KR102241929B1 - 위상을 보정하는 레이더 감지 - Google Patents

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마리오 후에머
폴 마이스너
알렉산더 멜저
피스니크 술레이마니
마티아스 바그너
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인피니언 테크놀로지스 아게
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Abstract

본 명세서에서 레이더 방법이 설명된다. 일 실시예에 따르면, 방법은 송신된 레이더 신호의 복수의 처프 에코를 수신하는 단계와, 복수의 처프 에코에 기초하여 디지털 신호를 생성하는 단계와, 디지털 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하는 단계를 포함한다. 레인지 맵은 복수의 값을 포함하고, 각각의 값은 진폭 값 및 위상 값에 의해 표현되며, 각각의 값은 주파수 빈의 세트 중의 하나의 주파수 빈 및 복수의 처프 에코 중의 하나의 처프 에코와 연관된다. 방법은 간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하는 단계 및 하나 이상의 선택된 주파수 빈에 대해, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 보정된 위상 값을 결정하는 단계를 더 포함한다.

Description

위상을 보정하는 레이더 감지{RADER SENSING WITH PHASE CORRECTION}
본 개시는 레이더 센서의 분야에 관한 것으로, 특히 간섭을 억제하는 레이더 감지 기술에 관한 것이다.
레이더 센서는 물체의 거리와 속도가 측정되어야 하는 수 많은 감지 어플리케이션에서 발견될 수 있다. 자동차 분야에서는 소위 첨단 운전자 지원 시스템(advanced driver-assistance system)(ADAS)에서 사용될 수 있는 레이더 센서에 대한 수요가 증가하고 있다. 첨단 운전자 지원 시스템의 예는 "적응적 순항 제어(adaptive cruise control)"(ACC) 및 "레이더 순항 제어(radar cruise control)" 시스템이다. 이러한 시스템은 자동차의 속도를 자동으로 조정하여 전방에서 주행 중인 다른 자동차와의 안전한 거리를 유지하는데 사용될 수 있다. 첨단 운전자 지원 시스템의 다른 예는 레이더 센서를 사용하여 차량의 사각 지대에 있는 다른 차량을 검출할 수 있는 사각 지대 모니터이다. 특히 자율 주행 자동차는 레이더 센서와 같이, 센서 주변의 다양한 물체를 검출하고 위치를 찾아내는 많은 센서를 사용할 수 있다. 자율 주행 자동차의 영역 내에 있는 물체의 위치와 속도에 관한 정보는 안전하게 운행하는데 도움을 주기 위해 사용된다.
현대의 레이더 시스템은 하나의 단일 패키지 내에 레이더 트랜시버(단일 칩 트랜시버)의 RF 프론트엔드의 모든 핵심 기능을 통합할 수 있는 고도로 집적된 RF 회로를 이용한다. 이러한 RF 프론트엔드는 그 중에서도, 통상 국부 RF 발진기(local RF oscillator)(LO), 전력 증폭기(power amplifier)(PA), 저잡음 증폭기(low-noise amplifier)(LNA) 및 믹서를 포함한다. 주파수 변조 연속파(Frequency-modulated continuous-wave)(FMCW) 레이더 시스템은 신호 주파수를 위아래로 늘려줌으로써 주파수가 변조되는 레이더 신호를 사용한다. 이러한 레이더 신호는 종종 "처프 신호(chirp signal)" 또는 단순히 처프(chirp)라고 지칭된다. 레이더 센서는 통상 하나 이상의 안테나를 사용하여 처프의 시퀀스를 방사하며, 방사된 신호는 레이더 센서의 "시야" 내에 위치한 하나 이상의 물체(레이더 타겟이라고 지칭함)에 의해 후방 산란된다. 후방 산란된 신호(레이더 에코(radar echo))는 레이더 센서에 의해 수신되어 처리된다. 레이더 타겟의 검출은 보통 디지털 신호 프로세싱을 사용하여 달성된다.
점점 더 많은 자동차가 레이더 센서를 장착함에 따라, 간섭이 쟁점이 되고 있다. 즉, (하나의 자동차에 설치된) 제 1 레이더 센서에 의해 방사된 레이더 신호는 (다른 자동차에 설치된) 제 2 레이더 센서의 수신 안테나에 섞여 들어 제 2 레이더 센서의 동작을 악화시킬 수 있다.
본 명세서에서 레이더 방법이 설명된다. 일 실시예에 따르면, 방법은 송신된 레이더 신호의 복수의 처프 에코를 수신하는 단계와, 복수의 처프 에코에 기초하여 디지털 신호를 생성하는 단계와, 디지털 신호에 기초하여 레인지 맵(Range Map)을 계산하는 단계를 포함한다. 레인지 맵은 복수의 값을 포함하고, 각각의 값은 진폭 값 및 위상 값에 의해 표현되며, 각각의 값은 주파수 빈(frequency bin)의 세트 중의 하나의 주파수 빈 및 복수의 처프 에코 중의 하나의 처프 에코와 연관된다. 방법은 간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하는 단계와, 하나 이상의 선택된 주파수 빈에 대해, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 보정된 위상 값을 결정하는 단계를 포함한다.
또한, 본 명세서에서 레이더 디바이스가 설명된다. 일 실시예에 따르면, 레이더 디바이스는 송신된 레이더 신호의 복수의 처프 에코를 수신하고 복수의 처프 에코에 기초하여 디지털 신호를 생성하도록 구성된 레이더 수신기를 포함한다. 레이더 디바이스는 디지털 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하도록 구성된 컴퓨팅 유닛을 더 포함하고, 레인지 맵은 복수의 값을 포함하고, 각각의 값은 진폭 값 및 위상 값에 의해 표현되며, 각각의 값은 주파수 빈의 세트 중의 하나의 주파수 빈 및 복수의 처프 에코 중의 하나의 처프 에코와 연관된다. 컴퓨팅 유닛은 간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하고 하나 이상의 선택된 주파수 빈에 대해, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 보정된 위상 값을 결정하도록 추가로 구성된다.
본 발명은 다음의 도면 및 설명을 참조하면 더 잘 이해될 수 있다. 도면의 구성요소는 반드시 축척하여 작성되지 않고; 대신에 본 발명의 원리를 설명할 때는 강조된다. 도면에서, 동일한 참조 번호는 대응하는 부분을 나타낸다. 도면에서:
도 1은 거리 및/또는 속도 측정을 위한 FMCW 레이더 시스템의 동작 원리를 나타내는 스케치이다.
도 2는 FMCW 레이더 시스템에 사용되는 RF 신호의 주파수 변조를 도시하는 2 개의 타이밍도를 포함한다.
도 3은 FMCW 레이더 디바이스의 기본 구조를 도시하는 블록도이다.
도 4는 도 3의 FMCW 레이더 디바이스에 포함될 수 있는 아날로그 RF 프론트엔드의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 5는 레이더 센서에서 데이터 획득을 위해 사용되는 처프의 시퀀스를 도시하는 타이밍도이다.
도 6은 레이더 센서에서 일반적으로 사용되는 레인지 도플러 신호 프로세싱(Range Doppler Signal Processing)의 개념을 도시한다.
도 7은 간섭이 어떻게 레이더 센서의 수신기에 섞여 들어가는지에 관한 일례를 도시한다.
도 8은 레이더 센서의 송신 신호 및 간섭자(interferer)로부터의 간섭 신호를 타이밍도로 도시하며, 타이밍도에서 이들 신호의 주파수에 따른 시간 파형(frequency-over-time waveform)은 적어도 부분적으로 중첩된다.
도 9는 타겟으로부터의 레이더 에코 및 도 8에 도시된 간섭을 포함하는 (기저 대역으로 하향 변환한 이후) 레이더 신호를 포함하는 하나의 예시적인 파형을 도시한다.
도 10은 3 개의 레이더 타겟으로부터의 에코 및 간섭을 포함하는 레인지 맵을 도시하는 3D도이다.
도 11은 레이더 센서의 아날로그 RF 프론트엔드 및 간섭자의 아날로그 RF 프론트엔드의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 12는 디지털 레이더 신호에서 간섭을 억제/감소시키기 위한 방법의 하나의 예시적인 구현예를 도시하는 흐름도이다.
도 13은 레인지 맵의 구조를 도시한다.
도 14는 잡음만(noise only), 잡음과 레이더 에코, 및 잡음과 간섭을 포함하는 주파수 빈에 대한 시간에 따른 신호 전력을 도시하는 하나의 예시적인 파형을 도시한다.
도 15는 도 13의 레인지 맵에 포함된 크기의 평활화(smoothing)를 도시한다.
도 16은 도 13의 레인지 맵에 포함된 스펙트럼 값의 위상이 어떻게 간섭으로 인해 왜곡될 수 있는지에 관한 예를 도시한다.
도 17은 특정 주파수에 대해 레인지 맵의 크기 값을 사용하여 간섭에 영향을 받은 처프 에코의 식별을 도시하는데; 다이어그램 (a)는 시간에 따른 신호 전력을 도시하고 다이어그램 (b)는 영향을 받은 처프 에코를 도시한다.
도 18은 이동하는 타겟의 레이더 에코가 존재하는 경우에 느린 시간 축을 따른 위상을 도시하는 예시적인 파형을 포함하는데; 다이어그램 (a)는 이상적인 경우를 도시하고 다이어그램 (b)는 간섭으로 인한 왜곡된 위상 값을 포함한다.
도 19는 레인지 맵의 특정 주파수 빈에서 위상 정보의 보정/복원을 도시한다.
도 20은 레인지 맵에서 위상 정보의 보정/복원을 위한 하나의 예시적인 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 21은 2 개의 레인지 도플러 맵을 포함하고, 다이어그램 (a)는 위상 보정 없이 레인지 맵으로부터 계산된 레인지 도플러 맵(Range Doppler Map)이며 다이어그램 (b)는 위상 보상이 선행된 동일 레인지 맵으로부터 계산된 레인지 도플러 맵이다.
도 1은 통상적인 주파수 변조 연속파(FMCW) 레이더 센서(1)를 도시한다. 본 예에서, 개별적인 송신(TX) 안테나 및 수신(RX) 안테나(5 및 6)(쌍상태(bistatic) 레이더 구성 또는 의사 단상태(pseudo-monostatic) 레이더 구성)가 각각 사용된다. 그러나 단일 안테나가 사용될 수 있고, 이에 따라 수신 안테나와 송신 안테나는 물리적으로 동일할 것(단상태 레이더 구성)이라는 것에 유의하여야 한다. 송신 안테나(5)는 예를 들면 톱니형 신호(saw-tooth signal)(주기적인 선형 램프 신호(periodic linear ramp signal))에 의해 주파수 변조된 RF 신호(sRF(t))를 연속적으로 방사한다. 방사된 신호(sRF(t))는 레이더 디바이스의 측정 범위 내의 레이더 채널 내에 위치하는 물체(T)에서 후방 산란되며, 후방 산란된 신호(yRF(t))는 수신 안테나(6)에 의해 수신된다. 물체(T)는 일반적으로 레이더 타겟이라고 지칭된다. 보다 일반적인 예로, 하나를 초과하는 타겟이 레이더 센서의 시야에 있을 수 있으며, 단일 RX 안테나 대신에 안테나 어레이가 사용될 수 있다. 유사하게, 단일 TX 안테나 대신에 안테나 어레이가 사용될 수 있다. 안테나 어레이를 사용하면 통상 도착 방향(direction of arrival)(DoA)이라고 지칭하는 레이더 에코의 입사 각도의 측정이 가능해진다. 도착 방향의 측정은 많은 어플리케이션에서 중요하며, 따라서 대부분의 레이더 센서는 안테나 어레이를 이용할 것이다. 도면을 단순하게 유지하기 위해, 도면에는 하나의 TX 안테나 및 하나의 RX 안테나만 도시된다. 본 명세서에 설명된 개념은 안테나 어레이를 갖는 레이더 센서에 용이하게 적용될 수 있으리라고 생각된다.
도 2는 언급한 신호(sRF(t))의 주파수 변조를 도시한다. 도 2의 제 1 다이어그램에 도시된 바와 같이, 신호(sRF(t))는 일련의 "처프", 즉, 주파수가 증가하는(업 처프(up chirp)) 또는 주파수가 감소하는 (다운 처프(down chirp) 사인파형(sinusoidal waveform)으로 구성된다. 본 예에서, 처프의 순간 주파수(instantaneous frequency)(fLO(t))는 정의된 기간(TCHIRP)(도 2의 두 번째 다이어그램 참조) 내에서 시작 주파수(fSTART)로부터 정지 주파수(fSTOP)까지 선형적으로 증가한다. 이러한 처프는 선형 주파수 램프(linear frequency ramp)라고도 지칭된다. 도 2에는 3 개의 동일한 선형 주파수 램프가 도시되어 있다. 그러나, 개별 주파수 램프 사이의 정지뿐만 아니라 파라미터(fSTART, fSTOP, TCHIRP)는 레이더 디바이스(1)의 실제 구현에 따라 변할 수 있다는 것이 주목된다. 실제로 주파수 변동은 선형적(선형적 처프, 주파수 램프), 지수적(지수적 처프) 또는 쌍곡선적(쌍곡선적 처프)일 수 있다.
도 3은 레이더 센서(1)의 예시적인 구조를 도시하는 블록도이다. 따라서, 적어도 하나의 송신 안테나(5)(TX 안테나(들)) 및 적어도 하나의 수신 안테나(6)(RX 안테나(들))는 통상적으로 모놀리식 마이크로웨이브 집적 회로(monolithic microwave integrated circuit)(MMIC)라고 지칭되는 반도체 칩으로 집적될 수 있는 RF 프론트엔드(10)에 연결된다. RF 프론트엔드(10)는 RF 신호 프로세싱에 필요한 모든 회로 구성요소를 포함할 수 있다. 그러한 회로 구성요소는 예를 들어, 국부 발진기(local oscillator)(LO), RF 전력 증폭기, 저잡음 증폭기(low noise amplifier)(LNA), 래트-레이스-커플러(rat-race-coupler) 및 서큘레이터와 같은 방향성 결합기, 및 RF 신호(예를 들어, 수신된 신호(yRF(t)), 도 1 참조)를 기저 대역 또는 IF 대역으로 하향 변환하기 위한 믹서를 포함할 수 있다. 언급한 바와 같이, 단일 안테나 대신에 안테나 어레이가 사용될 수 있다. 도시된 예는 개별 RX 안테나 및 TX 안테나를 갖는 쌍상태(또는 의사 단상태) 레이더 시스템을 나타낸다. 단상태 레이더 시스템의 경우, 단일 안테나 또는 단일 안테나 어레이는 전자기(레이더) 신호의 수신 및 송신 둘 모두의 용도로 사용될 수 있다. 이 경우, 방향성 결합기(예를 들어, 서큘레이터)는 레이더 채널로부터 수신된 RF 신호로부터 레이더 채널로 송신될 RF 신호를 분리하는데 사용될 수 있다.
주파수 변조 연속파(FMCW) 레이더 센서의 경우, TX 안테나(5)에 의해 방사되는 RF 신호는 대략 20GHz(예를 들어, 24GHz) 내지 81GHz(예를 들어, 자동차 애플리케이션에서는 약 77 GHz)의 범위 내에 있을 수 있다. 언급된 바와 같이, RX 안테나(6)에 의해 수신된 RF 신호는 레이더 에코, 즉, 레이더 타겟(들)에서 후방 산란된 신호를 포함한다. 수신된 RF 신호(yRF(t))는 기저 대역으로 하향 변환되고, 기본적으로 기저 대역 신호의 필터링 및 증폭을 포함하는 아날로그 신호 프로세싱(도 3의 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20) 참조)을 사용하여 기저 대역에서 추가로 처리된다. 기저 대역 신호는 하나 이상의 아날로그-디지털 변환기(30)를 사용하여 최종적으로 디지털화되고 디지털 도메인(예를 들어, 도 3의 디지털 신호 프로세서(40)에서 구현되는 디지털 신호 프로세싱 체인)에서 추가로 처리된다. 전체적인 시스템은 적절한 펌웨어를 실행하는 프로세서를 사용하여 적어도 부분적으로 구현될 수 있는 시스템 제어기(50)에 의해 제어된다. 프로세서는 예를 들어, 마이크로컨트롤러, 디지털 신호 프로세서 등에 포함될 수 있다. 디지털 신호 프로세서(digital signal processor)(DSP)(40)는 시스템 제어기(50)의 일부이거나 또는 시스템 제어기(50)로부터 분리될 수 있다. RF 프론트엔드(10) 및 아날로그 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)(및 임의로 ADC(30))은 단일 MMIC에 통합될 수 있다. 그러나, 구성요소는 2 개 이상의 집적 회로 사이에 분산될 수 있다.
도 4는 도 3에 도시된 레이더 센서에 포함될 수 있는 RF 프론트엔드(10)의 하나의 예시적인 구현예를 도시한다. 도 4는 RF 프론트엔드의 기본 구조를 도시하는 간략화된 회로도라는 것이 주목된다. 애플리케이션에 크게 좌우될 수 있는 실제 구현은 물론 더 복잡하다. RF 프론트엔드(10)는 도 2를 참조하여 위에서 설명된 바와 같이 주파수 변조될 수 있는 RF 신호(SLO(t))를 생성하는 국부 발진기(LO)(101)를 포함한다. 신호(SLO(t))는 LO 신호라고도 지칭된다. 레이더 애플리케이션에서, LO 신호는 대개 SHF(Super High Frequency)(초고주파) 또는 EHF(Extremely High Frequency)(극고주파) 대역, 예를 들면, 자동차 애플리케이션에서 76 GHz과 81 GHz 사이에 있다.
LO 신호(SLO(t))는 수신 신호 경로에서뿐만 아니라 송신 신호 경로에서 처리된다. TX 안테나(5)에 의해 방사되는 송신 신호(SRF(t))는, 예를 들어 RF 전력 증폭기(102)를 사용하여 LO 신호(SLO(t))를 증폭함으로써 생성된다. 증폭기(102)의 출력은, 예를 들어 스트립 라인, 커플러, 정합 네트워크 등을 통해 TX 안테나(5)에 연결된다. RX 안테나(6)에 의해 제공되는 수신 신호(yRF(t))는 믹서(104)로 제공된다. 본 예에서, 수신 신호(yRF(t))(즉, 안테나 신호)는 RF 증폭기(103)(예를 들어, 이득(g)을 갖는 저잡음 증폭기)에 의해 미리 증폭되어, 믹서는 자신의 RF 입력에서 증폭된 신호(g·yRF(t))를 수신한다. 믹서(104)는 자신의 기준 입력에서 LO 신호(SLO(t))를 추가로 수신하고, 증폭된 신호(g·yRF(t))를 기저 대역으로 하향 변환하도록 구성된다. 믹서 출력에서 결과적으로 생성된 기저 대역 신호는 yBB(t)로 표시된다. 기저 대역 신호(yBB(t))는 아날로그 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)(역시 도 3 참조)에 의해 추가로 처리되며, 아날로그 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)은 원하지 않은 측파대 및 이미지 주파수를 제거하는 하나 이상의 필터(예를 들어, 대역 통과(band-pass)(21))뿐만 아니라 증폭기(22)와 같은 하나 이상의 증폭기를 기본적으로 포함한다. 아날로그-디지털 변환기(도 3 참조)에 공급될 수 있는 아날로그 출력 신호는 y(t)로 표시된다.
본 예에서, 믹서(104)는 RF 신호(g·yRF(t))(증폭된 안테나 신호)를 기저 대역으로 하향 변환한다. 각각의 기저 대역 신호(믹서 출력 신호)는 yBB(t)로 표시된다. 하향 변환은 단일 스테이지에서 (즉, RF 대역으로부터 기저 대역으로) 달성될 수 있거나 또는 하나 이상의 중간 스테이지를 통해 (RF 대역으로부터 IF 대역으로 그리고 이어서 기저 대역으로) 달성될 수 있다. 아날로그 출력 신호(y(t))는 아날로그-디지털 변환기(30)(도 3 참조, 도 4에는 도시되지 않음)를 사용하여 디지털화될 수 있고, 각각의 디지털 출력 신호는 y[n]으로 표시된다. 이 신호는 또한 디지털 레이더 신호라고도 지칭된다.
도 5는 FMCW 레이더 센서에서 일반적으로 구현되는 것과 같은 예시적인 FM 방식을 개략적으로 도시한다. 도시된 예에서, 하나의 데이터 획득을 위해 16 개의 업 처프의 시퀀스가 송신된다. 실제로, 처프 시퀀스는 보통 더 많은 처프(예를 들어, 256 개의 처프)를 포함하며 본 예에서는 단지 설명의 목적을 위해 단순화되었음 것을 유의하여야 한다. 레이더 에코를 평가하기 위한 하나의 예시적인 신호 프로세싱 방법은 도 6에 도시된다. 도시된 신호 프로세싱 방식은 보통 레인지/도플러 프로세싱(Range/Doppler processing)이라고 지칭되며 소위 레인지/도플러 맵(Range/Doppler Map)(도 6 참조)으로 표현되는 레인지/속도 도메인 내의 레이더 타겟을 검출하기 위해 레이더 센서에서 일반적으로 사용된다.
도 6은 톱니 모양 변조 신호를 사용하여 변조된 주파수 변조 레이더 신호(frequency modulated radar signal)를 방사하는 FMCW 레이더 센서에 의해 사용되는 측정 원리를 도시한다. 도 6의 다이어그램 (a)는 발신 레이더 신호(outgoing radar signal)(도 4의 실선 참조, 신호(sRF(f)) 및 각 착신 레이더 신호(incoming radar signal)(도 4의 파선 참조, 신호(yRF(t))의 시간에 따른 주파수를 도시한다. 따라서, 발신 레이더 신호의 주파수는 시작 주파수(fSTART)로부터 정지 주파수(fSTOP)까지 선형적으로 증가(처프 번호 0)한 다음, 역으로 fSTART로 떨어지고 다시 정지 주파수(fSTOP)에 도달될 때까지 증가(처프 번호 1)한다. 도 5를 참조하여 이전에 언급한 바와 같이, 발신 레이더 신호는 "처프 펄스(chirp pulse)" 또는 "처프"라고도 지칭하는 일련의 "주파수 램프"의 시퀀스로 구성된다. 애플리케이션에 따라, 정의된 변조 중지(modulation pause)가 2 개의 연속적인 처프 사이에 삽입될 수 있고, 레이더 신호는 중지 동안 정지 주파수 또는 시작 주파수(또는 정지 주파수와 시작 주파수 사이의 임의의 주파수)에서 계속 남아있을 수 있다. 하나의 처프의 지속기간(TCHIRP)은 수 마이크로초부터 수 밀리초, 예를 들어 20 μs 내지 2000 μs의 범위에 있을 수 있다. 그러나 실제 값은 애플리케이션에 따라 더 크거나 또는 더 낮을 수 있다.
(RX 안테나에 의해 수신된) 착신 레이더 신호는 (안테나에 의해 방사된) 발신 레이더 신호에 대해, TX 안테나로부터 (레이더 신호가 후방 산란되는) 레이더 타겟까지 그리고 다시 RX 안테나까지 레이더 신호의 이동 시간으로 인한 시간 지체(time lag)(Δt)만큼 지체된다. 시간 지체(Δt)는 흔히 왕복 지연(round trip delay)(RTD)이라고 지칭된다. 레이더 센서로부터 레이더 타겟의 거리(dT)는 dT = c·Δt/2, 즉, 광속(c)과 시간 지체(Δt)의 절반과의 곱이다. 도 6의 다이어그램 (a)로부터 알 수 있는 바와 같이, 시간 지체(Δt)는, 입력 신호를 다운-믹싱하고(도 4의 믹서(104), 도 6의 다이어그램 (b) 참조) 기저 대역 신호를 디지털화하며 후속의 디지털 스펙트럼 분석을 수행함으로써 확정될 수 있는 주파수 시프트(Δf)를 초래하며; 주파수 시프트는 기저 대역 신호에서 진동 주파수(beat frequency)처럼 출현한다. 선형 처프(즉, 톱니 모양의 변조 신호)를 사용할 때, 시간 지체(Δt)는 Δ=Δf/k로 계산할 수 있고, 여기서 인수(k)는 주파수 램프의 급경사도이며, 이것은 k =(fSTOP-fSTART)/TCHIRP로서 계산될 수 있다.
위에서 FMCW 레이더 센서의 기본 작동 원리가 개요 설명되었지만, 보다 정교한 신호 프로세싱이 실제로 적용될 수 있다는 점에 유의하여야 한다. 특히, 도플러 효과로 인한 착신 신호의 부가적인 주파수 시프트(fD)는 거리 측정 시 오류를 유발할 수 있는데, 왜냐하면 위에서 설명한 바와 같이, 도플러 시프트(fD)가 레이더 신호의 이동 시간(Δt)(왕복 지연(RTD))으로 인한 주파수 시프트(△f)에 가산되기 때문이다. 애플리케이션에 따라, 도플러 시프트는 발신 및 착신 레이더 신호로부터 추정될 수 있는 반면에, 일부 애플리케이션에서, 도플러 시프트는 거리 측정에 대해 무시 가능할 수 있다. 이것은 특히 처프 지속기간(TCHIRP)이 짧은 때의 경우일 수 있기에, 주파수 시프트(Δf)는 레이더 센서의 측정 범위 내의 임의의 거리에 대한 도플러 시프트(fD)에 비해 높을 것이다. 본 예에서, 레이더 신호의 주파수는 fSTART로부터 fSTOP으로 증가하고, 이것은 결과적으로 소위 "업-처프(up-chirp)"를 초래한다. 그러나 동일한 측정 기술이 "다운-처프"로 적용될 수 있는데, 이것은 정지 주파수(fSTOP)가 시작 주파수(fSTART)보다 낮고 주파수가 fSTART로부터 fSTOP로 감소할 때 적용될 수 있다. 일부 레이더 시스템에서, 거리가 "업-처프" 및 "다운-처프"에 기초하여 계산될 때 도플러 시프트는 없앨 수 있다. 이론적으로, 레이더 타겟의 실제 측정된 거리(dT)는 업-처프 에코로부터 획득한 거리 값과 다운-처프 에코로부터 획득한 거리 값의 평균으로서 계산될 수 있고; 평균화에 의해 도플러 시프트는 상쇄된다.
디지털 FMCW 레이더 신호의 하나의 예시적인 표준 신호 프로세싱 기술(도 3의 DSP(40) 참조)은 레인지-도플러 맵(Range-Doppler Map)(레인지-도플러 이미지(Range-Doppler Image)라고도 지칭함)을 계산하는 것을 포함한다. 일반적으로, 선형 FMCW 레이더는 선형 처프의 시퀀스를 송신하고, 도 6의 다이어그램 (b)에 도시된 바와 같이, 타겟으로부터의 지연된 에코(도 4의 신호(yRF(t)) 참조)를 송신된 신호의 사본과 혼합(하향 변환)(도 4의 믹서(104) 참조)함으로써 타겟 정보(즉, 레이더 타겟의 거리, 각도 및 속도)를 획득한다. 타겟 레인지 정보(즉, 센서와 레이더 타겟 간의 거리)는 이렇게 하향 변환된 신호의 스펙트럼으로부터 추출될 수 있다. 레인지-도플러 맵은, 예를 들어, 아래에서 보다 상세히 설명되는 바와 같이 2 단계 푸리에 변환에 의해 획득될 수 있다. 레인지-도플러 맵은 다양한 타겟 검출, 식별 및 분류 알고리즘의 기초로 사용될 수 있다.
위에서 시사한 바와 같이, 레이더 센서로부터의 레이더 타겟의 거리(dT)는 다음과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112019012549623-pat00001
여기서 Δf는 진동 주파수를 나타내고 B는 처프의 대역폭을 나타낸다(B = |fSTOP-fSTART|). 따라서, 선형 FMCW 레이더의 기본적인 신호 프로세싱에는 스펙트럼 분석에 의해 진동 주파수를 결정하는 단계가 수반된다. 레이더 타겟이 이동할 때, (레이더 센서에 대비하여) 레이더 타겟의 속도를 결정하기 위해 도플러 효과가 고려되어야 한다. 이것은 소위 레인지-도플러 프로세싱(Range-Doppler Processing)을 사용하여 계산될 수 있는 언급된 레인지-도플러 맵에 기초하여 수행될 수 있다. 본 명세서에 서술된 예에서, 디지털 신호 프로세서는 레인지 맵을 획득하는데 필요한 계산을 수행하는 컴퓨팅 유닛으로서 사용된다. 그러나, 요구되는 계산은 다양한 하드웨어 및 소프트웨어 엔티티 및 이들의 조합에 의해 수행될 수 있으며, 일반적으로 컴퓨팅 유닛 및 프로세서라는 용어는 본 명세서에 설명된 실시예와 관련하여 설명된 계산을 할 수 있고 그 계산을 실행하도록 구성된 임의의 하드웨어 및 소프트웨어 엔티티 또는 이들의 조합을 포함한다는 것이 주목된다.
레인지-도플러 맵을 계산하기 위한 일반적인 방법은 두 단계를 포함하는데, 각 단계는 보통 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)(FFT) 알고리즘을 사용하여 구현되는 몇몇 푸리에 변환의 계산을 포함한다. 다음의 예에서, ADC(30)(도 4 참조)에 의해 제공된 디지털 레이더 신호(y[n])는 M 개 처프를 표현하는 N×M 샘플을 포함하고, 각각의 처프는 N 개 샘플(샘플링 시간 간격(TSAMPLE))로 구성된다고 가정한다. 이들 N×M 샘플은 N 개 라인 및 M 개 열을 갖는 2 차원 어레이(Y[n,m])(도 6의 다이어그램 (c) 참조)로 배열될 수 있다. 어레이(Y[n,m])의 각 열은 하나의 처프를 나타낸다. 어레이(Y[n,m])의 n 번째 라인은 각 처프의 n 번째 샘플을 포함한다. 라인 인덱스(n)는 또한 "빠른" 시간 축에서 이산 시간 값(n·TSAMPLE)으로 간주될 수 있다. 마찬가지로, 열 인덱스(m)(처프 번호)는 "느린" 시간 축에서 이산 시간 값(m·TCHIRP)으로 간주될 수 있다.
제 1 단계에서, 제 1 FFT(일반적으로 레인지 FFT라고 지칭함)가 각각의 처프에 적용된다. 즉, 어레이(Y[n,m])의 M 개 열의 각 열마다 FFT가 계산된다. 다시 말해서, "빠른" 시간 축을 따른 매트릭스(Y[n,m])에 FFT가 적용된다. 결과적인 푸리에 변환은 또한 레인지 맵(R[n,m])이라고 지칭되는 2 차원 어레이로 배열될 수 있고, 여기서 M 개 열은 M 개 처프의 푸리에 변환을 포함한다. N 개 라인의 각 라인은 특정 이산 주파수 값(흔히 주파수 빈(frequency bin)이라고 지칭함)에 대한 (복소수 값의) 스펙트럼 값을 포함한다. 레인지 맵(R[n,m])은 도 6의 다이어그램(c)에 도시된다. 타겟으로부터의 레이더 에코는 특정 주파수 빈에서 (또는 그 부근에서) 피크가 출현하게 할 것이다. 보통 피크는 모든 열에서, 즉, 모든 (푸리에 변환된) 처프에서 출현할 것이다. 주파수 빈의 주파수 값은 예를 들어, 수학식 (1)에 따라 레인지 정보로 변환될 수 있다.
제 2 단계에서, 레인지 맵(R[n,m])의 N 개 라인의 각 라인에 제 2 FFT(보통 도플러 FFT 라고 지칭함)가 적용된다. 각 라인은 특정 주파수 빈에 대해 M 개 처프의 M 개 스펙트럼 값을 포함하고, 각 주파수 빈은 레이더 타겟의 특정 레인지/거리에 대응한다. 다시 말해서, "느린" 시간 축을 따른 레인지 맵(R[n,m])에 FFT가 적용된다. 결과적인 푸리에 변환은 또한 레인지/도플러 맵(X[n,m])이라고 지칭되는 2 차원 어레이로 배열될 수 있다. 타겟으로부터의 레이더 에코는 레인지/도플러 맵(X[n,m])의 특정 위치에 피크가 출현하게 할 것이다. 피크가 나타나는 라인 번호(n ∈ [0, . . .,, N-1])는 주파수 빈을 나타내며, 각각의 주파수 값은 예를 들어, 수학식 (1)에 따라 레인지 정보로 변환될 수 있다. 피크가 출현하는 열 번호(m ∈ [0, …M-1])는 속도 정보로 변환될 수 있는 도플러 주파수(도플러 효과로 인한 주파수 시프트)를 나타낸다. RX 안테나가 하나를 초과하는 경우, 각각의 안테나마다 레인지/도플러 맵(Xa[n,m])이 계산될 수 있고, 여기서 a는 각각의 RX 안테나의 인덱스를 나타낸다(a = 0, 1, . . . A-1, A이고, RX 안테나의 수를 나타낸다). 레인지/도플러 맵(Xa[n,m])은 때로는 "레이더 데이터 큐브(radar data cube)"라고 지칭하는 3 차원 어레이로 정돈될 수 있다. 파라미터(N 및 M)는 동일할 수 있지만, 일반적으로 상이할 것으로 생각된다.
언급한 바와 같이, 레인지 맵(R[n,m]), 레인지-도플러 맵(X[n,m]) 또는 레이더 데이터 큐브는 레이더 센서의 주변(시선)에 있는 레이더 타겟을 검출하는 다양한 신호 프로세싱 기술을 위한 입력 데이터로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 레이더 채널 내 물체(레이더 타겟)에 의해 야기된 레인지 맵 또는 레인지/도플러 맵에서 피크(즉, 국부 최대값(local maxima), FFT 피크)를 검출하기 위한 다양한 피크 검출 알고리즘이 공지되어 있다. 즉, 타겟은 레인지 맵 또는 레인지 도플러 맵의 값이 특정 문턱치를 초과하면 검출될 수 있다. 그러나, 보다 복잡한 검출 알고리즘이 사용될 수도 있다. 검출된 FFT 피크로부터 레이더 타겟의 리스트를 획득하기 위해 추가적인 신호 프로세싱 단계가 수행된다.
측정된 데이터와 마찬가지로, 레인지/도플러 맵에서 스펙트럼 값에는 잡음이 포함된다. 따라서, FFT 피크의 검출 가능성 및 검출된 피크의 신뢰도는 잡음 플로어(local maxima)에 따라 달라진다. 다양한 잡음원이 잡음 플로어, 특히 국부 발진기(도 4의 발진기(101) 참조)의 위상 잡음의 원인이 될 수 있다. 동일한 또는 유사한 유형의 더 많은 레이더 센서가 동일한 환경(예를 들어, 도로의 동일한 부분)에서 동작될 때 발생하는 다른 현상은 간섭이다. 이 경우, 레이더 센서의 RX 안테나(들)에 의해 수신된 신호는 레이더 에코 및 잡음뿐만 아니라 동일한 주파수 레인지에서 동작하는 하나 이상의 다른 레이더 센서에 의해 방사되어 RX 안테나(들)에 섞여 들어온 신호를 포함한다. 특정 레이더 센서를 고려할 때, 동일한 환경에서 동작하는 임의의 다른 레이더 센서는 잠재적인 간섭자(interferer)이며 하나 이상의 간섭자에 의해 방사되는 레이더 신호는 간섭 신호라고 지칭된다. 레이더 센서의 RF 프론트엔드에 의해 수신된 간섭 신호는 실제 타겟에 의해 야기된 레이더 에코(radar echoes)에 중첩되고, 전체적인 잡음 플로어를 적어도 레이더 타겟의 검출이 불가능해지거나 적어도 오류가 발생하기 쉬워질 수 있는 그렇게 높은 값으로 증가시킬 수 있다.
도 7은 간섭자가 수신된 레이더 에코를 어떻게 교란시킬 수 있는지를 보여주는 간단한 일례를 도시한다. 따라서, 도 7은 3 개의 차선과 4 개의 차량(V1, V2, V3 및 V4)이 있는 도로를 도시한다. 적어도 차량(V1 및 V4)에는 레이더 센서가 장착되어 있다. 차량(V1)의 레이더 센서는 RF 레이더 신호(sRF(t))를 방사하며, 수신 신호(yRF(t))는 전방에 주행하는 차량(V2 및 V3)으로부터 후방 산란된 레이더 에코뿐만 아니라 접근하는 차량 중 차량(V4)으로부터 후방 산란된 레이더 에코를 포함한다. 또한, 차량(V1)의 레이더 센서에 의해 수신되는 신호(yRF(t))는 (차량(V1)의 레이더 센서에 대한 간섭자인) 접근하는 차량(V4)의 레이더 센서에 의해 방사되는 레이더 신호(간섭 신호)를 포함한다.
차량(V1)의 레이더 센서에 의해 수신된 신호(yRF(t))는 다음과 같이 작성될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112019012549623-pat00002
, 여기서
[수학식 3]
Figure 112019012549623-pat00003
및
[수학식 4]
Figure 112019012549623-pat00004
위의 수학식 (2) 내지 (4)에서, 신호(yRF,T(t)) 및 (yRF,I(t))는 실제 레이더 타겟으로 인한 그리고 간섭으로 인한 수신 신호(yRF(t))의 각각의 신호 성분이다. 실제로 하나를 초과하는 레이더 에코와 하나를 초과하는 간섭자가 존재할 수 있다. 수학식 (3)은 U 개의 상이한 레이더 타겟에 의해 야기된 레이더 에코의 합을 나타내고, 여기서 AT, i는 레이더 신호의 감쇠이며 ΔtT,i는 i번째 레이더 타겟에 의해 야기되는 왕복 지연이다. 유사하게, 수학식 (4)는 V 개의 간섭자에 의해 야기된 간섭 신호의 합을 나타내고, 여기서 AI, i는 방사된 간섭 신호(sRF,i'(t))의 감쇠를 나타내며 ΔI,i는 (각 간섭자 i = 0, 1, . . . V-1마다) 연관된 지연을 나타낸다. 차량(V1)의 레이더 센서에 의해 방사된 레이더 신호(sRF(t)) 및 예를 들어, 차량(V4)의 레이더 센서에 의해 방사된 간섭하는 레이더 신호(sRF,0'(t))(간섭 신호, 인덱스 i=0)는 상이한 처프 파라미터(시작/정지 주파수, 처프 지속기간, 반복율 등)를 갖는 상이한 처프 시퀀스를 포함할 것이라는 것이 주목된다. 간섭으로 인한 신호 성분(yRF,I(t))의 진폭은 일반적으로 레이더 에코로 인한 신호 성분(yRF,T(t))의 진폭보다 상당히 높다는 것이 주목된다.
도 8 및 도 9는 예로서 간섭자가 레이더 센서에 의해 수신된 신호(yRF(t))에 포함된 레이더 에코를 어떻게 교란할 수 있는지를 도시한다. 도 8은 레이더 센서에 의해 방사된 하나의 처프(처프 지속기간 60㎲)의 시간에 따른 주파수를 도시한다. 방사 신호(sRF(t))의 시작 주파수는 약 76250 MHz이고 정지 주파수는 약 76600 MHz이다. 다른 레이더 센서로부터 발성된 간섭 신호(yRF,I(t))는 약 76100 MHz로부터 시작하여 76580 MHz에서 정지하는 업-처프(처프 지속기간 30 μs)를 포함하고 후속하는 다운-처프는 선행의 업-처프(76580 MHz)의 정지 주파수에서 시작하여 다음 업-처프(76100 MHz)의 시작 주파수에서 정지하며, 10 ㎲의 처프 지속기간을 갖는다. 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)에 의해 (특히, 도 4에 도시된 필터(21)에 의해) 실질적으로 결정되는 레이더 센서의 기저 대역 신호의 대역폭(B)은 도 8에서 파선으로 표시된다. 도 9는 레이더 센서에서 기저 대역으로 하향 변환된 간섭 신호(yRF,I(t))로 말미암은 (전 처리된) 기저 대역 신호(y(t))의 예시적인 파형을 도시한다. 간섭으로 인한 신호 성분은 간섭 신호의 주파수가 레이더 센서의 대역폭(B)(도 8 참조) 내에 있는 시간 간격이 상당한 크기를 갖는다는 것을 알 수 있다. 본 예에서, 간섭은 60 ㎲ 처프 지속기간 동안 세 번, 즉, 약 7 ㎲, 28 ㎲ 및 42 ㎲에서 발생한다. 언급한 바와 같이, 간섭 신호의 전력은 통상 실제 타겟으로부터의 레이더 에코의 파워보다 높다. 또한, 간섭 신호 및 특정 레이더 센서의 송신 신호는 일반적으로 상관되지 않으며 따라서 간섭은 잡음으로 간주될 수 있고 전반적인 잡음 플로어를 증가시킨다.
도 10은 간섭 및 3 개의 레이더 타겟을 포함하는 (시뮬레이트된) 레인지 맵(R[n,m])의 일례의 3D 도면이다. 3 개의 레이더 타겟은 주파수 빈 번호(n1=200, n2=240 및 n3=300) 주위에서 피크로서 나타나며 모든 처프의 에코 신호에 존재한다(주파수는 타겟의 거리에 대응한다, 수학식 1 참조). 그러나, 일부 처프의 에코 신호에서, 이들 피크에는 간섭이 중첩되고, 레이더 타겟에 의해 야기되는 피크보다 상당히 큰 전력(예를 들어, dB 단위의 크기)을 가질 수 있다. 예를 들어, 처프 번호 40 주위의 처프의 에코 신호에서, 레이더 타겟에 의해 야기된 언급된 피크는 간섭에 의해 흐려져 사라진다.
도 11은 간섭 신호(yRF,I(t))가 어떻게 기저 대역으로 하향 변환되고 실제 레이더 타겟으로부터의 레이더 에코(yRF,T(t))에 중첩(수학식 (2) 내지 (4) 참조)되는지를 블록도를 사용하여 설명한다. 도 11은 도 4를 참조하여 앞에서 설명한 바와 같은 레이더 센서의 RF 프론트엔드(10)를 도시한다. 국부 발진기(101)는 증폭되어(증폭기(102)) TX 안테나(5)를 통해 송신 신호(sRF(t))로서 방사되는 처프의 시퀀스를 포함하는 발진기 신호(sLO(t))를 발생하도록 구성된다. 타겟(T)에서 역 산란되고 RX 안테나(6)에 의해 수신된 신호는 yRF,T(t)로서 표시된다(수학식 (3) 참조, 타겟의 개수(U)는 1임). 또한, 도 11은 발진기 신호(sLO'(t))를 발생하기 위한 LO 발진기(101')를 포함하는 추가의 레이더 센서의 RF 프론트엔드(10')를 도시한다. 발진기 신호(sLO'(t))는 또한 증폭되고(증폭기 102'), 간섭 신호(sRF'(t))로서 TX 안테나(6')에 의해 방사되는 처프의 시퀀스(신호(sLO(t))와는 상이함)를 포함한다. 제 1 레이더 센서의 안테나(6)에 도착하는 간섭 신호는 yRF,I(t)로서 표시된다(수학식 (4) 참조, 간섭자의 개수(V)는 1임).
레이더 에코(yRF,T(t)) 및 간섭 신호(yRF,I(t))는 둘 모두 안테나(6)에 의해 수신되고 믹서(104)의 RF 입력에서 중첩된다. 도 11로부터 알 수 있는 바와 같이, 수신 신호(yRF(t))의 간섭 신호 성분(yRF,I(t))은 수신 신호(yRF(t))에 포함된 레이더 에코(yRF,T(t))와 동일한 방식으로 기저 대역으로 하향 변환된다. 따라서 송신 신호의 순간 주파수(fLO)와 수신된 간섭 신호(yRF,I(t))의 순간 주파수 사이의 주파수 차이가 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)의 대역폭(B) 내에 있을 때, 간섭이 또한 디지털 신호(y[n])에도 존재할 수 있다. 남아 있는 옵션은 영향을 받은 처프의 샘플을 폐기하는 것 또는 디지털 신호 프로세싱 기술을 사용하여 남아 있는 간섭을 (적어도 부분적으로) 억제하는 것이다.
디지털 도메인에서 간섭의 제거를 목표로 하는 두 가지 접근법은 시간 도메인 문턱치화(time domain thresholding)(TDT) 및 주파수 도메인 문턱치화(frequency domain thresholding)(FDT)이다. 두 방법 모두 실제 타겟으로부터의 레이더 에코를 간섭과 구별하는데 사용되는 문턱치를 적응적으로 계산한다. 그러나 실제 시나리오에서는 레이더 에코와 간섭 간의 구별을 신뢰할 수 있게 하는 문턱치를 찾는 것이 어려울 수 있다. 뿐만 아니라, FDT를 사용할 때, 문턱치가 초과되면, 영향을 받은 처프가 폐기되어 추가의 프로세싱 동안 무시될 것이다. TDT를 사용하는 접근법은 처프의 영향을 받은 부분만 폐기한다. 아래에 설명되는 신호 프로세싱 접근법의 예는 레이더 에코를 간섭으로부터 구별하는 문턱치를 필요로 하지 않고 (적어도 부분적인) 간섭 억제를 가능하게 한다.
도 12는 특히 디지털 (기저 대역) 레이더 신호(y(n))를 샘플링함으로써 획득된 레인지 맵(R[n,m])에 기초하여(도 4 및 도 10 참조), 디지털 도메인에서 간섭을 억제 또는 감소시키기 위한 하나의 예시적인 방법을 도시하는 흐름도이다. 제 1 단계(S1)에서, 특정 개수의 처프의 시퀀스를 나타내는 디지털 레이더 신호(y[n])로부터 레인지 맵(R[n])이 계산된다. 일반성을 잃지 않고, 처프의 개수는 M으로 나타내고, 샘플링 속도는 각 처프가 N 개 샘플로 표현되도록 선택된다. 따라서, 디지털 레이더 신호(y[n])의 N×M 샘플이 처리된다. 도 6의 다이어그램 (b) 및 (c)에 도시된 바와 같이, 이들 샘플은 본 명세서에서 Y[n,m]으로 표시되는 N×M 매트릭스로 배열될 수 있다. 레인지 맵(R[n,m])은 각각의 M 개 열에 FFT를 적용함으로써 획득될 수 있다. 레인지 맵(R[n,m])의 라인 인덱스(n)는 이산 주파수 값(주파수 빈)을 나타내고 열 인덱스(m)는 처프 개수(또는 느린 시간 축상의 시간 값)를 나타낸다.
도 6을 참조하여 위에서 설명된 바와 같이, 레인지 맵(R[n,m])의 M 개 열은 송신된 RF 신호(sRF(t))에 포함된 처프에 의해 야기되는 레이더 에코를 나타내는 디지털 레이더 신호(y[n])의 M 개 세그먼트의 스펙트럼을 포함한다. 즉, 레인지 맵(R[n,m])의 매트릭스 원소는 복소수 값의 스펙트럼 값(
Figure 112019012549623-pat00005
)이고, 여기서 각각의 스펙트럼 값(
Figure 112019012549623-pat00006
)은 특정 주파수 빈 및 특정 처프 번호(또는 느린 시간 축상의 시간 값)과 연관된다. 복소수 값(
Figure 112019012549623-pat00007
)은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112019012549623-pat00008
여기서, An,m은 크기를 나타내고,
Figure 112019012549623-pat00009
n,m은 스펙트럼 값(
Figure 112019012549623-pat00010
)의 각각의 위상을 나타내고, j는 허수 단위를 나타낸다. 언급한 바와 같이, n은 주파수 빈을 나타내며, m은 처프 번호(느린 시간 축상의 시간 값(m·TCHIRP)과 동등함)이다. 보다 일반적인 접근법에 따르면, 각각의 복소수 값의 스펙트럼 값(
Figure 112019012549623-pat00011
)은 진폭, 위상, 실수부 또는 허수부 또는 복소수 값을 표현하기에 적합한 임의의 다른 파라미터(예를 들어, 지수 함수(
Figure 112019012549623-pat00012
))일 수 있는 적어도 제 1 파라미터에 의해 표현된다.
다시 도 12의 흐름도를 참조하면, 평활화 연산(smoothing operation)이 레인지 맵(도 12의 단계(S2), n = 0, . . ., N-1)의 적어도 하나에 대해, 일부에 대해, 또는 모든 주파수 빈(n)에 대해 제 1 파라미터(예를 들어, 크기(An,0, An,1, . . ., An,m-1))의 시퀀스에 적용된다. 다시 말해서, 평활화 연산이 레인지 맵(R[n,m])의 적어도 하나의 라인에 (또는 라인 별로 또는 각 라인에) 적용되고, 여기서 평활화 연산은 비선형 동작일 수 있으며 제 1 파라미터가 크기이고 제 2 파라미터가 위상인 경우에는 크기 값(An,m)에만 영향을 미치지만 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00013
n,0)은 그대로 둔다. 단계(S3)에서, 평탄화된 레인지 맵으로부터 종래의 방식(도 6 참조)으로 레인지 도플러/맵(X[n,m])이 계산될 수 있고, 레인지 도플러/맵(X[n,m])에 기초하여 임의의 공지된 알고리즘을 사용하여 타겟 검출(거리, 속도)이 수행될 수 있다(단계(S4)). 언급한 바와 같이, 각각의 주파수 빈(n)은 특정 레인지/거리 값에 대응한다. 다음의 예에서, 제 1 파라미터는 레인지 맵의 스펙트럼 값의 크기이며 위상은 제 2 파라미터로서 간주될 수 있다. 그러나, 본 개시내용은 크기를 평활화하는 것으로 제한되지 않는다는 것을 유의하여야 한다.
이하, 평활화 연산이 보다 상세하게 논의된다. 도 13은 라인이 평활화 연산을 위한 입력 데이터를 포함하는 레인지 맵(R[n,m])을 도시한다. 도면을 단순하게 유지하기 위해 도 13에는 크기(An,m)만 도시되어 있음이 주목된다. 평활화 연산을 보다 상세히 논의하기에 앞서, 시뮬레이션에 의해 획득된 레인지 맵(R[n,m])의 크기 값(An,m)은 특정 예에 대해 분석된다. 도 14에 도시된 파형은 3 개의 다른 주파수 빈(n1, n2 및 n3) 각각에 대한 크기 값(An1,m, An2,m 및 An3,m)을 나타낸다. 본 예에서, 처프의 개수(M)는 256이다(m = 0, . . ., 255).
도 14에서, 파선은 주파수 빈(n3)과 연관된 시퀀스(R[n3,m]=(An3 ,0, An3 , 1 , . . ., An3 ,255))를 나타낸다. 이러한 주파수 빈(n3)에서 (신호 전력에 대응하는) 크기는 기본적으로 잡음만을 포함할 뿐이지 어떠한 레이더 에코 및 간섭도 포함하지 않는다. 따라서, 시퀀스(R[n3, m])는 기본적으로 잡음 플로어를 나타낸다(즉, 잡음만의 신호(noise-only signal)의 하나의 실현물이다). 실선은 주파수 빈(n1)과 연관된 시퀀스(R[n1,m]=(An1,0, An1,1, . . ., An1,255))를 나타내며; 이러한 주파수 빈(n1)의 크기는 기본적으로 잡음 및 실제 레이더 타겟으로부터의 레이더 에코를 포함한다. 타겟의 거리(dT)는 수학식 (1)에 따라 결정될 수 있고, 여기서 진동 주파수(Δf)는 주파수 빈(n1)에 의해 주어진다. 도 14에서 알 수 있듯이, 레이더 타겟에 의해 야기된 신호 크기(전력)는 잡음 플로어보다 상당히 높으며 모든 255 개 처프에 대해 거의 동일하다. 즉, 시퀀스(R[n1,m])는 기본적으로 잡음 및 간섭으로 인한 작은 변동만 있는 평평한 수평 라인이다. 점선은 주파수 빈(n2)과 연관된 시퀀스(R[n2,m]=(An2,0, An2,1, . . ., An2,255))를 나타내며; 이러한 주파수 빈(n2)의 크기는 기본적으로 잡음 및 간섭을 포함하지만 어떠한 레이더 에코도 포함하지 않는다. 도 14에서 알 수 있는 바와 같이, 간섭에 의해 야기된 신호 크기(전력)는 잡음 플로어보다 상당히 높을 수 있지만, 보통 255 개 처프에 걸쳐 매우 크게 변할 것이다. 일부 처프(예를 들어, m
Figure 112019012549623-pat00014
0 내지 9, 또는 m
Figure 112019012549623-pat00015
120, m
Figure 112019012549623-pat00016
150 내지 160 등)의 경우, 신호 전력은 잡음 플로어에 가까우며, 반면에 다른 처프의 경우 신호 전력은 레이더 에코의 신호 전력과 유사하거나 심지어 더 높을 수 있다.
위의 내용을 요약하면, 도 14의 다이어그램에서 3 개의 곡선은 특정한 이산 주파수 값(주파수 빈)에서의 레인지 맵의 열을 통해 "섹션"을 시각화하며; 이들 섹션은 느린 시간 축(처프 번호)에 대한 각 주파수 빈의 신호 크기/전력을 보여준다. 현실적인 자율 애플리케이션 시나리오를 고려할 때 레이더 에코 자체는 느린 시간 축을 따라 크게 변하지 않는 (국부) 피크로서 나타날 것이다. 즉, 실질적으로 동일한 피크 전력이 관련된 주파수 빈에서의 모든 처프에 출현할 것이다. 이와 다르게 간섭 신호 자체 또한 피크로 나타날 것이고; 그러나 이 피크는 느린 시간 축을 따라 크게 변한다. 즉, 간섭으로 인한 신호 전력은 관련 주파수 빈에서의 모든 처프에서 통상 고르게 출현하지 않을 것이다. 그러나 이것은 잠재적인 간섭자의 개수에 따라 크게 달라질 수 있다.
도 15는 위에서 언급한 평활화 연산을 레인지 맵(R[n,m])의 라인에 적용함으로써 어떻게 간섭이 억제되거나 적어도 감소될 수 있는지에 관한 2 개의 예를 도시한다. 도 15의 다이어그램 (a)에 따르면, 평활화 연산은 각각의 주파수 빈마다, 느린 시간 축을 따른 스펙트럼 값의 크기에 적용된다. 다시 말해서, 각 주파수 빈에 대해, M 개의 연속적인 처프와 연관된 스펙트럼 값의 크기는 간섭으로 인한 강한 변동(도 14의 파선 곡선 참조)을 줄이기 위해 평활화된다. 평활화 연산은 (간섭으로 인한) 느린 시간 축을 따른 강한 변동을 감소시키도록 구성되는 비선형 연산일 수 있지만, 실제 타겟으로부터의 레이더 에코에 실질적으로 크게 영향을 미치지 않는데, 이것은 이들 레이더 에코가 느린 시간 축을 따라 실질적으로 일정한 국부 신호 최대치(도 14의 실선 곡선 참조)를 야기하기 때문이다.
따라서, 평활화 연산은 특정 주파수 빈(n)에서의 크기 값(An,0, An,1, . . ., An,M-1)을 평활화된 크기 값(A'n,0, A'n,1, . . ., A'n,M-1)에 맵핑하는 함수로서 다음과 같이 작성될 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112019012549623-pat00017
하나의 간단한 예로, 평활화 연산은 최소치 연산(minimum operation)(min(·))일 수 있다. 이 경우 평활화 연산은 다음과 같이 작성할 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112019012549623-pat00018
여기서 An,min = min(An,0, An,1, . . ., An,M-1) 이다. 다시 말해서, 각 주파수 빈(n = 0, 1, . . . N-1)에서, 크기(An,m)는 최소치(An,min)로 대체된다. 이 예는 도 15의 다이어그램 (b)에 도시된다.
최소치 연산은 시뮬레이트된 데이터(시뮬레이트된 레이더 에코 및 간섭을 포함하는 시뮬레이트된 레인지 맵)에 적용될 때 양호한 결과를 산출하지만, 다른 평활화 연산은 실제 레이더 타겟 및 간섭자로부터 측정된 데이터에 적용될 때 더 양호한 결과를 산출할 수 있으리라고 생각된다. 다른 적합한 평활화 연산은, 그 중에서도 평균화, 이동 평균 필터, 메디언 필터, 슬라이딩 윈도우에서의 최소치 연산(이동 최소치) 등일 수 있다. 2 개 이상의 평활화 연산이 조합되어 더 적합한 평활화 연산을 획득할 수 있다. 메디안 필터의 경우, 수학식 (6)에서 값(A'n,m)은 다음과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112019012549623-pat00019
여기서 2w+1은 미디언 필터의 윈도우 크기이고, 여기서 0보다 작고 M-1보다 큰 인덱스는 각각 0 및 M-1로 대체된다. 예시적인 윈도우 크기가 7(w = 3)인 경우, 수학식 (8)은 다음과 같이 산출된다.
[수학식 9]
Figure 112019012549623-pat00020
언급한 바와 같이, 평활화 연산은 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00021
n,m)에 영향을 미치지 않는다. 따라서, 평활화된 레인지 맵(R'[n,m])은 평활화된 크기 값(A'n,m) 및 원래의 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00022
n,m)으로 구성된다. 즉,
[수학식 10]
Figure 112019012549623-pat00023
평활화된 레인지 맵(R'[n,m])은 타겟 속도의 검출을 가능하게 하는 레인지-도플러 맵(X[n,m])을 획득하기 위해, 임의의 종래의 방식으로, 예를 들어, 그 중에서도 레인지 맵(R'[n,m])의 라인에 FFT의 제 2 단계를 적용함으로써 추가 처리될 수 있다. 타겟 검출 및 분류는 통상의 알고리즘을 사용하여 레인지-도플러 맵(X[n,m])에 기초하여 수행될 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 평활화 연산은 느린 시간 축을 따른 레인지 맵에 라인 별로 (또는 전치 표현(transposed representation)이 사용된다면 열 별로) 적용되는데, 즉, 평활화 연산은 각 처프마다 특정 주파수 빈의 스펙트럼 값의 크기에 적용된다. 따라서, 특정 주파수 빈의 스펙트럼 값의 크기는 시간-이산 신호로서 간주될 수 있고 언급된 평활화 연산 중 적어도 일부는 시간-이산 필터(예를 들어, 미디언 필터)와 같은 수학적 연산으로 간주될 수 있다.
본 명세서에 설명된 예에 따르면, 레인지 맵(R[n,m])의 크기(An,m)만 평활화되고, 반면에 위상 항은 변하지 않고 남는다. 이것은 레인지/도플러 프로세싱을 진행하게 하여 검출된 타겟의 속도를 결정할 수 있다. 그러나 간섭은 크기(An,m)뿐만 아니라 위상 값에도 영향을 미친다. 간섭 신호 전력이 비교적 낮은 경우(예를 들어, 간섭 전력이 레이더 에코의 전력을 크게 초과하지 않을 때), 간섭으로 인한 위상 항(
Figure 112019012549623-pat00024
)의 열화는 무시할 수 있는 타겟 속도의 측정 오차를 초래할 수 있다. 그러나 간섭 신호 전력이 더 큰 경우(예를 들어, 간섭 전력(t)이 레이더 에코의 전력을 크게 초과할 때), 간섭으로 인한 위상 항(
Figure 112019012549623-pat00025
)의 열화는 속도 측정의 현저한 변질을 초래할 수 있다.
이 상황은 도 16에 도시된다. 도 16의 다이어그램 (a) 및 (b)는 본 명세서에 설명된 예에 따른 간섭 억제의 효과뿐만 아니라 복소수 값의 레이더 에코와 간섭 신호의 중첩을 도시한다. 다이어그램 (a)에 도시된 경우, 간섭은 타겟으로부터의 레이더 에코 신호의 위상을 약간만 저하시키는데, 이것은 왜곡되지 않은 레이더 에코 신호와 간섭 억제 후의 레이더 에코 신호 사이의 작은 위상 오차를 초래한다. 다이어그램 (b)에 도시된 경우, 간섭은 타겟으로부터의 레이더 에코 신호의 위상을 현저하게 저하시키고, 따라서 큰 위상 오차를 초래한다. 위에서 제시한 레인지 맵(R[n,m])의 크기(An,m)를 평활화하는 개념은 위상 항(
Figure 112019012549623-pat00026
)의 추가 조작/보정을 배제하지 않는다. 위상 항을 보정(복원)하기 위한 방법의 일례가 아래에서 설명될 것이며; 이 방법은 위에서 설명한 간섭 억제와 관련하여 사용될 수 있다.
위상 복원 개념을 보다 상세히 설명하기에 앞서, 위상 정보의 복원은 실제 레이더 타겟의 레이더 에코가 출현하는 레인지 맵(도 6의 레인지 맵(R[n,m]) 참조)의 부분에서만 유용하다는 것을 유의하여야 한다. 도 10의 레인지 맵에 도시된 바와 같이, (예를 들어, 간섭 억제 이후에) 3 개의 레이더 타겟이 식별되면, 레이더 타겟이 충분한 신호 전력을 야기하는 해당하는 3 개의 주파수 빈에서만 위상 정보가 복원되면 된다. 따라서, 위상 복원 방법은 주파수 빈의 선택으로 시작한다. 추가 논의를 위해, 3 개의 타겟의 레이더 에코가 주파수 빈(n1, n2 및 n3)에서 출현한다고 가정하며, 그 결과, 라인(R[n1,m], R[n2,m] 및 R[n3,m])만이 위상 복원을 위한 것으로 간주될 것이다(m = 0, . . , M-1, 도 6 참조).
도 17의 다이어그램 (a)는 주파수 빈(n1)에 대한 본 예에서, 선택된 주파수 빈 중의 하나의 주파수 빈에 대해 저속 시간 축을 따른 신호 전력(또는 신호 진폭)을 도시한다. 실선은 평활화된 진폭(An1,min)을 나타내며, 평활화 연산이 최소치 연산이라면 느린 시간 축을 따라 일정하다. 굵은 파선은 간섭에 의해 영향을 받은 평활되지 않은 진폭(An1,min)을 나타낸다. 간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하기 위해, 진폭(An1,0, An1,1, . . . , An1,M-1)이 문턱치 레벨(ATH)과 비교될 수 있고, 진폭(An1,m)이 문턱치 레벨(ATH)을 초과하는 그런 인덱스(m)(처프 에코의 개수)는 "간섭에 영향 받음"으로 마킹된다. 서술된 예에서, 인덱스(m1, m2, m3, m4, m5 및 m6)를 갖는 처프 에코는 간섭의 영향을 받은 처프 에코이다. 언급된 마킹은 예를 들어, (영향 받은 처프 에코를 표시하는) 인덱스 위치(m1, m2, m3, m4, m5 및 m6)에 대해 “1”을 포함하고 나머지 모든 인덱스 위치에 대해 "0"을 포함하는 1×M 벡터(V)를 생성함으로써 달성될 수 있다. 다시 말해서, 벡터(V)는 다음과 같이 정의된다.
[수학식 11]
Figure 112019012549623-pat00027
기본적으로, 벡터(V)는 간섭에 의해 영향을 받은 이들 처프 에코의 인덱스의 리스트로 간주될 수 있다. 실제로, 벡터(V)를 생성하는 대신에 간단한 리스트 또는 임의의 다른 종류의 마킹이 사용될 수 있다. 도 17의 다이어그램 (b)는 주파수 빈(n1)에 대한 벡터(V)를 도시하고, 여기서 벡터(V)는 조건(An1,m ≥ ATH)이 참(true)인 것으로 성립되는 그런 인덱스(m)에서 "1"을 포함하고(수학식 11 참조) 그렇지 않으면 "0"을 포함한다.
본 예에서, 간섭에 영향을 받은 처프 에코와 영향을 받지 않은 처프 에코를 구별하기 위해 간단한 문턱치 기술이 사용된다. 간섭을 포함하는 처프 에코를 식별하기 위해 다른 보다 복잡한 기준이 사용될 수 있으리라고 생각된다. 예를 들어, 분산 또는 표준 편차와 같은 통계적 파라미터가 레인지 맵(R[n,m])의 주파수 축을 따른 진폭 값에 대해 계산될 수 있다. 따라서, 벡터는 대안적으로 다음과 같이 생성될 수 있다:
[수학식 12]
Figure 112019012549623-pat00028
여기서 σTH 2는 분산 문턱치이다. 수학식 11의 접근법을 사용할 때, 임계 레벨(ATH)은 예를 들어, 평활화된 레인지 맵(R'[n,m])의 주파수 빈(n1)의 진폭 피크(A'n1,0)에 따라 설정될 수 있다. 평활화를 위한 최소치 연산(수학식 7 참조)을 사용할 때, 최소치 진폭 값(An1,min)이 A'n1,0 대신 사용될 수 있다. 대안적으로, 문턱치 레벨(ATH)은 평활화된 레인지 맵(R'[n,m])의 고려된 주파수 빈(n1)의 평균 진폭에 따라 설정될 수 있다. 예를 들어, 문턱치 레벨(ATH)은 An1,min에 비례할 수 있다. 즉,
[수학식 13]
Figure 112019012549623-pat00029
여기서 α는 예를 들어, 1.2와 2.0 사이에서 선택될 수 있다. 다시 말해서, 주파수 빈(n1)에서의 간섭을 검출하기 위한 문턱치 레벨은 실제 레이더 타겟의 레이더 에코에 의해 야기된 피크 진폭(An1,min)의 120 퍼센트 내지 200 퍼센트의 범위로 설정될 수 있다. 수학식 12의 접근법을 사용할 때, 주파수 빈(n1, n2 및 n3)의 진폭(An1,m, An2,m 및 An3,m)은 분산의 계산을 위해 생략될 수 있고, 따라서 계산된 분산은 실제 레이더 타겟의 레이더 에코에 의해 야기된 피크 진폭에 의해 영향을 받지 않는다.
간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코의 인덱스(도 17의 예에서, 처프 번호(m1, m2, m3, m4, m5, m6 및 m7)가 식별되면, 위상 정보는 선택된 주파수 빈(예를 들어, 빈(n1, n2 및 n3)에 대해 처리될 수 있고, 간섭에 영향을 받은 처프 에코로부터의 위상 값은 무시되며 따라서 위상 복원을 위해 사용되지 않는다. 다시 말해서, 위상 복원은 간섭에 의한 영향을 받지 않은 그러한 처프 에코만으로부터의 위상 값에 기초하여 수행된다. 여러 접근법이 위상 정보를 복원하는데 적합할 수 있는데, 모든 접근법은 간섭에 영향을 받은 처프 번호와 연관된 측정된 레인지 맵(R[n,m])의 그런 열에 포함된 왜곡된 위상 항(
Figure 112019012549623-pat00030
)을 왜곡되지 않은 위상의 추정치(예를 들어, 근사치)로 대체하려고 시도하며; 이들 추정치/근사치는 간섭에 영향을 받은 처프 번호와 연관되지 않은 측정된 레인지 맵(R[n,m])의 그런 열로부터 취한 왜곡되지 않은 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00031
)에 기초하여 계산될 수 있다. 언급한 바와 같이, 위상 복원은 선택된 주파수 빈에 대해서만, 즉, 실제 레이더 타겟을 나타내는 국부 최대값을 포함하는 주파수 빈에 대해서만 쓸모 있을 뿐이다.
도 18은 이동하는 레이더 타겟에 대응하는 특정 주파수 빈(n1)에 대한 느린 시간 축을 따른 위상의 2 개의 예시적인 파형을 도시한다. 도 18의 다이어그램 (a)는 왜곡되지 않은 위상의 이상적인 경우를 도시한다. 타겟의 속도는 하나의 레인지 맵에 대한 데이터 획득 중에 실질적으로 일정하고, 따라서 위상은 선형적이라고 가정된다. 즉,
[수학식 14]
Figure 112019012549623-pat00032
다시 말해서, 주파수 빈(n1)에서 위상의 기울기(
Figure 112019012549623-pat00033
)는 일정하고 레이더 타겟의 속도에 비례한다. 도 18의 다이어그램 (a)의 파형의 톱니 모양은 -π에서 π까지(즉, -180°에서 180°까지)의 위상 전이에 의해서만 야기된다는 점에 유의하여야 한다. 그러나 이것은 다이어그램에서 위상이 어떻게 예시되는지에 관한 문제일 뿐이다. 실제로, 위상은
Figure 112019012549623-pat00034
의 기울기를 갖고 위상이 언래핑된(unwrapped) 후 약 4로부터 아래로 -11π로 이어지는 직선으로 표현될 수도 있다. 도 18의 다이어그램 (b)는 위상이 잡음, 특히 간섭에 의해 왜곡되는 하나의 예를 도시한다. 일부 처프 번호(m)의 경우 파형은 도 18의 다이어그램 (a)의 이상적인 형태로부터 상당히 벗어나 있음을 알 수 있다.
언급한 바와 같이, 왜곡된 위상 값의 복원은 기본적으로 왜곡된 위상 값을 "실제" (왜곡되지 않은) 위상 값의 근사치로 대체하는 것에 기초하며, 추정치(예를 들어, 근사치)는 간섭에 의한 영향을 받지 않는 위상 값으로부터 획득된다. 하나의 예시적인 접근법에 따르면, 도 18의 다이어그램 (a)에 도시된 바와 같은 이상적인 선형 위상은 특정 주파수 빈(n1)의 경우, 선형 회귀(linear regression)를 사용하여 복원될 수 있다. 이러한 예에 따르면, 선형 회귀 라인은 각각의 주파수 빈(n1)에 포함된 왜곡되지 않은 위상 값 만으로부터 (즉, 간섭에 영향을 받은 처프 에코로부터 왜곡된 위상 값을 무시하여) 계산된다. 이러한 프로세스는 선택된 각각의 주파수 빈(n1, n2 및 n3)마다 (즉, 각각의 검출된 타겟마다) 반복될 수 있다.
다른 예시적인 접근법에 따르면, 하나 이상의 이웃하는 왜곡된 위상 값은 위상 값을 보간함으로써 근사화될 수 있다. 예를 들어, 인덱스(m2 및 m3 = m2 + 1(도 17 참조)을 갖는 간섭에 영향을 받은 처프 에코로부터의 연속적 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00035
n1,m2 및
Figure 112019012549623-pat00036
n1,m3)은 다음과 같이 보간될 수 있다:
[수학식 15]
Figure 112019012549623-pat00037
[수학식 16]
Figure 112019012549623-pat00038
유사하게, 인덱스(m4)(도 17 참조)를 갖는 간섭에 영향을 받은 처프 에코로부터의 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00039
n1, m4)은 다음과 같이 보간될 수 있다:
[수학식 17]
Figure 112019012549623-pat00040
보간은 선택된 주파수 빈의 각각(예를 들어, 본 예에서는 주파수 빈(n1))에서 왜곡된 위상 값마다 수행될 수 있다.
또 다른 방법에 따르면, 측정된 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00041
n1,0,
Figure 112019012549623-pat00042
n1,1, . . .,
Figure 112019012549623-pat00043
n1,M-1)은 2 개의 후속하는 처프 사이의 위상차(△
Figure 112019012549623-pat00044
n1,m)를 획득하기 위해 수치적으로 미분된다:
[수학식 18]
Figure 112019012549623-pat00045
이러한 위상차는 각 주파수 빈(n1)에 대한 평균 위상차(
Figure 112019012549623-pat00046
)를 획득하기 위해 평균화될 수 있으며, 여기서 왜곡된 위상 값에 기초한 이들 위상차는 평균화를 위해 무시된다. 인덱스(m1, m2, m3, m4, m5, m6, 및 m7)를 갖는 위상 값이 왜곡된다고 가정하면, 인덱스((m1-1), m1, (m2-1), m2, (m3-1), m3 등)를 갖는 평균 위상차(△
Figure 112019012549623-pat00047
n1,m)는 평균 위상차(
Figure 112019012549623-pat00048
)를 계산하는데 사용되지 않는다. 주파수 빈(n1)에 대한 제 1 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00049
n1,0)이 간섭의 결과로서 왜곡되지 않은 것으로 가정하면, 위상 값은 다음과 같이 계산함으로서 복원될 수 있다(복원된 위상 값은
Figure 112019012549623-pat00050
n1,m'로 표시된다).
[수학식 19]
Figure 112019012549623-pat00051
단일의 수신 안테나를 가진 애플리케이션에서(예를 들어, DoA가 결정되지 않을 때), 초기 위상(
Figure 112019012549623-pat00052
n1,0)은 0으로 설정될 수 있는데, 이것은 위상의 변화(그레디언트)만이 그로부터 도출된 레인지 맵 또는 레인지-도플러 맵의 추가 평가를 위해 (예를 들어, 레이더 타겟의 속도의 계산을 위해) 필요할 수 있기 때문이라는 것이 주목된다. 그러한 애플리케이션에서, 수학식 19는 다음과 같이 단순화될 수 있다.
[수학식 20]
Figure 112019012549623-pat00053
그러나, 일부 애플리케이션에서, (예를 들어, 다중 안테나로부터의 신호를 사용하여 레이더 타겟의 DoA를 결정할 때) 그 값이 추가 프로세싱에서 필요할 수 있기 때문에, 초기 위상(
Figure 112019012549623-pat00054
n1, 0)은 0으로 설정되지 않을 수 있다는 것이 주목된다. 계산되고 평균화된 위상차(수학식 18 참조)는 반드시 2 개의 연속적인 처프 사이의 위상차일 필요가 없다는 것이 또한 주목된다. 대안적으로, (인덱스(m)과 인덱스(m+2)를 갖는) 2 개 이상의 후속하는 처프 사이의 위상차(△
Figure 112019012549623-pat00055
n1,m =
Figure 112019012549623-pat00056
n1,m+2) -
Figure 112019012549623-pat00057
n1, m (m = 1, 2, . . . M-2))가 고려될 수 있다.
도 19는 간섭으로 인해 왜곡된 위상 값의 보정/복원을 위한 본 명세서에 설명된 예의 개요를 제공한다. 실선은 선택된 주파수 빈에 대해 느린 시간 축을 따른 위상을 도시하는 원래의 파형을 나타낸다. 왜곡된 것으로 식별된 위상 값(즉, 간섭에 영향을 받은 것으로 식별된 처프 에코 신호로 말미암은 위상 값)은 도 17의 다이어그램 (b)에서와 동일한 방식으로 마킹된다. 보정된/복원된 (선형) 위상은 수학식 19에 따른 접근법을 위상을 보정하는데 사용한 파선으로 표시된다.
어떤 접근법이 위상 복원에 사용되는지에 상관없이, 복원된/보정된 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00058
n1,m')은 원래의 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00059
n1,m)(수학식 10 참조) 대신에 평활화된 레인지 맵(R'[n,m])에서 사용될 수 있다. 즉,
[수학식 21a]
Figure 112019012549623-pat00060
이며
Figure 112019012549623-pat00061
[수학식 21b]
Figure 112019012549623-pat00062
이며
Figure 112019012549623-pat00063
다시 말하면, 평활화된 진폭 값(A'n,m) 및 복원된/보정된 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00064
n,m')은 검출된 레이더 타겟에 대응하는 선택된 주파수 빈(예를 들어, 주파수 빈(n1, n2 및 n3)에 대해 평활화된 레인지 맵(R'[n,m])을 컴파일하는데 사용된다. 나머지 주파수 빈에서, 원래의 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00065
n,m)이 사용될 수 있다. 수학식 21에 따른 평활화된 레인지 맵(R'[n,m])은 디지털 레이더 데이터의 추가적인 레인지 도플러 프로세싱을 위한 기초가 될 수 있다.
도 20은 위상을 보정/복원하기 위한 본 명세서에 설명된 접근법을 요약하는 흐름도이다. 먼저, 예를 들어, 도 6에 도시된 바와 같이, 디지털 레이더 신호로부터 레인지 맵(R[n,m])이 계산된다. 이 단계(S1)는 도 12의 제 1 단계와 동일하다. 이어서, 간섭에 영향을 받은 처프 에코의 인덱스 번호(인덱스 m)가 식별된다(도 20, 단계(S2a)). 이것은 수학식 11 및 12에 도시된 바와 같이 영향을 받은 인덱스를 벡터(V)에 마킹함으로써 수행될 수 있다. 그런 다음 간섭에 의해 영향을 받지 않은 처프 에코로부터 발생한 왜곡되지 않은 위상 값에 기초하여 선택된 주파수 빈에 대해 보정된 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00066
n1,m')이 계산된다(도 20, 단계(S2b)). 보정된 위상 값(
Figure 112019012549623-pat00067
n1,m')의 이러한 계산은 위에서 상세하게 논의한 바와 같이 선형 회귀 또는 위상차의 보간 또는 평균화를 포함할 수 있다. 실제 구현에 따라, 설명된 방법의 조합이 사용될 수 있다.
도 21은 레인지 도플러 맵에서 위상 복원의 영향을 도시한다. 도 21의 다이어그램 (a)는 위상 보정이 없는 평활화된 레인지 맵으로부터 계산된 레인지 도플러 맵이고, 반면에 도 21의 다이어그램 (b)는 위상을 보정한 평활화된 레인지 맵으로부터 계산된 대응하는 레인지 도플러 맵이다. 위상 보정이 없으면, 레이더 타겟의 속도의 정확한 측정을 교란할 수 있는 아티팩트가 레인지 도플러 맵에 출현할 수 있음을 알 수 있다. 대조적으로, 이들 아티팩트는 본 명세서에 설명된 바와 같이 위상 복원을 사용할 때 레인지 도플러 맵에서 사라진다. 레이더 타겟의 속도를 결정하기 위해 완전한 레인지 도플러 맵을 계산할 필요는 없다는 것이 주목된다. 예를 들어, (주파수 빈(n1)과 연관된) 제 1 레이더 타겟의 속도는 수학식 19 및 20에서 사용된 평균 위상차(
Figure 112019012549623-pat00068
)로부터 직접 계산될 수 있는데, 그 이유는 속도가
Figure 112019012549623-pat00069
에 비례하기 때문이다. 그러나 레인지 도플러 맵은 다른 프로세싱 단계 및 평가에 필요할 수 있다, 예를 들면, 다중 채널 레이더 시스템의 도착 방향을 계산하는데 필요할 수 있다.
마지막으로, 본 명세서에서 사용된 레인지 맵(R[n,m])의 수학적 표현은 일례로 간주되어야 하고 다른 구현예에서 다르게 선택될 수 있다는 것을 유의하여야 한다. 예를 들어, 레인지 맵(R[n,m])뿐만 아니라 레인지/도플러 맵(X[n,m])의 매트릭스 표현은 전치될 수 있다. 또한, 2 차원 표현은 본 명세서에 설명된 예를 구현하는데 사용되는 시스템(프로세서, 소프트웨어 개발 툴 등)에 의존하는 1 차원 표현으로 변환될 수 있다. 위에서 설명한 FFT 연산 및 평활화 연산을 수행하는 컴퓨팅 유닛은 MMIC에 통합될 수 있거나 또는 HF 프론트엔드(들)를 포함하는 MMIC(들)와 동일한 회로 기판상에 또는 그와 동일한 레이더 모듈에 배열될 수 있는 별개의 칩에 배열될 수 있다. 일반적으로, "컴퓨팅 유닛"이라는 용어는 본 명세서에 설명된 실시예와 관련하여 언급된 계산을 수행하기에 적합하고 그 계산을 수행하도록 구성된 임의의 하드웨어 또는 소프트웨어 엔티티 또는 이들의 조합을 망라하는데 사용된다. 일부 실시예에서, 컴퓨팅 유닛은 적절한 소프트웨어로 프로그램된 디지털 신호 프로세서를 포함할 수 있다. 그러나, 임의의 디지털 신호 프로세서는 특정 계산을 수행하기 위해 하드웨어 가속을 포함할 수 있음이 주목된다. 예를 들어, 하드웨어 MAC(multiply-accumulate)(곱셈 누산) 유닛의 체인이 사용되어 레인지 맵 및 레인지 도플러 맵을 계산하는데 사용되는 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)(FFT) 알고리즘을 수행할 수 있다.
　위상 보정 없이 사용될 때, 본 명세서에 설명된 바와 같은 간섭 억제 접근법은 레이더 에코의 신호 전력이 비교적 높은 단거리 레이더 애플리케이션(비교적 짧은 측정 범위, 예를 들어 최대 50 m까지의 레이더 센서)에 적합할 수 있다. 통상적인 문턱치화 접근법은 장거리 레이더 애플리케이션(비교적 높은 측정 범위, 예를 들어, 50 내지 20 m을 갖는 레이더 센서)에서 대안적으로 또는 부가적으로 사용될 수 있다. 일반적으로, 본 명세서에 설명된 간섭 억제 접근법과 TDT 또는 FDT와 같은 공지된 문턱치화 기술의 조합은 단거리 및 장거리 레이더 애플리케이션 둘 모두에 유용할 수 있다.
본 명세서에 설명된 실시예는 소프트웨어로 구현될 수 있다고 이해하여야 한다. 이러한 소프트웨어(예를 들어, 컴퓨터 프로그램)는 프로세서(예를 들어, DSP(40)(예를 들어, 도 3의 DSP(40) 참조)에 의해 실행될 때, 프로세서로 하여금 본 명세서에 설명된 실시예에 따른 하나 이상의 방법을 수행하게 하는 명령어를 포함할 수 있다. 이러한 소프트웨어는 임의의 컴퓨터 판독 가능한 매체를 사용하여 저장되고 배포될 수 있다.
본 발명이 하나 이상의 구현예와 관련하여 예시되고 설명되었지만, 예시된 예에 대한 변경 및/또는 수정이 첨부된 청구범위의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 이루어질 수 있다. 위에서 설명한 구성요소 또는 구조(유닛, 조립체, 디바이스, 회로, 시스템 등)에 의해 수행되는 다양한 기능과 특히 관련하여, 그러한 구성요소를 설명하는데 사용되는 ("수단"이라고 언급하는 것을 비롯한) 용어는 달리 언급하지 않는 한, 본 명세서에 예시된 본 발명의 예시적인 구현예에서 기능을 수행하는 개시된 구조와 구조적으로 동등하지 않을지라도, (예를 들어, 기능적으로 동등한) 설명된 구성요소의 특정 기능을 수행하는 임의의 구성요소 또는 구조에 대응하는 것으로 의도된다.

Claims (18)

  1. 레이더 감지를 수행하기 위한 방법으로서,
    송신된 레이더 신호의 복수의 처프 에코(chirp echo)를 수신하는 단계와,
    상기 복수의 처프 에코에 기초하여 디지털 신호를 생성하는 단계와,
    상기 디지털 신호에 기초하여 레인지 맵(Range Map)을 계산하는 단계 - 상기 레인지 맵은 복수의 값을 포함하고, 각각의 값은 진폭 값 및 위상 값에 의해 표현되며, 각각의 값은 주파수 빈(frequency bin)의 세트 중의 하나의 주파수 빈 및 상기 복수의 처프 에코 중의 하나의 처프 에코와 연관됨 - 와,
    간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하는 단계와,
    하나 이상의 선택된 주파수 빈에 대해, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 보정된 위상 값을 결정하는 단계를 포함하는
    레이더 감지 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하는 상기 단계는,
    상기 하나 이상의 선택된 주파수 빈 중 적어도 하나에 대해, 문턱치 레벨을 초과하는 진폭 값을 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 결정된 진폭 값과 연관된 처프 에코는 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되는
    레이더 감지 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하는 상기 단계는,
    각각의 처프 에코에 대해, 상기 각각의 처프 에코와 연관된 상기 진폭 값의 통계적 파라미터를 계산하는 단계를 포함하고, 상기 처프 에코는 상기 통계적 파라미터에 기초하여 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되는
    레이더 감지 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 통계적 파라미터는 분산 또는 표준 편차인
    레이더 감지 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    보정된 위상 값을 결정하는 상기 단계는,
    상기 레인지 맵에서, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별된 처프 에코와 연관된 적어도 하나의 위상 값을 추정치로 대체하는 단계를 포함하고,
    상기 추정치는 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값으로부터 계산되는
    레이더 감지 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 추정치의 계산은,
    상기 선택된 주파수 빈 중의 각각의 주파수 빈에 대해 2 개의 연속적인 처프 에코 간의 평균 위상 시프트를 결정하는 것을 포함하고,
    상기 평균 위상 시프트의 결정은 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값만을 고려하는
    레이더 감지 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 추정치의 계산은,
    간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 선형 회귀 라인(linear regression line)을 결정하는 것을 포함하는
    레이더 감지 방법.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 추정치의 계산은,
    간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 위상 값을 보간 또는 외삽하는 것을 포함하는
    레이더 감지 방법.
  9. 레이더 디바이스로서,
    송신된 레이더 신호의 복수의 처프 에코를 수신하고 상기 복수의 처프 에코에 기초하여 디지털 신호를 생성하도록 구성된 레이더 수신기와,
    컴퓨팅 유닛을 포함하고, 상기 컴퓨팅 유닛은,
    상기 디지털 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산 - 상기 레인지 맵은 복수의 값을 포함하고, 각각의 값은 진폭 값 및 위상 값에 의해 표현되며, 각각의 값은 주파수 빈의 세트 중의 하나의 주파수 빈 및 상기 복수의 처프 에코 중의 하나의 처프 에코와 연관됨 - 하고,
    간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하고,
    하나 이상의 선택된 주파수 빈에 대해, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 보정된 위상 값을 결정하도록 구성되는
    레이더 디바이스.
  10. 제 9 항에 있어서,
    간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하기 위해, 상기 컴퓨팅 유닛은 또한,
    상기 하나 이상의 선택된 주파수 빈 중 적어도 하나에 대해, 문턱치 레벨을 초과하는 진폭 값을 결정하도록 구성되고, 상기 결정된 진폭 값과 연관된 처프 에코는 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되는
    레이더 디바이스.
  11. 제 9 항에 있어서,
    간섭에 의해 영향을 받은 처프 에코를 식별하기 위해, 상기 컴퓨팅 유닛은 또한,
    각각의 처프 에코에 대해, 상기 각각의 처프 에코와 연관된 상기 진폭 값의 통계적 파라미터를 계산하도록 구성되고, 상기 처프 에코는 상기 통계적 파라미터에 기초하여 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되는
    레이더 디바이스.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 통계적 파라미터는 분산 또는 표준 편차인
    레이더 디바이스.
  13. 제 9 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    보정된 위상 값을 결정하기 위해, 상기 컴퓨팅 유닛은 또한,
    상기 레인지 맵에서, 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별된 처프 에코와 연관된 적어도 하나의 위상 값을 추정치로 대체하도록 구성되고, 상기 추정치는 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값으로부터 계산되는
    레이더 디바이스.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 추정치를 계산하기 위해, 상기 컴퓨팅 유닛은 또한,
    상기 선택된 주파수 빈 중의 각각의 주파수 빈에 대해 2 개의 연속적인 처프 에코 간의 평균 위상 시프트를 결정하도록 구성되고, 상기 평균 위상 시프트의 결정은 간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않은 처프 에코와 연관된 위상 값만을 고려하는
    레이더 디바이스.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 추정치를 계산하기 위해, 상기 컴퓨팅 유닛은 또한,
    간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않는 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 선형 회귀 라인을 결정하도록 구성되는
    레이더 디바이스.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 추정치를 계산하기 위해, 상기 컴퓨팅 유닛은 또한,
    간섭에 의해 영향을 받은 것으로 식별되지 않는 처프 에코와 연관된 위상 값에 기초하여 위상 값을 보간 또는 외삽하도록 구성되는
    레이더 디바이스.
  17. 프로세서 상에서 실행될 때, 상기 프로세서로 하여금 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항의 방법을 수행하게 하는 명령어를 포함하는
    컴퓨터 판독가능 저장 매체에 저장된 컴퓨터 프로그램.
  18. 프로세서 상에서 실행될 때, 상기 프로세서로 하여금 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항의 방법을 수행하게 하는 명령어를 저장하는 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
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