DE102020119390B4

DE102020119390B4 - Ermittlung von Kalibrierdaten zur Berücksichtigung von temperatur- und Spannungsabhängigkeit der HF-Radarsignalphasen in einem Radarsystem

Info

Publication number: DE102020119390B4
Application number: DE102020119390.4A
Authority: DE
Inventors: Josef KULMER; Patrick Hölzl; Oleksiy KLYMENKO; Gunther Kraut; Hao Li; Ernst Seler
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2020-07-22
Filing date: 2020-07-22
Publication date: 2023-01-26
Anticipated expiration: 2040-07-23
Also published as: CN113970726A; DE102020119390A1

Abstract

Ein Verfahren, das folgendes aufweist:Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals (sLO(t)) in einem ersten Radarchip (2-4) basierend auf einem in einem weiteren Radarchip (1) erzeugten Lokaloszillatorsignal (sLO(t));Zuführen des Lokaloszillatorsignals (sLO(t)) an einen Sendekanal (TX1-TX4) des ersten Radarchips (2-4), der basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) ein HF-Ausgangssignal (sRF,1(t), sRF,2(t), sRF,3(t), sRF,4(t)) erzeugt;Verändern der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips;Messen von Phasenwerten (ϕRF,1, ϕRF,2, ϕRF,3, ϕRF,4) basierend auf dem dem Sendekanal (TX1-TX4) zugeführten Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal (sRF,1(t), sRF,2(t), sRF,3(t), sRF,4(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des ersten Radarchips (1-4); undErmitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignals (sRF,1(t), sRF,2(t), sRF,3(t), sRF,4(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radar-Messtechnik. Manche Ausführungsbeispiele betreffen eine Vorrichtung mit eineroder mehreren kaskadierten monolithisch integrierten Mikrowellenschaltungen (Monolithic Microwave Integrated Circuits, MMICs), welche z.B. in Radar-Sensoren/Sensorsystemen eingesetzt werden können, sowie eine Methode zur Ermittlung von Kalibrierdaten zur Korrektur temperaturabhängiger Phasen der in den MMICs erarbeiteten HF-Signale.
HINTERGRUND
Radarsensoren werden in einer Vielzahl von Applikationen zum Detektieren von Objekten eingesetzt, wobei das Detektieren üblicherweise das Messen von Abständen und Geschwindigkeiten sowie Azimutwinkel (Direction of Arrival, DoA) der detektierten Objekte umfasst. Insbesondere im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist), Kollisionswarnsysteme, Fußgängerdetektion und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren sowie Systeme mit mehreren Sensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (Single-Chip-Radar-Transceiver) vereinen können. Solche hochintegrierten HF-Schaltungen werden üblicherweise als MMICs bezeichnet. Ein HF-Frontend beinhaltet üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) unter anderem einen in einem Phasenregelkreis geschalteten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, Voltage Controlled Oscillator), Leistungsverstärker (PA, Power Amplifiers), Richtkoppler, Mischer sowie zugehörige Steuerschaltungsanordnungen zum Steuern und Überwachen des HF-Frontends. Ein MMIC kann auch Schaltungen für die analoge Signalverarbeitung im Basisband (oder einem Zwischenfrequenzband) sowie Analog-Digitalwandler (ADC, Analog-to-Digital-Converters) aufweisen, um eine digitale Signalverarbeitung zu ermöglichen.
In Sensoranwendungen können auch mehrere MMICs zusammengeschaltet (kaskadiert) werden, beispielsweise um HF-Radarsignale über mehrere Antennen abzustrahlen und/oder zu empfangen. Derartige Anordnungen mit mehreren MMICs und einer Vielzahl von Antennen können beispielsweise für Beam-Forming-Techniken eingesetzt werden. Mehrere Sende- und Empfangsantennen werden unter anderem auch dann verwendet, wenn die Einfallsrichtung der empfangenen Radarechos (DoA) ermittelt werden soll. Um eine zuverlässige Messung zu ermöglichen, müssen die Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignale in einer definierten Beziehung zueinander stehen. Ähnliches gilt für die in den Empfangskanälen verwendeten Lokaloszillatorsignale. Ein Radarsystem mit mehreren synchronisierten HF-Bausteinen ist beispielsweise aus der Publikation DE 102018216538 A1 bekannt. Die Publikationen US 20080061891 A1 und US 20100213993 A1 betreffen einen HF-Oszillator mit einem Phasenregelkreis und dessen Anwendung in einem Radarsystem.
Für eine Kalibrierung der Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignale wird eine Phasenmessung benötigt, was bei Frequenzen im EHF- (Extremely High Frequency) Bereich eine gewisse Herausforderung darstellt. Des Weiteren sind diese Phasen nicht konstant, sondern können sich abhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung der MMICs ändern. Darüber hinaus sind die Zusammenhänge zwischen Phasen und Temperatur sowie zwischen Phasen und Versorgungsspannung nicht konstant, sondern können aufgrund unvermeidlicher Variationen im Herstellungsprozess für jeden MMIC anders sein.
ZUSAMMENFASSUNG
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele betreffen ein Radarsystem und ein korrespondierendes Verfahren zur Ermittlung von Kalibrierdaten, wobei die Temperaturabhängigkeit der Phasen und/oder die Abhängigkeit der Phasen von der Versorgungsspannung berücksichtigt werden.
Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals in einem ersten Radarchip basierend auf einem in einem weiteren Radarchip erzeugten Lokaloszillatorsignal; das Zuführen des Lokaloszillatorsignals an einen Sendekanal des ersten Radarchips, der basierend auf dem Lokaloszillatorsignal ein HF-Ausgangssignal erzeugt; das Verändern der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips; das Messen von Phasenwerten basierend auf dem dem Sendekanal zugeführten Lokaloszillatorsignal und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des ersten Radarchips; und das Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignals aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals in einem ersten Radarchip basierend auf einem in einem weiteren Radarchip erzeugten Lokaloszillatorsignal; das Zuführen des Lokaloszillatorsignals an einen Empfangsmischer eines Empfangskanals des ersten Radarchips, der ein HF-Eingangssignal mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals in ein Basisband heruntermischt und ein Basisbandsignal erzeugt, wobei als HF-Eingangssignal ein HF-Testsignal eingespeist wird, welches auf dem Lokaloszillatorsignal basiert; das Verändern der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips; Messen von Phasenwerten basierend auf dem Basisbandsignal für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des Radarchips; und das Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignals aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel betrifft das Radarsystem, welches folgendes umfasst: einen Sendekanal eines ersten Radarchips, der dazu ausgebildet ist, basierend auf einem dem Sendekanal zugeführten Lokaloszillatorsignal ein HF-Ausgangssignal zu erzeugen; eine Phasenmessschaltung, die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem dem Sendekanal des ersten Radarchips zugeführten Lokaloszillatorsignal und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des ersten Radarchips Phasenwerte zu messen; und eine Recheneinheit, die dazu ausgebildet ist, Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignal aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips zu ermitteln.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. Zu den Abbildungen:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Sendekanals und eines Empfangskanals eines Radarsystems.
5 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Systems mit mehreren kaskadierten MMICs, wobei das Lokaloszillatorsignal von einem Master-MMIC erzeugt und an die Slave-MMICs verteilt wird.
6 ist ein Blockdiagram zur Illustration eines exemplarischen Radarsystems mit einer Vielzahl von HF-Ausgangskanälen und einer Messschaltung zum Messen der Phasen der HF-Ausgangssignale der HF-Ausgangskanäle.
7 ist ein Blockdiagram zur Illustration eines Beispiels eines Empfangskanals, der dazu ausgebildet ist, eine Messung der Phasen der dem Empfangskanal zugeführten LO-Signals zu ermöglichen.
8 ist ein Diagramm zur Illustration der Korrelation eines Temperaturkoeffizienten der für einen Sendekanal gemessenen Phasenwerte und der tatsächlichen temperaturbedingten Phasendrift am Ausgang des Sendekanals.
9 ist ein Flussdiagram zur Illustration eines Beispiels der hier beschriebenen Verfahren.
10 illustriert schematisch ein Beispiel einer Phasenmessung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis weisen Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen auf, und das HF-Signal s_RF(t) beinhaltet eine Sequenz von Chirps. Beispiele für MIMO-(multiple-inputlmultiple-output) Radarsysteme werden später mit Bezug auf 5 diskutiert. Des Weiteren sind die hier beschriebenen Beispiele nicht auf FMCW-Radarsysteme beschränkt, sondern können auch in anderen Radarsystemen angewendet werden wie z.B. in phasenmodulierten Dauerstrich- (phase-modulated continuous-wave, PMCW) Radarsystemen.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal s_RF(t) aus einer Vielzahl von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps bei einer Startfrequenz f_START beginnend innerhalb einer Zeitspanne T_RAMP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als „lineare Frequenzrampen“ bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f_START, F_STOP, T_RAMP sowie die Pausen zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem MMIC integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, Phasenschieber, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem MMIC (Radar-Chip) integriert sein. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudomonostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction of arrival), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Diese Richtung wird üblicherweise durch einen Winkel (Azimutwinkel) repräsentiert. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut. Das heißt, das Radar-Frontend 10 kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanälen aufweisen, die auf mehrere Radar-Chips verteilt sein können.
Im Falle eines FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 80 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, beinhaltet das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) wird z.B. ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette umfasst eine (digitale) Recheneinheit, welche zumindest teilweise als Software realisiert sein kann, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Die Recheneinheit kann auch festverdrahtete und einmal-programmierbare Rechenschaltungen umfassen. In dieser Beschreibung wird unter Recheneinheit jede funktionale Einheit verstanden, welche dazu geeignet und dazu ausgebildet ist, die hier beschriebenen Berechnungen durchzuführen. Die Recheneinheit kann auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (und optional auch der Analog-Digital-Wandler 30 und Teile der digitalen Signalverarbeitung) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends 10 mit nachgeschalteter Basisbandsignalverarbeitungskette 20, welche Teil des Radarsystems aus 3 sein können. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX1) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX1) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf (siehe auch 5). Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) kann, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, im Messbetrieb frequenzmoduliert sein und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz oder im 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific and Medical Band) bei manchen automobilen Anwendungen.
Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad (im RX-Kanal) verarbeitet. Das Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals s_LO(t). Der Phasenschieber 103 kann eine zusätzliche Anpassung der Phase des Sendesignals s_RF(t) um eine Phasenverschiebung ΔΦ_TX1 bewirken. Der Ausgang des Verstärkers 102 kann (ggf. über ein passives Anpassnetzwerk) mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein. Das HF-Radarsignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das empfangene HF-Radarsignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 104 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 106 wird also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) zugeführt. Der Verstärker 104 kann z.B. ein LNA sein. Der Phasenschieber 105 (Phasenverschiebung Δϕ_RX1) dient der Anpassung der Phase des dem Mischer 106 zugeführten LO-Signals.
Dem Referenz-Port des Mischers 106 ist das (ggf. um die Phase Δϕ_RX1) verschobene) LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 106 das (vorverstärkte) HF-Radarsignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt. Das resultierende Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) ist in 4 mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung (Verstärker 22) und eine Filterung (z.B. Bandpass 21) bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) zur Detektion von Radar-Targets (zumindest eines von Abstand, Geschwindigkeit und DoA) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 106 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 106 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Der Mischer 106 kann auch als IQ-Mischer ausgebildet sein, der als Basisbandsignal ein komplexes Signal mit Realteil und Imaginärteil liefert. Die reelle Signalkomponente wird auch als In-Phase-Komponente (I) und die imaginäre Komponente als Quadratur-Komponente (Q) bezeichnet (daher der Name IQ-Mischer).
Ein Radar-Chip (MMIC) weist in der Regel nur einige wenige Sende- und Empfangskanäle auf. Radarsysteme mit mehreren Kanälen können z.B. durch Kaskadieren mehrerer Radar-Chips aufgebaut werden. Insbesondere für hochauflösende Radarsysteme kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanälen nötig sein. 5 zeigt ein Beispiel mit vier Radar-Chips 1, 2, 3 und 4, wobei Radar-Chip 1 als Master-MMIC 1 arbeitet und die MMICs 2, 3 und 4 als Slave-MMICs arbeiten. Das heißt, die Erzeugung des Lokaloszillatorsignals s_LO(t) findet im Master-MMIC 1 statt, beispielsweise mittels eines in einem Phasenregelkreis (PLL) verschalteten VCOs (vgl. 5, Lokaloszillator 101). Der Master-MMIC 1 weist einen HF-Kontakt LO_out auf, an dem das Lokaloszillatorsignal (LO-Signal) ausgegeben werden kann. Beispielsweise kann dazu der HF-Ausgang TX1 eines Sendekanals als LO-Ausgang (HF-Kontakt LO_out) konfiguriert werden. Im dargestellten Beispiel ist der HF-Kontakt LO_out mit einem Leistungsteiler 50 (Splitter) verbunden, der das am HF-Kontakt LO_out ausgegebene LO-Signal s_LO(t) in drei LO-Signale aufteilt, die den Slave-MMICs 2, 3, und 4 zugeführt werden. Die Slave-MMICs 2, 3 und 4 weisen dazu jeweils einen HF-Kontakt LO_in auf, der als LO-Eingang dient. Die MMICs 1, 2, 3 und 4 sowie der HF-Splitter 50 können auf einer Leiterplatte angeordnet sein. In diesem Fall können die HF-Leitungen zwischen den MMICs und dem Splitter als Streifenleitungen ausgeführt sein. Andere Typen von Leitungen (z.B. Wellenleiter, waveguides) können ebenso verwendet werden. Einer oder mehrere der Slave-MMICS können auch in einer anderen Leiterplatte angeordnet sein als der Master-MMIC. In diesem Fall sind die verschiedenen Leiterplatten über Wellenleiter verbunden, um das LO-Signal zu übertragen. Der HF-Leistungsteiler 50 kann in einer Metallisierungsschicht der Leiterplatte implementiert sein, beispielsweise als Wilkinson-Teiler, wobei auch andere Teilerstrukturen verwendet werden können. Der Master-MMIC 1 kann auch mehrere als LO-Ausgänge konfigurierte HF-Kontakte LO_out aufweisen. In diesem Fall kann der HF-Splitter im Master-MMIC integriert sein. Es sind auch Multi-Chip-Radarsysteme bekannt, bei denen mehrere MMICs (in Bezug auf das LO-Signal) in einer Daisy-Chain gekoppelt sind, sodass das LO-Signal von einem MMIC zum nächsten weitergegeben wird.
In dem in 5 dargestellten Beispiel sind die Slave-MMICs 2 und 3 im Wesentlichen als mehrkanalige HF-Verstärker ausgebildet, die jeweils über vier Sendekanäle und TX1-TX4 und die zugehörigen Antennenausgänge verfügen, die jeweils mit Sendeantennen 5 verbunden sind. Die an die Antennen 5 ausgegebenen Sendesignale sind im Wesentlichen verstärkte und phasenverschobene Versionen der LO-Signale s_LO(t), die an den HF-Kontakten LO_in empfangen werden. Empfangskanäle haben die Slave-MMICs 2 und 3 im dargestellten Beispiel keine. Der Slave-MMIC 4 kann beispielsweise gleich aufgebaut sein, wie der Master-MMIC 1, jedoch als Slave konfiguriert sein. Im dargestellten Beispiel weist der Slave-MMIC 4 einen als LO-Eingang konfigurierten HF-Kontakt LO_in auf. In einer anderen Anwendung könnte dieser HF-Kontakt alternativ auch als HF-Ausgang konfiguriert sein. Sowohl der Master-MMIC 1 als auch der Slave-MMIC 4 weisen jeweils vier Empfangskanäle mit den zu den Empfangskanälen RX1-RX4 gehörigen Antenneneingängen auf, die mit den Empfangsantennen 6 verbunden sind. Die Sendekanäle von MMIC 1 und MMIC 4 sind in dem in 5 gezeigten Beispiel nicht mit Antennen verbunden. In einem anderen Ausführungsbeispiel könnten auch die in 5 ungenutzten Sendekanäle der MMICs 1 und 4 mit Antennen verbunden und zum Abstrahlen eines Radarsignals genutzt werden. Anhand des Beispiels aus 5 kann man sehen, dass durch Koppeln mehrerer MMICs ein Radarsystem mit (theoretisch) beliebig vielen RX- und TX-Kanälen aufgebaut werden kann.
In dem in 5 dargestellten Beispiel weist das Radarsystem einen Taktgenerator 51 auf, der in einem separaten Chip integriert ist. Alternativ kann der Taktgenerator auch im Master-MMIC 1, in einem der Slave-MMICs 1-4 oder in dem Controller 50 integriert sein. Die Frequenz des vom Taktgenerator 51 erzeugten und am Takt-Ausgang CLK_out ausgegebenen Taktsignals s_CLK(t) ist signifikant kleiner als die des LO-Signals s_LO(t) und liegt üblicherweise im Bereich von 50-500MHz; größere und kleinere Frequenzen sind möglich. Im dargestellten Beispiel weist der Controller 50 sowie die MMICs 1-4 jeweils einen Takteingang CLKin auf, dem das Taktsignals s_CLK(t) zugeführt ist. Der Controller 50 sowie die MMICs 1-4 können jeweils eine Kommunikationsschnittstelle aufweisen, um eine Datenübertragung zwischen Controller 50 und den MMICs 1-4 zu ermöglichen. Im dargestellten Beispiel ist die Kommunikationsschnittstelle ein Serial Peripheral Interface (SPI) zur Verbindung von Controller 50 und MMICs 1-4 über einen digitalen seriellen Bus 8. Andere Typen von Datenübertragung und Schnittstellen sind möglich. Der Controller 50 kann einen oder mehrere Prozessoren (mit einem oder mehreren Prozessorkernen) aufweisen, die es ermöglichen, manche Funktionen des Controllers 50 mittels Software zu implementieren. In einem Ausführungsbeispiel umfasst der Controller 50 einen Mikrocontroller, beispielsweise einen aus der Infineon AURIX Mikrocontroller-Familie. Zusätzlich zu der erwähnten SPI-Schnittstelle kann noch ein Hochgeschwindigkeitsbus vorgesehen sein, um Daten mit einer hohen Datenrate zu übertragen. Ein Teil der erwähnten Recheneinheit (siehe 4, Recheneinheit 40) kann auch in dem System-Controller 50 integriert sein.
Ein Teil der bei einer Radar-Messung ausgewerteten Information liegt in der Phase der empfangenen (und ins Basisband heruntergemischten) Radarsignale y(t) bzw. y[n] (siehe 4). Für eine nützliche Messung müssen die von den Antennen 5 abgestrahlten Sendesignale eine definierte Phase (relativ zueinander) aufweisen. In Bezug auf die Empfangskanäle gilt ähnliches für die Phase der den Empfangsmischern zugeführten LO-Signale.
Die Phase eines HF-Sendesignals, welches z.B. am HF-Ausgang des Sendekanals TX1 des Slave-MMICs 2 ausgegeben wird, hängt jedoch von verschiedenen Parametern ab, wie z.B. die Länge des HF-Signalpfads zwischen Master-MMIC 1 und Slave-MMIC 2, über den das LO-Signal s_LO(t) übertragen wird. Insbesondere hängt die Phase auch von der Temperatur des Master-MMICs 1 und des Slave-MMICs 2 ab, da die in den MMICs integrierten HF-Schaltungen (vor allem die aktiven Schaltungen) eine temperaturabhängige Phasenverschiebung verursachen.
Es sind verschiedene Konzepte bekannt, um sicherzustellen, dass die an den Slave-MMICs empfangenen LO-Signale eine im Wesentlichen gleiche Phase aufweisen. Beispielsweise kann das Design der Leiterplatte so erfolgen, dass die elektrisch wirksame Länge der Leitungen für das LO-Signal zwischen Master- und Slave-MMIC für alle Slave-MMICs gleich ist. Verbleibende Phasenunterschiede können beispielsweise im Rahmen eines End-of-Line-Tests gemessen werden und bei der Signalverarbeitung der Radarsignale berücksichtigt werden. Bei elektrisch passiven Schaltungsstrukturen spielt die Temperaturabhängigkeit eine untergeordnete Rolle, weshalb eine Kalibrierung der Phasen der bei den MMICs ankommenden LO-Signale relativ einfach ist. Für die weitere Diskussion kann ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen werden, dass die Phase der von den Slave-MMICs empfangenen LO-Signale s_LO(t) für jeden Slave gleich ist. Gegebenenfalls vorhandene Phasendifferenzen können gemessen und auf verschiedene Weise ausgeglichen werden.
Problematischer sind die temperaturabhängigen Phasenverschiebungen, welche von den aktiven Schaltungskomponenten (z.B. Verstärker, Phasenschieber, etc.) in den einzelnen MMICs verursacht werden, insbesondere weil die Temperaturabhängigkeit für j e-den MMIC und für jeden (TX- und RX) Kanal unterschiedlich sein kann. Gleiches gilt für die Abhängigkeit der Phasen von der Versorgungsspannung der jeweiligen MMICs.
Eine Möglichkeit, mit Veränderungen der Phasen umzugehen, ist eine Messung der Phasen der relevanten HF-Signale (für verschiedene Temperaturen und Versorgungsspannungen) und die anschließende Kalibrierung der Phase der HF-Radarsignale am Ausgang der TX-Kanäle sowie der Phase der den RX-Kanälen zugeführten LO-Signale im Rahmen eines End-of-Line-Tests. Für eine Messung der Phase wird jedoch ein Referenzsignal benötigt, dessen Phase vergleichsweise stabil ist. Bei bekannten Systemen steht ein solches Referenzsignal in den Slave-MMICs jedoch nicht zur Verfügung, was die Phasenmessung und anschließende Kalibrierung herausfordernd macht.
Bekannte Konzepte verwenden Phasenmessungen zum Zwecke der Ermittlung von Kalibrierdaten im Rahmen von End-of-Line-Tests. Es wäre aber wünschenswert, auch später während des Betriebs regelmäßig (z.B. zwischen einzelnen Messungen oder beim Einschalten des Radarsystems) Kalibrierdaten zu ermitteln. Diese Anforderung impliziert, dass die Kalibrierdaten mit den in einem MMIC vorhandenen Ressourcen ermittelt werden müssen.
6 illustriert ein Beispiel eines Teils eines in einem MMIC (z.B. der Master MMIC 1 oder einer der Slave-MMICs 2-4 in dem Beispiel aus 5) integrierten Radar-Transceivers, wobei im Wesentlichen jene Komponenten dargestellt sind, die für die weitere Diskussion nötig sind. Das Beispiel aus 6 illustriert einen Radar-Transceiver mit mehreren TX-Kanälen TX1, TX2. TX3 und TX4, deren HF-Ausgangssignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t) über entsprechende TX-Antennen abgestrahlt werden. Die einzelnen TX-Kanäle können beispielsweise wie der TX-Kanal in 4 aufgebaut sein. Darüber hinaus ist in jedem der TX-Kanäle TX1, TX2. TX3 und TX4 im HF-Signalpfad vor (und möglichst nah an) dem Antennenport ein Koppler 108 angeordnet, der dazu ausgebildet ist, einen Teil der Signalleistung des jeweiligen HF-Ausgangsignals s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t) abzuzweigen und als Testsignal zur Verfügung zu stellen. Die Testsignale sind mit s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FS,3(t) und s_FB,4(t) bezeichnet und sind im Wesentlichen eine skalierte Versionen der korrespondierenden HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RL,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t). Insbesondere weisen die Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FS,3(t) und s_FS,4(t) im Wesentlichen die gleiche Phase auf wie die korrespondierenden HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t). In einem Ausführungsbeispiel befinden sich zwischen den Kopplern 108 und den damit gekoppelten Antennen keine aktiven Schaltungskomponenten, sondern lediglich die notwendige Verdrahtung.
Die TX-Kanäle TX1, TX2. TX3 und TX4 erzeugen die jeweiligen HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) und s_RF,4(t) (sowie auch die zugehörigen Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FS,3(t) und s_FB,4(t)) aus dem vom jeweiligen MMIC empfangenen LO-Signal s_LO(t), welches allen TX-Kanälen des jeweiligen MMICs zugeführt ist. Im Wesentlichen sind die HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) und s_RF,4(t) phasenverschobene und verstärkte Versionen des LO-Signals s_LO(t). In jedem der MMICs (Slave und Master) wird das im MMIC vorhandene LO-Signal s_LO(t) über die Signalverteilungsschaltung 100 an die einzelnen TX-Kanäle TX1, TX2, TX3 und TX4 verteilt. Die Signalverteilungsschaltung kann z.B. ein rein passives HF-Bauelement sein und beispielsweise einen oder mehrere Leistungsteiler (power divider) beinhalten. Die Signalverteilungsschaltung kann jedoch auch aktive Schaltungen (z.B. Signalpufferschaltungen) aufweisen.
Das Beispiel aus 6 beinhaltet auch eine Messschaltung 300 zur Messung der Phasen der Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t). Wie erwähnt weisen die Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FS,3(t) und s_FB,4(t) im Wesentlichen die gleiche Phase auf wie die korrespondierenden HF-Ausgangsignale S_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. S_RF,4(t), und folglich repräsentiert das Messergebnis auch die Phasen der von den TX-Antennen abgestrahlten Radarsignale. Für die Durchführung einer Phasenmessung ist der Lokaloszillator 101 im Dauerstrich- (continuous wave, CW) Betrieb und es ist jeweils nur einer der TX-Kanäle aktiv, während die übrigen TX-Kanäle deaktiviert sind (beispielsweise durch Deaktivieren der jeweiligen Leistungsverstärker 102). Für die folgende Erläuterung wird angenommen, dass der erste TX-Kanal TX1 aktiv ist. Das der Messschaltung 300 zugeführte Testsignal ist mit hi(t) bezeichnet und es gilt hi(t) = S_FB,1(t). Allgemein wird in 6 der aktuell aktive TX-Kanal mit TXk bezeichnet und das der Messschaltung 300 zugeführte Testsignal ist
h_k(t) = s_FB,k(t).
Die Messschaltung 300 empfängt wie erwähnt das Testsignal hi(t) des aktiven TX-Kanals TX1 sowie das von der Signalverteilungsschaltung 100 bereitgestellte LO-Signal s_LO(t). Die Messschaltung 300 beinhaltet einen Phasenschieber 301, der die Phase des LO-Signals s_LO(t) um den Phasenwert Φ_TSG verschiebt. Das phasenverschobene LO-Signal ist mit s_TSG(t) bezeichnet. Die Messschaltung 300 beinhaltet weiter den einen Mischer 302, der dazu ausgebildet ist, die Signale s_TSG(t) und hi(t) zu mischen. Da der Lokaloszillator 101 wie erwähnt im CW-Betrieb ist, haben alle HF-Signale die gleiche Frequenz f_LO, und das Ausgangssignal des Mischers 302 ist nach einer Tiefpassfilterung eine Gleichspannung (DC voltage), die von dem Phasenwert ϕ_TSG abhängt. Das dem Testsignal hi(t) zugeordnete Mischerausgangssignal ist mit m₁(ϕ_TSG) bezeichnet, und das Signal m₁(ϕ_TSG) beinhaltet Information über die Phase des Testsignals hi(t) und somit auch über die Phase des zugehörigen HF-Radarsignals s_RF,1(t). Der Analog-Digital-Wandler 303 ist dazu ausgebildet, das Signal m₁(ϕ_TSG) zu digitalisieren; das korrespondierende Digitalsignal ist mit m₁[ϕ_TSG] bezeichnet. Die Phaseninformation lässt sich sehr einfach aus dem Digitalsignal m₁[ϕ_TSG] ermitteln, wenn der Analog-Digital-Wandler 303 das Mischerausgangssignal m₁(ϕ_TSG) für unterschiedliche Phasenwerte ϕ_TSG abtastet. Die Berechnung der gesuchten Phase mittels digitaler Signalverarbeitung ist besonders einfach, wenn die Phasenwerte die Form ϕ_TSG=n·360/N, mit n=0, ..., N-1, aufweist. Wenn beispielsweise N=8 ist, dann kann der ϕ_TSG die Werte 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 und 315 annehmen, d.h. die Phase ϕ_TSG wird in äquidistanten Schritten um eine volle 360°-Periode gedreht. In diesem Fall kann aus der Folge m₁[ϕ_TSG] = m₁[n·360/N] (für n=0, ..., N-1) mittels Fourier-Transformation in einfacher Weise die Phase ϕ_RF,1 des abgestrahlten Radarsignals s_RF,1(t) (relativ zur Phase von s_LO(t)) ermittelt werden. Auf die Berechnung der Phase wird später noch detaillierter eingegangen.
Das Beispiel aus 6 basiert auf der Mischung von HF-Signal s_TSG(t) (phasenverschobenes LO-Signal) und Testsignal h_k(t), wobei die Phase ϕ_TSG=n·360/N sukzessive inkrementiert und der resultierende Pegel des Mischerausgangssignals m_k(ϕ_TSG) abgetastet und digitalisiert wird. Es versteht sich, dass das in 6 illustrierte Konzept der Messung der Phasen ϕ)_RF,_n der HF-Radarsignale s_RF,k(t) lediglich ein Beispiel ist und auch andere Ansätze zur Phasenmessung basierend auf dem LO-Signal und dem jeweiligen HF-Radarsignal s_RF,k(t) am Ausgang eines TX-Kanals verwendet werden können. Unabhängig vom verwendeten Ansatz zur Phasenmessung können die Phasen ϕ_RF,k, der abgestrahlten Radarsignale s_RF,k(t) (k=1, 2, 3, ...) für verschiedene Temperaturen und Versorgungsspannungen des jeweiligen Radarchips (MMIC) gemessen werden, um die Temperaturabhängigkeit der Phasen und die Abhängigkeit der Phasen von der Versorgungsspannung zu erfassen.
7 illustriert ein ähnliches Konzept für die Empfangskanäle RX1, RX2, etc. eines Radarchips (MMIC). In 7 ist nur ein Empfangskanal RX1 dargestellt,; das im Folgenden beschriebenen Konzept kann jedoch auf alle Empfangskanäle RXk (k=1, 2, 3, ...) angewendet werden. Der in 7 dargestellte Empfangskanal RX1 ist im Wesentlichen gleich aufgebaut wie der Empfangskanal in 4. Zusätzlich ist zwischen der Empfangsantenne und dem LNA 104 ein Koppler 107 angeordnet, der es ermöglicht ein HF-Testsignal in den Empfangspfad einzuspeisen. Zwischen dem Koppler 107 und der korrespondierenden Empfangsantenne befinden sich keine aktiven Schaltungskomponenten, sondern idealerweise nur die notwendige Verdrahtung. Als HF-Testsignal für die Empfangskanäle kann gemäß dem dargestellten Beispiel das phasenverschobene LO-Signal s_TSG(t) verwendet werden, welches in 6 dargestellt ist und oben erläutert wurde. Das HF-Testsignal s_TSG(t) wird im Empfangskanal verarbeitet wie ein von der Empfangsantenne 6 empfangenes HF-Radarsignal y_RF,1(t) und erfährt auch die gleiche temperaturabhängige und versorgungsspannungsabhängige Phasenverschiebung. Im Empfangsmischer 106 werden das LO-Signal s_LO(t) und das HF-Testsignal s_TSG(t) gemischt und das resultierende Basisbandsignal y_BB(t) wird (optional) analog vorverarbeitet und digitalisiert. Das resultierende digitale Signal y₁[n] kann auf die gleiche Weise verarbeitet werden wie das Signal m_k in dem Beispiel aus 6.
Da für die Phasenmessung das LO-Signal ein unmoduliertes Dauerstrich- (CW-) Signal ist, ist das digitale Ausgangssignal y₁[n] des Empfangskanals RX1 ein DC-Signal, welches von der Phase Φ_TSG des HF-Testsignals s_TSG(t) abhängt (siehe auch 6). Das digitale Ausgangssignal y₁[n] kann daher auch als Signal y₁[ϕ_TSG] betrachtet werden wie das Signal mi[Φ_TSG] in dem Beispiel aus 6. Folglich kann durch Phasenrotation der Phase ϕ_TSG in äquidistanten Schritten um eine oder mehrere volle Perioden die Folge y₁[ϕ_TSG] = y₁[n·360/N] (für n=0, ..., N-1) ermittelt werden; und aus dieser Folge y₁[n·360/N] kann mittels Fourier-Transformation in einfacher Weise eine Phase ψ_RF,1 (relativ zur Phase von s_LO(t)) ermittelt werden. Auf die Berechnung der Phase wird später noch detaillierter eingegangen. Der Vorgang kann für die anderen Empfangskanäle RX2, RX3, etc. wiederholt werden, um Phasenwerte ψ_RF,2, ψ_RF,3, etc. zu ermitteln.
An dieser Stelle sei angemerkt, dass bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen der Fokus nicht so sehr auf der Phasenmessung an sich liegt, sondern vielmehr auf der Ermittlung von Kalibrierdaten, welche die Temperaturabhängigkeit der Phasen repräsentieren. Das Ziel ist, diese Kalibrierdaten im Betrieb des Radarsystems zu verwenden, um die temperaturabhängige Veränderung der Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignals s_RF,k(t) und der von den RX-Kanälen RXk verwendeten LO-Signale s_LO(t) zu kompensieren. Das gleiche gilt für die versorgungsspannungsabhängige Veränderung der Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignals s_RF,k(t) und der von den RX-Kanälen RXk verwendeten LO-Signale s_LO(t) (k=1, 2, 3, ...).
Wie erwähnt ist die Messung der tatsächlichen Temperaturdrift (und der Drift aufgrund Veränderungen der Versorgungsspannung) mit On-Chip-Ressourcen nicht ohne weiteres möglich. Untersuchungen haben jedoch gezeigt, dass die Temperaturdrift der Phasenwerte ϕ_RF,1, ϕ_RF,2, ϕ_RF,3, etc. (siehe 6) sowie die Temperaturdrift der Phasenwerte ψ_RF,1, ψ_RF,2, ψ_RF,3, etc. (siehe 7) stark mit der Temperaturdrift der tatsächlich relevanten Phasen in den TX- und RX-Kanälen korrelieren. Das Diagramm aus 8 illustriert diese Korrelation. Eine Position auf der Abszisse bezeichnet einen berechneten Temperaturkoeffizienten der Phase ϕ_RF,3 betreffend den Sendekanal TX3 in Grad pro Kelvin (oder Grad pro °C). Um den Temperaturkoeffizienten zu berechnen wurden Phasenwerte ϕ_RF,3 für verschiedene Temperaturen wie oben in Bezug auf 6 gemessen und daraus ein Temperaturkoeffizient berechnet. Die Ordinate zeigt die zugehörige tatsächliche Temperaturdrift am Ausgang des korrespondierenden Sendekanals TX3. Die im Diagramm eingezeichneten Messpunkte repräsentieren eine Vielzahl verschiedener MMICs für eine Vielzahl von Temperaturen. Es ist eine deutliche Korrelation zu erkennen. Eine ähnliche Korrelation erhält man für die Drift der Phase bei einer Veränderung der Versorgungsspannung. Auch in diesen Fall kann man aus den für verschiedene Versorgungsspannungen gemessenen Phasenwerten ϕ_RF,3 einen Koeffizienten (z.B. in Grad pro Volt) berechnen, welcher die Veränderung der Phase aufgrund einer Spannungsänderung angibt. Ähnliches gilt für die Phasen ψ_RF,1, ψ_RF,2, ψ_RF,3, etc. die bei den jeweiligen Empfangskanälen RX1, RX2, RX3, etc. gemessen wurden.
Im Hinblick auf die in 8 dargestellte Korrelation kann ein mathematischer Zusammenhang ermittelt werden zwischen den berechneten Phasen-Temperaturkoeffizienten und der zugehörigen tatsächlichen Temperaturdrift. Dieser mathematische Zusammenhang kann in einem einfachen Beispiel durch eine Regressionsgerade repräsentiert werden (siehe 8) jedoch kann mittels Ausgleichsrechnung (curve fitting) auch ein nichtlinearer Zusammenhang ermittelt werden, um eine höhere Genauigkeit zu erreichen.
Im Betrieb des Radarsystems können die Temperaturkoeffizienten der Phasen für die TX- und RX-Kanäle (Kalibrierdaten) mittels den in 6 und 7 illustrierten und oben beschriebenen Messungen mit On-Chip-Ressourcen ermittelt werden; mit Hilfe des erwähnten mathematischen Zusammenhangs (im einfachsten Fall ist die Steigung der Regressionsgerade ein einfacher Multiplikationsfaktor) können die berechneten Temperaturkoeffizienten in einen Schätzwert für die tatsächliche Temperaturdrift umgerechnet werden. Mit Hilfe dieses Schätzwertes für die tatsächliche Temperaturdrift kann - abhängig von einer gemessenen Temperatur bei einer konkreten Radarmessung - die temperaturbedingte Veränderung der Phasen korrigiert werden. Die Temperaturkoeffizienten (Kalibrierdaten) können individuell für jeden TX- und RX-Kanal und für jeden MMIC automatisiert z.B. in regelmäßigen Abständen mit den oben beschriebenen On-Chip-Ressourcen ermittelt werden. Gleiches gilt für die Koeffizienten, welche die Abhängigkeit von der Versorgungsspannung repräsentieren.
Ein Beispiel des hier beschriebenen Konzepts zur Ermittlung von Kalibierdaten wird im Folgenden anhand des Flussdiagrams in 9 zusammengefasst. Es versteht sich, dass die folgenden Erläuterungen keine vollständige sondern lediglich eine exemplarische Aufzählung von technischen Merkmalen enthalten. Des Weiteren hat die Reihenfolge der dargestellten Verfahrensschritte keine Bedeutung. Das heißt, die dargestellten Verfahrensschritte können auch gleichzeitig oder in einer anderen Reihenfolge als der in 9 dargestellten ausgeführt werden.
Gemäß 9 umfasst das Verfahren das Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals s_LO(t) in einem ersten Radarchip (z.B. dem Slave-MMIC 2 aus 5) basierend auf einem in einem weiteren Radarchip (z.B. dem Master-MMIC 1 aus 5) erzeugten Lokaloszillatorsignal. Das Verfahren umfasst weiter das Zuführen des Lokaloszillatorsignals an einen Sendekanal (z.B. TX1) des ersten Radarchips (z.B. Slave-MMIC 2), der basierend auf dem Lokaloszillatorsignal s_LO(t) ein HF-Ausgangssignal s_RF,1(t) erzeugt, das Verändern der Temperatur des ersten Radarchips (wobei irrelevant ist, wie diese Temperaturveränderung hervorgerufen wird) sowie das Messen von Phasenwerten ϕ_RF,1 basierend auf dem dem Sendekanal (im vorliegenden Beispiel TX1 des MMIC 2) zugeführten Lokaloszillatorsignal s_LO(t) und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal s_RF,1(t) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des ersten Radarchips. Basierend auf den gemessenen Phasenwerten werden Kalibrierdaten für eine Phasenkalibrierung ermittelt zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignals s_RF,1(t) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips.
Das Ermitteln der Kalibrierdaten kann für jeden Sendekanal und jeden Radarchip (z.B. Slave-MMICs 3 und 4 aus 5) wiederholt werden. Für die Empfangskanäle können mit einem ähnlichen Ansatz ebenfalls Kalibrierdaten ermittelt werden.
Das in 9 dargestellte Messen von Phasenwerten kann in einem Ausführungsbeispiel das Abzweigen eines Teils der Leistung des HF-Ausgangssignal s_RF,1(t) mittels eines Kopplers (siehe 6, Koppler 108) und das Messen der Phasenwerte ϕ_RF,1 basierend auf dem dem Sendekanal zugeführten Lokaloszillatorsignal und dem abgezweigten Teil der Leistung des HF-Ausgangssignal (siehe 6, ausgekoppeltes Signal s_FB,1(t)) umfassen.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel können die Kalibrierdaten einen Temperaturkoeffizienten umfassen, der die temperaturbedingte Änderung der Phase des HF-Ausgangssignals s_RF,1(t) aufgrund einer Temperaturänderung des ersten Radarchips repräsentiert. Gleiches gilt sinngemäß für eine Änderung der Versorgungsspannung des ersten Radarchips. Während des Messbetrieb des Radarsystems kann bei der Detektion eines Radar-Targets mit Hilfe des Temperaturkoeffizienten und eines gemessenen Temperaturwertes die temperaturbedingte Änderung der Phase des HF-Ausgangssignals s_RF,1(t) berücksichtigt werden. Wie erwähnt, kann für jeden Sendekanal und jeden Radarchip ein individueller Temperaturkoeffizient ermittelt werden (und auch ein Koeffizient der den Einfluss einer Änderung der Versorgungsspannung beschreibt).
Wie weiter oben erwähnt können die Kalibrierdaten im Wesentlichen mit On-Chip-Ressourcen ermittelt werden. In einem Ausführungsbeispiel umfasst das Ermitteln von Kalibrierdaten das Erzeugen einer ersten Information, die eine Veränderung der gemessenen Phasenwerte in Bezug auf eine Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips darstellt. Insbesondere kann die erste Information beispielsweise den Temperaturkoeffizient der im jeweiligen Radarchip und für den jeweiligen Sendekanal des Radarchips (z.B. TX1 im Slave-MMIC 2) gemessenen Phasenwerte (im aktuellen Beispiel ϕ_RF,1) beinhalten. Um die Kalibrierdaten zu erzeugen kann die erste Information basierend auf einer zweiten Information modifiziert werden. Diese zweite Information kann beispielsweise die Steigung der in 8 dargestellten Regressionsgeraden sein. Das heißt, in diesem Fall umfasst die zweite Information einen Multiplikationsfaktor. Dieser kann auch von der Temperatur und der Versorgungsspannung abhängen. In diesem Fall wäre der mathematische Zusammenhang keine einfache (Regressions-) Gerade, sondem nichtlinear (vgl. 8).
Die zweite Information kann auch in Form einer Lookup-Tabelle vorliegen. Alternativ kann sie vorab mittels eines Rechenalgorithmus bestimmt werden. Die zweite Information (illustriert durch die in 8 dargestellte Korrelation) kann für alle Radarchips des Radarsystems gleich und a-priori bekannt sein. In anderen Worten: die erste Information betrifft die Veränderung der im Chip gemessenen Phasenwerte mit der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des Chips und die zweite Information repräsentiert den mit Bezug auf 8 beschriebenen Zusammenhang zwischen der temperaturbedingten Veränderung der gemessenen Phasenwerte und der tatsächlichen Temperaturdrift der Phase am Ausgang des betrachteten Sendekanals.
Die Messungen und das Ermitteln der Kalibrierdaten kann für verschiedene Frequenzen des Lokaloszillatorsignals wiederholt werden. Zum Zwecke der Ermittlung der Kalibrierdaten ist das Lokaloszillatorsignal ein CW-Signal. Im Messbetrieb des Radarsystems ist bei FMCW-Systemen das Lokaloszillatorsignal frequenzmoduliert und die Kalibrierdaten können bei der Detektion von Radar-Targets, insbesondere bei der Messung der Einfallsrichtung der Radar-Chos berücksichtigt werden.
Wie erwähnt kann das in 9 dargestellte Verfahren in leicht modifizierter Weise auch bei Empfangskanälen eines Radarchips angewendet werden. In diesem Fall wird das Lokaloszillatorsignal einem Empfangsmischer (siehe 7, Mischer 106) eines Empfangskanals (z.B. RX1 des Slave MMIC 4 aus 5) des ersten Radarchips zugeführt, der ein HF-Eingangssignal mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals s_LO(t) in ein Basisband heruntermischt und ein entsprechendes Basisbandsignal y₁(t) erzeugt, wobei als HF-Eingangssignal ein HF-Testsignal (siehe Signal s_TSG(t) aus 6 und 7) eingespeist wird, welches auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) basiert. Die eigentliche Messung der Phasenwerte basiert in diesem Fall auf dem dem Empfangskanal zugeführten Lokaloszillatorsignal und dem eingespeisten HF-Testsignal. Im Übrigen gelten die Erläuterungen zur Ermittlung von Kalibrierdaten bei den Sendekanälen analog auch für die Empfangskanäle.
Im Folgenden wird noch kurz auf die Berechnung der Phasenwerte ψ_RF,1, ψ_RF,2, etc. und ϕ_RF,1, ϕ_RF,2, etc. eingegangen. Ein ähnlicher Ansatz ist bereits in der Publikation DE102018112092A1 beschrieben. Mit Hilfe des Phasenschiebers 301 (siehe 6) kann die Phase des Signals s_TSG(t) beliebig eingestellt werden. Der Phasenschieber 301 kann z.B. mittels eines IQ-Modulators implementiert sein. Nun wird nicht ein einziger Messwert aufgenommen (die bei idealen Schaltungskomponenten für die Phasenberechnung genügen würde), sondern eine Sequenz von Messewerten m_k[360n/N] (k bezeichnet den Sendekanal TXk). Bei N=8 erhält man eine Folge von acht Messwertem m_k[0], m_k[1], m_k[2], m_k[3], m_k[4], m_k[5], m_k[6], m_k[7], wobei zwischen der Erfassung der einzelnen Messwerte m_k[360n/N] die Phasenverschiebung Φ_TSG schrittweise erhöht wird, während die Situation sich abgesehen davon nicht ändert. Im Falle von einer Sequenz von acht Messwerten m_k[360n/N] bedeutet das ϕ_TSG = nπ/4 rad = 360° ·n/8 (für n=0, ..., 7). 10 illustriert exemplarisch die Messwerte m_k[0] bis M[7·360/8], die theoretisch auf einer Sinuskurve liegen, deren Phasenlage sich auch in Gegenwart von Rauschen relativ einfach mittels digitaler Signalverarbeitung bestimmen lässt. Eine numerisch effiziente Methode hierfür ist z.B. die Fast-Fourier-Transformation (FFT). Das Signal-Rausch-Verhältnis wird umso besser, je länger die Sequenz gewählt wird (z.B. 128 Messwerte statt 8).
Es spielt für die Berechnung der Phase keine Rolle, an welcher Stelle der Schaltung der Phasenschieber 301 angeordnet ist. Für eine Anwendung der FFT ist jedoch vorteilhaft, dass die Phase ϕ_TSG schrittweise um eine oder mehrere ganze „Umdrehungen“ inkrementiert wird. Für eine effiziente Implementierung der FFT ist es zudem vorteilhaft, wenn die Anzahl der Messwerte einer Sequenz eine Zweierpotenz ist, d.h. N=2^p (für p=1, 2, ...). Schließlich sei noch darauf hingewiesen, dass die konkrete Methode, gemäß der aus dem digitalisierten Ausgangssignal der Messschaltung eine Phase berechnet wird für die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele nicht wichtig ist und die Beschreibung nicht auf eine bestimmte Methode der Berechnung der Phase limitiert ist.

Claims

Ein Verfahren, das folgendes aufweist: Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) in einem ersten Radarchip (2-4) basierend auf einem in einem weiteren Radarchip (1) erzeugten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)); Zuführen des Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) an einen Sendekanal (TX1-TX4) des ersten Radarchips (2-4), der basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) ein HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) erzeugt; Verändern der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips; Messen von Phasenwerten (ϕ_RF,1, ϕ_RF,2, ϕ_RF,3, ϕ_RF,4) basierend auf dem dem Sendekanal (TX1-TX4) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des ersten Radarchips (1-4); und Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignals (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Messen der Phasenwerte umfasst: Abzweigen eines Teils der Leistung des HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) mittels eines Kopplers (108), und Messen der Phasenwerte (ϕ_RF,1, ϕ_RF,2, ϕ_RF,3, ϕ_RF,4) basierend auf dem dem Sendekanal (TX1-TX4) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) und dem abgezweigten Teil der Leistung des HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_Rf,4(t)),
Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, das weiter aufweist: Empfangen eines HF-Radarsignals (y_RF(t)), welches ein Radar-Echo von einem Radar-Target enthält; Heruntermischen des HF-Radarsignals (y_RF(t)) in ein Basisband und Erzeugen eines Basisbandsignals (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)), und Detektieren des Radar-Targets basierend auf dem Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) und weiter basierend auf den Kalibrierdaten.
Das Verfahren gemäß Anspruch 3, das weiter aufweist: Messen der Temperatur und/oder Versorgungsspannung im Betrieb, wobei das Radar-Target basierend auf dem Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)), auf den Kalibrierdaten und weiter basierend auf der gemessenen Temperatur bzw. der gemessenen Versorgungsspannung detektiert werden.
Das Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei die Kalibrierdaten einen Temperaturkoeffizienten umfassen, der die temperaturbedingte Änderung der Phase des HF-Ausgangssignals (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) aufgrund einer Temperaturänderung repräsentiert, und wobei beim Detektieren des Radar-Targets mit Hilfe des Temperaturkoeffizienten und eines gemessenen Temperaturwertes die temperaturbedingte Änderung der Phase des HF-Ausgangssignals (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) berücksichtigt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten umfasst: Erzeugen einer ersten Information, die eine Veränderung der gemessenen Phasenwerten in Bezug auf eine Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips darstellt; und Modifizieren der ersten Information basierend auf einer zweiten Information um die Kalibrierdaten zu erzeugen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei die zweite Information einen Multiplikationsfaktor umfasst
Das Verfahren gemäß Anspruch 6 oder 7, wobei die zweite Information auf einer im Betrieb gemessenen momentanen Temperatur und/oder Versorgungsspannung des ersten Radarchips basiert.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei die zweite Information über eine Lookup-Tabelle oder einen RechenAlgorithmus bestimmt wird.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 6 bis 9, wobei das Modifizieren der ersten Information auf einer zuvor ermittelten Korrelation einer Änderung der gemessenen Phasenwerte und einer tatsächlichen Änderung des HF-Ausgangssignals basiert.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 6 bis 10, wobei die zweite Information für den ersten Radarchip und weitere Radarchips eines Radarsystems gleich ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, das weiter aufweist: Verändern der Frequenz des Lokaloszillatorsignals, und wiederholtes Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten bei der veränderten Frequenz des Lokaloszillatorsignals.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, das weiter aufweist: Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) in einem zweiten Radarchip (2-4) basierend auf einem in einem weiteren Radarchip (1) erzeugten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)); Zuführen des Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) an einen Sendekanal (TX1-TX4) des zweiten Radarchips, der basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) ein HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) erzeugt; Verändern der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des zweiten Radarchips; Messen von Phasenwerten (ϕ_RF,1, ϕ_RF,2, ϕ_RF,3, ϕ_RF,4) basierend auf dem dem Sendekanal (TX1-TX4) des zweiten Radarchips zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des Radarchips (1-4); und Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, soweit rückbezogen auf Anspruch 3, das weiter aufweist: Detektieren einer Einfallsrichtung des Radar-Echos des Radar-Targets basierend auf dem Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) und weiter basierend auf den Kalibrierdaten für den ersten und den zweiten Radarchip.
Ein Verfahren, das folgendes umfasst: Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) in einem ersten Radarchip (2-4) basierend auf einem in einem weiteren Radarchip (1) erzeugten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t))>; Zuführen des Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) an einen Empfangsmischer (106) eines Empfangskanals (RX1-RX4) des ersten Radarchips, der ein HF-Eingangssignal mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) in ein Basisband heruntermischt und ein Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) erzeugt, wobei als HF-Eingangssignal ein HF-Testsignal (s_TSG(t)) eingespeist wird, welches auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) basiert; Verändern der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips; Messen von Phasenwerten (ψ_RF,1, ψ_RF,2, ψ_RF,₃, ψ_RF,4) basierend auf dem Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des Radarchips (1-4); Ermitteln von Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten (ψ_RF,1, ψ_RF,₂, ψ_RF,₃, ψ_RF,₄) für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des dem Empfangskanal (RX1-RX4) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15, wobei das Messen der Phasenwerte (ψ_RF,1, ψ_RF,2, ψ_RF,3, ψ_RF,₄) umfasst: Mehrfaches Ändern der Phase des HF-Testsignal (s_TSG(t)) und Ermitteln einer Sequenz von Signalamplituden (y₁[ϕ_TSG], ..., y₄[ϕ_TSG]) des Basisbandsignals für eine Vielzahl von Phasen des HF-Testsignals (s_TSG(t)) bei einer ersten Temperatur und/oder bei einer ersten Versorgungsspannung sowie bei einer zweiten Temperatur und/oder bei einer zweiten Versorgungsspannung Berechnen eines ersten der Phasenwerte für die erste Temperatur bzw. die erste Versorgungsspannung aus der bei der ersten Temperatur bzw. der ersten Versorgungsspannung ermittelten Sequenz von Signalamplituden (y₁[ϕ_TSG], ..., y₄[ϕ_TSG]) und Berechnen eines zweiten der Phasenwerte für die zweite Temperatur bzw. die zweite Versorgungsspannung aus der bei der zweiten Temperatur bzw. der zweiten Versorgungsspannung ermittelten Sequenz von Signalamplituden (y₁[ϕ_TSG], ..., y₄[ϕ_TSG]).
Das Verfahren gemäß Anspruch 15 oder 16, das weiter aufweist: Empfangen eines HF-Radarsignals (y_RF(t)), welches ein Radar-Echo von einem Radar-Target enthält; Heruntermischen des HF-Radarsignals (y_RF(t)) in ein Basisband und Erzeugen eines Basisbandsignals (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) in dem Empfangskanal, und Detektieren des Radar-Targets basierend auf dem Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) und weiter basierend auf den Kalibrierdaten.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das Detektieren des Radar-Targets unter anderem das Detektieren des Einfallswinkels eines dem Radar-Target zuordenbaren Radar-Echos umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17 oder 18, wobei die Kalibrierdaten einen Temperaturkoeffizienten umfassen, der die temperaturbedingte Änderung des dem Empfangsmischer des Empfangskanals (RX1-RX4) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) aufgrund einer Temperaturänderung repräsentiert, und wobei beim Detektieren des Radar-Targets mit Hilfe des Temperaturkoeffizienten und eines gemessenen Temperaturwertes die temperaturbedingte Änderung der Phase des dem Empfangsmischer zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) berücksichtigt wird.
Ein Radarsystem, welches folgendes umfasst: einen Sendekanal (TX1-TX4) eines ersten Radarchips (2), der dazu ausgebildet ist, basierend auf einem dem Sendekanal (TX1-TX4) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) ein HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) zu erzeugen; eine Phasenmessschaltung, die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem dem Sendekanal (TX1-TX4) des ersten Radarchips (2) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des ersten Radarchips (1-4) Phasenwerte zu messen; und eine Recheneinheit, die dazu ausgebildet ist, Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips (2) zu ermitteln.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 20, wobei das dem Sendekanal (TX1-TX4) eines ersten Radarchip (2) auf einem in einem weiteren Radarchip (1) erzeugten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) basiert.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 20 und 21, das weiter umfasst: einen zweiten Radarchip (3) mit einem Sendekanal (TX1-TX4), der dazu ausgebildet ist, basierend auf einem dem Sendekanal (TX1-TX4) des zweiten Radarchips (3) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) ein HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) zu erzeugen; wobei die Phasenmessschaltung dazu ausgebildet ist, basierend auf dem dem Sendekanal (TX1-TX4) des zweiten Radarchips (3) zugeführten Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) und dem korrespondierenden HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des zweiten Radarchips (1-4) Phasenwerte zu messen; und wobei die Recheneinheit dazu ausgebildet ist, Kalibrierdaten für den zweiten Radarchip (3) basierend auf den gemessenen Phasenwerten für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des zweiten Radarchips (3) zu ermitteln.
Das Radarsystem gemäß einem der Ansprüche 20-22, das weiter aufweist: einen im ersten Radarchip (2) integrierten Empfangskanal (RX1-RX4), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Eingangssignal mit Hilfe des dem Empfangskanal (RX1-RX4) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) in ein Basisband herunterzumischen und ein Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) zu erzeugen, wobei als HF-Eingangssignal ein HF-Testsignal (s_TSG(t)) eingespeist wird, welches auf dem Lokaloszillatorsignal (s_LO(t)) basiert; wobei die Recheneinheit dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Basisbandsignal (y₁(t), y₂(t), y₃(t), y₄(t)) für verschiedene Temperaturwerte und/oder für verschiedene Versorgungsspannungswerte des Radarchips (1-4) Phasenwerte (ψ_RF,1, ψ_RF,2, ψ_RF,3, ψ_RF,4) zu messen, und die weiter dazu ausgebildet ist, Kalibrierdaten basierend auf den gemessenen Phasenwerten (ψ_RF,1, ψ_RF,2, ψ_RF,3, ψ_RF,₄) für eine Phasenkalibrierung zum Ausgleich von Veränderungen der Phase des dem Empfangskanal (RX1-RX4) zugeführten Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) aufgrund einer Veränderung der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung des ersten Radarchips (2) zu ermitteln.