CN107359898A - 用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统 - Google Patents

用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统 Download PDF

Info

Publication number
CN107359898A
CN107359898A CN201710302744.2A CN201710302744A CN107359898A CN 107359898 A CN107359898 A CN 107359898A CN 201710302744 A CN201710302744 A CN 201710302744A CN 107359898 A CN107359898 A CN 107359898A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
signal
chirp
receiver
chirp signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710302744.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107359898B (zh
Inventor
A·卡萨格兰德
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Swatch Group Research and Development SA
Original Assignee
Swatch Group Research and Development SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Swatch Group Research and Development SA filed Critical Swatch Group Research and Development SA
Publication of CN107359898A publication Critical patent/CN107359898A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107359898B publication Critical patent/CN107359898B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
    • G01S11/08—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves using synchronised clocks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/103—Chirp modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
    • H04L27/1566—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using synchronous sampling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
    • H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

用于发射机(2)和接收机(3)之间的高灵敏度和同步解调信号的通信方法包括第一同步阶段，随后是数据的调制和解调阶段。为了实现这一点，发射机向接收机发送伪周期性啁啾信号，其中通过本机振荡器(34)中的处于恒定频率的振荡信号(So)在混频器(33)中执行啁啾信号的频率转换，以提供中间信号，该中间信号经过滤波和采样，用于逻辑单元(37)。在逻辑单元中提供了彼此相对相移并且并行操作的m对DFT块的组合(38)。处理单元(39)接收组合中的对的结果，以基于阈值以上的由该对中的一对检测到的两个峰值来确定发射机和接收机之间的频率和相位误差，从而使接收机同步。

Description

用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统
技术领域
本发明涉及用于高灵敏度和同步解调信号的通信的方法。
本发明同样涉及一种用于实施用于高灵敏度和同步解调信号的通信的方法的通信系统。
背景技术
在数据或命令通信系统中，可能期望通过使用传输扩频进行低速率的通信。这使得可以为不同的干扰物(disruptor)来优化通信系统的电阻。通信系统可以优选地基于“啁啾(chirp)”型扩频调制。根据定义，啁啾信号是在载波频率附近的频率上调制的伪周期信号。通常，该啁啾信号的频率相对于载波频率在频带的低值和高值之间线性变化。该信号的第一半周期可以是线性频率变化的正斜率，而该信号的相续的(successive)第二半周期可以具有线性频率变化的负斜率。
在本文中可以引用专利申请US 2014/0064337A1，其描述了基于由发射机发送的啁啾信号来使接收机同步的方法。接收机的时钟信号必须与发射机的时钟信号在最初同步以执行数据通信。为了实现这一点，接收机捕获(capture)来自发射机的啁啾信号。接收机被配置为接收在具有高于1的幅度的半周期中具有至少一个第一频率变化梯度的啁啾信号。接收机包括适合于使啁啾信号的第一频率变化梯度与第一预期啁啾信号相关的相关器以产生第一组相关结果。确定高于其它相关峰值的至少一个第一相关峰值以能够估计频率和/或相位偏差。同样提供了调节单元以校正接收机的第一啁啾信号的相位和频率，从而与发射机同步。然而，接收机不执行能够快速找到频率或相位偏差的对采样的中间信号的离散傅立叶变换(或DFT)。因此，这在使同步变得更容易并且减少接收机的整体消耗的方面构成缺点。
发明内容
因此，本发明的目的是提出一种用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法，其解决现有技术的缺点，同时允许简单的同步、低频率和良好的电力消耗的降低。
为此，本发明涉及用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法，其具有在独立权利要求1和2中涉及的特征。
从属权利要求3至23中涉及了该方法的具体步骤。
该方法的一个优点在于如下事实，即，根据第一实施例，接收机使得由处于恒定频率的接收机的本机振荡器的振荡信号捕获的啁啾信号能够首先进行频率转换。该频率转换允许获得具有与捕获的啁啾信号相似的频率变化的中间信号。经滤波和采样的中间信号被提供给逻辑单元，该逻辑单元包括成对的“啁啾”离散傅立叶变换块的组合，其中矢量投影基(vector projection base)具有调制的频率特性。成对的“啁啾”离散傅立叶变换块彼此相移(phase-shift)，不同DFT的每个矢量基都相移。所有DFT对在每次数据采集(acquisition)上并行工作。在采集之后，检测到高于噪声阈值的峰值，并且这使得能够快速计算频率横坐标的平均值以确定频率误差。同样确定相位误差，其等于峰值中的一个峰值和检测到的峰值的频率的平均值之间的距离。
该方法的一个优点在于如下事实，即，根据第二实施例，接收机使得由处于啁啾信号的镜像的调制频率处的接收机的本机振荡器的振荡信号捕获的啁啾信号能够首先转换频率。在接收机中的啁啾信号的频率变化周期(cycle)的每个开始和结束之间进行一次数据采集。接收机被用于有规律地改变三角形频率调制或变化的相位，直到由振荡器提供给混频器的振荡信号足够接近啁啾信号的相位。为了实现这一点，在接收机的逻辑单元中进行两个离散傅立叶变换。在频率变化周期的第一部分期间，对振荡信号的正斜率进行第一离散傅立叶变换。在频率变化周期的第二部分期间，对振荡信号的负斜率进行第二离散傅立叶变换。频率变化周期的第一和第二部分优选是相同的，并且构成频率变化周期的半周期。在若干采集之后，由连接到DFT块的处理单元确定高于噪声阈值的峰值，以校正振荡信号的相移。此外，如在通信方法的第一实施例中，确定频率误差以及相位误差。
有利地，与GPS定位信号的接收的同步相比，根据该通信方法的第一或第二变型的同步阶段较短。
有利地，频率的显著变化主要是连续地进行，而通常没有任何大的中断。因此，可以有效地限制在本机振荡器中使用的频率合成器的带宽。因此，用于振荡器合成器的调制器和解调器可以是具有单点频率调制的简单低频PLLΣ-Δ调制器和解调器。该配置拓扑特别简单，且面向低功耗。
此外，在接收机的本机振荡器的频率被调制的特定情况下，与本机振荡器的寄生辐射相关联的干扰被有效地分布在大的带宽上，从而简化了接收机的设计。
有利地，在调制和解调阶段中，通过对每个半周期加上频率偏移，在啁啾信号中进行数据的编码。举例来说，在频率变化的正斜率上的第一半周期中，可以加上恒定的频率偏移来定义逻辑状态“1”，而对于频率变化的负斜率上的第二半周期，撤走(withdraw)恒定的频率偏移以定义逻辑状态“0”。
有利地，在调制和解调阶段，数据的编码可以在啁啾信号的每个半周期中具有不对称的频率斜率。因此，在同步阶段之后的啁啾信号的每个半周期中，每个逻辑状态由被频率变化的第二负斜率跟着的频率变化的第一正斜率来定义，所述第二负斜率与第一正斜率在绝对值上不同。例如，啁啾信号的第一半周期中的逻辑状态“1”由在绝对值上大于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义。啁啾信号的第二半周期中的逻辑状态“0”由在绝对值上小于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义。采用该类型的数据编码，没有突然的频率变化，这是有利的。
为此，本发明同样涉及用于实施该方法的用于高灵敏度和同步解调信号的通信系统，其具有在独立权利要求24和25中涉及的特征。
附图说明
在以下关于附图的描述中，高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统的目的、优点和特征将变得更清楚：
图1示出了可由通信系统的发射机发送的可变频率的啁啾型信号；
图2示出了根据本发明的通信方法的第一变型的发射机的啁啾型信号和通信系统的接收机中在时间上连续的至少两次采集；
图3示出了用于实施根据本发明的通信方法的第一变型的通信系统的第一实例；
图4示出了用于根据本发明的通信方法的具有正和负频率斜坡的m对啁啾DFT1和啁啾DFT2的离散傅立叶变换块中的一对的输出信号的高于噪声阈值的峰值的示例；
图5示出了用于根据本发明的通信方法的啁啾型离散傅立叶变换DFT1和DFT2的n个投影矢量的频率斜坡随时间推移的几个曲线图；
图6示出了根据本发明的通信方法的第二变型的由发射机发送的啁啾信号的频率、接收机中啁啾信号的周期的每个开始和结束之间的采集以及接收机中的转换之后的中间频率随时间推移的几个曲线图；
图7示出了用于实施根据本发明的通信方法的第二变型的通信系统的第二实例；
图8示出了根据本发明的通信方法的用于同步阶段以及调制或解调阶段由发射机发送的啁啾信号的第一变型；以及
图9示出了根据本发明的通信方法的用于同步阶段以及调制或解调阶段由发射机发送的啁啾信号的第二变型。
具体实施方式
在下面的描述中，仅以简化的方式描述本领域技术人员在该技术领域中所熟知的特别用于实施高灵敏度和同步解调信号的通信方法的通信系统中的所有部件。
在通信方法中，主要进行两个阶段，它们是第一阶段的同步和第二阶段的解调。在从发射机发送数据之前首先进行第一同步阶段。在该第一阶段中，相对于接收到的来自发射机的啁啾信号，对接收机的本机振荡器中生成的信号的相位和频率进行调整。该本机振荡器包括链接到频率合成器的石英晶体谐振器，其提供振荡信号，特别是用于捕获的啁啾信号的频率转换的操作。
首先应该注意，发射机的本机石英晶体振荡器类似于接收机的本机石英晶体振荡器。因此，振荡频率很大程度上类似于±40ppm，并且最重要的是适应发射和接收信号之间的相移以及发射机的信号的频率变化与接收机的信号的频率变化之间的频率偏差。
在同步阶段期间，因此确定传输模块的精确频率和相位。在该同步阶段结束时和在解调阶段期间，发射机发送的数据由接收机接收。跟踪发射机的确切相位，以允许发射机的石英晶体谐振器和接收机的石英晶体谐振器之间的任何频率偏差被消减(absorb)。
图1示出了由通信系统的发射机发送的啁啾信号的简化视图。该啁啾信号是在例如大约2.4GHz的载波频率周围的频率上调制的伪周期性信号，并且同样可以在幅度上进行调制。在所示的情况下，优选地寻找频率的调制，其在载波频率周围的低频值和高频值之间随时间推移线性变化。啁啾信号随时间推移的频率形状是三角形。对于定义的扩频传输，在低值和高值之间的距离(可以为大约100Hz或更大)限定了载波频率周围的频带。采用较大的接收信号带宽，这使得可以防止所有的干扰物，并且同样可以具有低流量(例如大约1kbits/s)的高灵敏度的接收信号。
图2示出了根据通信方法的第一变型的在接收机的同步阶段中由通信系统的发射机发送的具有随时间推移的三角形频率变化的啁啾信号。根据该特定情况，啁啾信号的频率变化在第一半周期中具有增加的正斜率的线性关系并且在第二半周期中具有减小的负斜率的线性关系。正斜率可以等于负斜率的绝对值，但同样可以不同，如下文特别是在数据调制期间所述。对于该通信方法的第一变型，由接收机的本机振荡器提供的振荡信号的频率在接收到的啁啾信号的载波频率的频率偏差处保持恒定。
如对于根据第一变型的通信方法简要示出的，接收机能够进行一系列连续采集ACQUIS N和ACQUIS N+1。这两个采集各自具有接收到的啁啾信号的频率变化的周期(period)T的持续时间。连续采集在时间上移动而无需同步，即，中间信号IF的采集的时间延迟是恒定相移的。
图3实际上示出了用于实施根据第一变型的通信方法的通信系统1的第一实例。通信系统1首先包括至少一个发射机2和至少一个接收机3，用于通过高于MHz并且优选大约2.4GHz的载波频率的射频(radiofrequency)信号SRF建立数据通信。
发射机2主要包括发射机的本机振荡器21，其可以包括链接到频率合成器(未示出)的石英晶体，用于数据频率的调制，如下面参考图8和图9所解释的。为了实现这一点，发射机的本机振荡器21接收用于生成确定的载波频率的啁啾信号的控制信号Se，并且例如随着时间的推移具有三角形线性频率变化。啁啾信号通过功率输出放大器(PA)22，用于通过天线23传输啁啾型射频信号SRF。
接收机3首先包括能够接收啁啾射频信号SRF的天线31，以及对要提供给混频器33的捕获信号放大和滤波的低噪声放大器(LNA)32。频率转换由混频器33采用由接收机的本机振荡器34提供的振荡信号So进行。对于该第一实例，由本机振荡器34提供的振荡信号处于恒定值频率，该恒定值频率与在捕获的啁啾射频信号的载波频率处的限定的频率偏差相对应。
与在发射机2的情况中类似的，接收机的本机振荡器34可以包括链接到频率合成器(未示出)的石英晶体谐振器。在这些状况中，在混频器33的输出处获得的中间信号IF具有与捕获的啁啾信号情况类似的三角线性频率变化。在采样器36中对滤波后的中间信号进行采样之前，该信号在传统的低通滤波器35中被滤波。通过来自本机振荡器34的定时信号CK对该采样器36计时。该定时信号CK可以具有例如等于来自一系列分频器(未示出)的输出的1625MHz的频率，所述一系列分频器链接到本机振荡器34的26MHz石英晶体谐振器。
来自采样器36的采样信号被提供给逻辑单元37，其目的是确定频率误差、同步状态、数据的解调。特别地，在逻辑单元37中控制相对于捕获的啁啾信号的相位误差和频率误差Δf，以便使接收机3的振荡器与发射机2的振荡器同步，并且允许数据的解调随后进行。
在该第一实施例中，逻辑单元37包括被布置用于并行操作的m对离散傅立叶变换块(啁啾DFT1和啁啾DFT2)的组合38。数字m高于或等于1，并且应该注意的是，数字m越高，则同步阶段变得越快且具有越少的连续采集。相对于捕获的啁啾信号的频率变化的正斜率提供每对离散傅立叶变换块的第一啁啾块DFT1用于采集。由第一啁啾块DFT1进行的采集在啁啾信号的(即中间信号IF的)频率变化周期的持续时间的第一半周期中操作。相对于捕获的啁啾信号的频率变化的负斜率提供每对离散傅立叶变换块的第二啁啾块DFT2用于采集。由第二啁啾块DFT2进行的采集在啁啾信号的(即中间信号IF的)频率变化周期的持续时间的第二半周期中操作。因此，执行具有正斜率的频率斜坡的啁啾DFT1和负斜率的频率斜坡的啁啾DFT2的不同的部分离散傅立叶变换。
在接收到采样的中间信号时，组合38中的不同对的每个块啁啾DFT1和啁啾DFT2并行地执行具有频率斜坡的n个矢量的核心(core)上的DFT投影，其中在每个DFT对之间具有限定的时间相移。这些频率斜坡是在啁啾信号的镜像处的中间信号的频率变化的函数。
图5实际上示出了啁啾DFT1的半周期以及啁啾DFT2的另一半周期上的n个投影矢量斜线(bin)的频率斜坡。例如，斜线的数量n可以相对低，例如大约256。可以看出，对于DFT的核心的每个阶段，对应于m对啁啾块DFT1和DFT2，啁啾信号的(即，中间信号的)频率变化周期在时间上被分为m个阶段。阶段1中的正斜率的啁啾DFT1的斜坡(斜线)和负斜率的啁啾DFT2的斜坡相对于阶段2中的正斜率的啁啾DFT1的斜坡(斜线)和负斜率的啁啾DFT2的斜坡在时间上相移一段时间T/m。T定义啁啾信号的频率变化周期的持续时间，并且m表示组合38的对数。这连续重复，直到第m对啁啾DFT1和啁啾DFT2的块。
应当注意，采样器36中的每个连续采集以下面这种方式执行，即，使得接收的啁啾信号的调制阶段被便利地通过(run through)。这允许组合38的m个阶段通过所有可能的阶段，以便更好地接近发射机的调制阶段。DFT对的数量m越小，则连续采集的数量越多。这意味着对于等于1或2或4的数字m，信号的单次采集不足以允许接收机的同步，因为发射机的调制和本机投影之间的相位误差可能太大。
由于在每对啁啾块DFT1和DFT2之间执行时间相移，所以m对中的一对能够检测出高于所确定的阈值的频率峰值，如图4所示。由于每对都包含用于啁啾信号的正斜率的第一啁啾块DFT1和用于啁啾信号的负斜率的第二啁啾块DFT2，所以在第一块的阈值之上检测到在频率fd1处的第一峰值，并且在第二块的阈值之上检测到在频率fd2处的第二峰值。频率fd1低于中间或平均频率fm，而频率fd2高于中间或平均频率fm。
在图2中所示的两个连续采集ACQUIS N和ACQUIS N+1之间，存在确定频率和相位误差的计算阶段。在与组合38中的不同对的啁啾块DFT1和DFT2链接的处理单元39中的计算阶段中，确定频率fd1和fd2处的两个横坐标的平均值，以确定在逻辑单元的输出处供应的频率误差Δf＝(fd1+fd2)/2作为误差f0。同样确定相位误差等于峰值中的一个峰值与平均值Δf之间的距离。该相位误差为
在通信方法的第一变型并且与m个不同啁啾块DFT1和DFT2相关的并行计算的情况下，接收机的同步时间非常短。相比之下，由于所有对同时执行若干计算，相对于下面的通信方法的第二变型所述的功耗，确定有稍微更高的功耗。
逻辑单元37当然同样能够在调制和解调阶段中提供如下所述的同步状态以及解调数据。与相对于欧洲专利申请EP 2 469 783A1的图1和图2中的描述(其被引用且并入本文作为参考)类似的，这些数据可以在逻辑单元37中被解调。
参考图6和图7解释通信方法的第二变型。图6示出了由发射机发送的啁啾信号的频率变化、接收机中啁啾信号的频率变化周期的每个开始和结束之间的采集以及接收机中的转换之后的中间频率随时间推移的同步阶段中的几个曲线图。应当注意，根据通信系统的第二实例，本机振荡器将调制的振荡信号提供给啁啾信号的镜像，以便一旦在同步之后执行转换则获得中间信号的恒定频率。
提供接收机以规律地改变调制的相位或三角频率变化，直到由振荡器提供给混频器的振荡信号与啁啾信号同相。在接收机中的持续时间T的每次采集优选地以低频值在每个周期的开始处开始，并且以低频值在所述频率变化周期结束时终止。然而，每个频率变化周期可以以高频值开始，并且以高频值在周期结束时终止。因此，必须存在用于生成振荡信号的相移以开始新的采集直到信号同步。
在接收机的逻辑单元中执行两个离散傅立叶变换。在第一频率变化半周期期间对振荡信号的正斜率执行第一离散傅立叶变换。在第二频率变化半周期期间对振荡信号的负斜率执行第二离散傅立叶变换。当在离散傅里叶变换的每个结果上检测到高于给定噪声阈值的峰值时，计算发射机和接收机之间的频率误差和相位误差。该频率误差Δf等于在所定义的阈值之上检测到的两个峰值的横坐标的平均值。相位误差等于峰值中的一个峰值和平均值之间的距离，如先前参考图4所解释的。
从图6可以看出，在第一采集ACQUIS N期间，振荡信号从啁啾信号相移，这意味着中间信号的频率不是恒定的。相反，在第二采集ACQUIS N+1中，振荡信号与啁啾信号同相，这意味着在第一半周期内，中间信号的频率恒定在高值处，而在第二半周期内，中间信号的频率恒定在低值处。
应当注意，根据通信方法的该第二变型，在时间上必须有几个连续的采集来确定并校正频率误差和相位误差以适应接收机的本机振荡器的频率。一旦同步阶段结束，则解调阶段可以在接收机中开始。
图7示出了用于实施通信方法的通信系统1的第二实施例。由于大多数部件与参考图3描述的通信系统相同，因此将不描述这些部件。主要将描述逻辑单元37的部件以及它们的功能。
逻辑单元37接收来自采样器36的采样信号，以便确定频率误差f0、同步状态、数据的解调。在逻辑单元37中仅设置了具有两个离散傅立叶变换块DFT1和DFT2的一个组合38'。如上所述，对于频率变化的正斜率的采集的第一半周期，第一块DFT1对n个矢量的核心执行DFT投影。对于频率变化的负斜率的采集的第二半周期，第二块DFT2对n个矢量的核心执行DFT投影。在每次采集期间同时执行单次计算。一旦在处理单元39中的每个DFT1和DFT2块之后检测到峰值，则如上所述确定频率误差Δf和相位误差
如上所述，与相对于欧洲专利申请EP 2 469 783 A1的图1和图2的描述(其被引用并且并入本文作为参考)类似的，数据可以在逻辑单元37中被解调。
在通信系统的该第二变型的情况下，接收机的同步时间比通信方法的第一变型中的更长。相比之下，电力消耗远低于通信方法的第一变型的电力消耗。
一旦接收机在通信方法的第一变型或第二变型中被同步，则调制和解调阶段可以在根据图3或图7的第一或第二实例的通信系统中开始。
图8示出了用于通信方法的第一变型或第二变型的用于同步阶段和调制或解调阶段由发射机发送的啁啾信号的第一变型。用于调制和解调阶段的每个数据符号可以由单个逻辑状态“1”或“0”或由连续的逻辑状态“1”或“0”的二进制字定义。
根据第一变型，如用于通信系统的第一实例，可以保持由接收机的本机振荡器提供的振荡信号的频率恒定。然而，如用于通信系统的第二实例，同样可以设想使振荡信号的频率与接收的啁啾信号的频率类似地变化。
如图1所示，对于同步阶段，发射机发射具有线性可变频率的啁啾信号。对于来自发射机的调制阶段，在啁啾信号中执行数据编码，将具有几种值的频率偏移添加到每个半周期，其表示要发送的信息的时刻。在三角形信号的相位上同步数据的相位，如图8所示。在频率变化的正斜率上的第一半周期中，加上恒定频率偏移以定义逻辑状态“1”，而对于在频率变化的负斜率上的第二半周期，撤走恒定频率偏移以定义逻辑状态“0”。这可以是被加上或撤走的相同的频率偏移来定义要编码的数据的每个逻辑状态，但同样可以想到不同的偏移来定义要编码的数据的每个逻辑状态。
图9示出了用于通信方法的第一变型或第二变型的用于同步阶段和调制或解调阶段的由发射机发送的啁啾信号的第二变型。
对于该类型的编码，在啁啾信号的每个半周期中提供非对称频率斜率以定义逻辑状态“1”或逻辑状态“0”。在同步阶段之后的啁啾信号的每个半周期中，每个逻辑状态由被频率变化的第二负斜率跟随的频率变化的第一正斜率来定义，所述第二负斜率在绝对值上与第一正斜率不同。
如图9所示，啁啾信号的第一半周期中的逻辑状态“1”由在绝对值上大于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义。相反，啁啾信号的第二半周期中的逻辑状态“0”由在绝对值上小于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义。
在数据编码的该第二变型中，应注意的是，数据的编码的频率调整在没有频率跳跃的情况下执行。这使得能够使用1点PLL调制器，其易于使用并且同样降低了通信系统中的功耗。
采用振荡信号的恒定频率，接收机同样可以对每个发送的符号执行信号采集。在逻辑单元中，接收机可以将接收的矢量投影在n个类型的预期矢量上。为了精确跟踪发射机的相位，并行执行3·n个投影，即“早期”投影、“当前”投影和“后期”投影。对采集的相位进行校正，以获得“当前”中间相位的最大投影能量。
根据另一变型，调制由接收机的本机振荡器提供的振荡信号的频率。在该情况下，可以有利地使用图8中所示的调制。接收机对每个发送的符号执行单次采集，并且在n个类型的预期矢量上投射接收的矢量。如在该情况下，预期矢量对应于确定频率的正弦信号，其中发射机和接收机的中间频率被锁定，该投影对应于在具有明确确定的值的单个斜线上的DFT的计算。
随着时间的推移，在发射机和接收机之间同样可能存在一定的相位和频率偏差。为了精确地跟踪发射机的相位，并行执行三个投影，即“早期”投影、“当前”投影和“后期”投影。校正本机振荡器的三角调制信号的相位，以获得“当前”中间相位上的最大投影能量。执行三相中的能量控制以跟随接收的啁啾信号的相位。这发生在同步阶段结束时，或恰好在信号的调制和解调阶段之前或同样在信号的调制和解调阶段期间。
当然，设计发射机-接收机来发送频率调制啁啾信号并接收另一啁啾信号是绝对合适的。每个发射机-接收机可以根据上述通信方法的第一和第二变型来工作。
根据刚刚给出的描述，本领域技术人员可以设想通信方法和系统的几种变型，而不脱离由权利要求限定的本发明的框架。可以取决于啁啾信号的周期的持续时间而不是在每个半周期上对每个逻辑状态执行数据的调制。啁啾信号的频率变化的正斜率在绝对值上可以大于或小于啁啾信号的频率变化的负斜率。数据的编码可以在啁啾信号的每个频率变化周期中具有非对称的频率斜率。可以为数据调制设置在发送的啁啾信号中执行幅度调制。

Claims (25)

1.一种通信方法，用于在通信系统(1)中的高灵敏度和同步解调信号，所述通信系统(1)包括用于发送具有周期T的伪周期性啁啾型信号的至少一个发射机(2)和接收所述啁啾信号的至少一个接收机(3)，其中所述发射机包括生成要发送的啁啾信号的所述发射机的本机振荡器(21)，并且所述接收机包括适于生成振荡信号(So)的所述接收机的本机振荡器(34)，所述振荡信号(So)用于通过混频器(33)对接收到的啁啾信号进行频率转换以提供中间信号(IF)，
所述方法的特征在于它包括同步阶段，随后是数据信号的调制或解调阶段，
所述特征在于，在所述同步阶段中，所述发射机(2)发送啁啾信号，所述啁啾信号在线性频率变化的每一个周期T中由具有线性频率变化的正斜率的第一周期部分和具有线性频率变化的负斜率的第二连续的周期部分组成，
所述特征在于，所述接收机(3)接收所述啁啾信号，并且借助于由所述接收机的本机振荡器(34)生成的所述振荡信号(So)在所述混频器(33)中对该啁啾信号进行频率转换，以便产生所述中间信号(IF)，其中所述振荡信号的频率是恒定的，以使得所述中间信号的频率变化是所述啁啾信号的频率变化的镜像，
所述特征在于，经滤波和采样的中间信号被提供给所述接收机的逻辑单元(37)，所述接收机的逻辑单元(37)包括被布置用于并行操作和彼此相对相移的m对离散傅立叶变换块(啁啾DFT1、啁啾DFT2)的组合(38)，其中m是高于或等于1的整数，其中每一对的第一块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述正斜率的采集，而每一对的第二块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述负斜率的采集，以及
所述特征在于，所述逻辑单元(37)的处理单元(39)在所述啁啾信号的至少一次采集之后接收所述组合(38)中的所述对的每一个离散傅立叶变换的结果，并且基于限定的噪声阈值之上的由所述组合(38)中的至少一对检测到的两个峰值来确定所述发射机和所述接收机之间的频率和/或相位误差，以在所述数据的解调阶段之前使所述接收机同步。
2.一种通信方法，用于在通信系统(1)中的高灵敏度和同步解调信号，所述通信系统包括用于发送具有周期T的伪周期性啁啾型信号的至少一个发射机(2)和接收所述啁啾信号的至少一个接收机(3)，其中所述发射机包括生成要发送的啁啾信号的所述发射机的本机振荡器(21)，并且所述接收机包括适于生成振荡信号(So)的所述接收机的本机振荡器(34)，所述振荡信号(So)用于通过混频器(33)对接收到的啁啾信号进行频率转换以提供中间信号(IF)，
所述方法的特征在于它包括同步阶段，随后是数据信号的调制或解调阶段，
所述特征在于，在所述同步阶段中，所述发射机(2)发送啁啾信号，所述啁啾信号在线性频率变化的每一个周期T中由具有线性频率变化的正斜率的第一周期部分和具有线性频率变化的负斜率的第二连续的周期部分组成，
所述特征在于，所述接收机(3)接收所述啁啾信号，并且借助于由所述接收机的本机振荡器(34)生成的振荡信号(So)在所述混频器(33)中对该啁啾信号进行频率转换，以便产生所述中间信号(IF)，其中所述振荡信号的频率以与所述啁啾信号的频率变化类似的方式改变，
所述特征在于，经滤波和采样的中间信号被提供给所述接收机的逻辑单元(37)，所述接收机的逻辑单元(37)包括一对(38')离散傅立叶变换DFT块(DFT1、DFT2)，其中所述对的第一块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述正斜率的采集，而所述对的第二块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述负斜率的采集，以及
所述特征在于，所述逻辑单元(37)的处理单元(39)接收所述对(38')的块的每一个离散傅立叶变换的结果，以在所述啁啾信号的几个连续采集之后直到由该对(38')DFT块检测到限定的噪声阈值之上的两个峰值，校正由所述本机振荡器(34)生成的所述振荡信号(So)的相移，以确定所述发射机和所述接收机之间的频率和/或相位误差，从而在所述数据的解调阶段之前使所述接收机同步。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述啁啾信号的频率变化周期的所述第一和第二部分是相同的，并且构成所述频率变化周期的所述第一和第二半周期。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述啁啾信号的频率变化周期的所述第一和第二部分是相同的，并且构成所述频率变化周期的所述第一和第二半周期。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，由所述接收机(3)捕获的所述啁啾信号的数据的每次采集的持续时间等于所述啁啾信号的频率变化的周期T。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，由所述接收机(3)捕获的所述啁啾信号的数据的每次采集的持续时间等于所述啁啾信号的频率变化的周期T。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，取决于DFT块的对的数量m，执行所述捕获的啁啾信号的几个连续采集，对于该DFT块的对，DFT块的对的数量m越低，用于所述接收机的所述同步阶段的连续采集的数量越高，并且其特征在于由所述接收机(3)捕获的所述啁啾信号的数据的采集的时间延迟是恒定相移的，并且具有等于所述啁啾信号的频率变化的周期T的持续时间。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述DFT块(啁啾DFT1、啁啾DFT2)的对在持续时间T/m的时间上彼此相对相移。
9.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，由所述接收机(3)捕获的所述啁啾信号的数据的每次采集以所述啁啾信号的频率变化的低频值或高频值开始，并且具有等于所述啁啾信号的频率变化的周期T的持续时间。
10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述处理单元(39)中基于检测到的在所述噪声阈值之上的两个峰值的平均值来确定频率误差。
11.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述处理单元(39)中基于检测到的在所述噪声阈值之上的两个峰值的平均值来确定频率误差。
12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，基于检测到的峰值中的一个峰值与检测到的峰值的频率的平均值之间的距离来确定相位误差。
13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，基于检测到的峰值中的一个峰值与检测到的峰值的频率的平均值之间的距离来确定相位误差。
14.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述相位误差的计算阶段和计算误差在采集阶段结束时和连续的采集开始之前开始。
15.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述相位误差的计算阶段和计算误差在采集阶段结束时和连续的采集开始之前开始。
16.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送数据编码啁啾信号，其中通过加上频率偏移以定义逻辑状态“1”或减去频率偏移以定义逻辑状态“0”来在每一个频率变化周期上执行所述编码。
17.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送数据编码啁啾信号，其中通过加上频率偏移以定义逻辑状态“1”或减去频率偏移以定义逻辑状态“0”来在每一个频率变化周期上执行所述编码。
18.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送数据编码啁啾信号，其中通过加上频率偏移以定义逻辑状态“1”或减去频率偏移以定义逻辑状态“0”来在所述频率变化周期的每一个半周期上执行所述编码。
19.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送数据编码啁啾信号，其中通过加上频率偏移以定义逻辑状态“1”或减去频率偏移以定义逻辑状态“0”来在所述频率变化周期的每一个半周期中执行所述编码。
20.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送在所述啁啾信号的每一个频率变化周期中具有不对称频率变化斜率的数据编码啁啾信号，其中逻辑状态“1”由所述第一周期部分中的频率变化的正斜率定义，其与所述频率变化周期的第二部分中的负斜率在绝对值上不同。
21.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送在所述啁啾信号的每一个频率变化周期中具有不对称频率变化斜率的数据编码啁啾信号，其中逻辑状态“1”由所述第一周期部分中的频率变化的正斜率定义，其与所述频率变化周期的第二部分中的负斜率在绝对值上不同。
22.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送在所述啁啾信号的每一个半周期中具有不对称频率变化斜率的数据编码啁啾信号，其中在半周期中逻辑状态“1”由在绝对值上大于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义，而所述啁啾信号的半周期中的逻辑状态“0”由在绝对值上小于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义。
23.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在所述同步阶段结束时，所述发射机(2)发送在所述啁啾信号的每一个半周期中具有不对称频率变化斜率的数据编码啁啾信号，其中在半周期中逻辑状态“1”由在绝对值上大于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义，而所述啁啾信号的半周期中的逻辑状态“0”由在绝对值上小于频率变化的第二负斜率的频率变化的第一正斜率来定义。
24.一种通信系统，用于实施根据权利要求1所述的通信方法，
其特征在于，它包括用于发送具有周期T的伪周期性啁啾型信号的至少一个发射机(2)和接收所述啁啾信号的至少一个接收机(3)，其中所述发射机包括生成要发送的啁啾信号的所述发射机的本机振荡器(21)，并且所述接收机包括适于生成处于恒定频率的振荡信号(So)的所述接收机的本机振荡器(34)，所述振荡信号(So)用于通过混频器(33)对接收到的啁啾信号进行频率转换以提供在所述捕获的啁啾信号的镜像处具有频率变化的中间信号(IF)，
所述特征在于，它另外包括低通滤波器(35)，跟着是由通过所述接收机的本机振荡器(34)提供的定时信号(CK)定时的采样器(36)，
所述特征在于，它另外包括逻辑单元(37)，所述逻辑单元(37)包括被布置用于并行操作和彼此相对相移的m对离散傅立叶变换块(啁啾DFT1、啁啾DFT2)的组合(38)，其中m是高于或等于1的整数，其中每一对的第一块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述正斜率的采集，而每一对的第二块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述负斜率的采集，以及
所述特征在于，所述逻辑单元(37)另外包括处理单元(39)，所述处理单元(39)旨在接收所述组合(38)中的所述对的每一个离散傅立叶变换的结果，以确定所述发射机与所述接收机之间的频率和/或相位误差。
25.一种通信系统，用于实施根据权利要求2所述的通信方法，
其特征在于，它包括用于发送具有周期T的伪周期性啁啾型信号的至少一个发射机(2)和接收所述啁啾信号的至少一个接收机(3)，其中所述发射机包括生成要发送的啁啾信号的所述发射机的本机振荡器(21)，并且所述接收机包括适于生成处于恒定频率的振荡信号(So)的所述接收机的本机振荡器(34)，所述振荡信号(So)用于通过混频器(33)对接收到的啁啾信号进行频率转换以提供在所述捕获的啁啾信号的镜像处具有频率变化的中间信号(IF)，
所述特征在于，它另外包括低通滤波器(35)，跟着是由通过所述接收机的本机振荡器(34)提供的定时信号(CK)定时的采样器(36)，
所述特征在于，它另外包括逻辑单元(37)，所述逻辑单元(37)包括一对(38')离散傅立叶变换DFT块(DFT1、DFT2)，其中所述对的第一块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述正斜率的采集，而所述对的第二块旨在用于相对于所述啁啾信号的频率变化的所述负斜率的采集，以及
所述特征在于，所述逻辑单元(37)另外包括处理单元(39)，所述处理单元(39)旨在接收所述对(38')的所述块的离散傅立叶变换的结果，以校正由所述本机振荡器(34)生成的所述振荡信号(So)的相移，从而确定所述发射机与所述接收机之间的频率和/或相位误差。
CN201710302744.2A 2016-05-04 2017-05-03 用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统 Active CN107359898B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16168392.5 2016-05-04
EP16168392.5A EP3242146B1 (fr) 2016-05-04 2016-05-04 Procédé et systéme de communication de signaux à haute sensibilité et à démodulation synchrone

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107359898A true CN107359898A (zh) 2017-11-17
CN107359898B CN107359898B (zh) 2019-06-04

Family

ID=55953008

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710302744.2A Active CN107359898B (zh) 2016-05-04 2017-05-03 用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10177808B2 (zh)
EP (1) EP3242146B1 (zh)
JP (1) JP6437040B2 (zh)
KR (1) KR102034343B1 (zh)
CN (1) CN107359898B (zh)
HK (1) HK1245520A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110133602A (zh) * 2018-02-08 2019-08-16 英飞凌科技股份有限公司 具有相位校正的雷达感测

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10454665B2 (en) * 2018-03-16 2019-10-22 Qualcomm Incorporated Hybrid-controlled clock generation
WO2020010179A1 (en) * 2018-07-06 2020-01-09 Carnegie Mellon University Improvements for low-power wide area networks
JP6821231B1 (ja) 2020-05-30 2021-01-27 公立大学法人公立諏訪東京理科大学 無線送信方法
US20240187291A1 (en) 2021-03-16 2024-06-06 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Enhanced phase tracking reference signal based on chirp sequences
US20220365213A1 (en) * 2021-05-12 2022-11-17 Velodyne Lidar Usa, Inc. Linearization of chirp in coherent lidar systems

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4037159A (en) * 1974-11-01 1977-07-19 Harris Corporation Chirp communication system
US6418158B1 (en) * 1998-11-24 2002-07-09 Hughes Electronics Corporation Synchronization in mobile satellite systems using dual-chirp waveform
CN102724155A (zh) * 2012-05-17 2012-10-10 哈尔滨工程大学 基于分数傅里叶变换的高频域能量集中度同步方法
US20130129026A1 (en) * 2011-11-22 2013-05-23 James L. Petersen Chirp receiver utilizing phase precessed chirp signals

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7177343B1 (en) * 2000-05-17 2007-02-13 Zenith Electronics Corporation Compound chirp and synchronizer for using same
JP2006074609A (ja) * 2004-09-03 2006-03-16 Futaba Corp 超広帯域無線送信装置、超広帯域無線受信装置、及び超広帯域無線送受信方式
EP2278724A1 (en) * 2009-07-02 2011-01-26 Nanoscale Labs Communications system
EP2469783B1 (fr) 2010-12-23 2017-12-13 The Swatch Group Research and Development Ltd. Récepteur de signaux radiofréquences FSK avec un démodulateur à haute sensibilité ainsi que procédé pour sa mise en action
KR101190107B1 (ko) * 2011-01-07 2012-10-12 삼성탈레스 주식회사 고속 이동 단말의 통신 장치 및 방법
US8867588B2 (en) 2012-08-31 2014-10-21 Cambridge Silicon Radio Limited Chirp data channel synchronisation
KR102137932B1 (ko) * 2013-06-12 2020-07-27 현대모비스 주식회사 Smps의 스위칭 주파수에 의한 주파수 간섭 제거 장치

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4037159A (en) * 1974-11-01 1977-07-19 Harris Corporation Chirp communication system
US6418158B1 (en) * 1998-11-24 2002-07-09 Hughes Electronics Corporation Synchronization in mobile satellite systems using dual-chirp waveform
US20130129026A1 (en) * 2011-11-22 2013-05-23 James L. Petersen Chirp receiver utilizing phase precessed chirp signals
CN102724155A (zh) * 2012-05-17 2012-10-10 哈尔滨工程大学 基于分数傅里叶变换的高频域能量集中度同步方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110133602A (zh) * 2018-02-08 2019-08-16 英飞凌科技股份有限公司 具有相位校正的雷达感测

Also Published As

Publication number Publication date
EP3242146A1 (fr) 2017-11-08
JP6437040B2 (ja) 2018-12-12
US20170324442A1 (en) 2017-11-09
KR20170125738A (ko) 2017-11-15
CN107359898B (zh) 2019-06-04
KR102034343B1 (ko) 2019-10-18
EP3242146B1 (fr) 2019-11-13
US10177808B2 (en) 2019-01-08
HK1245520A1 (zh) 2018-08-24
JP2017201781A (ja) 2017-11-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107359898B (zh) 用于高灵敏度和同步解调信号的通信方法和系统
CN102594752B (zh) Fsk射频信号接收器及激活所述接收器的方法
JP5284354B2 (ja) 受信装置
KR102083147B1 (ko) 저 복잡도, 저 전력 및 장거리 무선 수신기
US9712317B2 (en) Carrier synchronization appropriate for ALM NFC data transmission
EP2528256B1 (en) Wireless transceiver system
US7940743B2 (en) Method and device for the synchronization of radio stations and a time-synchronous radio bus system
US8295323B2 (en) Synchronization for frequency hopping (FH) communication
CN110474658A (zh) 一种基于长码码相位辅助的ds/fh跳扩数传信号捕获方法
AU2002247663B2 (en) Method for the frequency and time synchronization of an OFDM receiver
CN105897303A (zh) 减少跳频通信同步时间的方法
US4993048A (en) Self-clocking system
JP2000115269A (ja) キャリア位相追従装置および周波数ホッピング受信装置
JP4126043B2 (ja) 位相復調器および携帯電話装置
CN105846844A (zh) 接收装置以及接收装置的接收方法
JPS6353745B2 (zh)
JP2008283634A (ja) 復調回路及びｒｆｉｄシステム
JP2000341114A (ja) 自動周波数発生装置
RU2542574C1 (ru) Способ корреляционного приема фазоманипулированных сигналов
CN202614941U (zh) 一种应用于北斗卫星导航接收机的码跟踪电路
JP2004187155A (ja) データ受信装置
JPH0385938A (ja) 周波数ホッピング通信における同期方式
JPH07321648A (ja) Ｐｌｌ回路のロック検出装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 1245520

Country of ref document: HK

GR01 Patent grant
GR01 Patent grant