KR102034343B1 - 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템 - Google Patents

고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR102034343B1
KR102034343B1 KR1020170056491A KR20170056491A KR102034343B1 KR 102034343 B1 KR102034343 B1 KR 102034343B1 KR 1020170056491 A KR1020170056491 A KR 1020170056491A KR 20170056491 A KR20170056491 A KR 20170056491A KR 102034343 B1 KR102034343 B1 KR 102034343B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
frequency
chirp
frequency change
chirp signal
Prior art date
Application number
KR1020170056491A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20170125738A (ko
Inventor
아르노 까사그랑데
Original Assignee
더 스와치 그룹 리서치 앤 디벨롭먼트 엘티디
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 더 스와치 그룹 리서치 앤 디벨롭먼트 엘티디 filed Critical 더 스와치 그룹 리서치 앤 디벨롭먼트 엘티디
Publication of KR20170125738A publication Critical patent/KR20170125738A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102034343B1 publication Critical patent/KR102034343B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
    • G01S11/08—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves using synchronised clocks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/103—Chirp modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
    • H04L27/1566—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using synchronous sampling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
    • H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

송신기 (2) 와 수신기 (3) 사이의 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스는 데이터의 변조 및 복조 페이즈가 후속되는 제 1 동기화 페이즈를 포함한다. 이를 달성하기 위해, 송신기는 수신기에 의사 주기성 처프 신호를 송신하며, 여기서 처프 신호의 주파수 변환은, 논리 유닛 (37) 에 대해 필터링되고 샘플링되는, 중간 신호를 공급하기 위해 국부 발진기의 일정한 주파수에서 발진 신호 (So) 에 의해 혼합기 (33) 에서 수행된다. 서로에 대해 페이즈 시프트되고 병렬 동작하는 m 개의 쌍들의 DFT 블록들의 어셈블리 (38) 가 논리 유닛에 제공된다. 프로세싱 유닛 (39) 은 수신기를 동기화하기 위해 임계 위로 쌍들 중 하나에 의해 검출된 2 개의 피크들에 기초하여 송신기와 수신기 사이의 주파수 및 페이즈 에러들을 결정하기 위해 어셈블리의 쌍들의 결과를 수신한다.

Description

고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템 {COMMUNICATION PROCESS AND SYSTEM FOR HIGH-SENSITIVITY AND SYNCHRONOUS DEMODULATION SIGNALS}
발명은 고감도 및 동기 복조 신호들의 통신을 위한 프로세스에 관한 것이다. 발명은 또한 고감도 및 동기 복조 신호들의 통신을 위한 프로세스를 구현하기 위한 통신 시스템에 관한 것이다.
데이터 또는 커맨드 통신 시스템에서, 송신 확산 스펙트럼을 사용하는 것에 의해 낮은 레이트로 통신을 수행하는 것이 바람직할 수도 있다. 이것은 상이한 디스럽터(disruptor)들에 대한 통신 시스템의 저항을 최적화하는 것을 가능하게 한다. 통신 시스템은 바람직하게 "처프(chirp)" 타입 확산 스펙트럼 변조에 기초할 수 있다. 처프 신호는 의미상 캐리어 주파수 정도의 주파수에서 변조된 의사-주기성 신호이다. 일반적으로, 이러한 처프 신호의 주파수는 주파수 대역의 낮은 값과 높은 값 사이에서 캐리어 주파수에 대해 선형으로 변화한다. 이 신호의 제 1 절반 사이클은 선형 주파수 변화의 양의 기울기일 수 있는 반면, 이 신호의 연속적인 제 2 절반 사이클은 선형 주파수 변화의 음의 기울기로 있을 수 있다.
이러한 맥락에서 송신기에 의해 송신된 처프 신호에 기초하여 수신기의 동기화를 위한 프로세스를 기재하는, 특허 출원 US 2014/0064337 A1 이 인용될 수 있다. 수신기의 클록 신호는 데이터 통신을 수행하기 위해 송신기의 클록 신호와 초기에 동기되어야 한다. 이를 달성하기 위해, 수신기는 송신기로부터 처프 신호를 캡처한다. 수신기는 1 보다 높은 진폭을 갖는 절반 사이클에서 적어도 하나의 제 1 주파수 변화 구배를 갖는 처프 신호를 수신하도록 구성된다. 수신기는 상관 결과들의 제 1 세트를 생성하기 위해 제 1 예상된 처프 신호와 처프 신호의 제 1 주파수 변화 구배를 상관시키기에 적합한 상관기를 포함한다. 다른 상관 피크들 위의 적어도 하나의 제 1 상관 피크는 주파수 및/또는 페이즈 편차를 추정하는 것을 가능하게 하기 위해 결정된다. 조정 유닛이 또한 수신기의 제 1 처프 신호의 페이즈 및 주파수를 상관시키기 위해 제공되고 이로써 송신기와 동기된다. 하지만 수신기는 주파수 또는 페이즈 편차들이 빨리 발견되는 것을 가능하게 하기 위해 샘플링된 중간 신호의 이산 푸리에 변환 (또는 DFT) 을 수행하지 않는다. 이에 따라, 이것은 동기화가 쉽게 행해지게 하고 수신기의 일반적인 소비가 감소되게 하는데 있어서 단점들이 된다.
따라서, 발명의 목적은 간단한 동기화, 저 주파수를 허용하면서 전력 소비에서의 양호한 감소로 종래 기술의 단점을 해결하는 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스를 제안하는 것이다.
이러한 목적을 위해, 발명은 독립 청구항들 1 및 2 에 언급된 피처들을 갖는, 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스와 관련된다.
프로세스들의 특정 단계들은 종속 청구항들 3 내지 23 에서 언급된다.
프로세스의 일 장점은 제 1 실시형태에 따라, 수신기가 일정한 주파수에 있는 수신기의 국부 발진기의 발진 신호에 의해 캡처된 처프 신호가 주파수에서 먼저 변환되는 것을 가능하게 한다는 사실에 있다. 이러한 주파수 변환은 캡처된 처프 신호와 유사한 주파수 변화를 갖는 중간 신호가 획득되는 것을 허용한다. 필터링되고 샘플링된 중간 신호는 "처프" 이산 푸리에 변환 블록들의 쌍들의 어셈블리를 포함하는 논리 유닛에 공급되며, 여기서 벡터 투영 (vector projection) 베이스는 변조된 주파수 특성을 갖는다. "처프" 이산 푸리에 변환 블록들의 쌍들은, 상이한 DFT들의 각각의 벡터 베이스가 페이즈 시프트되는, 서로에 대해 페이즈 시프트된다. 모든 DFT 쌍들은 각각의 데이터 획득에 대해 병렬로 작동한다. 획득 후, 잡음 임계 위의 피크들이 검출되며, 이것은 주파수 에러를 결정하기 위해 주파수 횡좌표들의 평균의 빠른 계산을 가능하게 한다. 또한, 검출된 피크들의 주파수들의 평균과 피크들 중 하나 사이의 거리와 동일한, 주파수 에러가 결정된다.
제 2 실시형태에 따라, 수신기는 처프 신호의 이미지에 대해 변조된 주파수에 있는, 수신기의 국부 발진기의 발진 신호에 의해 캡처된 처프 신호가, 주파수에서 먼저 변환되는 것을 가능하게 한다. 데이터의 각각의 획득은 수신기에서 처프 신호의 주파수 변화 사이클의 각각의 시작과 종료 사이에서 수행된다. 수신기는 혼합기에 발진기에 의해 공급된 발진 신호가 처프 신호의 페이즈에 충분히 근접하여 올 때까지 삼각형 주파수 변조 또는 변화의 페이즈를 규칙적으로 변경하기 위해 제공된다. 이를 달성하기 위해, 2 개의 이산 푸리에 변환들이 수신기의 논리 유닛에서 수행된다. 제 1 이산 푸리에 변환은 주파수 변화 사이클의 제 1 부분 동안 발진 신호의 양의 기울기에 대해 수행된다. 제 2 이산 푸리에 변환은 주파수 변환 사이클의 제 2 부분 동안 발진 신호의 음의 기울기에 대해 수행된다. 주파수 변화 사이클의 제 1 및 제 2 부분들은 바람직하게 동일하고 주파수 변화 사이클의 절반 사이클들을 구성한다. 수개의 획득들 후, 잡음 임계 위의 피크들은 발진 신호의 페이즈 시프트를 보정하기 위해 DFT 블록들에 접속된 프로세싱 유닛에 의해 결정된다. 게다가, 통신 프로세스의 제 1 실시예에서처럼, 주파수 에러 뿐만 아니라 페이즈 에러가 결정된다.
이롭게, 통신 프로세스의 제 1 또는 제 2 변형들에 따른 동기화 페이즈는 GPS 포지셔닝 신호들의 수신의 동기화에 비해 짧다.
이롭게, 주파수에서의 상당한 변화들은 주로 연속적으로 그리고 일반적으로는 임의의 주요 중단 없이 수행된다. 따라서 이것은 국부 발진기에 사용된 주파수 합성기의 대역폭이 효과적으로 제한되게 한다. 이로써, 발진기의 합성기에 대해 사용된 변조기 및 복조기는 단일 포인트 주파수 변조를 갖는 복조기 및 간단한 저주파수 PLL 시그마 델타 변조기일 수 있다. 이러한 구성 토폴로지는 특히 간단하며 저소비 쪽으로 지향된다.
더욱이, 수신기의 국부 발진기의 주파수가 변조되는 특정 경우에 있어서, 국부 발진기의 기생 방사와 연관된 간섭들은 큰 대역폭에 걸쳐 효과적으로 분산되고, 이로써 수신기의 설계를 간략하게 한다.
이롭게, 변조 및 복조 페이즈에서, 데이터의 코딩은 각각의 절반 사이클에 주파수 오프셋을 부가하는 것에 의해 처프 신호에서 수행된다. 예시로서, 주파수 변화의 양의 기울기 상의 제 1 절반 사이클에서, 일정한 주파수 오프셋이 논리 상태 "1" 을 정의하기 위해 부가될 수 있는 반면, 주파수 변화의 음의 기울기 상의 제 2 절반 사이클에 대해, 일정한 주파수 오프셋이 논리 상태 "0" 을 정의하기 위해 철회된다.
이롭게, 변조 및 복조 페이즈에서, 데이터의 코딩은 처프 신호의 각각의 절반 사이클에서 비대칭 주파수 기울기들로 제공될 수 있다. 동기화 페이즈에 후속하는 처프 신호의 각각의 절반 사이클에서는, 이에 따라, 각각의 논리 상태가 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 후속하는 주파수 변화의 제 2 음의 기울기에 의해 정의되며, 이는 제 1 양의 기울기와 절대값들에 있어서 상이하다. 예를 들어, 처프 신호의 제 1 절반 사이클에서의 논리 상태 "1" 은 절대값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기 보다 큰 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 정의된다. 처프 신호의 제 2 절반 사이클에서 논리 상태 "0" 은 절대값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기보다 작은 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 정의된다. 이러한 타입의 데이터 코딩에 의해, 갑작스런 주파수 변화가 없어서, 이롭다.
이러한 목적을 위해, 발명은 또한 독립 청구항들 24 및 25 에서 언급된 피처들을 갖는, 프로세스를 구현하기 위한 고감도 및 동기 복조의 신호들을 위한 통신 시스템과 관련된다.
고감도 및 동기 복조의 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템의 목적들, 이점들, 및 피처들이 도면들에 대한 다음의 기재에서 명백하게 될 것이다.
도 1 은 통신 시스템의 송신기에 의해 송신될 수 있는, 가변 주파수의 처프 타입 신호를 나타낸다.
도 2 는 발명의 통신 프로세스의 제 1 변형에 따른 통신 시스템의 수신기에서 시간에 걸쳐 연속하는 적어도 2 개의 획득들 및 송신기의 처프 타입 신호를 나타낸다.
도 3 은 발명에 따른 통신 프로세스의 제 1 변형을 구현하기 위한 통신 시스템의 제 1 실시 예를 나타낸다.
도 4 는 발명에 따른 통신 프로세스에 대한 양의 그리고 음의 주파수 램프들의 처프 DFT1 및 처프 DFT2 의 이산 푸리에 변환 블록들의 m 개의 쌍들 중 한쌍의 출력 신호들의 잡음 임계 위의 피크들의 일 예를 나타낸다.
도 5 는 발명에 따른 통신 프로세스에 대한 처프 타입 이산 푸리에 변환들 (DFT1 및 DFT2) 의 투영 벡터들의 주파수 램프들의 시간에 걸친 몇몇 그래프들을 나타낸다.
도 6 은 발명의 통신 프로세스의 제 2 변형에 따른 수신기에서 변환 후 중간 주파수의 그리고 수신기에서 처프 신호의 사이클의 각각의 시작 및 종료 사이의 획득들의, 송신기에 의해 송신된 처프 신호의 주차수의 시간에 걸친 몇몇 그래프들을 나타낸다.
도 7 은 발명에 따른 통신 프로세스의 제 2 변형을 구현하기 위한 통신 시스템의 제 2 실시 예를 나타낸다.
도 8 은 발명에 따른 통신 프로세스에 대한 변조 또는 복조 페이즈 및 동기화 페이즈를 위해 송신기에 의해 송신된 처프 신호의 제 1 변형을 나타낸다.
도 9 는 발명에 따른 통신 프로세스에 대한 변조 또는 복조 페이즈 및 동기화 페이즈를 위해 송신기에 의해 송신된 처프 신호의 제 2 변형을 나타낸다.
다음의 기재에서, 이 기술분야의 당업자에게 잘 알려진, 특히 고감도 및 동기 복조의 신호들을 위한 통신 프로세스를 구현하기 위한 통신 시스템의 모든 컴포넌트들은 단지 간략화된 방식으로 기재된다.
통신 프로세스에서는 주로 2 개의 페이즈들이 행해지며, 이들은 동기화의 제 1 페이즈 및 복조의 제 2 페이즈이다. 제 1 동기화 페이즈는 송신기로부터 데이터의 송신 전에 먼저 행해진다. 이 제 1 페이즈에서는, 송신기로부터 수신된 처프 신호에 대한 수신기의 국부 발진기에서 생성된 신호의 주파수 및 페이즈의 적응이 있다. 이 국부 발진기는, 특히 캡처된 처프 신호의 주파수 변환의 동작에 대해 발진 신호를 공급하는, 주파수 합성기에 링크된 수정 공진기를 포함한다.
송신기의 국부 수정 발진기는 수신기의 국부 수정 발진기와 유사하다는 것을 먼저 유의해야 한다. 이에 따라, 발진 주파수는 대체로 ± 40 ppm 과 유사하고, 이것은 무엇보다도 송신기의 신호의 주파수 변화와 수신기의 신호의 주파수 변화 사이의 주파수 편차 뿐만 아니라 송신 및 수신 신호들 사이에 페이즈 시프트를 적응하는 문제이다.
이에 따라, 동기화 페이즈 동안, 송신 모듈의 정확한 주파수 및 페이즈가 결정된다. 동기화 페이즈의 종료 시 그리고 복조 페이즈 동안, 송신기에 의해 송신된 데이터는 수신기에 의해 수신된다. 송신기의 정확한 페이즈는 송신기의 수정 공진기와 수신기의 수정 공진기 사이의 임의의 편차가 흡수되는 것을 허용하도록 추적된다.
도 1 은 통신 시스템의 송신기에 의해 송신된 처프 신호의 간략도를 나타낸다. 이 처프 신호는 캐리어 주파수 정도의 주파수에서, 예를 들어 대략 2.4 GHz 에서 변조되는 의사 주기성이고, 또한 진폭에서 변조될 수 있다. 나타낸 경우에서는, 캐리어 주파수 정도의 고 주파수 값과 저 주파수 값 사이에서 시간에 걸쳐 선형으로 변화하는, 주파수의 변조가 바람직하게 구해진다. 시간에 걸친 처프 신호의 주파수의 형상은 삼각형이다. 대략 100 Hz 이상일 수 있는, 낮은 값과 높은 값 사이의 거리는, 정의된 확산 스펙트럼 송신을 위한 캐리어 주파수 정도의 주파수 대역을 정의한다. 수신된 신호들의 큰 대역폭으로, 이것은 모든 디스럽터들을 방지하고 또한, 낮은 플로우 레이트, 예를 들어 대략 1 kbits/s 의 수신된 신호들의 고감도를 갖는 것을 가능하게 한다.
도 2 는 통신 프로세스의 제 1 변형에 따른 수신기의 동기화 페이즈에서 통신 시스템의 송신기에 의해 송신된 시간에 걸친 삼각형 형상 주파수 변화를 갖는 처프 신호를 나타낸다. 이러한 특별한 경우에 따라, 처프 신호의 주파수 변화는 선형이며 제 1 절반 사이클에서는 증가하는 양의 기울이고 제 2 절반 사이클에서는 감소하는 음의 기울기이다. 양의 기울기는 절대값들에서 음의 기울기와 동일할 수 있지만, 특히 데이터의 변조 동안 하기에 설명된 바와 같이, 또한 상이할 수 있다. 통신 프로세스의 제 1 변형에 대하여, 수신기의 국부 발진기에 의해 공급된 발진 신호의 주파수는 수신된 처프 신호의 캐리어 주파수의 주파수 편차로 일정하게 유지한다.
제 1 변형에 따른 통신 프로세스에 대해 간단히 나타낸 바와 같이, 수신기는 일련의 연속적인 획득들 (ACQUIS N 및 ACQUIS N+1) 을 행할 수 있다. 이들 2 개의 획득들은 각각 수신된 처프 신호의 주파수 변화의 기간 (T) 의 지속기간을 갖는다. 연속적인 획득들은 동기화 없이 시간에서 시프트되며, 즉 중간 신호 (IF) 의 획득들의 시간 지연이 일정하게 페이즈 시프트된다.
도 3 은 제 1 변형에 따른 통신 프로세스를 구현하기 위한 통신 시스템 (10) 의 제 1 실시 예를 실제로 나타낸다. 통신 시스템 (1) 은 MHz 보다 높고 바람직하게는 2.4 GHz 정도의 캐리어 주파수의 무선 주파수 신호 (SRF) 에 의해 데이터의 통신을 확립하기 위해 적어도 하나의 송신기 (2) 및 적어도 하나의 수신기 (3) 를 먼저 포함한다.
송신기 (2) 는 도 8 및 도 9 를 참조하여 하기에 설명되는 바와 같이, 데이터의 주파수에서의 변조를 위해 주파수 합성기 (미도시) 에 링크된 수정을 포함할 수 있는, 송신기의 국부 발진기 (21) 를 주로 포함한다. 이를 달성하기 위해, 송신기의 국부 발진기 (21) 는 예를 들어, 시간에 걸쳐 삼각형 선형 주파수 변화로, 그리고 결정된 캐리어 주파수의 처프 신호의 생성을 위해 제어 신호 (Se) 를 수신한다. 처프 신호는 안테나 (23) 를 통해 처프 타입 무선주파수 신호 (SRF) 의 송신을 위해 전력 출력 증폭기 (PA)(22) 를 통과한다.
수신기 (3) 는 처프 무선주파수 신호 (SRF) 를 수신할 수 있는 안테나 (31) 및 혼합기 (33) 에 공급될 캡처된 신호를 증폭하고 필터링하기 위한 저잡음 증폭기 (LNA)(32) 를 먼저 포함한다. 주파수 변환은 수신기의 국부 발진기 (34) 에 의해 공급된 발진 신호 (So) 로 혼합기 (33) 에 의해 행해진다. 이 제 1 실시 예에 대하여, 국부 발진기 (34) 에 의해 공급된 발진 신호는 캡처된 처프 무선주파수 신호의 캐리어 주파수에서 정의된 주파수 편차에 대응하는 일정한 값의 주파수에 있다.
이러한 수신기의 국부 발진기 (34) 는, 송신기 (2) 의 경우에서처럼, 주파수 합성기 (미도시) 에 링크된 수정 공진기를 포함할 수 있다. 이러한 조건들에서, 혼합기 (33) 가 출력에서 획득된 중간 신호 (IF) 는 캡처된 처프 신호의 경우에서처럼 삼각형 선형 주파수 변화를 갖는다. 이 신호는 샘플러 (36) 에서 필터링된 중간 신호를 샘플링하기 전에 전형적인 저대역 필터 (35) 에서 필터링된다. 이 샘플러 (36) 는 국부 발진기 (34) 로부터 들어오는 타이밍 신호 (CK) 에 의해 클록킹된다. 이 타이밍 신호 (CK) 는, 국부 발진기 (34) 의 26 MHz 수정 공진기에 링크되는, 일련의 분할기들 (미도시) 의 출력으로부터 들어오는 예를 들어, 1625 MHz 와 동일한 주파수를 가질 수 있다.
샘플러 (36) 로부터 들어오는 샘플링된 신호는 논리 유닛 (37) 에 공급되며, 그 목적은 주파수 에러, 동기화 상태, 데이터의 변조를 결정하기 위한 것이다. 특히 캡처된 처프 신호에 대한 페이즈 에러 (△φ) 및 주파수 에러 (△f) 는, 수신기 (3) 의 발진기를 송신기 (2) 의 발진기와 동기화하고 후속으로 행해질 데이터의 복조를 허용하기 위해서 논리 유닛 (37) 에서 제어된다.
이 제 1 실시형태에 있어서, 논리 유닛 (37) 은 병렬 동작을 위해 배열되는, m 개의 쌍들의 이산 푸리에 변환 블록들의 어셈블리 (38), 처프 DFT1 및 처프 DFT2 를 포함한다. 수 m 은 1 이상이고, 수 m 이 높을 수록, 더 빠른 동기화 페이즈가 더 적은 연속적인 획득들이 된다는 것을 유의해야 한다. 각각의 쌍의 제 1 처프 블록 (DFT1) 은 캡처된 처프 신호의 주파수 변화의 양의 기울기에 대한 획득을 위해 제공된다. 제 1 처프 블록 DFT1 에 의한 이러한 획득은 처프 신호의, 즉 중간 신호 (IF) 의 주파수 변화 사이클의 지속기간의 제 1 절반 사이클에서 동작한다. 각각의 쌍의 제 2 처프 블록 DFT2 은 캡처된 처프 신호의 주파수 변화의 음의 기울기에 대한 획득을 위해 제공된다. 제 2 처프 블록 DFT2 에 의한 이러한 획득은 처프 신호의, 즉 중간 신호 (IF) 의 주파수 변화 사이클의 지속기간의 제 2 절반 사이클에서 동작한다. 이에 따라 음의 기울기의 주파수 램프들의 처프 DFT2 의 그리고 양의 기울기의 주파수 램프들의 처프 DFT1 의 상이한 부분적 이산 푸리에 변환들이 수행된다.
샘플링된 중간 신호의 수신 시, 어셈블리 (38) 의 상이한 쌍들의 각각의 블록 처프 DFT1 및 처프 DFT2 는 각각의 DFT 쌍 사이에서 정의된 시간 페이즈 시프트를 갖는 주파수 램프들로 n 벡터들의 코어에 대해 DFT 투영을 병렬로 수행한다. 이들 주파수 램프들은 처프 신호의 이미지에서 중간 신호의 주파수 변화의 함수이다.
도 5 는 처프 DFT1 에 대한 절반 사이클 상에서 그리고 처프 DFT2 의 다른 절반 사이클 상에서 n 투영 벡터 빈들의 주파수 램프들을 실제로 나타낸다. 빈들의 수 (n) 는, 예를 들어 대략 256 로 상대적으로 낮을 수 있다. 알 수 있는 바와 같이, DFT 의 코어의 각각의 페이즈에 대해, 처프 신호의, 즉 중간 신호의 주파수 변화 사이클은 m 개의 쌍들의 처프 블록들 DFT1 및 DFT2 에 대응하는 시간에서 m 페이즈들로 분할된다. 페이즈 1 에서 음의 기울기의 처프 DFT2 의 램프들 및 양의 기울기의 처프 DFT1 의 램프들 (빈들) 은 페이즈 2 에서 음의 기울기의 처프 (DFT2) 의 램프들 및 양의 기울기의 처프 (DFT1) 의 램프들 (빈들) 에 관한 지속기간 (T/m) 의 시간에서 페이즈 시프트된다. T 는 처프 신호의 주파수 변화 사이클의 지속기간을 정의하고 m 은 어셈블리 (38) 의 쌍들의 수를 나타낸다. 이것은 처프 DFT1 및 처프 DFT2 의 블록들의 m 번째 쌍까지 연속적으로 반복된다.
샘플러 (36) 에서 각각의 연속적인 획득은 수신된 처프 신호의 변조 페이즈가 편의상 실행되는 방식으로 수행된다는 것을 유의해야 한다. 이것은 어셈블리 (38) 의 m 페이즈들이 송신기의 변조의 페이즈에 더 양호하게 접근하기 위해서 모든 가능한 페이즈들을 실행하는 것을 허용한다. DFT 쌍들의 수 (m) 가 낮아질 수록 연속적인 획득들의 수는 더 높아진다. 이것은 1 또는 2 또는 4 와 동일한 수 (m) 에 대하여, 신호의 획득이 수신기의 동기화를 허용하기에 불충분하다는 것을 의미하는데, 이는 국부 투영과 송신기의 변조 사이의 페이즈 에러가 너무 커질 수 있기 때문이다.
처프 블록들 (DFT1 및 DFT2) 의 각각의 쌍 사이에서 시간 페이즈 시프트가 수행될 때, 도 4 에 나타낸 바와 같이, m 개의 쌍들 중 하나는 결정된 임계 위의 주파수 피크들을 검출할 수 있다. 각각의 쌍이 처프 신호의 양의 기울기에 대한 제 1 처프 블록 (DFT1) 및 처프 신호의 음의 기울기에 대한 제 2 처프 블록 (DFT2) 을 포함할 때, 주파수 (fd1) 에서의 제 1 피크는 제 1 블록에 대해 임계 위에서 검출되고 주파수 (fd2) 에서의 제 2 피크는 제 2 블록에 대해 임계 위에서 검출된다. 주파수 (fd1) 은 중간 또는 평균 주파수 (fm) 아래인 반면, 주파수 (fd2) 는 중간 또는 평균 주파수 (fm) 위이다.
도 2 에 나타낸 2 개의 연속적인 획득들 (ACQUIS N 및 ACQUIS N+1) 사이에, 주파수 및 페이즈 에러들을 결정하기 위한 계산 페이즈가 있다. 계산 페이즈에 있어서, 어셈블리 (38) 의 처프 블록들 (DFT1 및 DFT2) 의 상이한 쌍들에 링크된 프로세싱 유닛 (39) 에서, 주파수 (fd1 및 fd2) 에서 2 개의 횡좌표들의 평균이 결정되어 에러 (f0) 로서 논리 유닛의 출력에서 공급된 주파수 에러 △f = (fd1 +fd2)/2 를 결정한다. 페이즈 에러 (△φ) 는 또한 피크들 중 하나와 평균 사이의 거리 (△f) 와 동일한 것으로 결정된다. 이 페이즈 에러는 △φ = |fd1-△f | = |fd2-△f | 이다.
m 개의 상이한 처프 블록들 (DFT1 및 DFT2) 과 연관되는 병렬 계산 및 통신 프로세스의 제 1 변형의 경우, 수신기의 동기화 시간이 매우 짧다. 대조적으로, 몇몇 계산들이 모든 쌍들에 의해 동시에 수행될 때, 하기의 통신 프로세스의 제 2 변형에 대해 기재된 것에 대해 약간 더 높은 소비가 확인된다.
논리 유닛 (37) 은, 물론, 변조된 데이터 뿐만 아니라 변조 및 복조 페이즈에서 하기에 논의된 바와 같이 동기화 상태를 공급하는 것이 또한 가능하다. 이들 데이터는 참조로서 본 명세서에서 인용되고 통합되는, 유럽 특허 출원 EP 2 469 783 A1 의 도 1 및 도 2 에 대해 기재된 바와 같이, 논리 유닛 (37) 에서 복조될 수 있다.
통신 프로세스의 제 2 변형은 도 6 및 도 7 을 참조하여 설명된다. 도 6 은 수신기에서 변환 후의 중간 주파수, 수신기에서의 처프 신호의 주파수 변화 사이클의 각각의 시작과 종료 사이의 획득들, 그리고 송신기에 의해 송신된 처프 신호의 주파수 변화의 시간에 걸친 동기화 페이즈에서의 몇몇 그래프들을 나타낸다. 통신 시스템의 제 2 실시 예에 따라, 국부 발진기는 동기화 후 변환이 일단 수행되면 중간 신호의 일정한 주파수들을 획득하기 위해서 처프 신호의 이미지에 변조된 발진 신호를 공급한다는 것을 유의해야 한다.
수신기는 발진기에 의해 혼합기에 공급된 발진 신호가 처프 신호와 동일 페이즈일 때까지 삼각형 주파수 변화 또는 변조의 페이즈를 규칙적으로 변경하기 위해 제공된다. 수신기에서의 지속기간 (T) 의 각각의 획득은 바람직하게 저주파수 값에서 각각의 기간의 시작 시 시작하고 저주파수 값에서 상기 주파수 변화 사이클의 종료 시 종료한다. 하지만, 각각의 주파수 변화 사이클은 고 주파수 값에서 시작하고 고주파수 값에서 기간의 종료 시 종료할 수 있다. 따라서, 신호들의 동기화까지 새로운 획득을 시작하기 위해 발진 신호의 생성을 위한 페이즈 시프트가 있어야 한다.
2 개의 이산 푸리에 변환들이 수신기의 논리 유닛에서 수행된다. 제 1 이산 푸리에 변환은 제 1 주파수 변화 절반 사이클 동안 발진 신호의 양의 기울기에 대해 수행된다. 제 2 이산 푸리에 변화는 제 2 주파수 변화 절반 사이클 동안 발진 신호의 음의 기울기에 대해 수행된다. 주어진 잡음 임계 보다 더 높은 피크가 이산 푸리에 변환들의 각각의 결과에 대해 검출될 때, 송신기와 수신기 사이의 주파수 에러 및 페이즈 에러가 계산된다. 이 주파수 에러 (△f) 는 정의된 임계 위로 검출된 2 개의 피크들의 횡좌표들의 평균과 동일하다. 페이즈 에러 (△φ) 는 도 4 를 참조하여 이전에 설명된 바와 같이, 피크들 중 하나와 평균 사이의 거리와 동일하다.
도 6 에서 알 수 있는 바와 같이, 제 1 획득 (ACQUIS N) 동안, 발진 신호는 처프 신호로부터 페이즈 시프트되며, 이는 중간 신호의 주파수가 일정하지 않은 것을 의미한다. 대조적으로, 제 2 획득 (ACQUIS N+1) 동안, 발진 신호는 처프 신호와 동일 페이즈이며, 이는 제 1 절반 기간에 걸쳐 중간 신호의 주파수가 높은 값으로 일정하고 제 2 절반 기간에 걸쳐 중간 신호의 주파수는 낮은 값으로 일정한 것을 의미한다.
통신 프로세스의 이러한 제 2 변형에 의하면, 수신기의 국부 발진기의 주파수를 적응시키기 위해 페이즈 에러 및 주파수 에러를 결정하고 보정하도록 시간에 걸쳐 몇몇 연속적인 획득들이 있어야 한다는 것을 유의해야 한다. 동기화 페이즈가 일단 종료되면, 복조 페이즈가 수신기에서 시작할 수 있다.
도 7 은 통신 프로세스를 구현하기 위한 통신 시스템 (1) 의 제 2 실시형태를 나타낸다. 대부분의 컴포넌트들이 도 3 을 참조하여 기재된 통신 시스템과 동일하기 때문에, 이들 컴포넌트들은 기재되지 않을 것이다. 기재될 것은 주로 논리 유닛 (37) 의 컴포넌트들 및 그 기능이다.
논리 유닛 (37) 은 주파수 에러 (f0), 동기화 상태, 데이터의 복조를 결정하기 위해서 샘플러 (36) 로부터 들어오는 샘플링된 신호를 수신한다. 2 개의 이산 푸리에 변환 블록들 (DFT1 및 DFT2) 을 갖는 단지 하나의 어셈블리 (38') 만이 논리 유닛 (37) 에 제공된다. 위에 언급된 바와 같이, 제 1 블록 (DFT1) 은 주파수 변화의 양의 기울기의 획득의 제 1 절반 사이클에 대하여 n 벡터들의 코어에 대해 DFT 투영을 수행한다. 제 2 블록 (DFT2) 은 주파수 변화의 음의 기울기의 획득의 제 2 절반 사이클에 대하여 n 벡터들의 코어에 대해 DFT 투영을 수행한다. 단일 계산이 각각의 획득 동안 동시에 수행된다. 프로세싱 유닛 (39) 에서 각각의 DFT1 및 DFT2 블록 후 피크가 일단 검출되면, 위에 나타낸 바와 같이, 주파수 에러 (△f) 및 페이즈 에러 (△φ) 가 결정된다.
위에 언급된 바와 같이, 데이터는 참조로서 본 명세서에 인용되고 통합되는, 유럽 특허 출원 EP 2 469 783 A1 의 도 1 및 도 2 에 대해 기재된 바와 같이, 논리 유닛 (37) 에서 복조될 수 있다.
통신 시스템의 제 2 변형의 경우, 통신 시스템의 제 1 변형에서 보다 수신기의 동기화 시간이 더 길다. 대조적으로, 통신 프로세스의 제 1 변형에 의해 전력 소비는 훨씬 더 낮다.
수신기가 통신 프로세스의 제 1 변형 또는 제 2 변형에서 동기화되면, 변조 및 복조 페이즈가 도 3 또는 도 7 의 제 1 또는 제 2 실시 예에 따라 통신 시스템에서 시작할 수 있다.
도 8 은 통신 프로세스의 제 1 변형 또는 제 2 변형에 대한 동기화 페이즈 및 변조 또는 복조를 위해 송신기에 의해 송신된 처프 신호의 제 1 변형을 나타낸다. 변조 및 복조 페이즈에 대한 각각의 데이터 심볼은 단일 논리 상태 "1" 또는 "0" 에 의해 또는 일련의 논리 상태들 "1" 또는 "0" 의 바이너리 워드에 의해 정의될 수 있다.
제 1 변형에 따라, 통신 시스템의 제 1 실시 예에 의하면, 수신기의 국부 발진기에 의해 공급된 발진 신호의 주파수를 일정하게 유지하는 것이 제공될 수 있다. 하지만, 통신 시스템의 제 2 실시예에 의하면, 수신된 처프 신호의 주파수 처럼 변화하는 발진 신호의 주파수를 가지는 것이 또한 가능할 수 있다.
송신기는 동기화 페이즈에 대해 도 1 에서 나타낸 바와 같이, 선형 가변 주파수를 갖는 처프 신호를 송신한다. 송신기로부터 변조 페이즈에 대해, 데이터의 코딩은 송신될 정보의 인스턴스들을 나타내는, 수개의 값들을 갖는 주파수 오프셋을 각각의 절반 사이클에 부가하는 처프 신호에서 수행된다. 데이터의 페이즈는 도 8 에 나타낸 바와 같이, 삼각형 신호의 것에서 동기된다. 주파수 변화의 양의 기울기 상의 제 1 절반 사이클에서, 일정한 주파수 오프셋이 논리 상태 "1" 에 부가되는 반면, 주파수 변화의 음의 기울기 상의 제 2 절반 사이클에서 일정한 주파수 오프셋이 논리 상태 "0" 을 정의하기 위해 철회된다. 이것은 코딩될 데이터의 각각의 논리 상태를 정의하도록 부가되거나 철회되기 위해 동일한 주파수 오프셋일 수 있지만, 상이한 오프셋이 또한 가능할 수도 있다.
도 9 는 통신 프로세서의 제 1 변형 또는 제 2 변형에 대한 동기화 페이즈 및 변조 또는 복조를 위해 송신기에 의해 송신되는 처프 신호의 제 2 변형을 나타낸다.
이러한 타입의 코딩을 위해, 비대칭 주파수 기울기들은 논리 상태 "1" 또는 논리 상태 "0" 중 어느 하나를 정의하기 위해 처프 신호의 각각의 절반에 제공된다. 동기화 페이즈에 후속하는 처프 신호의 각각의 절반 사이클에서는, 이에 따라 각각의 논리 상태가 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 후속하는, 절대값들에 있어서 제 1 양의 기울기와 상이한, 주파수 변화의 제 2 음의 기울기에 의해 정의된다.
도 9 에 나타낸 바와 같이, 처프 신호의 제 1 절반 사이클에서 논리 상태 "1" 은 절대값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기보다 큰 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 정의된다. 대조적으로, 처프 신호의 제 2 절반 사이클에서 논리 상태 "0" 은 절대값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기보다 작은 주파수 변화의 제 1 음의 기울기에 의해 정의된다.
데이터 코딩의 제 1 변형에 있어서, 데이터의 코딩을 위한 주파수 적응이 주파수에서의 점프들 없이 수행된다는 것을 유의한다. 이것은 사용하기에 용이하고 통신 시스템에서의 소비를 감소시키는, 1-포인트 PLL 변조의 사용을 가능하게 한다.
발진 신호의 일정한 주파수에 의해, 수신기는 또한 송신된 심볼 마다 신호 획득을 수행한다. 논리 유닛에서, 수신기는 예상된 벡터들의 n 타입들 상에 수신된 벡터를 투영할 수 있다. 송신기의 페이즈를 정확히 따르기 위해, 3·n 투영들이 병렬로, 즉 "이른" 투영, "현재" 투영 및 "늦은" 투영으로 수행된다. 획득들의 페이즈는 "현재" 중간 페이즈 상에 최대 투영 에너지를 획득하도록 보정된다.
다른 변형에 따라, 수신기의 국부 발진기에 의해 공급된 발진 신호의 주파수가 변조된다. 이 경우, 도 8 에 도시된 변조가 이롭게 사용될 수 있다. 수신기는 송신된 심볼 마다 단일 획득을 수행하고 예상된 벡터들의 n 타입들 상에 수신된 벡터를 투영한다. 이러한 경우에서 처럼, 예상된 벡터들은 결정된 주파수의 사인 신호에 대응하며, 여기서 송신기 및 수신기의 중간 주파수들은 록킹되고, 투영은 명확히 결정된 값의 단일 빈에 대한 DFT 의 계산에 대응한다.
또한 시간 동안 송신기와 수신기 사이에서 소정의 페이즈 및 주파수 편차가 있을 수 있다. 송신기의 페이즈에 정확히 후속하기 위해, 3 개의 투영들은, 병렬로, 즉 "이른" 투영, "현재" 투영, 및 "늦은" 투영으로 수행된다. 국부 발진기의 삼각형 변조 신호의 페이즈는 "현재" 중간 페이즈 상에 최대 투영 에너지를 획득하도록 보정된다. 3 개의 페이즈들에서 에너지의 제어는 수신된 처프 신호의 페이즈에 후속하여 수행된다. 이것은 동기화 페이즈의 종료 시 또는 신호들의 변조 및 복조 페이즈 직전 또는 동안에도 발생한다.
물론, 주파수 변조 처프 신호를 송신하고 다른 처프 신호를 수신하도록 송신기-수신기를 설계하는 것이 절대적으로 적당하다. 모든 송신기-수신기가 위에 언급된 통신 프로세스의 제 1 및 제 2 변형들에 따라 작동할 수 있다.
주어진 기재로부터, 통신 프로세스 및 시스템의 몇몇 변형들을 작동하는 것은 청구항들에 의해 정의된 발명의 프레임워크로부터 벗어나지 않으면서 당업자에 의해 가능해질 수 있다. 데이터의 복조는 각각의 절반 사이클에 걸쳐서 보다는 오히려 처프 신호의 사이클의 지속기간에 의존하는 각각의 논리 상태에 대해 수행될 수 있다. 처프 신호의 주파수 변화의 양의 기울기는 절대 값들에 있어서 처프 신호의 주파수 변화의 음의 기울기 보다 크거나 작을 수 있다. 데이터의 코딩은 처프 신호의 각각의 주파수 변화 사이클에서 비대칭 주파수 기울기들로 제공될 수 있다. 데이터의 변조를 위해 송신된 처프 신호에서 진폭 변조를 수행하는 것이 제공될 수 있다.

Claims (25)

  1. 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스로서,
    상기 통신 시스템 (1) 은 기간 (T) 의 의사 주기성 처프 타입 (chirp-type) 신호를 송신하기 위한 적어도 하나의 송신기 (2) 및 처프 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 수신기 (3) 를 포함하고, 상기 송신기는 송신될 처프 신호를 생성하기 위해 상기 송신기의 국부 발진기 (21) 를 포함하고 상기 수신기는 중간 신호 (IF) 를 공급하기 위해 혼합기 (33) 에 의해 수신된 상기 처프 신호의 주파수 변환을 위해 발진 신호 (So) 를 생성하기에 적합한 상기 수신기의 국부 발진기 (34) 를 포함하며,
    상기 프로세스는,
    데이터 신호의 변조 또는 복조 페이즈가 후속되는 동기화 페이즈를 포함하고,
    상기 동기화 페이즈에서, 상기 송신기 (2) 는 처프 신호를 송신하고, 상기 처프 신호는 선형 주파수 변화의 각각의 기간 (T) 에서, 선형 주파수 변화의 양의 기울기를 갖는 제 1 사이클 부분 및 선형 주파수 변화의 음의 기울기를 갖는 제 2 연속적인 사이클 부분으로 구성되고,
    상기 수신기 (3) 는 상기 처프 신호를 수신하고 상기 중간 신호 (IF) 를 발생하기 위해서 상기 수신기의 국부 발진기 (34) 에 의해 생성된 발진 신호 (So) 에 의해 상기 혼합기 (33) 에서 상기 처프 신호의 주파수를 변환하고, 상기 발진 신호의 주파수는, 상기 중간 신호의 주파수 변화가 상기 처프 신호의 주파수 변화의 이미지이도록 일정하고,
    필터링되고 샘플링된 중간 신호는 상기 수신기의 논리 유닛 (37) 에 공급되고, 상기 수신기의 논리 유닛 (37) 은 병렬 동작을 위해 배열되고 서로에 대해 페이즈 시프트되는 m 개의 쌍들의 이산 푸리에 변환 블록들 (처프 DFT1; 처프 DFT2) 의 어셈블리 (38) 를 포함하고, 여기서 m 은 1 이상의 정수이고, 각각의 쌍의 제 1 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 양의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되는 반면, 각각의 쌍의 제 2 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 음의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되며, 그리고
    상기 논리 유닛 (37) 의 프로세싱 유닛 (39) 은 상기 처프 신호의 적어도 하나의 획득에 후속하는 상기 어셈블리 (38) 의 쌍들의 각각의 이산 푸리에 변환의 결과를 수신하고 정의된 잡음 임계 위로 상기 어셈블리 (38) 의 적어도 하나의 쌍에 의해 검출된 2 개의 피크들에 기초하여 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 주파수 및/또는 페이즈 에러를 결정하여 데이터의 복조 페이즈 전에 상기 수신기를 동기화하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  2. 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스로서,
    상기 통신 시스템 (1) 은 기간 (T) 의 의사 주기성 처프 타입 신호를 송신하기 위한 적어도 하나의 송신기 (2) 및 처프 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 수신기 (3) 를 포함하고, 상기 송신기는 송신될 처프 신호를 생성하기 위해 상기 송신기의 국부 발진기 (21) 를 포함하고 상기 수신기는 중간 신호 (IF) 를 공급하기 위해 혼합기 (33) 에 의해 수신된 상기 처프 신호의 주파수 변환을 위해 발진 신호 (So) 를 생성하기에 적합한 상기 수신기의 국부 발진기 (34) 를 포함하고,
    상기 프로세스는,
    데이터 신호의 변조 또는 복조 페이즈가 후속되는 동기화 페이즈를 포함하고,
    상기 동기화 페이즈에서, 상기 송신기 (2) 는 처프 신호를 송신하고, 상기 처프 신호는 선형 주파수 변화의 각각의 기간 (T) 에서, 선형 주파수 변화의 양의 기울기를 갖는 제 1 사이클 부분 및 선형 주파수 변화의 음의 기울기를 갖는 제 2 연속적인 사이클 부분으로 구성되고,
    상기 수신기 (3) 는 처프 신호를 수신하고 상기 중간 신호 (IF) 를 발생하기 위해 상기 수신기의 상기 국부 발진기 (34) 에 의해 생성된 상기 발진 신호 (So) 에 의해 상기 혼합기 (33) 에서 상기 처프 신호의 주파수를 변환하고, 상기 발진 신호의 주파수는 상기 처프 신호의 주파수 변화에 따라 변화하고,
    필터링되고 샘플링된 중간 신호는 상기 수신기의 논리 유닛 (37) 에 공급되고, 상기 수신기의 논리 유닛 (37) 은 이산 푸리에 변환 DFT 블록들 (DFT1; DFT2) 의 쌍 (38') 을 포함하고, 상기 쌍의 제 1 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 양의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되는 반면, 상기 쌍의 제 2 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 음의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되고, 그리고
    상기 논리 유닛 (37) 의 프로세싱 유닛 (39) 은 상기 쌍 (38') 의 블록들의 각각의 이산 푸리에 변환의 결과를 수신하여 정의된 잡음 임계 위로 2 개의 피크들의 DFT 블록들의 쌍 (38') 에 의한 검출까지 상기 처프 신호의 몇몇 연속적인 획득들 후에 상기 국부 발진기 (34) 에 의해 생성된 상기 발진 신호 (So) 의 페이즈 시프트를 보정하여 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 주파수 및/또는 페이즈 에러를 결정하여 데이터의 복조 페이즈 전에 상기 수신기를 동기화하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 처프 신호의 주파수 변화 사이클의 제 1 및 제 2 부분들은 동일하고 상기 주파수 변화 사이클의 제 1 및 제 2 절반 사이클들을 구성하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 처프 신호의 주파수 변화 사이클의 제 1 및 제 2 부분들은 동일하고 상기 주파수 변화 사이클의 제 1 및 제 2 절반 사이클들을 구성하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기 (3) 에 의해 캡처된 처프 신호의 데이터의 각각의 획득의 지속기간은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 기간 (T) 와 동일한 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 수신기 (3) 에 의해 캡처된 처프 신호의 데이터의 각각의 획득의 지속기간은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 기간 (T) 와 동일한 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  7. 제 1 항에 있어서,
    캡처된 상기 처프 신호의 몇몇 연속적인 획득들은, DFT 블록들의 쌍들의 수 m 이 낮을수록, 상기 수신기의 동기화 페이즈에 대한 연속적인 획득들의 수가 높아지는, DFT 블록들의 쌍들의 수 m 에 의존하여 수행되고, 상기 수신기 (3) 에 의해 캡처된 상기 처프 신호의 데이터의 획득의 시간 래그 (lag) 는 일정하게 페이즈 시프트되며 상기 처프 신호의 주파수 변화의 기간 (T) 과 동일한 지속기간인 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  8. 제 1 항에 있어서,
    DFT 블록들 (처프 DFT1; 처프 DFT2) 의 쌍들은 지속기간 (T/m) 의 시간에 걸쳐 서로에 대해 페이즈 시프트되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  9. 제 2 항에 있어서,
    상기 수신기 (3) 에 의해 캡처된 상기 처프 신호의 데이터의 각각의 획득은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 저주파수 값 또는 고주파수 값에서 시작하고 상기 처프 신호의 주파수 변화의 기간 (T) 와 동일한 지속기간인 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  10. 제 1 항에 있어서,
    주파수 에러는 상기 잡음 임계 위로 검출된 2 개의 피크들의 평균에 기초하여 상기 프로세싱 유닛 (39) 에서 결정되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  11. 제 2 항에 있어서,
    주파수 에러는 상기 잡음 임계 위로 검출된 2 개의 피크들의 평균에 기초하여 상기 프로세싱 유닛 (39) 에서 결정되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  12. 제 10 항에 있어서,
    페이즈 에러는 검출된 상기 피크들 중 하나와 상기 검출된 피크들의 주파수들의 평균 사이의 거리에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  13. 제 11 항에 있어서,
    페이즈 에러는 검출된 상기 피크들 중 하나와 상기 검출된 피크들의 주파수들의 평균 사이의 거리에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 주파수 및/또는 페이즈 에러의 계산 페이즈는 획득 페이즈의 종료 시 그리고 연속적인 획득의 시작 전에 시작하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  15. 제 2 항에 있어서,
    상기 주파수 및/또는 페이즈 에러의 계산 페이즈는 획득 페이즈의 종료 시 그리고 연속적인 획득의 시작 전에 시작하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 코딩은 논리 상태 "1" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 가산하거나 논리 상태 "0" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 감산하는 것에 의해 각각의 주파수 변화 사이클에서 수행되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  17. 제 2 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 코딩은 논리 상태 "1" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 가산하거나 논리 상태 "0" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 감산하는 것에 의해 각각의 주파수 변화 사이클에서 수행되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  18. 제 3 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 코딩은 논리 상태 "1" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 가산하거나 논리 상태 "0" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 감산하는 것에 의해 주파수 변화 사이클의 각각의 절반 사이클에서 수행되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  19. 제 4 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 코딩은 논리 상태 "1" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 가산하거나 논리 상태 "0" 을 정의하기 위해 주파수 오프셋을 감산하는 것에 의해 주파수 변화 사이클의 각각의 절반 사이클에서 수행되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  20. 제 1 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 상기 처프 신호의 각각의 주파수 변화 사이클에서 비대칭 주파수 변화 기울기들을 갖는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 논리 상태 "1" 은 상기 주파수 변화 사이클의 제 2 부분에서 절대값들에 있어서 음의 기울기와 상이한, 상기 제 1 사이클 부분에서의 주파수 변화의 양의 기울기로 정의되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  21. 제 2 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 상기 처프 신호의 각각의 주파수 변화 사이클에서 비대칭 주파수 변화 기울기들을 갖는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 논리 상태 "1" 은 상기 주파수 변화 사이클의 제 2 부분에서 절대값들에 있어서 음의 기울기와 상이한, 상기 제 1 사이클 부분에서의 주파수 변화의 양의 기울기로 정의되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  22. 제 3 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 상기 처프 신호의 각각의 절반 사이클에서 비대칭 주파수 변화 기울기들을 갖는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 논리 상태 "1" 은 절대 값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기 보다 큰 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 절반 사이클에서 정의되는 반면, 상기 처프 신호의 절반 사이클에서 논리 상태 "0" 은 절대 값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기 보다 작은 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  23. 제 4 항에 있어서,
    상기 동기화 페이즈의 종료 시, 상기 송신기 (2) 는 상기 처프 신호의 각각의 절반 사이클에서 비대칭 주파수 변화 기울기들을 갖는 데이터 코딩 처프 신호를 송신하고, 논리 상태 "1" 은 절대 값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기 보다 큰 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 절반 사이클에서 정의되는 반면, 상기 처프 신호의 절반 사이클에서 논리 상태 "0" 은 절대 값들에 있어서 주파수 변화의 제 2 음의 기울기 보다 작은 주파수 변화의 제 1 양의 기울기에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템 (1) 에서 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스.
  24. 제 1 항에 기재된 통신 프로세스를 구현하기 위한 통신 시스템으로서,
    상기 통신 시스템은, 기간 (T) 의 의사 주기성 처프 타입 신호를 송신하기 위한 적어도 하나의 송신기 (2) 및 처프 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 수신기 (3) 를 포함하고, 상기 송신기는 송신될 처프 신호를 생성하기 위해 상기 송신기의 국부 발진기 (21) 를 포함하고 상기 수신기는 캡처된 처프 신호의 이미지에서 주파수 변화를 갖는 중간 신호 (IF) 를 공급하기 위해 혼합기 (33) 에 의해 수신된 상기 처프 신호의 주파수 변환에 대해 일정한 주파수로 발진 신호 (So) 를 생성하기에 적합한 상기 수신기의 국부 발진기 (34) 를 포함하고,
    상기 통신 시스템은 부가적으로, 상기 수신기의 상기 국부 발진기 (34) 에 의해 공급된 타이밍 신호 (CK) 에 의해 타이밍되는 샘플러 (36) 가 후속되는 저대역 필터 (35) 를 포함하고,
    상기 통신 시스템은 부가적으로, 병렬 동작을 위해 배열되고 서로에 대해 페이즈 시프트되는 m 개의 쌍들의 이산 푸리에 변환 블록들 (처프 DFT1; 처프 DFT2) 의 어셈블리 (38) 를 포함하는 논리 유닛 (37) 을 포함하고, 여기서 m 은 1 이상의 정수이고, 각각의 쌍의 제 1 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 양의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되는 반면, 각각의 쌍의 제 2 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 음의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되며, 그리고
    상기 논리 유닛 (37) 은 부가적으로, 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 주파수 및/또는 페이즈 에러를 결정하기 위해 상기 어셈블리 (38) 의 쌍들의 각각의 이산 푸리에 변화의 결과를 수신하도록 의도된 프로세싱 유닛 (39) 을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  25. 제 2 항에 기재된 통신 프로세스를 구현하기 위한 통신 시스템으로서,
    상기 통신 시스템은, 기간 (T) 의 의사 주기성 처프 타입 신호를 송신하기 위한 적어도 하나의 송신기 (2) 및 처프 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 수신기 (3) 를 포함하고, 상기 송신기는 송신될 처프 신호를 생성하기 위해 상기 송신기의 국부 발진기 (21) 를 포함하고 상기 수신기는 캡처된 처프 신호의 이미지에서 주파수 변화를 갖는 중간 신호 (IF) 를 공급하기 위해 혼합기 (33) 에 의해 수신된 상기 처프 신호의 주파수 변환에 대해 발진 신호 (So) 를 생성하기에 적합한 상기 수신기의 국부 발진기 (34) 를 포함하고,
    상기 통신 시스템은 부가적으로, 상기 수신기의 상기 국부 발진기 (34) 에 의해 공급된 타이밍 신호 (CK) 에 의해 타이밍되는 샘플러 (36) 가 후속되는 저대역 필터 (35) 를 포함하고,
    상기 통신 시스템은 부가적으로 이산 푸리에 변환 DFT 블록들 (DFT1; DFT2) 의 쌍 (38') 을 포함하는 논리 유닛 (37) 을 포함하고, 상기 쌍의 제 1 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 양의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되는 반면, 상기 쌍의 제 2 블록은 상기 처프 신호의 주파수 변화의 음의 기울기에 대한 획득을 위해 의도되며, 그리고
    상기 논리 유닛 (37) 은 부가적으로, 상기 쌍 (38') 의 블록들의 이산 푸리에 변화들의 결과를 수신하여 상기 국부 발진기 (34) 에 의해 생성된 상기 발진 신호 (So) 의 페이즈 시프트를 보정하여 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 주파수 및/또는 페이즈 에러를 결정하도록 의도된 프로세싱 유닛 (39) 을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
KR1020170056491A 2016-05-04 2017-05-02 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템 KR102034343B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16168392.5A EP3242146B1 (fr) 2016-05-04 2016-05-04 Procédé et systéme de communication de signaux à haute sensibilité et à démodulation synchrone
EP16168392.5 2016-05-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170125738A KR20170125738A (ko) 2017-11-15
KR102034343B1 true KR102034343B1 (ko) 2019-10-18

Family

ID=55953008

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020170056491A KR102034343B1 (ko) 2016-05-04 2017-05-02 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10177808B2 (ko)
EP (1) EP3242146B1 (ko)
JP (1) JP6437040B2 (ko)
KR (1) KR102034343B1 (ko)
CN (1) CN107359898B (ko)
HK (1) HK1245520A1 (ko)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102018102816B3 (de) * 2018-02-08 2019-07-04 Infineon Technologies Ag Radar mit phasenkorrektur
US10454665B2 (en) * 2018-03-16 2019-10-22 Qualcomm Incorporated Hybrid-controlled clock generation
WO2020010179A1 (en) * 2018-07-06 2020-01-09 Carnegie Mellon University Improvements for low-power wide area networks
US20220365213A1 (en) * 2021-05-12 2022-11-17 Velodyne Lidar Usa, Inc. Linearization of chirp in coherent lidar systems

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4037159A (en) * 1974-11-01 1977-07-19 Harris Corporation Chirp communication system
US6418158B1 (en) * 1998-11-24 2002-07-09 Hughes Electronics Corporation Synchronization in mobile satellite systems using dual-chirp waveform
US7177343B1 (en) * 2000-05-17 2007-02-13 Zenith Electronics Corporation Compound chirp and synchronizer for using same
JP2006074609A (ja) * 2004-09-03 2006-03-16 Futaba Corp 超広帯域無線送信装置、超広帯域無線受信装置、及び超広帯域無線送受信方式
EP2278724A1 (en) * 2009-07-02 2011-01-26 Nanoscale Labs Communications system
EP2469783B1 (fr) 2010-12-23 2017-12-13 The Swatch Group Research and Development Ltd. Récepteur de signaux radiofréquences FSK avec un démodulateur à haute sensibilité ainsi que procédé pour sa mise en action
KR101190107B1 (ko) * 2011-01-07 2012-10-12 삼성탈레스 주식회사 고속 이동 단말의 통신 장치 및 방법
US8861568B2 (en) * 2011-11-22 2014-10-14 Novatel Inc. Chirp receiver utilizing phase processed chirp signals
CN102724155B (zh) * 2012-05-17 2014-09-17 哈尔滨工程大学 基于分数傅里叶变换的高频域能量集中度同步方法
US8867588B2 (en) 2012-08-31 2014-10-21 Cambridge Silicon Radio Limited Chirp data channel synchronisation
KR102137932B1 (ko) * 2013-06-12 2020-07-27 현대모비스 주식회사 Smps의 스위칭 주파수에 의한 주파수 간섭 제거 장치

Also Published As

Publication number Publication date
US20170324442A1 (en) 2017-11-09
EP3242146A1 (fr) 2017-11-08
CN107359898A (zh) 2017-11-17
HK1245520A1 (zh) 2018-08-24
CN107359898B (zh) 2019-06-04
US10177808B2 (en) 2019-01-08
JP2017201781A (ja) 2017-11-09
KR20170125738A (ko) 2017-11-15
EP3242146B1 (fr) 2019-11-13
JP6437040B2 (ja) 2018-12-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102034343B1 (ko) 고감도 및 동기 복조 신호들을 위한 통신 프로세스 및 시스템
KR102083147B1 (ko) 저 복잡도, 저 전력 및 장거리 무선 수신기
KR101299332B1 (ko) 고감도 복조기를 포함하는 ｆｓｋ 무선 주파수 신호용 수신기 및 이를 구동시키기 위한 방법
US9712317B2 (en) Carrier synchronization appropriate for ALM NFC data transmission
JP3870194B2 (ja) 無線局を同期させるための方法と装置及び時間同期された無線バスシステム
RU2105423C1 (ru) Способ корректировки местных гетеродинов приемника и устройство для его осуществления
US10856242B2 (en) Wireless time and frequency lock loop system
US8867588B2 (en) Chirp data channel synchronisation
CN110474658B (zh) 一种基于长码码相位辅助的ds/fh跳扩数传信号捕获方法
US20090232197A1 (en) Pulse modulated wireless communication device
AU2002247663B2 (en) Method for the frequency and time synchronization of an OFDM receiver
US11502883B2 (en) Adjusting receiver frequency to compensate for frequency offset during a sounding sequence used for fractional time determination
US11277142B2 (en) Phase correcting device, distance measuring device, phase fluctuation detecting device and phase correction method
CN106603451A (zh) 一种基于延时自相关的高动态多普勒频偏及频偏变化率估计方法
US20200408891A1 (en) Device for radar sensor, ic for a radar sensor and a radar sensor
Maya et al. A high data rate BPSK receiver implementation in FPGA for high dynamics applications
JP2820143B2 (ja) 自動周波数制御方式
US11638116B2 (en) Adjusting DFT coefficients to compensate for frequency offset during a sounding sequence used for fractional time determination
JP4010709B2 (ja) Ｍｓｋ復調装置
JP2000341114A (ja) 自動周波数発生装置
KR100459158B1 (ko) 아날로그/디지탈 통신 시스템에서의 반송파 복원장치
JPH08228169A (ja) スペクトラム拡散通信装置
JPH08228172A (ja) スペクトラム拡散通信装置
JP2017147650A (ja) 無線通信装置及び電子キーシステム
JP2006165924A (ja) 遅延ロックループ

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant