到的模拟输出信号用y(t)表示。用于数字化的输出信号(数字雷达信号y[n])的数字进一步处理的方法本身是已知的(例如距离多普勒分析)，并且因此在此不再详细讨论。
在本示例中，混频器104将预放大的HF接收信号g·yRF(t)(即，放大的天线信号)向下混频到基带中。混频可以在一个级中(即从HF频带直接到基带中)或者通过一个或多个中间级(即从HF频带到中频带并且进一步到基带)进行。在这种情况下，接收混频器104有效地包括多个串联连接的单个混频器级。此外，混频器级可以包括产生两个基带信号(同相和正交信号)的IQ混频器，这两个基带信号可以被解释为复基带信号的实部和虚部。
如图4中所示，接收信道RX1的接收天线6接收来自在目标T上反射的信号yRF，T(t)和发送天线5的直接串扰(直接串扰也被称为泄漏信号yRF，L(t))的叠加。在天线之前紧邻的对象(有时也称为“阻塞物”)上的反射在此也被称为串扰，并且同样有助于泄漏信号。两个信号yRF，T(t)和yRF，L(t)基本上是发送信道TX1的输出信号sRF(t)的延迟和衰减的版本。发送信道TX1的输出信号sRF(t)与所接收的泄漏信号yRF，L(t)(串扰)之间的时间延迟相对较短(与目标的回波信号yRF，T(t)的时间延迟相比)。因此，在正常雷达运行中，泄漏信号yRF，L(t)在基带信号yBB(t)中引起相应的低频分量，并且基带信号yBB(t)的该低频分量在基带信号处理链20中被抑制。为此目的，基带信号处理链20可以包括具有合适的极限频率的带通或高通。
图5图示了具有多个TX信道和RX信道的雷达收发器的示例，其中示例性地示出三个TX信道TX1，TX2和TX3以及一个RX信道RX1。RX信道RX1示例性地代表多个RX信道RX1，RX2、RX3等，该RX信道全部可以相同类型地构造。TX信道TX1，TX2和TX3被构造成与图4中的示例基本上相同，并且参考以上描述以避免重复。这同样适用于RX信道RX1。在发送信道TX1，TX2和TX3中的移相器105的相位φTX1，φTX2和φTX3的设定可以由系统控制器50进行。图5中的系统还可以包括另一个移相器106，该移相器被构造成在LO信号被输送给RX信道RX1之前，对所述LO信号sLO(t)的相位进行移位。也就是说，移相器106被连接在本地振荡器101与接收信道RX1之间。被输送给RX信道的经相移的LO信号被用sLO′(t)表示。被构造成将LO信号sLO(t)延迟一相位偏离量φLO的移相器106是可选的，并且其使用将在后面更详细地描述。
图6图解了另一个示例，该示例表示图5中的示例的备选方案。图5中的示例与图5中的示例基本上相同，唯一的区别在于，移相器106可以被省略(或者被设定到例如0°的恒定相移)，并且替代地，在发送信道TX1，TX2和TX3中的移相器105的相位φTX1，φTX2和φTX3被修改了一相位偏离量φ0。关于得到的基带信号，通过移相器106使LO信号sLO(t)相移了一相位偏离量φLO等价于：当φ0等于±φLO时，使TX信道TX1，TX2和TX3的HF雷达信号sRF1(t)，sRF2(t)和sRF3(t)相移了一相位偏移φ0(通过移相器105)。后面还要详细描述相位偏离量φLO或φ0的目的。图5和图6中的示例不是相互排斥的，并且也可以是可组合的。
也在图5和图6中示出已经提到的串扰。在接收信道RX1中接收的泄漏信号yRF，L(t)是从发送信道TX1，TX2或TX3发射的时间延迟且衰减的发送信号sRF1(t)、sRF2(t)和sRF3(t)的叠加。也就是说
yRF，L(t)＝a1sRF1(t-τ1)+a2sRF2(t-τ2)+a3sRF3(t-τ3)，其中a1，a2和a3表示属于信号sRF1(t)，sRF2(t)或sRF3(t)的衰减(衰耗)，并且τ1，τ2和τ3表示所属的延迟时间。基于实际的雷达目标，延迟时间τ1，τ2和τ3显著短于往返延迟时间(RTDT)。在接收信道RX1中接收的泄漏信号yRF，L(t)与接收信道中实际雷达目标的雷达回波一起被转换到基带中(参见图5，混频器104)，并且提高背景噪声，这会损害雷达目标的检测质量。
具有多个TX信道的雷达系统可以以各种方式运行。一种已知的运行模式作为“时分多路复用”(TDM)是已知的。在该运行模式中，TX信道被顺序地激活并且总是仅一个RX信道是激活的，也就是说，两个TX信道不会同时发射雷达信号。另一个本身已知的运行模式被称为“多普勒频分多路复用”(DDM)，其中多个或所有TX信道同时激活并且发射雷达信号，其中对于啁啾序列的每个啁啾，可以改变发送信道的移相器105的相位设定(相位设置)。以这种方式可以调制啁啾序列的所发出的啁啾的相位，其中例如可以实施二进制相移键控(BPSK)或四进制相移键控(BPSK)。在啁啾序列的每个啁啾开始之前，根据预定的方案调整移相器105的相位设定φTX1，φTX2和φTX3。图7示出这种方案的简单示例。
图7包含具有发送信道的不同相位配置的表格，也就是发送信道TX1，TX2和TX3的移相器105的相移φTX1，φTX2和φTX3的组合。各个配置/组合被连续编号，其中索引i表示相移的确定组合(i＝0、1、2、3、4、...)。根据图7中的示例，发送信道TX1的相移φTX1总是0°，而发送信道TX1的相移φTX2被调制。在本示例中，适用φTX2＝(90°·i)mod 360，并且φTX3＝(90°·(i mod 4))mod 360。运算符“mod”提供整数除以360的其余部分。在图7的表格(右列)中包含的最佳相位偏移(相位偏离量)γi将在后面更详细地解释。
图8示例性地说明了例如在雷达系统的DDM运行中的发送信道TX2(参见图5)的输出信号sRF2(t)的相位调制。图8的上部的时序图示出在发射例如可以包括256个啁啾(频率斜坡)的啁啾序列期间输出信号sRF2(t)的频率fLO的变化曲线。根据图7中的表格，由发送信道TX2的移相器105引起的相移φTX2在每个啁啾开始之前被切换。如所提及的那样，多普勒频分多路复用(DDM)在雷达传感器中是本身已知的并且因此在此不进一步阐释。这里描述的实施例也不限于DDM运行中的雷达系统。
如所提及的那样，上面提及的泄漏信号yRF，L(t)(串扰)能够在接收信道中增加背景噪声，并且因此损害雷达目标的检测质量。在此已经证实的是，在存在泄漏信号的情况下在RX信道的基带中的背景噪声的提高取决于泄漏信号的相位。在下面描述一种途径，利用该途径，通过在RX信道(例如RX1)中操纵混频器104的HF输入信号的相位差Δφ，可以实现背景噪声的降低(理论上最小化)。
如在图5和图6中可以看出的，混频器104的HF输入信号的相位差Δφ可以通过如下方式改变，即，要么LO信号sLO(t)的相位改变，要么所有活跃的发送信道的发送信号sRF1(t)，sRF2(t)和sRF3(t)的相位改变。LO信号sLO(t)的相位可以借助移相器106改变，发送信号sRF1(t)，sRF2(t)和sRF3(t)的相移φLO和相位可以借助移相器105改变(相移φTX1，φTX2和φTX3)。在混频器104的基带输出端(理论上)，由移相器106引起的相移φLO变化一相位偏离量γi所具有的效果与由移相器105引起的相移φTX1、φTX2和φTX3变化相同偏离量γi的效果相同。如上所述，φLO＝γi具有与φ0＝γi相同的效果。然而在实践中可以更简单的是，调整该相移φLO。在下面描述的示例中，目的在于求取用于相移φLO的最佳相位偏移γi，其中对于发送信道(参见图7中的表格)中的相位设定(相位设置)的每个可能的组合，求取单独的相位偏离量。为了求取最佳的相位偏离量γi，并不频率调制LO信号sLO(t)，也就是说，在最佳的相位偏离量γi的下面描述的确定中，所有HF信号是连续波信号(CW信号)。
在CW信号的情况下，由混频器104产生的基带信号yBB(t)基本上是DC信号(没有交变信号部分)加噪声，因为对于所有HF信号来说瞬时频率是相同的(即fLO)。DC信号的电平yDC与混频器104的HF输入信号的相位差Δφ的余弦成比例，并且研究已经显示当相位差Δφ近似为零时在基带中的背景噪声最小。在这种情况下，相位差Δφ的余弦近似为1(cos(Δφ)≈1)，并且DC信号的电平yDC最大。
为了对于相位设定(相移φTX1，φTX2和φTX3)的确定组合(通过索引i确定)求取最佳的相位偏离量γi，-如在正常的FMCW运行中但是没有LO信号的频率调制那样-激活具有移相器105的相应相位设定的所有TX信道TX1，TX2，TX3。发射的雷达信号sRF1(t)，sRF2(t)和sRF3(t)导致泄漏信号yRF，L(t)，泄漏信号由接收信道RX1接收并且在混频器104的基带输出端上导致DC信号yBB(t)，DC信号的电平yDC取决于移相器106的相移φLO。因此适用yBB(t)＝yDC[φLO]，其中yDC[φLO]不是时间相关的，而是仅仅与相移φLO相关。相移φLO被逐步旋转360°(即完全的相位旋转)或其倍数，其中基带信号(DC信号)的电平(幅度)yDC[φLO]与相移φLO相关地变化，并且在此具有正弦变化曲线(正弦波形状)变化。所寻找的最佳相位偏移(相位偏离量)γi对应于相移yDC[φLO]，其中基带信号的电平yDC[φLO]呈现最大值。
也就是说
yDC[γi]≈max{yDC[φLO]}，其中φLO∈[0°，360°)。
如所提及的那样，在相移φLO＝γi的情况下，混频器104的HF输入信号的相位差Δφ(理论上)等于零，并且在基带中的由泄漏信号引起的背景噪声达到最小值。
上述途径进一步通过图9中的图表说明。图9在一个示例中示出DC信号yDC[φLO]在相移φLO变化时是如何改变的。在φLO＝γi的相移为大约70°时，在混频器104的输出端上的DC信号yDC[φLO]具有最大值。用于计算最大值的角度位置的不同方法是已知的，并且因此在此不再讨论。例如，所寻求的相位偏离量γi可以借助快速傅里叶变换(FFT)算法高效地被计算。FFT算法的应用假设相位φLO在一个全相位旋转上以等距离的步长变化。(例如0°、45°、90°、135°等。)
上述方法可以对每个RX信道重复，以便对于每个RX信道并且对于用于TX信道中的移相器105的相位设定的每个组合，求取最佳的相位偏离量γi。所描述的方法根据图10中的流程图进一步阐释。然而，当对于一个RX信道(例如，RX1)执行上述方法时，则这在MIMO系统中也可以是有意义的(并且例如有助于改进基带中的信噪比)。
在图10中所示的方法可以在雷达系统中使用，其中产生本地振荡器信号sLO(t)(参见例如图5，LO 101)(图9，步骤S1)，本地振荡器信号分布到雷达系统的多个发送信道(参见例如图5，TX1，TX2，TX3)和一个或多个接收信道(参见例如图5，RX1)。在相应发送信道中产生HF雷达信号sRF1(t)，(t)和sRF3(t)，然后发射所述HF雷达信号。发送信道中的每一个发送信道包括移相器(参见例如图5，移相器105)，移相器被构造成将相应的HF雷达信号sRF1(t)、sRF2(t)和sRF3(t)的相位改变一可设定的相移φTX1，φTX2和φTX3。从第一接收信道(例如参见图5，RX1)接收HF信号，并且在使用被输送给第一接收信道的本地振荡器信号sLO′(t)的情况下，将所述HF信号转换成基带信号yBB(t)＝yDC。
根据图10，该方法包括设定发送信道的移相器105的相移φTX1，φTX2和φTX3的确定组合(图10，步骤S2)。在图7的表格中示出相移的可能组合的示例，其中每个组合由索引i标识。该方法还包括将输送给第一接收信道的本地振荡器信号sLO′(t)的相位或者移相器105的先前设定的相移φTX1，φTX2，φTX3(例如逐步)改变一相位偏离量(图10，步骤S3)。在图5中的示例中，移相器106被用于将被输送给第一接收信道RX1的本地振荡器信号sLO′(t)的相位改变一相位偏离量φLO。备选地，可以将移相器105的之前在步骤S2中所设定的相移φTX1、φTX2和φTX3改变一相位偏移φ0。该相位偏离量φ0对于所有TX信道是相同的，因此TX信道TX1，TX2，TX3的输出信号sRF1(t)，sRF2(t)和sRF3(t)的相位相对于彼此(即相位差)不会由于相位偏移φ0而改变。当φ0＝±φLO时，移相器105的相移φTX1+φ0，φTX2+φ0和φTX3+φ0中的相位偏离量φ0具有与移相器106的相移φLO相同的效果。
相位的改变(图10，步骤S3)例如可以以等距离的步长进行。在图9中示例性展示这种情况。混频器输出信号yBB(t)的电平取决于经设定的相位偏离量φLO或φ0。为了找到“最佳的”相位偏离量，该方法还包括求取混频器输出信号yBB(t)(通过数字化的信号y[n]表示)呈现最大值时的相位偏离量γi(图10，步骤S4)。
对于移相器105的相位设定的每个可能组合i重复上述方法(参见图7中的表格)。根据图10检验(步骤S5)，是否已经对于所有Ni组合求取了最佳的相位偏离量γi(i＝0，...Ni-1)。只要不是这种情况，索引i就递增(图10，步骤S6)。然后，可以为下一个RX信道重复该过程。结果，对于每个RX信道得到类似于图7中的表格的表格。换言之，为不同RX信道求取的相位偏离量γi(i＝0，...Ni-1)例如被存储在查找表中(例如在系统控制器50中)。
应当理解，对于本文所描述的方法，必须解除激活存在于模拟的基带信号处理链20中的高通或带通，使得混频器输出信号yBB(t)的DC部分也到达模拟数字转换器30(参见图5)。然而，在正常的FMCW运行中，需要高通或带通。系统控制器50因此可以被构造成改变模拟基带信号处理链20的传输特性(对于本文所描述的方法是临时的)，使得混频器输出信号yBB(t)的DC部分被转发到ADC 30。因此适用的是，yBB(t)≈y(t)≈y[n]≈yDC。
图11是时序图，其说明具有先前求取的优化相位偏离量γi的雷达收发器的FMCW运行(在DDM运行模式中)。图11中的时序图示例性地说明了由发送信道TX2发射的啁啾序列。在每个单个的啁啾开始之前，相应于预定调制方案(参见图7中的表格)，移相器105的相移φTX1，φTX2，φTX3以及对于移相器106也设定最佳的相位偏离量φLO＝γi(i＝0，...Ni-1)。备选地，相应于预定调制方案(参见图7中的表格)，将相移φTX1，φTX2，φTX3改变最佳相位偏离量φ0＝γi。在这种情况下，移相器105在TX信道TX1，TX2和TX3中以相移φTX1+γi，φTX2+γi或φTX3+γi被编程，并且移相器106不被需要或以其标准设定来运行。
在用于检测实际的雷达目标的FMCW雷达运行中，必须又补偿所接收的基带信号中的相位偏离量γi(相位偏离量对于啁啾序列的每个啁啾可以是不同的)。图12根据框图说明在FMCW运行中的图5中的雷达收发器的数字化基带信号的数字后处理的示例。在此，在产生HF雷达信号时考虑上面讨论的相位偏离量γi，由此在基带中减小噪声并且改善信噪比。如上面已经详细阐释的，RX信道的混频器104的混频器输出信号yBB(t)被输送给模拟基带信号处理链20，这基本上实现带通滤波和可选的信号放大。滤波的基带信号y(t)被数字化(ADC 30)并且数字化地进一步处理，例如如图12中所示。
根据图12，基带信号与因子exp(-j·γi)相乘(参见图1，功能块401)，其中j是虚数单位，并且exp(·)表示指数函数。应当理解，与exp(-j·γi)相乘对应于以相位偏离量γi进行的相移(即，延迟)。在此，相应于移相器105和106的设定来定期调整γi的值。以这种方式，能够补偿变化的相位偏离量的效果。以下信号处理在名称距离多普勒分析下本身是已知的，并且在以下仅简要概述。
缓冲器402用于缓冲(补偿了相位偏离量γi)数字基带信号y[n]的样本，其中分别以块方式进一步处理具有N个样本的M个信号片段。M相应于所发出的啁啾序列的啁啾的数量，并且N相应于所接收的信号片段的样本的数量，所述样本能够分别与啁啾序列的啁啾关联。具有M个信号片段的序列可以被视为N×M矩阵Y[n.m]，在矩阵的M个列中布置有分别具有N个样本的所提到的信号片段(矩阵因此具有N行)。然后，该矩阵逐列经受傅里叶变换，这通常被称为“距离FFT”(FFT代表快速傅里叶变换，功能块403)。所得到的距离矩阵R[k，m]也为N×M，其中在所述距离矩阵R[k，m]的M个列中布置各个信号片段的傅里叶变换。在被称为“多普勒FFT”的第二级中，进行逐行傅里叶变换(功能块404)。作为结果得到所谓的距离多普勒矩阵X[k，l]，其也被称为距离多普勒图或距离多普勒图像。基于该距离多普勒图可以借助于已知的方法来执行目标检测。
在图12中的示例中，通过与因子exp(-j·γi)相乘来实现时间范围中的相位偏离量γi的补偿。备选地，也可以在频域中在距离FFT之后进行补偿。在图13中示出这种备选方案。在执行距离FFT之前，通常将待变换的信号片段(矩阵Y[n，m]的列)与窗口函数相乘。-作为另一备选方案-也可以通过在窗口函数中考虑相位偏离量γi(也就是因子exp(-j·γi))来实现相位偏离量γi的补偿。
当一旦求取了具体调制方案的最佳的相位偏离量γi(参见图7中的表格)，这些相位偏离量就可以被存储(例如，在系统控制器50中)并且使用在雷达运行中。在图14的流程图中总结了雷达方法的一个示例，其中使用先前求取的和存储的相位偏离量γi(相位偏移)。在图14中示出的步骤R11，R12、R13和R14涉及第一和第二HF雷达信号sRF1(t)或sRF2(t)(上级步骤R1)的产生和通过第一发送信道TX1或第二发送信道TX2进行的发送。
根据图14，该方法包括对于第一发送信道TX1或第二发送信道TX2选择调制方案的第一相位配置的第一相移φTX1和第二相移φTX2(参见图14，步骤R11)。调制方案的一个特定相位配置(例如，i＝0)在图7的示例中是表格的一行，其中索引i表示该相位配置。该方法还包括求取第一相位偏移γ0(参见图14，步骤R12)，所述第一相位偏移与调制方案的第一相位配置关联。随后，设定第一和第二相对相位(参见图14，步骤R13和R14)，其中第一相对相位确定由雷达系统的接收信道RX1使用的LO信号sLO′(t)(参见例如图5)与第一HF雷达信号sRF1(t)之间的第一相位差，并且其中所述第二相对相位确定由所述接收信道RX1使用的本地振荡器信号sLO′(t)与第二HF雷达信号sRF2(t)之间的第二相位差。
基于第一相位配置(索引i＝0)的第一相移φTX1和所属的第一相位偏移γ0来设定第一相对相位(图14，步骤R13)，并且基于第一相位配置的第二相移φTX2和第一相位偏移γ0来设定第二相对相位(图14，步骤R14)。
在接收信道RX1中，HF信号yRF(t)被接收并且借助于LO信号sLO′(t)混频到基带中(参见图14，步骤R2，参见图5，基带信号y(t))。根据图14，该方法进一步包括基于基带信号y(t)产生距离多普勒图，其中产生距离多普勒图包括用于补偿第一相位偏移γ0的影响的操作(参见图14，步骤R3)。
在执行雷达测量时，如例如在图2中所示出的那样发送具有多个啁啾的序列，其中对于每个啁啾，可以选择不同的雷达配置。也就是说，对于图7中的示例，针对调制方案的所有配置i＝0、...、N-1“处理”表格。

Claims (15)

1.一种用于雷达系统的方法，包括
用于产生本地振荡器信号(sLO(t))的本地振荡器(101)，
多个发送信道(TX1，TX2，TX3)和至少一个接收信道(RX1)，所述本地振荡器信号(sLO(t))被输送给所述发送信道和所述接收信道；
其中所述发送信道(TX1，TX2，TX3)被构造成基于所述本地振荡器信号(sLO(t))产生并且输出HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))，其中所述发送信道(TX1，TX2，TX3)具有移相器(105)以用于设定所述HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))的相位，并且
其中所述接收信道(RX1)被构造成接收HF信号(yRF(t))，并且在使用被输送给所述接收信道(RX1)的本地振荡器信号(sLO′(t))的情况下将所述HF信号转换为基带信号(yBB(t)，y[n])；
其中所述方法包括以下方面：
在CW运行中运行所述本地振荡器(101)；
设定所述发送信道(TX1，TX2，TX3)的所述移相器(105)的相移(φTX1，φTX2，φTX3)的确定组合(i)；
将在被输送给所述接收信道(RX1)的所述本地振荡器信号(sLO′(t))与所述HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))之间的相位差分别改变相位偏移(φLO，φ0)；并且
求取如下相位偏移(γi)，即，所述基带信号(yBB(t)＝yDC)在该相位偏移的情况下呈现最大值。
2.根据权利要求1所述的方法，其中改变所述相位差包括以下方面：
改变被输送给所述接收信道(RX1)的所述本地振荡器信号(sLO′(t))的相位。
3.根据权利要求2所述的方法，
其中在所述本地振荡器(101)和所述接收信道(RX1)之间连接另一个移相器(106)，所述另一个移相器被构造成设定被输送给所述接收信道(RX)的所述本地振荡器信号(sLO(t))的所述相位。
4.根据权利要求1所述的方法，其中改变所述相位差包括以下方面：
通过在设定所述发送信道(TX1，TX2，TX3)的所述移相器(105)的相移(φTX1，φTX2，φTX3)的所述确定组合(i)时已经考虑相位偏移(φ0)，来改变所述相位差。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，
其中对于所述发送信道(TX1，TX2，TX3)的所述移相器(105)的相移(φTX1，φTX2，φTX3)的多个组合(i)执行求取所述相位偏移(γi)，在所述相位偏移的情况下，所述基带信号(yBB(t)＝yDC)呈现最大值。
6.根据权利要求5所述的方法，所述方法还包括：
存储对于相移(φTX1，φTX2，φTX3)的所述多个组合(i)所求取的所述相位偏移(γi)。
7.根据权利要求6所述的方法，所述方法还包括：
在FMCW运行中运行所述本地振荡器(101)；
调制所输出的所述HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))的所述相位，其中根据可预定的调制方案顺序地设定所述发送信道(TX1，TX2，TX3)的所述移相器(105)的相移(φTX1，φTX2，φTX3)的不同组合(i)，并且
其中对于相移(φTX1，φTX2，φTX3)的每个所设定的组合(i)也应用先前求取和存储的所述相位偏移(γi)。
8.根据权利要求7所述的方法，所述方法还包括：
补偿所述基带信号(yBB(t)，y[n])中的所述相位偏移(γi)。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的方法，
其中所接收的所述HF信号(yRF(t))包括由所述HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))的串扰引起的信号分量(yRF，L(t))。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的方法，
其中通过以所述相位偏移(φLO，φ0)改变所述移相器(105)的所述相移(φTX1，φTX2，φTX3)，并不改变在所述HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))之间的所述相位差。
11.一种雷达系统，所述雷动系统具有以下部分：
用于产生本地振荡器信号(sLO(t))的本地振荡器(101)，
多个发送信道(TX1，TX2，TX3)和至少一个接收信道(RX1)，所述本地振荡器信号(sLO(t))被输送给所述发送信道和所述接收信道，其中所述发送信道(TX1，TX2，TX3)被构造成基于所述本地振荡器信号(sLO(t))产生并且输出HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))，并且其中所述接收信道(RX1)被构造成接收HF信号(yRF(t))，并且在使用被输送给所述接收信道(RX1)的本地振荡器信号(sLO′(t))的情况下将所述HF信号转换为基带信号(yBB(t)，y[n])；
多个移相器(105)，在每个发送信道(TX，TX2，TX3)中分别布置所述多个移相器中的一个移相器，以便改变相应的所述HF雷达信号(sRF1(t)，sRF2(t)，sRF3(t))的相位；和
控制器(50)，所述控制器被构造成：
为CW运行配置所述本地振荡器(101)；
设定所述发送信道(TX1，TX2，TX3)的所述移相器(105)的相移(φTX1，φTX2，φTX3)的确定组合(i)；
将被输送给所述接收信道(RX1)的所述本地振荡器信号(sLO(t))的相位借助另一个移相器(106)或者将所述移相器(105)的所述相移(φTX1，φTX2，φTX3)改变相位偏移(φLO，φ0)；并且
借助计算单元(40)求取如下相位偏移(γi)，即，所述基带信号(yBB(t)＝yDC)在该相位偏移的情况下呈现最大值。
12.根据权利要求11所述的雷达系统，
其中在所述本地振荡器(101)和所述接收信道(RX1)之间连接另一个移相器(106)，所述另一个移相器被构造成设定被输送给所述接收信道(RX)的所述本地振荡器信号(sLO(t))的所述相位。
13.根据权利要求11或12所述的雷达系统，其中所述系统控制器(50)还被构造成：针对所述发送信道(TX1，TX2，TX3)的所述移相器(105)的相移(φTX1，φTX2，φTX3)的多个组合(i)分别求取如下的相位偏移(γi)并且存储所求取的所述相位偏移(γi)，所述基带信号(yBB(t)＝yDC)在该相位偏移的情况下呈现最大值。
14.一种方法，所述方法包括以下方面：
设定雷达系统中的第一相对相位和第二相对相位，其中所述第一相对相位确定在由所述雷达系统的接收信道(RX1)所使用的本地振荡器信号(sLO′(t))和由所述雷达系统的第一发送信道(TX1)输出的第一HF雷达信号(sRF1(t))之间的第一相位差，并且其中所述第二相对相位确定在由所述雷达系统的所述接收信道(RX1)所使用的所述本地振荡器信号(sLO′(t))与由所述雷达系统的第二发送信道(TX1)输出的第二HF雷达信号(sRF1(t))之间的第二相位差；
其中设定所述第一相对相位和所述第二相对相位包括以下方面：
选择用于所述第一发送信道(TX1)或所述第二发送信道(TX2)的调制方案的第一相位配置(i)的第一相移(φTX1)和第二相移(φTX2)；
求取与所述调制方案的所述第一相位配置(i)相关联的第一相位偏移(γi)；
基于所述第一相位配置(i)的所述第一相移(φTX1)和所述第一相位偏移(γi)设定所述第一相对相位，并且基于所述第一相位配置(i)的所述第二相移(φTX2)和所述第一相位偏移(γi)设定所述第二相对相位；
在所述接收信道(RX1)中接收HF信号(yRF(t))，并且将所接收的所述HF信号(yRF(t))与所述本地振荡器信号(sLO′(t))混频以产生基带信号(y(t))；
基于所述基带信号(y(t))产生距离多普勒图，其中产生距离多普勒图包括用于补偿所述第一相位偏移(γi)的影响的操作。
15.根据权利要求14所述的方法，
其中设定所述第一相对相位和所述第二相对相位包括以下方面：
选择用于所述第一发送信道(TX1)或所述第二发送信道(TX2)的调制方案的第二相位配置(i+1)的第一相移(φTX1)和第二相移(φTX2)；
求取与所述调制方案的所述第二相位配置(i+1)相关联的第二相位偏移(γi+1)；
基于所述第二相位配置(i+1)的所述第一相移(φTX1)和所述第二相位偏移(γi+1)设定所述第一相对相位，并且基于所述第二相位配置(i+1)的所述第二相移(φTX1)和
所述第二相位偏移(γi+1)设定所述第二相对相位；并且其中所述方法还包括：
基于所述基带信号(y(t))产生距离多普勒图，其中所述产生距离多普勒图包括用于补偿所述第二相位偏移(γi+1)的影响的操作。
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