CN110133602A - 具有相位校正的雷达感测 - Google Patents

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Abstract

本文描述了一种雷达方法。根据一个实施例，该方法包括接收发射的雷达信号的多个啁啾回波，基于多个啁啾回波生成数字信号，以及基于该数字信号计算范围图。范围图包括多个值，每个值由幅值的值和相位值表示，并且每个值与一组频率格的一个频率格和多个啁啾回波中的一个啁啾回波相关联。方法还包括标识受干扰影响的啁啾回波，并且基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的相位值，对一个或多个所选择的频率格确定的校正的相位值。

Description

具有相位校正的雷达感测
技术领域
本公开涉及雷达传感器领域，尤其涉及具有干扰抑制的雷达感测技术。
背景技术
在要测量物体的距离和速度的许多传感应用中可以找到雷达传感器。在汽车领域，对可用在所谓的高级驾驶员辅助系统(ADAS)中的雷达传感器的需求不断增加。高级驾驶员辅助系统的示例是“自适应巡航控制”(ACC)和“雷达巡航控制”系统。这种系统可用于自动调节汽车的速度，以便与前方的其他汽车保持安全距离。高级驾驶员辅助系统的另一个示例是盲点监视器，其可以采用雷达传感器来检测车辆盲点中的其他车辆。具体地，自动驾驶汽车可以使用诸如雷达传感器等的许多传感器来检测和定位其周围的各种物体。关于在自动驾驶汽车区域中物体的位置和速度的信息用于帮助安全地导航。
现代雷达系统利用高度集成的RF电路，其可以将雷达收发器的RF前端的所有核心功能集成在一个单个封装(单芯片收发器)中。这种RF前端通常包括尤其是本地RF振荡器(LO)、功率放大器(PA)、低噪声放大器(LNA)和混频器。调频连续波(FMCW)雷达系统使用雷达信号，其频率通过使信号频率爬升和下降来调制。这种雷达信号通常被称为“啁啾信号”或简称为啁啾。雷达传感器通常使用一个或多个天线辐射啁啾的序列，并且所辐射的信号由位于雷达传感器的“视场”中的一个或多个物体(称为雷达目标)反向散射。由雷达传感器接收并处理反向散射信号(雷达回波)。通常使用数字信号处理来完成雷达目标的检测。
随着越来越多的汽车配备雷达传感器，干扰正成为一个问题。即，由(安装在一个汽车中的)第一雷达传感器辐射的雷达信号可以散布到(安装在另一个汽车中的)第二雷达传感器的接收天线中并且损害第二雷达传感器的操作。
发明内容
本文描述了一种雷达方法。根据一个实施例，方法包括接收发射的雷达信号的多个啁啾回波，基于多个啁啾回波生成数字信号，以及基于数字信号计算范围图。范围图包括多个值，每个值由幅度值和相位值表示，并且每个值与频率格集合中的一个频率格和多个啁啾回波中的一个啁啾回波相关联。方法还包括标识受干扰影响的啁啾回波，并且基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的相位值，为一个或多个所选择的频率格确定校正的相位值。
另外，本文描述了一种雷达设备。根据一个实施例，雷达设备包括雷达接收机，该雷达接收机被配置成接收发射的雷达信号的多个啁啾回波并且基于多个啁啾回波生成数字信号。雷达设备还包括计算单元，其被配置成基于数字信号计算范围图，其中范围图包括多个值，每个值由幅度值和相位值表示，并且每个值与频率格集合中的一个频率格和多个啁啾回波中的一个啁啾回波相关联。计算单元还被配置成标识受干扰影响的啁啾回波，并且基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的相位值，对一个或多个所选择的频率格确定校正的相位值。
附图说明
参考以下附图和描述可以更好地理解本发明。图中的组件不一定按比例绘制；相反，重点放在说明本发明的原理。在附图中，相同的附图标记指示对应的部分。在图中：
图1是图示用于距离和/或速度测量的FMCW雷达系统的操作原理的草图。
图2包括图示在FMCW雷达系统中使用的RF信号的频率调制的两个时序图。
图3是图示FMCW雷达设备的基本结构的框图。
图4是图示模拟RF前端的一个示例的电路图，其可以被包括在图3的FMCW雷达设备中。
图5是图示用于雷达传感器中的数据采集的啁啾的序列的时序图。
图6图示了雷达传感器中常用的范围多普勒信号处理的概念。
图7图示了干扰如何散布到雷达传感器的接收器的一个示例。
图8在时序图中图示了雷达传感器的发射信号和来自干扰源的干扰信号，其中这些信号的在频率对时间的波形至少部分地重叠。
图9图示了包括雷达信号(在下变换到基带之后)的一个示例性波形，该雷达信号包括来自目标的雷达回波和图8中所示的干扰。
图10是图示包括来自3个雷达目标和干扰的回波的范围图的3D图。
图11是图示雷达传感器的模拟RF前端和干扰源的模拟RF前端的一个示例的电路图。
图12是图示用于抑制/减少数字雷达信号中的干扰的方法的一个示例性实施方式的流程图。
图13图示了范围图的结构。
图14图示了一个示例性波形，其示出了频率格(包括仅噪声、噪声和雷达回波、以及噪声和干扰)在时间上的信号功率变化。
图15图示了包括在图13的范围图中的幅度的平滑。
图16图示了被包括在图13的范围图中的频谱值的相位如何可能由于干扰而失真的示例。
图17图示了使用针对特定频率的范围图的幅度值来标识受干扰影响的啁啾回波；图(a)图示了在时间上的信号功率，以及图(b)图示了受影响的啁啾回波。
图18包括图示了对于存在移动目标的雷达回波的情况的沿慢时间轴的相位的示例波形；图(a)图示了理想情况，以及图(b)包括由于干扰引起的失真的相位值。
图19图示了范围图的特定频率格中的相位信息的校正/恢复。
图20是表示用于校正/恢复范围图中的相位信息的一种示例性方法的流程图。
图21包括两个范围多普勒图，其中图(a)是从没有相位校正的范围图计算的范围多普勒图，图(b)是从具有在前相位校正的相同范围图计算的范围多普勒图。
具体实施方式
图1图示了常规的频率调制连续波(FMCW)雷达传感器1。在本示例中，分别使用分离的发射(TX)和接收(RX)天线5和6(双基地或伪单基地雷达配置)。然而，应当注意，可以使用单个天线，以便接收天线和发射天线在物理上将是相同的(单基地雷达配置)。发射天线5连续地辐射RF信号sRF(t)，其例如通过锯齿信号(周期性线性斜坡信号)进行频率调制。辐射信号sRF(t)在物体T处反向散射，物体T位于雷达设备的测量范围内的雷达通道中，并且反向散射信号yRF(t)由接收天线6接收。物体T通常被称为雷达目标。在更一般性的示例中，一个以上的目标可以在雷达传感器的视场中，并且可以使用天线阵列代替单个RX天线。类似地，可以使用天线阵列代替单个TX天线。使用天线阵列实现了雷达回波的入射角(通常称为到达方向(DoA))的测量。到达方向的测量对许多应用是重要的，并且因此大多数雷达传感器将使用天线阵列。为了使附图简单，在图中仅示出了一个TX天线和一个RX天线。应当理解，本文描述的概念可以容易地应用于具有天线阵列的雷达传感器。
图2图示了所述的信号sRF(t)的频率调制。如图2的第一图所示的，信号sRF(t)由一系列“啁啾”组成，即具有增加(上啁啾)或减小(下啁啾)频率的正弦波形。在本示例中，码片的瞬时频率fLO(t)在限定的时间跨度TCHIRP内从起始频率fSTART线性地增加到停止频率fSTOP(参见图2的第二图)。这种啁啾也称为线性频率斜坡。在图2中图示了3个相同的线性频率斜坡。然而，应当注意，参数fSTART、fSTOP、TCHIRP以及各个频率斜坡之间的暂停可以根据雷达设备1的实际实施方式而变化。在实践中，频率变化可以是例如线性(线性啁啾、频率斜坡)、指数(指数啁啾)或双曲线(双曲线啁啾)。
图3是图示雷达传感器1的示例性结构的框图。相应地，至少一个发射天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线)连接到RF前端10，RF前端10可以集成在通常称为单片微波集成电路(MMIC)的半导体芯片中。RF前端10可以包括RF信号处理所需的所有电路组件。这种电路组件可以包括例如本地振荡器(LO)、RF功率放大器、低噪声放大器(LNA)、诸如环形波导(rat-race)耦合器和环形器的定向耦合器，以及用于将RF信号(例如，所接收的信号yRF(t)，参见图1)的下转换到基带或IF频带的混频器。如所描述的，可以使用天线阵列代替单个天线。所描绘的示例示出了具有分离的RX和TX天线的双基地(或伪单基地)雷达系统。在单基地雷达系统的情况下，单个天线或单个天线阵列可以用于接收和发射电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器(例如，环行器)可以用于将要从雷达通道接收的RF信号与将要发射到雷达通道的RF信号分离。
在频率调制连续波(FMCW)雷达传感器的情况下，由TX天线5辐射的RF信号可以在大约20GHz(例如24GHz)和81GHz之间的范围内(例如，在汽车应用中大约77GHz)。如所描述的，由RX天线6接收的RF信号包括雷达回波，即，已经在雷达目标处反向散射的信号。所接收的RF信号yRF(t)被下变换到基带，并使用模拟信号处理(参见图3，基带信号处理链20)在基带中进一步处理，模拟信号处理基本上包括滤波和基带信号的放大。最后使用一个或多个模数转换器30对基带信号进行数字化，并在数字域(参见图3，例如在数字信号处理器40中实施的数字信号处理链)中进一步处理。整个系统由系统控制器50控制，系统控制器50可以至少部分地使用执行适当固件的处理器来实施。处理器可以例如包括在微控制器中、数字信号处理器等中。数字信号处理器40(DSP)可以是系统控制器50的一部分或与其分离。RF前端10和模拟基带信号处理链20(以及可选地ADC 30)可以被集成在单个MMIC中。然而，组件可以分布在两个或更多个集成电路中。
图4图示了RF前端10的一个示例性实施方式，其可以被包括在图3中所示的雷达传感器中。应当注意，图4是图示RF前端的基本结构的简化的电路图。可能在很大程度上取决于应用程序的实际的实施方式当然更复杂。RF前端10包括生成RF信号sLO(t)的本地振荡器(LO)101，其可以如上面参考图2所解释的那样进行频率调制。信号sLO(t)也被称为作为LO信号。在雷达应用中，LO信号通常在SHF(超高频)或EHF(极高频)频带中，例如，在汽车应用中在76GHz和81GHz之间。
LO信号sLO(t)在发送信号路径中以及在接收信号路径中被处理。通过例如使用RF功率放大器102放大LO信号sLO(t)来生成由TX天线5辐射的发射信号sRF(t)。放大器102的输出例如经由带状线、耦合器、匹配网络等耦合到TX天线5。由RX天线6提供的所接收的信号yRF(t)被提供给混频器104。在本示例中，所接收的信号yRF(t)(即，天线信号)由RF放大器103(例如，具有增益g的低噪声放大器)预放大，以便混频器在其RF输入处接收放大的信号g·yRF(t)。混频器104还在其基准输入处接收LO信号sLO(t)，并且被配置成将放大的信号g·yRF(t)下变换到基带中。在混频器输出处得到的基带信号被表示为yBB(t)。基带信号yBB(t)由模拟基带信号处理链20(也参见图3)进一步处理，模拟基带信号处理链20基本上包括一个或多个滤波器(例如带通21)以去除不期望的边带和镜像频率，以及一个或多个放大器(诸如放大器22)。可以提供给模数转换器(参见图3)的模拟输出信号被表示为y(t)。
在本示例中，混频器104将RF信号g·yRF(t)(放大的天线信号)下变换到基带中。相应的基带信号(混频器输出信号)由yBB(t)表示。下变换可以在单个级中(即从RF频带到基带中)完成，或者经由一个或多个中间级(从RF频带到IF频带，随后到基带)完成。可以使用模数转换器30(参见图3，在图4中未示出)将模拟输出信号y(t)数字化，并且相应的数字输出信号被表示为y[n]。该信号也称为数字雷达信号。
图5示意性地图示了在FMCW雷达传感器中通常实施的示例性FM方案。在所描绘的示例中，发送16个上啁啾的序列以用于一次数据采集。应当注意，在实践中，啁啾序列通常包括更多的啁啾(例如256个啁啾)，并且仅为了说明目的而简化本示例。在图6中图示用于评估雷达回波的一种示例性信号处理方法。所描绘的信号处理方案通常被称为范围/多普勒处理，并且通常在雷达传感器中用于检测由所谓的范围/多普勒图(见图6)表示的范围/速度域中的雷达目标。
图6图示了由辐射频率调制的雷达信号FMCW雷达传感器使用的测量原理，该频率调制的雷达信号使用锯齿形调制信号进行调制。图6的图(a)示出了射出雷达信号的频率对时间(实线，参见图4，信号sRF(f))和相应的入射雷达信号(虚线，参见图4，信号yRF(T))。因此，射出雷达信号的频率从起始频率fSTART线性地增加到停止频率fSTOP(啁啾号0)，然后回落到fSTART并再次增加直到达到停止频率fSTOP(啁啾号1)，等等。如前面参考图5所描述的，射出雷达信号由“频率斜坡”(也被称为“啁啾脉冲”或“啁啾”)的序列组成。取决于应用，可以在两个连续啁啾之间插入定义的调制暂停，其中在暂停期间雷达信号可以保持在停止频率或起始频率(或者在停止频率和起始频率之间的任何频率)。一个啁啾的持续时间TCHIRP可以在几微秒上到几毫秒的范围内，例如20μs至2000μs。然而，取决于应用，实际值可以更大或更小。
由于从TX天线到雷达目标(雷达信号在该雷达目标处反向散射)并返回RX天线的雷达信号的行进时间，入射雷达信号(由RX天线接收)相对于射出雷达信号(由天线辐射)滞后一段时滞Δt。时滞Δt通常被称为往返延迟RTD。雷达目标与雷达传感器的距离dT是dT＝c·Δt/2，即光速c乘以时滞Δt的一半。如可以从图6(图a)看出的，时滞Δt导致频移Δf，频移Δf可以通过对入射信号进行下混合(参见图4，混频器104，图6的图(b))、对基带信号数字化，并执行后续的数字频谱分析来确定；频移在基带信号中表现为拍频。当使用线性啁啾(即锯齿形调制信号)时，时滞Δt可以计算为Δt＝Δf/k，其中因子k是频率斜坡的陡度，其可以被计算为k＝(fSTOP-fSTART)/TCHIRP。
尽管上面已经概述了FMCW雷达传感器的基本操作原理，但是应当注意，可以在实践中应用更复杂的信号处理。具体地，由于多普勒效应引起的入射信号的附加频移fD可能导致距离测量上的误差，因为多普勒频移fD增加到频移Δf，频移Δf是由于雷达信号的行进时间Δt(往返延迟RTD)造成的，如上面所解释的。取决于应用，还可以从射出和入射雷达信号估计多普勒频移，而在一些应用中，多普勒频移对于距离测量可以忽略不计。具体地，这可以是当啁啾持续时间TCHIRP较短时的情况，以使得与针对雷达传感器的测量范围内的任何距离的多普勒频移fD相比，频移Δf将较高。在本示例中，雷达信号的频率从fSTART增加到fSTOP，这导致所谓的“上啁啾”。然而，可以利用“下啁啾”应用相同的测量技术，即当停止频率fSTOP低于起始频率fSTART并且频率在啁啾期间从fSTART减小到fSTOP时。在一些雷达系统中，当基于“上啁啾”和“下啁啾”计算距离时，可以消除多普勒频移。理论上，雷达目标的实际测量距离dT可以被计算为从上啁啾回波获得的距离值和从下啁啾回波获得的距离值的平均值；通过平均，将多普勒频移抵消。
数字FMCW雷达信号的一种示例性标准信号处理技术(参见图3，DSP 40)包括范围-多普勒图(也称为范围-多普勒图像)的计算。通常，线性FMCW雷达通过发射线性啁啾的序列，并混合(下变换)来自目标的延迟的回波(参见图4，信号yRF(t))与所发射的信号的副本(参见图4，混频器104)来获得目标信息(即雷达目标的距离、角度和速度)，如在图6中的图(b)所图示的。可以从该下变换的信号的频谱中提取目标范围信息(即，传感器和雷达目标之间的距离)。例如，可以通过如下面更详细描述的两个阶段傅里叶变换来获得范围-多普勒图。范围-多普勒图可以用作各种目标检测、标识和分类算法的基础。
如上面所指示的，雷达目标与雷达传感器的距离dT可以被计算为：
dT＝c·Δf·TCHIRP/(2·B)， (1)
其中Δf表示拍频，以及B表示啁啾的带宽(B＝|fSTOP-fSTART|)。因此，线性FMCW雷达的基本信号处理涉及通过频谱分析确定拍频。当雷达目标移动时，必须考虑多普勒效应以确定雷达目标的速度(相对于雷达传感器)。这可以基于所述的范围-多普勒图来完成，范围-多普勒图可以使用所谓的范围-多普勒处理来计算。在本文描述的示例中，数字信号处理器用作计算单元以执行获得该范围图所需的计算。然而，应当注意，所需的计算可以由各种硬件和软件实体或其组合来执行，并且通常，术语计算单元和处理器涵盖能够且被配置成执行结合本文所描述的实施例描述的计算的任何硬件或软件实体或其组合。
用于计算范围-多普勒图的常用方法包括两个步骤，其中每个步骤包括几个傅里叶变换的计算，通常使用快速傅里叶变换(FFT)算法来实施。对于以下示例，假设由ADC 30(参见图4)提供的数字雷达信号y[n]包括表示M个啁啾的N×M个样本，其中每个啁啾由N个样本组成(采样时间间隔TSAMPLE)。这些N×M个样本可以排列成具有N行和M列的二维矩阵Y[n，m](参见图6的图(c))。矩阵Y[n，m]的每列代表一个啁啾。矩阵Y[n，m]的第n行包括每个啁啾的第n个样本。行索引n也可以被看作在“快”时间轴上的离散时间值n·TSAMPLE。类似地，列索引m(啁啾号)可以被视为“慢”时间轴上的离散时间值m·TCHIRP。
在第一阶段中，将第一FFT(通常称为范围FFT)应用于每个啁啾。即，针对矩阵Y[n，m]的M列中的每一列计算FFT。换句话说，FFT沿“快”时间轴应用于矩阵Y[n，m]。得到的傅立叶变换也可以排列成二维矩阵，称为范围图R[n，m]，其中M列包括M个啁啾的傅里叶变换。N行中的每一行包括特定离散频率值(通常称为频率格)的(复数值的)频谱值。在图6的图(c)中图示了范围图R[n，m]。来自目标的雷达回波将导致出现在特定频率格处(或附近)的峰值。通常，峰值将出现在所有列中，即在所有(傅里叶变换的)啁啾中。频率格的频率值可以例如根据等式(1)被变换成范围信息。
在第二阶段中，将第二FFT(通常称为多普勒FFT)应用于范围图R[n，m]的N行中的每一行。每行包括用于特定频率格的M个啁啾的M个频谱值，其中每个频率格对应于雷达目标的特定范围/距离。换句话说，FFT沿“慢”时间轴应用于范围图R[n，m]。得到的傅立叶变换也可以在二维矩阵中进行排列，被称为范围/多普勒图X[n，m]。来自目标的雷达回波将导致出现在范围/多普勒图X[n，m]的特定位置中的峰值。出现峰值的行号n∈[0，...，N-1]表示频率格，并且相应的频率值可以例如根据等式(1)被变换成范围信息。出现峰值的列号m∈[0，...，M-1]表示可以变换成速度信息的多普勒频率(由于多普勒效应引起的频移)。在多于一个的RX天线的情况下，可以针对每个天线计算范围/多普勒图Xa[n，m]，其中a表示相应的RX天线的索引(a＝0，1，...A-1，A表示RX天线的数量)。A个范围/多普勒图Xa[n，m]可以堆叠成三维矩阵，有时被称为“雷达数据立方体”。应当理解，参数N和M可以相等，但通常将会不同。
如所述的，范围图R[n，m]、范围-多普勒图X[n，m]或雷达数据立方体可用作各种信号处理技术的输入数据，以检测雷达传感器的周围(视场)的雷达目标。例如，已知各种峰值检测算法用于检测由雷达通道中的物体(雷达目标)引起的范围图或范围/多普勒图中的峰值(即局部最大值，FFT峰值)。即，如果范围图或范围多普勒图中的值超过特定阈值，则可以检测到目标。然而，也可以使用更复杂的检测算法。执行附加的信号处理步骤以从所检测到的FFT峰值获得雷达目标的列表。
与任何所测量的数据一样，范围/多普勒图中的频谱值包括噪声。因此，FFT峰值的可检测性和所检测到的峰值的可靠性取决于噪声基底。各种噪声源可能导致噪声基底，特别是本地振荡器(参见图4，振荡器101)的相位噪声。当相同或相似类型的更多雷达传感器在相同环境(例如，相同的路段)中操作时，发生的另一种现象是干扰。在这种情况下，由雷达传感器的RX天线接收的信号不仅包括雷达回波和噪声，还包括由在相同频率范围中工作并散布到RX天线的一个或多个其他雷达传感器辐射的信号。当考虑特定的雷达传感器时，在相同环境中操作的任何其他雷达传感器是潜在的干扰源，并且由一个或多个干扰源辐射的雷达信号被称为干扰信号。由雷达传感器的RF前端接收的干扰信号叠加在由真实目标引起的雷达回波上，并且可能至少暂时将总噪声基底增加到如此之高的值，以使得雷达目标的检测变得不可能或者至少容易出错。
图7图示了示出干扰源如何能够干扰所接收的雷达回波的一个简单示例。相应地，图7图示了具有3个车道和四个车辆V1、V2、V3和V4的道路。至少车辆V1和V4配备有雷达传感器。车辆V1的雷达传感器辐射RF雷达信号sRF(t)，并且所接收的信号yRF(t)包括从前方行驶的车辆V2和V3以及从驶近车辆的车辆V4反向散射的雷达回波。另外，由车辆V1的雷达传感器接收的信号yRF(t)包括由驶近车辆V4的雷达传感器(其是车辆V1的雷达传感器的干扰源)辐射的雷达信号(干扰信号)。
由车辆V1的雷达传感器接收的信号yRF(t)可以被写为：
yRF(t)＝yRF，T(t)+yRF，I(t) (2)
其中
和
在上面的等式(2)至(4)中，信号yRF，T(t)和yRF，I(t)分别是由于真实雷达目标和由于干扰引起的所接收的信号yRF(t)的信号分量。在实践中，可能存在多于一个的雷达回波和多于一个的干扰源。等式(3)表示由U个不同雷达目标引起的雷达回波的总和，其中AT，i是雷达信号的衰减，以及ΔtT，i由第i个雷达目标引起的往返延迟。类似地，等式(4)表示由V个干扰源引起的干扰信号的总和，其中AI，i表示辐射干扰信号SRF，i′(t)的衰减，以及ΔtI，i表示相关联的延迟(对于每个干扰信号i＝0，1，…V-1)。应当注意，由车辆V1的雷达传感器辐射的雷达信号sRF(t)和例如由车辆V4的雷达传感器辐射的干扰雷达信号sRF，0′(t)(干扰信号，索引i＝0)通常将包括具有不同啁啾参数(起始/停止频率、啁啾持续时间、重复率等)的不同啁啾序列。应当注意，由于雷达回波，由干扰引起的信号分量yRF，I(t)的幅值通常显著高于信号分量yRF，T(t)的幅值。
以示例的方式，图8和图9图示了干扰源可以如何干扰包括在由雷达传感器接收的信号yRF(t)中的雷达回波。图8图示了由雷达传感器辐射的一个啁啾(啁啾持续时间60μs)在时间上的频率。辐射信号sRF(t)的起始频率约为76250MHz，停止频率约为76600MHz。从另一雷达传感器生成的干扰信号yRF,I(t)包括从大约76100MHz开始并在76580MHz处停止的上啁啾(啁啾持续时间30μs)以及随后从前面的上啁啾的停止频率(76580MHz)处开始并在下一个上啁啾(76100MHz)的起始频率处停止的下啁啾(具有10μs的啁啾持续时间)。在图8中由虚线表示基本上由基带信号处理链20(具体地，由在图4中所示的滤波器21)确定的雷达传感器的基带信号的带宽B。图9图示了由在雷达传感器中将干扰信号yRF,I(t)下变换到基带得到的(预处理的)基带信号y(t)的示例性波形。可以看出，由于干扰引起的信号分量在干扰信号的频率在雷达传感器的带宽B内的那些时间间隔中具有显著的幅值(参见图8)。在本示例中，在60μs啁啾持续时间期间干扰发生三次，即在大约7μs、28μs和42μs处。如所述的，干扰信号的功率通常高于来自真实目标的雷达回波的功率。另外，干扰信号和特定雷达传感器的发射信号通常是不相关的，因此干扰可以被视为噪声并增加总噪声基底。
图10是包括干扰和3个雷达目标的(模拟的)范围图R[n，m]的示例的3D图示。3个雷达目标表现为频率格号n1＝200、n2＝240和n3＝300附近的峰值，并且存在于所有啁啾的回波信号中(频率对应于目标的距离，参见等式1)。然而，在一些啁啾的回波信号中，这些峰值被干扰叠加，干扰可能具有比由雷达目标引起的峰值明显更多的功率(例如，以dB为单位的幅值)。例如，在啁啾号40周围的啁啾的回波信号中，雷达目标引起的所述的峰值由干扰覆盖，并因此消失。
图11通过框图图示了干扰信号yRF,I(t)如何被下变换到基带并且叠加在来自真实雷达目标的雷达回波yRF,T(t)上(参见等式(2)至等式(4))。图11图示了前面参考图4描述的雷达传感器的RF前端10。本地振荡器101被配置成生成包括啁啾的序列的振荡器信号sLO(t)，啁啾的序列被放大(放大器102)并经由TX天线5辐射为发射信号sRF(t)。在目标T处反向散射并由RX天线6接收的信号表示为yRF,T(t)(参见等式(3)，目标的数量U为1)。另外，图11图示了另一雷达传感器的RF前端10’，RF前端10’包括用于生成振荡器信号sLO’(t)的LO振荡器101’。振荡器信号sLO’(t)也包括啁啾的序列(不同于信号sLO(t))，该啁啾的序列被放大(放大器102’)并由TX天线6’辐射为干扰信号sRF’(t)。到达第一雷达传感器的天线6的干扰信号表示为yRF,I(t)(参见等式(4)，干扰源的数量V为1)。
雷达回波yRF,T(t)和干扰信号yRF,I(t)都由天线6接收并叠加在混频器104的RF输入。从图11中可以看出，所接收的信号yRF(t)的干扰信号分量yRF,I(t)以与所接收的信号yRF(t)中包括的雷达回波yRF,T(t)相同的方式下变换为基带。因此，当发射信号的瞬时频率fLO与所接收的干扰信号yRF,I(t)的瞬时频率之间的频率差位于基带信号处理链20的带宽B内时，干扰也将存在于数字信号y[n]中。剩下的选项是要么丢弃受影响的啁啾的样本，要么通过采用数字信号处理技术来(至少部分地)抑制剩余的干扰。
旨在消除数字域中的干扰的两种方法是时域阈值处理(TDT)和频域阈值处理(FDT)。两种方法都自适应地计算阈值，该阈值用于区分来自真实目标雷达回波与干扰。然而，在现实世界的场景中，找到允许在雷达回波和干扰之间进行可靠区分的阈值可能是困难的。另外，当使用FDT时，如果超过阈值，则在进一步处理期间将丢弃并忽略受影响的啁啾。使用TDT的方法仅丢弃啁啾的受影响部分。下面描述的信号处理方法的示例允许(至少部分的)干扰抑制，而不需要阈值来区分雷达回波和干扰。
图12是图示用于抑制或减少数字域中的干扰的一种示例性方法的流程图，具体地基于通过对数字(基带)雷达信号y[n](参见图4和图10)进行采样而获得的范围图R[n，m]。在第一步骤S1中，从数字雷达信号y[n]计算范围图R[n]，数字雷达信号y[n]表示特定数量的啁啾的序列。在不失一般性的情况下，啁啾的数量表示为M，并且选择采样率以便每个啁啾由N个样本表示。因此，处理数字雷达信号y[n]的N×M个样本。如在图6中的图(b)和图(c)所示，这些样本可以排列在N×M矩阵(本文表示为Y[n，m])中。可以通过对M列中的每一列应用FFT来获得范围图R[n，m]。范围图R[n，m]的行索引n表示离散频率值(频率格)，并且列索引m表示啁啾号(或慢时间轴上的时间值)。
如上面参考图6所解释的，范围图R[n，m]的M列包括数字雷达信号y[n]的M个段的频谱，其表示由在发射的RF信号sRF(t)中包括的啁啾引起的雷达回波。即，范围图R[n，m]的矩阵元素是复数值的频谱值其中每个频谱值与特定频率格和特定啁啾号(或慢时间轴上的时间值)相关联。复数值可以表示为：
其中An，m表示幅值、表示频谱值的相应的相位，并且j表示虚数单位。如所述的，n表示频率格，m表示啁啾号(等同于在慢时间轴上的时间值m·TCHIRP)。根据更一般的方法，每个复数值的频谱值至少由第一参数表示，第一参数可以是幅值、相位、实部或虚部，或适合表示复数值的任何其他参数(例如，指数函数)。
再次参考图12的流程图，对范围图中的一些或所有频率格n(图12，步骤S2，n＝0，...，N-1)中的至少一个的第一参数序列(例如，幅值(An，0，An，1，...，An，M-1))应用平滑操作。换句话说，平滑操作被应用于范围图R[n，m]的至少一行(或逐行、每行)，其中平滑操作可以是非线性操作并且在第一参数是幅值而第二参数是相位的情况下，仅影响幅值的值An，m，而保留相位值不变。在步骤S3中，可以以常规的方式从经平滑的范围图计算范围多普勒/图X[n，m](参见图6)，并且可以使用任何已知的算法基于范围多普勒/图X[n，m]完成目标检测(距离、速度)(步骤S4)。如所述的，每个频率格n对应于特定的范围/距离值。在以下示例中，第一参数是范围图中的频谱值的幅值，并且相位可以被视为第二参数。然而，应当注意，本公开不限于对幅值的平滑。
在下文中，更详细地讨论平滑操作。图13图示了范围图R[n，m]，它的行包括用于平滑操作的输入数据。应当注意，为了使图示简单，在图13中仅示出了幅值An，m。在更详细地讨论平滑操作之前，针对特定示例分析了范围图R[n，m]中的幅值的值，该幅值的值已经通过模拟获得。图14中所示的波形分别表示3个不同的频率格n1、n2和n3(即R[n，m]的3个不同的行)的幅值的值An1，m、An2，m和An2，m。在本示例中，啁啾的数量M是256(m＝0，...，255)。
在图14中，虚线表示与频率格n3相关联的序列R[n3，m]＝(An3，0，An3，1，...，An3，2SS)。在该频率格n3中的幅值(对应于信号功率)基本上仅包括噪声而没有雷达回波且没有干扰。因此，序列R[n3，m]基本上表示噪声基底(即，仅噪声信号的一种实现)。实线表示与频率格n1相关联的序列R[n1，m]＝(An1，0，An1，1，...，An1，2SS)；在该频率格n1中的幅值基本上包括噪声和来自真实雷达目标的雷达回波。可以根据等式(1)确定目标的距离dT，其中拍频信息Δf由频率格n1给出。如可以在图14中看出的，由雷达目标引起的信号幅值(功率)显著高于噪声基底，并且对于所有255个啁啾大致相同。即，序列R[n1，m]基本上是平坦的水平线，仅具有由于噪声和干扰引起的小的波动。点化线表示与频率格n2相关联的序列R[n2，m]＝(An2，0，An2，1，...，An2，2SS)；在该频率格n2中的幅值基本上包括噪声和干扰，而没有雷达回波。如可以从图14中看出的，由干扰引起的信号幅值(功率)可以明显高于噪声基底，但通常将在255个啁啾上变化很大。对于一些啁啾(例如m≈0到9，或m≈120、m≈150到160等)，信号功率可能接近噪声基底，而对于其他啁啾，信号功率可能类似于雷达回波的信号功率甚至更高。
综上，图14的图中的三条曲线通过在特定的离散频率值(频率格)处的范围图的列而使“区间”可视化；这些区间显示了在慢时间轴(啁啾号)上的相应频率格中的信号幅值/功率。当考虑实际的汽车应用场景时，雷达回波将表现为沿着慢时间轴不显著变化的(局部)峰值。即，在相关频率格的所有啁啾中将出现基本相同的峰值功率。不同地，干扰信号也会表现为峰值；然而，该峰值沿着慢时间轴变化很大。即，由于干扰引起的信号功率通常不会均匀地出现在相关频率格的所有啁啾中。但是，这可能在很大程度上取决于潜在干扰源的数量。
图15图示了如何通过将上述平滑操作应用于范围图R[n，m]的行来抑制或至少减少干扰的两个示例。根据图15的图(a)，对于每个频率格，平滑操作沿着慢时间轴应用于频谱值的幅值。换句话说，对于每个频率格，对与M个连续啁啾相关联的频谱值的幅值进行平滑以减少由于干扰引起的强烈波动(参见图14，虚线曲线)。平滑操作可以是非线性操作，其被配置成减少沿着慢时间轴的强烈波动(由干扰造成)，但是不会显著影响来自真实目标的雷达回波，因为这些通常导致沿慢时间轴基本恒定的局部信号最大值(参见图14，实线曲线)。
因此，平滑操作可以写为函数：
其将在特定频率格n处的幅值(An，0，An，1，...，An，M-1)映射到平滑后的幅值(A′n，0，A′n，1，...，A′n，M-1)。在一个简单的示例中，平滑操作可以是最小值操作min(·)。在这种情况下，平滑操作可以写为：
其中An，min＝min(An，0，An，1，...，An，M-1).换句话说，在每个频率格n＝0，1，...，N-1处，幅值An，m被最小值An，min代替。在图15的图(b)中图示该示例。
应当理解，尽管最小操作在应用于模拟数据(包括模拟雷达回波和干扰的模拟范围图)时产生良好结果，但当应用于来自真实雷达目标的测量数据和干扰时，其他平滑操作可能产生更好的结果。其他合适的平滑操作尤其可以是平均、移动平均滤波器、中值滤波器、滑动窗口中的最小值操作(移动最小值)等。可以组合两个或多个平滑操作以获得更加合适的平滑操作。在中值滤波器的情况下，等式(6)中的值可以被计算为：
A′n，m=median(An，m-w，An，m-w+1，...，An，m-1，An，m，An，m+1，...An，m+w)， (8)
其中2w+1是中值滤波器的窗口大小，并且其中小于0和大于M-1的索引分别由0和M-1代替。利用示例性窗口大小7(w＝3)，等式(8)产生：
A′n，m＝median(An，m-3，An，m-2，An，m-1，An，m，An，m+1，An，m+2，An，m+3)。 (9)
如所述的，平滑操作不会影响相位值因此，经平滑的范围图R’[n，m]由经平滑的幅值A′n，m和原始相位值组成。即：
可以以任何常规方式进一步处理经平滑的范围图R’[n，m]，例如，通过将第二阶段FFT应用于范围图R’[n，m]的行，以便获得范围多普勒图X[n，m]，其尤其允许目标速度的检测。可以使用常规的算法基于范围-多普勒图X[n，m]来完成目标检测和分类。
如上所述，平滑操作沿着慢时间轴逐行地应用于范围图(如果使用转置表示，则逐列地)，即平滑操作应用于在每个啁啾的特定频率格中的频谱值的幅值。因此，特定频率格中的频谱值的幅值可以被视为时间离散信号，并且所述的平滑操作中的至少一些可以被视为数学运算，诸如时间离散滤波器(例如，中值滤波器)。
根据本文所描述的示例，仅平滑在范围图R[n，m]中的幅值An，m，而相位项保持不变。这允许继续进行范围/多普勒处理以确定所检测的目标的速度。然而，干扰不仅影响幅值An，m，还影响相位值。对于相对较低的干扰信号功率(例如，当干扰功率不显著超过雷达回波的功率时)，由于干扰导致的相位项的恶化可能导致目标速度中的可忽略的测量误差。然而，对于较高的干扰信号功率(例如，当干扰功率t显著超过雷达回波的功率时)，由于干扰导致的相位项的恶化可能导致速度测量的显著破坏。
在图16中图示了这种情况。图16的图(a)和图(b)示出了根据本文所描述的示例的复数值的雷达回波和干扰信号的叠加以及干扰抑制的效果。在图(a)所示的情况下，干扰仅略微恶化来自目标的雷达回波信号的相位，这导致在未失真的雷达回波信号和干扰抑制之后的雷达回波信号之间的小的相位误差。在图(b)所示的情况下，干扰显著地恶化来自目标的雷达回波信号的相位，从而导致大的相位误差。如上面所提出的在范围图R[n，m]中平滑幅值的概念不排除对相位项的附加的操纵/校正。下面将描述用于校正(恢复)相位项的方法的一个示例；该方法可以与上面描述的干扰抑制结合使用。
在更详细地解释相位恢复概念之前，应当注意，相位信息的恢复仅在范围图(参见图6，范围图R[n，m])的那些其中出现真实雷达目标的雷达回波的部分中有用。如图10的范围图所示，如果已经标识出3个雷达目标(例如，在干扰抑制之后)，则仅需要在对应的其中雷达目标产生足够的信号功率的3个频率格中恢复相位信息。相应地，相位恢复方法从选择频率格开始。对于进一步的讨论，假设3个目标的雷达回波出现在频率格n1、n2和n3中，并且因此，将仅考虑行R[n1，m]、R[n2，m]和R[n3，m]用于相位恢复(m＝0，...，M-1，参见图6)。
图17的图(a)图示了所选择的频率格中的一个(在本示例中针对频率格n1)沿着慢时间轴的信号功率(或信号幅值)。实线表示经平滑的幅值An1，min，并且如果平滑操作是最小值操作，则沿慢速时间轴是恒定的。粗虚线表示受干扰影响的未经平滑的幅值An1，m。为了标识受干扰影响的啁啾回波，可以将幅值(An1，0，An1，1…，An1，M1)与阈值水平ATH进行比较，并且将幅值An1，m超过阈值水平ATH的那些索引m(啁啾回波的号)标记为“受干扰影响”。在所描绘的示例中，具有索引m1、m2、m3、m4、m5和m6的啁啾回波受干扰的影响。例如，可以通过生成1×M的向量V来完成所述的标记，该向量V包括针对索引位置m1、m2、m3、m4、m5和m6(指示受影响的啁啾回波)的“1”和针对所有剩余的索引位置的“0”。换句话说，向量定义为：
基本上，向量V可以被视为受干扰影响的那些啁啾回波的索引列表。实际上，可以使用简单的列表或任何其他种类的标记来代替生成向量V。图17的图(b)图示了针对频率格n1的向量V，其中向量在那些条件An1，m≥ATH成立(参见等式11)的索引m处包括“1”，否则为“0”。
在本示例中，使用简单的阈值技术来区分受干扰影响的啁啾回波与未受影响的啁啾回波。应当理解，可以使用其他的更复杂的标准来标识包括干扰的啁啾回波。例如，可以针对沿着范围图R[n，m]的频率轴的幅值的值计算诸如方差或标准差的统计参数。相应地，向量可以备选地如下生成：
其中σTH 2是方差阈值。当使用等式11的方法时，可以根据例如在经平滑的范围图R’[n，m]的频率格n1中的幅值峰值A′n1，0来设置阈值水平ATH。当使用最小值操作进行平滑时(参见等式7)，可以使用最小幅值的值An1，min代替A′n1，0。备选地，可以根据经平滑的范围图R’[n，m]的所考虑的频率格n1中的平均幅值来设置阈值水平ATH。例如，阈值水平可以与An1，min成比例，即
ATH＝α·An1，min， (13)
其中可以在例如1.2和2.0之间选择α。换句话说，用于检测频率格n1中的干扰的阈值水平可以被设置在由真实雷达目标的雷达回波引起的峰值幅值An1，min的120％和200％之间的范围内。当使用等式12的方法时，可以省略在频率格n1、n2和n3中的幅值An1，m、An2，m和An2，m以用于计算方差，以便计算的方差不受真实雷达目标的雷达回波引起的峰值幅值的影响。
一旦已经标识出受干扰影响的啁啾回波的索引(在图17的示例中，啁啾号m1、m2、m3、m4、m5、m6和m7)，则可以针对所选择的频率格(例如格n1、n2和n3)处理相位信息，其中来自受干扰影响的啁啾回波的相位值被忽略，并且因此不用于相位恢复。换句话说，相位恢复是基于仅来自未受干扰影响的那些啁啾回波的相位值完成的。几种方法可能适于恢复相位信息，其中所有方法试图通过对未失真的相位的估计(例如近似)来替换在与受干扰影响的啁啾号相关联的所测量的范围图R[n，m]的那些列中包括的失真的相位项可以基于从不与受干扰影响的啁啾号相关联的所测量的范围图R[n，m]的那些列中取得的未失真的相位值来计算这些估计/近似。如上所述，相位恢复仅对所选择的频率格(即，仅包括指示真实雷达目标的局部最大值的那些)有用。
图18图示了针对特定频率格n1(对应于正在移动的雷达目标)沿慢时间轴的相位的两个示例波形。图18的图(a)图示了未失真的阶段的理想情况。假设针对一个范围图的数据采集期间，目标的速度基本恒定，并且因此相位是线性的。即，
换句话说，频率格n1中的相位的斜率是恒定的并且与雷达目标的速度成比例。应当注意，图18的图(a)中的波形的锯齿形状仅由从-π到π的相变(即从-180°到180°)引起。然而，这只是图中如何图示相位的问题。实际上，相位也可以用直线表示，该直线具有斜率并且在相位被展开之后从大约4下降到小于-11π。图18的图(b)示出了相位被噪声并且具体地被干扰失真的一个示例。可以看出，对于某些啁啾号m，波形显著偏离图18的图(a)的理想的形状。
如所述的，对失真的相位值的恢复基本上基于利用“真实”(未失真的)相位值的近似来替换失真的相位值，其中从未受干扰影响的相位值获得估计(例如，近似)。根据一种示例性方法，对于特定频率格n1，可以使用线性回归来恢复如在图18的图(a)中所示的理想的线性相位。根据该示例，仅从相应的频率格n1中包括的未失真的相位值(即，忽略来自受干扰影响的啁啾回波的失真的相位值)来计算线性回归线。可以针对所选择的频率格n1、n2和n3中的每个(即，针对每个所检测的目标)重复该过程。
根据另一种示例性方法，可以通过内插相位值来近似一个或多个相邻的失真的相位值。例如，来自具有索引m2和m3＝m2+1的受干扰影响的啁啾回波(见图17)的连续相位值和可以被内插为：
和类似地，来自具有索引m4的受干扰影响的啁啾回波(参见图17)的相位值可以被内插为：
可以对所选择的频率格中的每个(例如，在本示例中频率格n1)中的每个失真的相位值进行插值。
根据另一种方法，测量的相位值在数值上被差分以获得两个后续啁啾之间的相位差即：
可以将这些相位差进行平均以获得相应的频率格n1的平均相位差其中出于平均的目的，基于失真的相位值的那些相位差被忽略。假设具有索引m1、m2、m3、m4、m5、m6和m7的相位值失真，那么具有索引(m1-1)、m1、(m2-1)、m2、(m3-1)、m3等的相位差不用于计算平均相位差假设频率格n1的第一相位值没有因干扰而失真，则可以通过计算来恢复相位值(恢复的相位值表示为)：
应当注意，在具有单个接收天线的应用中(例如，当没有DoA被确定时)，初始相位可以设置为零，因为可能仅需要相位的改变(梯度)来对范围图进行进一步评估或从中导出的范围多普勒图(例如，用于计算雷达目标的速度)。在这种应用中，等式19可以被简化为：
然而，应当注意，在一些应用中，初始相位可能不被设置为零，因为在进一步处理中可能需要该值(例如，当使用来自多个天线的信号来确定雷达目标的DoA时)。还应当注意，被计算且被平均的相位差(参见等式18)不一定是两个连续啁啾之间的相位差。备选地，可以考虑两个或多个后续啁啾(具有索引m和m+2)之间的相位差(其中m＝1，2，…M-2)。
图19提供了本文描述的用于校正/恢复由于干扰而失真的相位值的示例的概述。实线表示原始波形，其图示了沿着所选择的频率格的慢时间轴的相位。标识为失真的相位值(即，已经被标识为受干扰影响的啁啾回波信号产生的相位值)以与图17的图(b)中相同的方式被标记。校正/恢复(线性)的相位由虚线表示，其中根据等式19的方法已经用于校正相位。
无论使用哪种方法进行相位恢复，都可以在经平滑的范围图R’[n，m]中使用恢复/校正的相位值而不是原始的相位值(参见等式10)，即：
以及
换句话说，经平滑的幅值的值A′n，m和恢复/校正的相位值用于编译所选择的频率格(例如，频率格n1、n2和n3，其对应于所检测的雷达目标)的经平滑的范围图R’[n，m]。在剩余的频率格中，可以使用原始的相位值根据等式21的经平滑的范围图R’[n，m]可以是对数字雷达数据的进一步的范围多普勒处理的基础。
图20是概述本文描述的用于校正/恢复相位的方法的流程图。首先，从数字雷达信号计算范围图R[n，m]，例如，如在图6中所图示的。该步骤S1与图12中的第一步骤相同。随后，标识受干扰影响的啁啾回波的索引号(索引m)(图20，步骤S2a)。这可以通过在向量V中标记受影响的索引来完成，如在等式11和等式12中所示的。然后基于由未受干扰影响的啁啾回波产生的未失真的相位值来计算所选择的频率格的校正的相位值(图20，步骤S2b)。校正的相位值的计算可以包括相位差的线性回归或内插或平均，如上面详细讨论的。取决于实际实施方式，可以使用所描述的方法的组合。
图21图示了范围多普勒图中的相位恢复的效果。图20的图(a)是从没有相位校正的经平滑的范围图计算的范围多普勒图，而图20的图(b)是从具有相位校正的经平滑的范围图计算的对应的范围多普勒图。可以看出，在没有相位校正的情况下，伪影可能会出现在范围多普勒图中，这可能会妨碍雷达目标的速度的正确测量。相反，当使用如本文所述的相位恢复时，这些伪影在范围多普勒图中消失。应当注意，没有必要计算完整的范围多普勒图以确定雷达目标的速度。例如，可以从等式19和等式20中使用的平均相位差来直接计算第一雷达目标的速度(与频率格n1相关联)，因为速度与成比例。然而，对于其他处理步骤和评估(例如，用于计算多通道雷达系统中的到达的方向)可能需要范围多普勒图。
最后，应当注意，本文使用的范围图R[n，m]的数学表示应当被视为示例，并且可以在其他实施方式中被不同地选择。例如，可以将范围图R[n，m]的矩阵表示以及范围/多普勒图X[n，m]的矩阵表示转置。另外，取决于用于实施本文描述的示例的系统(处理器、软件开发工具等)，二维表示可以被变换在一维表示中。执行上述FFT操作和平滑操作的计算单元可以被集成在MMIC中或者被布置在分离的芯片中，该分离的芯片可以布置在与包括HF前端的MMIC相同的电路板上或在相同的雷达模块中。通常，术语“计算单元”用于涵盖适于且被配置成执行结合本文所描述的实施例所述的计算的任何硬件或软件实体或其组合。在一些实施例中，计算单元可以包括利用适当的软件编程的数字信号处理器。然而，应当注意，任何数字信号处理器可以包括硬件加速以执行特定的计算。例如，可以使用硬件MAC(乘法-累加)单元的链来执行用于计算范围图和范围多普勒图的快速傅里叶变换(FFT)算法。
当在没有相位校正的情况下使用时，如本文所描述的干扰抑制方法可以适用于其中雷达回波的信号功率相对较高的短距离雷达应用(具有相对较短的测量范围(例如上至50m)的雷达传感器)。常规的阈值处理方法可以备选地或附加地用于远程雷达应用(具有相对较高的测量范围(例如50m-200m)的雷达传感器)。通常，本文所描述的干扰抑制方法与诸如TDT或FDT的已知阈值处理技术的组合可以用于短程和远程雷达应用。
应当理解，可以通过软件实施本文所描述的实施例。这种软件(例如，计算机程序)可以包括指令，当由处理器(例如，DSP 40，参见图3)执行该指令时，使处理器执行根据本文所描述的实施例的一种或多种方法。可以使用任何计算机可读介质来存储和分发这种软件。
尽管已经关于一个或多个实施方式说明和描述了本发明，但是在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下，可以对所示的实施例进行改变和/或修改。具体地至于由上述组件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有指示，用于描述这些组件的术语(包括对“装置”的引用)旨在对应于执行所描述的组件的指定功能(例如，功能上等同)的任何组件或结构，即使在结构上不等同于执行本发明的本文所示的示例性实施方式中的功能的所公开的结构。

Claims (18)

1.一种方法，包括：
接收发射的雷达信号的多个啁啾回波；
基于所述多个啁啾回波生成数字信号；
基于所述数字信号计算范围图，其中所述范围图包括多个值，每个值由幅度值和相位值表示，并且每个值与频率格集合中的一个频率格以及所述多个啁啾回波中的一个啁啾回波相关联；
标识受干扰影响的啁啾回波；以及
基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值，针对一个或多个所选择的频率格确定校正的相位值。
2.根据权利要求1所述的方法，其中标识受干扰影响的啁啾回波包括：
针对多个所选择的频率格中的至少一个频率格，确定超过阈值水平的幅度值，
其中与所确定的幅度值相关联的啁啾回波被标识为受干扰影响。
3.根据权利要求1所述的方法，其中标识受干扰影响的啁啾回波包括：
针对每个啁啾回波，计算与相应的啁啾回波相关联的幅度值的统计参数，其中基于所述统计参数将所述啁啾回波标识为受干扰影响。
4.根据权利要求3所述的方法，
其中所述统计参数是方差或标准差。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中确定校正的相位值包括：
在所述范围图中，利用估计来替换与被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的至少一个相位值，并且
其中所述估计从与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值中被计算。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述估计的计算包括：
确定针对多个所选择的频率格中的每个频率格的两个后续啁啾回波之间的平均相移，
其中所述平均仅考虑与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值。
7.根据权利要求5所述的方法，其中所述估计的计算包括：
基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值确定线性回归线。
8.根据权利要求5所述的方法，其中所述估计的计算包括：
基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值来内插或外推相位值。
9.一种雷达设备，包括：
雷达接收机，被配置成接收发射的雷达信号的多个啁啾回波，并基于所述多个啁啾回波生成数字信号；
计算单元，被配置成：
基于所述数字信号来计算范围图，其中所述范围图包括多个值，每个值由幅度值和相位值表示，并且每个值与频率格集合中的一个频率格以及所述多个啁啾回波中的一个啁啾回波相关联；
标识受干扰影响的啁啾回波；以及
基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值，针对一个或多个所选择的频率格确定校正的相位值。
10.根据权利要求9所述的雷达设备，其中为了标识受干扰影响的所述啁啾回波，所述计算单元还被配置成：
针对所述多个所选择的频率格中的至少一个频率格，确定超过阈值水平的幅度值，其中与所确定的幅度值相关联的啁啾回波被标识为受干扰影响。
11.根据权利要求9所述的雷达设备，其中为了标识受干扰影响的啁啾回波，所述计算单元还被配置成：
针对每个啁啾回波，计算与相应的啁啾回波相关联的幅度值的统计参数，其中基于所述统计参数将所述啁啾回波标识为受干扰影响。
12.根据权利要求11所述的雷达设备，
其中所述统计参数是方差或标准差。
13.根据权利要求9至12中任一项所述的雷达设备，其中为了确定校正的相位值，所述计算单元还被配置成：
在所述范围图中，利用估计来替换与被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的至少一个相位值，其中所述估计从与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值中被计算。
14.根据权利要求13所述的雷达设备，其中为了计算所述估计，所述计算单元还被配置成：
确定针对多个所选择的频率格中的每个频率格的两个后续啁啾回波之间的平均相移，其中所述平均仅考虑与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值。
15.根据权利要求13所述的雷达设备，其中为了计算所述估计，所述计算单元还被配置成：
基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值确定线性回归线。
16.根据权利要求13所述的方法，其中为了计算所述估计，所述计算单元还被配置成：
基于与未被标识为受干扰影响的啁啾回波相关联的多个相位值来内插或外推相位值。
17.一种计算机程序产品，包括指令，当在处理器上执行所述指令时，使处理器执行权利要求1至8中任一项所述的方法。
18.一种计算机可读介质，包括指令，当在处理器上执行所述指令时，使处理器执行权利要求1至8中任一项所述的方法。
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