DE102018108219B3

DE102018108219B3 - Spektrale Schätzung von Rauschen in Radarvorrichtungen

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Publication number: DE102018108219B3
Application number: DE102018108219.3A
Authority: DE
Inventors: Alexander Melzer; Michael Gerstmair; Mario Huemer; Alexander Onic; Christian Schmid; Rainer Stuhlberger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2018-01-29
Filing date: 2018-04-06
Publication date: 2019-06-19
Anticipated expiration: 2038-04-07
Also published as: JP6748241B2; US11029388B2; CN110095759B; CN110095759A; US20190235051A1; JP2019132838A

Abstract

Es wird ein Verfahren beschrieben, welches gemäß einem Ausführungsbeispiel folgendes aufweist: das Erzeugen eines ersten HF-Signals mittels eines ersten HF-Oszillators und eines zweiten HF-Signals mittels eines zweiten HF-Oszillators, das Mischen des ersten HF-Signals und des zweiten HF-Signals mittels eines Mischers, das Digitalisieren des Mischerausgangssignals sowie das Berechnen einer Schätzung für die spektrale Leistungsdichte des Mischerausgangssignals aus dem digitalisierten Signal. Basierend auf der Schätzung für die spektrale Leistungsdichte des Mischerausgangssignals wird eine Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte, die das in dem ersten und dem zweiten HF-Signals enthaltene Rauschen charakterisiert, berechnet.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Hochfrequenz- (HF-) Schaltungen. Manche Ausführungsbeispiele betreffen eine Vorrichtung mit zwei oder mehr kaskadierten monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen (Monolithic Microwave Integrated Circuits, MMICs), welche z.B. in Radar-Sensoren eingesetzt werden können.
HINTERGRUND
Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger findet man in einer Vielzahl von Anwendungen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen. Die Publikation A. Melzer et al.: „Short-Range Leakage Cancelation in FMCW Radar Transceivers Using an Artificial On-Chip Target", in: IEEE Journal of Selected Topics in Signal Processing. 2015, Bd. 9, H. 8, S. 1650-1660, beschreibt ein im Automobilbereich einsetzbares FMCW-Radarsystem und beschäftigt sich mit der Unterdrückung von Leckage-Effekten, die durch Reflexionen an nahen Hindernissen (Short-Range Leakage) entstehen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (Single-Chip-Radar-Transceiver) vereinen können. Solche hochintegrierte HF-Schaltungen werden üblicherweise als MMICs bezeichnet. Ein HF-Frontend beinhaltet üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) unter anderem einen in einem Phasenregelkreis geschalteten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, Voltage Controlled Oscillator), Leistungsverstärker (PA, Power Amplifiers), Richtkoppler, Mischer sowie zugehörige Steuerschaltungsanordnungen zum Steuern und Überwachen des HF-Frontends. Ein MMIC kann auch Schaltungen für die analoge Signalverarbeitung im Basisband (oder einem Zwischenfrequenzband) sowie Analog-Digitalwandler (ADC, Analog-to-Digital-Converters) aufweisen, um eine digitale Signalverarbeitung zu ermöglichen. Statt VCOs können je nach Anwendung auch digital gesteuerte Oszillatoren (DCOs, digitally controlled oscillators) verwendet werden. In Sensoranwendungen können auch mehrere MMICs zusammengeschaltet (kaskadiert) werden, beispielsweise um HF-Radarsignale über mehrere Antennen abzustrahlen und/oder zu empfangen. Derartige Anordnungen mit mehreren Antennen können beispielsweise für Beam-Forming-Techniken eingesetzt werden. Mehrere Empfangsantennen sind unter anderem dann nötig, wenn der Einfallswinkel der empfangenen Radarechos (DoA, Direction of Arrival) ermittelt werden soll.
In Radar-Anwendungen beeinflusst das in den HF-Signalen enthaltene Grundrauschen (noise floor) direkt die erzielbare Genauigkeit sowie die Zuverlässigkeit der erhaltenen Messwerte. Eine quantitative Schätzung und ein Monitoring des Rauschens kann - beispielsweise in Automobilanwendungen - im Hinblick auf standardisierte Anforderungen betreffend die Funktionale Sicherheit relevant sein. Die relevante Norm hierfür ist ISO 26262.
ZUSAMMENFASSUNG
Es wird ein Verfahren beschrieben, welches gemäß einem Ausführungsbeispiel folgendes aufweist: das Erzeugen eines ersten HF-Signals mittels eines ersten HF-Oszillators und eines zweiten HF-Signals mittels eines zweiten HF-Oszillators, das Mischen des ersten HF-Signals und des zweiten HF-Signals mittels eines Mischers, das Digitalisieren des Mischerausgangssignals sowie das Berechnen einer Schätzung für die spektrale Leistungsdichte des Mischerausgangssignals aus dem digitalisierten Signal. Basierend auf der Schätzung für die spektrale Leistungsdichte des Mischerausgangssignals wird eine Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte, die das in dem ersten und dem zweiten HF-Signals enthaltene Rauschen charakterisiert, berechnet.
Des Weiteren wird eine Schaltungsanordnung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Schaltungsanordnung folgendes auf: einen ersten HF-Oszillator, der dazu ausgebildet ist, ein erstes HF-Signal zu erzeugen, und einen zweiten HF-Oszillator, der dazu ausgebildet ist, ein zweites HF-Signal zu erzeugen, einen Mischer, der dazu ausgebildet ist, als Eingangssignale das erste HF-Signal und das zweite HF-Signal zu empfangen, sowie einen dem Mischer nachgeschalteten Analog-Digital-Wandler, der dazu ausgebildet ist, ein vom Mischer bereitgestelltes Mischerausgangssignal zu digitalisieren. Eine Recheneinheit ist dazu ausgebildet, das digitalisierte Mischerausgangssignal zu empfangen und basierend darauf eine Schätzung der spektrale Leistungsdichte des Mischerausgangssignals zu berechnen, sowie basierend auf der berechneten Schätzung für die spektrale Leistungsdichte des Mischerausgangssignals eine Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte zu berechnen, die das in dem ersten und dem zweiten HF-Signal enthaltene Rauschen charakterisiert.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein Blockdiagramm zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Sendekanals und eines Empfangskanals eines Radarsystems.
5 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Systems mit mehreren kaskadierten MMICs, wobei das Lokaloszillatorsignal von einem Master-MMIC erzeugt und an die Slave-MMICs verteilt wird.
6 zeigt ein Beispiel eines MMICs mit konfigurierbaren TX-Kanal.
7 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Darstellung der Messung des Phasenrauschens mittels zwei MMICs in einem System mit zwei oder mehr kaskadierten MMICs.
8 zeigt eine Tabelle zur Illustration einer exemplarischen Testsequenz bei Systemen mit drei MMICs.
9 ist ein Flow-Chart zur Darstellung eines Beispiels eines Verfahrens zur Messung des in einem Lokaloszillatorsignal enthaltenen Phasenrauschens.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele werden im Kontext eines Radar-Empfängers oder Transceivers beschrieben. Die verschiedenen hier beschriebenen Ausführungsbeispiele sind jedoch nicht auf Radar-Anwendungen beschränkt und können auch in anderen Bereichen eingesetzt werden, beispielsweise in HF-Transceivern von HF-Kommunikationsvorrichtungen.
1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 10 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein kontinuierliches HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal s_RF(t) aus einer Menge von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps bei einer Startfrequenz f_START beginnend innerhalb einer Zeitspanne T_RAMP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampe bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f_START , F_STOP , T_RAMP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein. Abhängig von der Implementierung können beispielsweise auch Sendesignale mit exponentieller (exponentielle Chirps) oder hyperbolische (hyperbolische Chirps) Frequenzvariation verwendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Ähnliche Strukturen kann man z.B. auch in HF-Transceivern finden, die in anderen Applikationen verwendet werden, wie z.B. drahtlose Kommunikationssysteme. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in eine monolithisch integrierte Mikrowellenschalung (MMIC, monolithic microwave integrated circuit) integriert sein. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die in den Radar-Kanal abzustrahlenden HF-Signale von den vom Radar-Kanal empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren. Radarsysteme weisen in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction ofarrival), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht.
Im Falle eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (FMCW-Radarsystems) können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, umfasst das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) wird z.B. ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (optional auch der Analog-Digital-Wandler 30) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends 10 mit nachgeschalteter Basisbandsignalverarbeitungskette 20, welche Teil des Radarsensors aus 3 sein können. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX01) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX01) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf. Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) kann, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert sein und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz bei manchen automobilen Anwendungen.
Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad (im RX-Kanal) verarbeitet. Das Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals s_LO(t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration). Das Empfangssignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Der Empfangssignalpfad (der RX-Kanal) weist im Wesentlichen einen Heterodyn-Empfänger auf. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 103 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 104 wird also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) zugeführt. Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung (Verstärker 22) und eine Filterung (z.B. Bandpass 21) aufweisen kann, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt werden kann, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des Ausgangssignals (digitales Radarsignal) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Angesichts des in 4 gezeigten Beispiels wird deutlich, dass die Qualität einer Radarmessung stark von der Qualität des LO-Signals s_LO(t), beispielsweis von dem in dem LO-Signal s_LO(t) enthaltenen Rauschen, welches quantitativ durch das Phasenrauschen des Lokaloszillators 101 bestimmt wird.
In Radarsystemen begrenzt das Grundrauschen (noise floor) die Empfindlichkeit, mit der Radarziele detektiert werden können, und folglich begrenzt dieses auch die Genauigkeit der Abstandsmessung. Phasenrauschen kann eine Verringerung der Zuverlässigkeit der Messwerte zur Folge haben oder sogar die Detektion von Radarzielen (insbesondere mit kleinen Radarquerschnitten) unmöglich machen. Jedenfalls ist es für die funktionale Sicherheit eines Radarsensors von Interesse, das in einem LO-Signal enthalten Rauschen und insbesondere das Phasenrauschen quantitativ zu schätzen und zu beobachten, während der Radarsensor im Betrieb ist.
5 ist ein Blockschaltbild, das exemplarisch ein MIMO-Radarsystem mit mehreren gekoppelten (kaskadierten) MMICs darstellt. In dem dargestellten Beispiel sind vier MMICs auf einem Träger 9, beispielsweise einer Platine (printed circuit board, PCB), angeordnet. Jeder MMIC 1, 2, 3 und 4 kann mehrere Sendekanäle TX01, TX02, etc. und mehrere Empfangskanäle RX01, RX02, etc. aufweisen. Für den Betrieb des Radarsystems ist es wichtig, dass die von den MMICs verwendeten LO-Signale kohärent sind. Deshalb wird das LO-Signal nur in einem MMIC - dem Master-MMIC 1 - erzeugt und an die Slave-MMICs 2, 3 und 4 verteilt. In dem dargestellten Beispiel wird dazu das LO-Signal s_LO(t) von einem LO-Ausgang LO_out des Master-MMICs 1 an den Eingang eines Leistungsteilers (power splitter) 8 geleitet; die Ausgänge des Leistungsteilers sind mit LO-Eingängen LO_in der jeweiligen Slave-MMICs 2, 3 und 4 verbunden. Der LO-Ausgang LOout und die LO-Eingänge LO_in sind je nach Chip-Package als Pin, als Löt-Ball, oder dergleichen realisiert. In manchen Ausführungsbeispielen können der LO-Ausgang LO_out und/oder die LO-Eingänge LO_in durch dedizierte externe Kontakte (z.B. Pin, Löt-Ball, etc.) realisiert werden. Um die Anzahl der externen Kontakte der MMICs niedrig zu halten, kann auch der Ausgang eines Sendekanals (z.B. Kanal TX03) als LO-Ausgang oder LO-Eingang konfiguriert werden. Ein als LO-Ausgang oder LO-Eingang konfigurierter Sendekanal steht dann allerdings nicht mehr für den Anschluss an eine (Sende-) Antenne zur Verfügung. Gemäß dem in 5 dargestellten Beispiel können im Master-MMIC 1 der HF-Ausgang des Sendekanals TX03 als LO-Ausgang konfiguriert sein, wofür lediglich die Verstärkung des HF-Verstärkers (vgl. 4, Verstärker 102) angepasst werden muss. Die dadurch bewirkte Anpassung (Reduktion) der Signalleistung ist nötig, da ein LO-Ausgang in der Regel weniger Signalleistung zur Verfügung stellen muss wie ein Antennenausgang. Bei den Slave-MMICs 2, 3 und 4 sind die HF-Ausgänge der jeweiligen Sendekanäle TX03 als LO-Eingänge konfiguriert, was mittels Koppler und/oder Schalter realisiert werden kann.
In dem dargestellten Beispiel können die mit TX01 und TX02 bezeichneten Ausgänge mit (Sende-) Antennen und die mit RX01, RX02, RX03 und RX04 bezeichneten Eingänge mit (Empfangs-) Antennen verbunden werden. Die Verbindung zwischen den MMICs und dem Leistungsteiler 8 kann z.B. mittels (z.B. differentiellen) Streifenleitungen (strip lines) auf der Trägerplatine 9 realisiert sein. Auch der Leistungsteiler 8 kann mittels Streifenleitungen auf der Trägerplatine 9 realisiert sein (z.B. als Wilkinson-Teiler). An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass alle MMICs Lokaloszillatoren 101 (z.B. PLLs) aufweisen können, jedoch in den als Slave konfigurierten MMICs 2-4 diese nicht genutzt werden.
In dem in 5 dargestellten Beispiel erzeugt der Master-MMIC 1 das LO-Signal s_LO(t) und verteilt es über den LO-Ausgang des Master-MMICs 1 an die Slave-MMICs 2, 3 und 4, wodurch mehrere MMICs in Serie geschaltet (kaskadiert) werden können. Das (System-) Taktsignal s_CLK(t) wird ebenfalls vom Master-MMIC 1 erzeugt und an die Slave-MMICs 2, 3, und 4 verteilt. Für diesen Zweck wiesen die MMICs 1, 2, 3, und 4 einen separaten Takt-Ausgange XOUT bzw. Takt-Eingänge XIN auf, die mittels Streifenleitungen verbunden sein können. Das Taktsignal s_CLK(t) kann eine Taktfrequenz von einigen MHz aufweisen (z.B. 200 MHz), wohingegen das LO-Signal eine LO-Frequenz f_LO von mehreren GHz aufweist (z.B. 76-81 GHz). Alternativ kann das Taktsignal auch in einem separaten Taktgenerator-Chip erzeugt werden, der z.B. einen Quarz-Oszillator enthalten kann. In diesem Fall wird das von dem Taktgenerator-Chip erzeugte Taktsignal s_CLK(t) allen MMICs (Master-MMIC 1 und Slave MMICs 2-4) zugeführt. In manchen Ausführungsbeispielen kann der Master-MMIC 1 auch so konfiguriert sein, dass er lediglich das Taktsignal s_CLK(t) und das LO-Signal s_LO(t) für die Slave-MMICs 2-4 erzeugt und die Sende- und Empfangskanäle TX01, TX02, RX01, RX02, etc. ungenutzt bleiben.
6 illustriert exemplarisch einen Teil der MMIC 1. Dargestellt ist ein Sendekanal TX03, der sowohl als normaler Sendekanal (d.h. für den Anschluss einer Sendeantenne), als auch aus LO-Ausgang LOout oder als LO-Eingang LO_in konfiguriert werden kann. Die Konfiguration als normaler Sendekanal und die Konfiguration als LO-Ausgang unterscheiden sich nur durch die eingestellte Verstärkung g_out des Leistungsverstärkers 102 (vgl. auch 4). Im Betrieb als LO-Ausgang muss weniger HF-Leistung zur Verfügung gestellt werden als im Sendebetrieb, in dem das ausgegebene HF-Signal über eine Antenne abgestrahlt wird. Der Verstärker 105 ist in diesen Konfigurationen nicht aktiv (z.B. mittels eines Schalters abgetrennt oder ausgeschaltet). Bei der Konfiguration als LO-Eingang ist der Verstärker 105 aktiv und der Leistungsverstärker 102 inaktiv (z.B. mittels eines Schalters abgetrennt oder ausgeschaltet).
Das Beispiel aus 6 enthält auch eine Monitoring-Einheit 110, welcher ein über den Kanal T03 eingehendes LO-Signal s_LO,2(t) und das lokal durch den Lokaloszillator 101 erzeugte LO-Signal s_LO,1(t) zugeführt ist. Diese Monitoring-Einheit 110 ist dazu ausgebildet, aus den beiden LO-Signalen s_LO,1(t) und s _LO,2(t) eine Schätzung für die spektrale Leistungsdichte des in den LO-Signalen enthaltenen Rauschens zu ermitteln.
Die in 5 dargestellte Kaskadenstruktur mit zwei oder mehr MMICs kann dazu genutzt werden, das in dem LO-Signal s_LO(t) enthaltene Rauschen indirekt zu bestimmen, d.h. basierend auf gemessenen Werten zu schätzen, indem die LO-Signale zweier Lokaloszillatoren gemsicht werden. 7 ist ein Blockdiagramm, das eine Kaskadenstruktur mit nur zwei MMICs 1 und 2 darstellt, wobei für die Messung in beiden MMICs der Lokaloszillator 101 aktiv ist. Das von dem Lokaloszillator 101 des MMICs 1 erzeugte LO-Signal wird mit s_LO,1(t) bezeichnet und das von dem Lokaloszillator 101 des MMICs 2 erzeugte LO-Signal wird mit s_LO,2(t) bezeichnet. Beide Lokaloszillatoren 101 arbeiten mit demselben (System-) Taktsignal s_CLK(t), das beispielsweise von dem im MMIC 1 enthaltenen Oszillator 51 (Referenzoszillator) erzeugt und dem MMIC 2 über den Taktausgang XOUT des MMICs 1 und den Takteingang XIN des MMICs 2 zugeführt wird (vgl. auch 5).
Anders als im normalen Betrieb wird im (Slave-) MMIC 2 der HF-Eingang des Sendekanals TX03 als LO-Ausgang LO_out konfiguriert, um das LO-Signal s_LO,2(t) dem MMIC 1 zuführen zu können. Dazu ist im (Master-) MMIC 1 der HF-Ausgang des Sendekanals TX03 als LO-Eingang LO_in konfiguriert, an dem das LO-Signal s_LO,2(t) empfangen wird. Im MMIC 1 wird das empfangene LO-Signal s_LO,2(t) der Monitoring-Einheit 110 zugeführt, die einen Mischer 111, einen oder mehrere Filter 112, einen Analog-Digital-Wandler 30 und eine Recheneinheit zur digitalen Signalverarbeitung aufweisen kann. Die beiden LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) werden demnach dem Mischer 111 zugeführt, der die beiden LO-Signale multipliziert. Das Mischerausgangssignal wird durch den Filter 112 im Wesentlichen tiefpassgefiltert (vgl. 4). Auch eine Bandpassfilterung wäre möglich. In dem in 7 dargestellten Beispiel wird der DSP 40 als Recheneinheit verwendet. Im Allgemeinen wird unter dem Begriff Recheneinheit jede Hardware- oder Softwareeinheit oder eine Kombination davon verstanden, welche dazu geeignet und dazu ausgebildet ist, die im Zusammenhang mit den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen erwähnten Berechnungen durchzuführen.
Für die weitere Diskussion werden die LO-Signale als Sinusoide beschrieben, d.h. $s_{L O,1} (t) = A_{1} \cdot sin (2 π f_{L O} t + Φ_{1} + φ_{1} (t))$
und $s_{L O,2} (t) = A_{2} \cdot cos (2 π f_{L O} t + Φ_{2} + φ_{2} (t)) .$
Dabei bezeichnen A₁ und A₂ die Amplituden und f_LO die Frequenz der Signale. Φ₁ und Φ₂ bezeichnen konstante Phasenterme, und φ₁ (t) und φ₂ (t) repräsentieren Phasenrauschen (phase noise, PN). Ohne Beschränkung der Allgemeinheit können für die folgenden Betrachtungen die Amplituden A₁ und A₂ als 1 angenommen werden. Andere Amplitudenwerte bewirken lediglich eine Skalierung des Messergebnisses um einen Konstanten Faktor.
Der Mischer 111 führt im Wesentlichen eine Multiplikation der beiden LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t). Mit A₁ = 1 und A₂ = 1 und unter Anwendung des Additionstheorems $sin (a) \cdot cos (b) = \frac{1}{2} (sin (a - b) + sin (a + b))$
folgt $\begin{array}{l} y' (t) = s_{L O,1} (t) \cdot s_{L O,2} (t) = \\ = sin (2 π f_{L O} t + Φ_{1} + φ_{1} (t)) \cdot cos (2 π f_{L O} t + Φ_{2} + φ_{2} (t)) = \\ = \frac{1}{2} (sin (Φ_{1} - Φ_{2} + φ_{1} (t) - φ_{2} (t)) + sin (4 π f_{L O} t + Φ_{1} + Φ_{2} + φ_{1} (t) + φ_{1} (t))) . \end{array}$
Aufgrund der erwähnten Tiefpassfilterung (Filter 112) wird der zweite Summand in Gleichung 3 mit der Kreisfrequenz 4πf_LO eliminiert und das tiefpassgefilterte Signal y(t) kann wie folgt beschrieben werden: $y (t) = h_{T P} (t) * y' (t) \approx \frac{1}{2} sin (Φ_{1} - Φ_{2} + φ_{1} (t) - φ_{2} (t)) .$
h_TP(t) bezeichnet dabei die Impulsantwort des Tiefpassfilters. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit kann für die folgende Diskussion die Phasendifferenz Φ₁ - Φ₂ mit null angenommen werden (ΔΦ = Φ₁ - Φ₂ = 0), d.h. die LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) sind zueinander orthogonal (vgl. Gleichungen 1 und 2). Wie später gezeigt werden wird, führt eine kleine Phasendifferenz ΔΦ lediglich zu einem kleinen DC-Offset im Messergebnis.
Die Annahme ΔΦ = 0 führt zu: $y (t) = \frac{1}{2} sin (φ_{1} (t) - φ_{2} (t)) .$
Die Phasenrauschterme φ₁(t) und φ₂(t) sind in der Praxis verhältnismäßig klein, weshalb eine Kleinwinkelnäherung (small-angle approximation) $s i n (a) \approx a, für a < < 1,$
gemacht werden kann. Der Ausdruck für das tiefpassgefilterte Mischerausgangsignal y(t) kann dann geschrieben werden als: $y (t) = \frac{1}{2} (φ_{1} (t) - φ_{2} (t)) .$
Dieses Signal y(t) ist eine direkten Messung zugänglich und kann z.B. mittels eines Analog-Digital-Wandlers (vgl. 1, ADC 30) in ein korrespondierendes Digitalsignal y[n] umgewandelt werden. An dieser Stelle sei angemerkt, dass das Signal y(t) ein Zufallssignal eines stationären Zufallsprozesses ist, da das Phasenrauschen der LO-Signale als (quasi-) stationäre Zufallsprozesse modelliert werden können. Die spektrale Leistungsdichte (PSD, power spectral density) des Signals y(t) kann - unter der Annahme stationärer Zufallsprozesse - als $S_{y y} (f) = lim_{T \to \infty} \frac{1}{2 T} {| F {y (t)} (f) |}^{2}$
definiert werden (F bezeichnet den Fourier-Transformationsoperator), und für diese kann aus dem gemessenen Digitalsignal y[n] mittels bekannter Verfahren zur Schätzung der spektralen Leistungsdichte (spectral density estimation) - wie z.B. mit der Methode nach Welch - eine Schätzung berechnet werden.
Um zu sehen, wie die spektralen Leistungsdichte S_yy(f) des tiefpassgefilterten Mischerausgangssignals y(t) und die spektrale Leistungsdichten S_φ
1φ
1 (f) und S_φ
2φ
2 (f) der Phasenrauschterme φ₁ (t) bzw. φ₂(t) zusammenhängen wird zunächst die Auto-Kovarianz C_yy(u) von y(t) betrachtet, die unter Berücksichtigung von Gleichung 8 wie folgt geschrieben werden kann (E bezeichnet den Erwartungswert): $C_{y y} (u) = E {y (t) \cdot y (t + u)} = \frac{1}{4} E {(φ_{1} (t) - φ_{2} (t)) (φ_{1} (t + u) - φ_{2} (t + u))} .$
Durch Ausmultiplizieren der rechten Seite der Gleichung 10 erhält man: $\begin{array}{l} C_{y y} (u) = \frac{1}{4} (\underset{C φ_{1} φ_{1} (u)}{\underset{︸}{E {φ_{1} (t) φ_{1} (t + u)}}} - \underset{= 0 (uncorreliert)}{\underset{︸}{E {φ_{1} (t) φ_{2} (t + u)}}} - \underset{= 0 (unkorreliert)}{\underset{︸}{E {φ_{2} (t) φ_{1} (t + u)}}} + \underset{C φ_{2} φ_{2} (u)}{\underset{︸}{E {φ_{2} (t) φ_{2} (t + u)}}}) = \\ = \frac{1}{4} (C_{φ_{1} φ_{1}} (u) + C_{φ_{2} φ_{2}} (u)) \end{array}$
wobei C_φ
1φ
1 (u) und C_φ
2φ
1 (u) die Auto-Kovarianzen der Phasenrauschterme φ₁(t) bzw. φ₂(t)sind, welche in den LO-Signalen s_LO,1 (t) und s_LO,2 (t) enthalten sind. Wie man in Gleichung 11 sehen kann wurde angenommen, dass das Phasenrauschen φ₁(t) des Lokaloszillators in MMIC 1 und das Phasenrauschen φ₂(t) des Lokaloszillators in MMIC 2 unkorreliert sind, was zur Folge hat, dass die Erwartungswerte der Produkte φ₁(t) φ₂(t + u) und φ₂(t) φ₁(t + u) null sind. Diese Annahme ist dadurch gerechtfertigt, dass die Lokaloszillatoren, in denen das Phasenrauschen φ₁(t) und φ₂(t) erzeugt wird, in unterschiedlichen Chips angeordnet sind, und die dem Rauschen zugrunde liegenden Zufallsprozesse voneinander unabhängig ablaufen. Auch wenn in der Praxis diese Annahme nicht exakt zutreffen wird, so sind die Terme φ₁(t) und φ₂(t) zumindest nur schwach korreliert und die Erwartungswerte der Produkte φ₁(t) φ₂(t + u) und φ₂(t) φ₁(t + u) klein genug, um vernachlässigt werden zu können.
Gemäß dem Wiener-Chintschin-Theorem kann für stationäre Zufallsprozesse die spektrale Leistungsdichte mittels Fourier-Transformation der Autokovarianzfunktion berechnet werden. Damit folgt aus Gleichung 11 durch die Anwendung der Fouriertransformation: $S_{y y} (f) = F {C_{y y} (u)} (f) = \frac{1}{4} F {C_{φ_{1} φ_{1}} (u) + C_{φ_{2} φ_{2}} (u)} (f) = \frac{1}{4} (S_{φ_{1} φ_{1}} (f) + S_{φ_{2} φ_{2}} (f)) .$
Die rechte Seite der Gleichung 12 ist der halbe Mittelwert der spektralen Rauschleistungsdichten S_φ
1φ
1 (f) und S_φ
2φ
2 (f) der Phasenrauschterme φ₁(t) bzw. φ₂(t). Da in dem Beispiel gemäß 7 beide MMICs 1 und 2 im Wesentlichen baugleich sind, in der Regel derselben Charge (batch) entnommen sind, auf der selben Trägerplatine angeordnet sind und im Betrieb im Wesentlichen gleiche Temperatur aufweisen, ist die Annahme, dass die spektralen Leistungsdichten S_φ
1φ
1 (f) und S_φ2φ1 (f) der Phasenrauschterme φ₁(t) bzw. φ₂(t) gleich sind, realistisch, d.h. $S_{φ_{1} φ_{1}} (f) \approx S_{φ_{2} φ_{2}} (f) \approx S_{φ φ} (f) .$
Mit der Annahme aus Gleichung 13 vereinfacht sich Gleichung 12 zu $S_{y y} (f) = \frac{1}{2} S_{φ φ} (f) .$
In Fällen, in denen die Annahme aus Gleichung 13 nicht zutrifft (z.B. weil einer der beiden Lokaloszillatoren sich verschlechtert hat), entspricht die spektrale Leistungsdichte S_φφ(f) (spektrale Rauschleistungsdichte) wie erwähnt dem Mittelwert aus den spektralen Leistungsdichten S_φ
1φ
1 (f) und S_φ
2φ
2(f). Nichtsdestotrotz charakterisiert der Mittelwert (S_φ
1φ
1(f) + S_φ
2φ
2(f))/2 das in den beiden LO-Signalen s_LO,1 (t) und s_LO,2 (t) enthaltene Phasenrauschen. Entspricht eine der spektralen Rauschleistungsdichten S_φ
1φ
1(f) und S_φ
2φ
2(f) nicht den gewünschten Spezifikationen, so ist das auch am Mittelwert S_φφ(f) erkennbar.
Wie erwähnt, kann die spektrale Leistungsdichte S_yy(f) mittels bekannter Schätzmethoden aus dem gemessenen (tiefpassgefilterten) Mischerausgangssignal y(t) berechnet werden. Die gesuchte spektrale Leistungsdichte S_φφ(f) des Phasenrauschens φ₁(t) bzw. φ₂(t) kann dann durch Umformen der Gleichung 14 wie folgt berechnet werden: $S_{φ φ} (f) = 2 \cdot S_{y y} (f) .$
In praktischen Implementierungen kann die spektrale Leistungsdichte S_yy(f) z.B. aus dem Digitalsignal y[n] = y(nT_S) berechnet werden (T_S bezeichnet die Abtastperiode des ADC 30, vgl. 3). Eine mögliche Schätzmethode ist die Methode nach Welch. Demnach kann die spektrale Leistungsdichte S_yy(f) approximiert werden durch: $S_{y y} (k \cdot Δ f) \cdot T_{S}^{- 1} \approx {\hat{S}}_{y y} [k] = \frac{1}{I} \sum_{i = 0}^{I - 1} {| \frac{1}{M U} \sum_{n = 0}^{M - 1} y^{(i)} [n] w_{M} [n] e^{- 2 π j \frac{n}{M} k} |}^{2},$
wobei Δf die Frequenzauflösung (Δf = (MT_S)^-1), k die diskrete Frequenz kΔf und j die imaginäre Einheit bezeichnet.
In obiger Gleichung 16 bezeichnet der Ausdruck $\frac{1}{M U} \sum_{n = 0}^{M - 1} y^{(i)} [n] w_{M} [n] e^{- 2 π j \frac{n}{M} k}$
die diskrete, gefensterte Fourier-Transformation der Sequenz y⁽ⁱ⁾ [n] der Länge M und w_M[n] bezeichnet die jeweilige Fensterfunktion (z.B. ein Hann-Fenster) mit Länge M und einer mittleren Leistung U. Die Sequenzen y⁽ⁱ⁾[n] bezeichnen überlappende Abschnitte des Digitalsignals y[n], d.h. $y^{(i)} [n] = y [n + i \cdot D]$
wobei für die Schätzung gemäß Gleichung 16 eine Anzahl von I Sequenzen (i = 0, ..., I - 1) betrachtet wird, die jeweils die Länge M haben (n = 0, ..., M - 1). Der Wert D bezeichnet den zeitlichen Offset der Sequenzen, y⁽ⁱ⁾[n] d.h. zwei benachbarte Sequenzen y⁽ⁱ⁾[n] und y⁽ⁱ⁺¹⁾[n] überlappen sich um M - D Samples. Die Schätzung gemäß Gleichung 16 basiert demnach auf einer Mittelwertbildung der quadrierten (gefensterten) Fourier-Transformierten von I überlappenden Sequenzen y⁽ⁱ⁾[n] der Länge M. Aus den Gleichungen 15 und 16 folgt für die gesuchte spektrale Leistungsdichte des Phasenrauschens ${\hat{S}}_{φ φ} (\frac{k}{M \cdot T_{S}}) = T_{S} {\hat{S}}_{φ φ} [k] = 2 T_{S} {\hat{S}}_{φ φ} [k] .$
An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass auch andere Methoden zur Schätzung der spektralen Leistungsdichte existieren und Gleichung 16 lediglich als illustratives Beispiel zu verstehen ist. In der Praxis wird für die Berechnung der Fourier-Transformation in der Regel ein FFT- (Fast Fourier Transform) Algorithmus verwendet. Zu diesem Zweck kann der jeweilige MMIC einen Prozessor aufweisen (z.B. DSP 40, siehe 7). In diesem Zusammenhang wird unter Prozessor jede für die Berechnung der Fourier-Transformation geeignete Recheneinheit verstanden. Diese kann z.B. auch durch ein Feld von MAC- (multiply-accumulate) Einheiten implementiert sein. Alternativ kann für die Berechnungen der Schätzung der spektralen Leistungsdichte des Phasenrauschens auch ein externer Prozessor verwendet werden (z.B. ein Signalprozessor oder ein Mikrocontroller), der separat von den MMICs auf der Trägerplatine angeordnet ist.
In der obigen Beschreibung wurde davon ausgegangen, dass die HF-Signale s_LO,1 (t) und s_LO,2 (t) (vgl. Gleichung 1 und 2) orthogonal sind. Da Sinus- und Kosinus Funktion eine relative Phasenverschiebung von π/2 (90°) aufweisen, ist diese Orthogonalität dann erfüllt, wenn die Phasen Φ₁ und Φ₂ der HF-Signale s_LO,1 (t) und s_LO,2 (t) gleich sind. In diesem Fall gilt Φ₁ - Φ₂ = 0 und der Mittelwert des Mischerausgangssginals y(t) wird null. Falls die Phasendifferenz Φ₁ - Φ₂ nicht verschwindet gilt Φ₁ - Φ₂ = ΔΦ und das Mischerausgangssignal y(t) kann unter Verwendung von Gleichungen 5 und 7 wie folgt berechnet werden: $y (t) = \frac{1}{2} (φ_{1} (t) - φ_{2} (t)) + \frac{ΔΦ}{2} .$
Ein kleiner Phasenunterschied von ΔΦ hat demnach in dem Mischerausgangssignal y(t) einen DC-Offset von ΔΦ/2 zur Folge. Im Frequenzbereich (d.h. in der spektralen Leistungsdichte S_yy(f)) hat dieser DC-Offset eine Spektralline bei null Hertz zur Folge, die entweder mittels eines Hoch- oder Bandpasses weggefiltert werden kann (vor der Digitalisierung des Signals y(t)) oder durch aktives Tunen der Phasen Φ₁ und Φ₂ (z.B. mittels eines dem Mischereingang vorgeschalteten Phasenschiebers) eliminiert werden kann. Ein verringertes DC-Offset des Mischerausgangssignals y(t) ermöglicht eine verbesserte Ausnutzung des Dynamikbereichs des Analog-Digital-Wandlers. Zusätzlich zu der Spektrallinie bei null Hertz führen größere Phasenunterschiede ΔΦ zusätzlich zu einer Skalierung der PSD gemäß Gleichung 15. Das heißt, für große Phasenunterschiede ΔΦ (für die die Kleinwinkelnäherung nicht anwendbar ist) muss in Gleichung 15 der Faktor 2 durch den Faktor 2/cos(ΔΦ)² ersetzt werden. Für kleine Phasenunterschiede ΔΦ ist dieser Faktor näherungsweise 2.
Die obigen Erläuterungen zur Schätzung der Leistungsdichte des Phasenrauschens Ŝ_φφ(f) gemäß Gleichung 18 beruht auf dem Signalmodell gemäß Gleichungen 1 und 2, d.h. die Lokaloszillatoren 101 in den beiden MMICs 1 und 2 erzeugen unmodulierte, sinusförmige Signale s_LO,1 (t), s_LO,2(t) einer definierten Frequenz f_LO . Da das Phasenrauschen von der Frequenz f_LO abhängt kann die Messung für mehrere verschiedene Frequenzen wiederholt werden. Alternativ können statt unmodulierten Signalen auch (frequenzmodulierte) Chirp-Signale s_LO,1(t), s_LO,2(t) (Frequenzrampen verwendet werden). In diesem Fall erhält man folgendes Signalmodell für den Oszillator des MMICs 1: $s_{L O,1} (t) = A_{1} \cdot cos (2 π f_{1} t + π k_{1} t^{2} + Φ_{1} + φ_{1} (t))$
für t ∈ [0, T]. Dabei bezeichnet A₁ die Amplitude, und f₁ + k₁t/2 ist die (linear) zeitabhängige Momentanfrequenz f_LO,1(t) des Chirp-Signals (Frequenzrampe). Φ₁ bezeichnet eine konstante Phase, und φ₁(t) repräsentiert das Phasenrauschen. Der Faktoren k₁/2 ist die Steigung df_LO,1/dt der Frequenzrampe und T die Chirp-Dauer. Gleichermaßen erhält man für den Oszillator des MMICs 2 folgendes Signalmodell: $s_{L O,2} (t) = A_{2} \cdot cos (2 π f_{2} (t - t_{D}) + π k_{2} {(t - t_{D})}^{2} + Φ_{2} + φ_{2} (t - t_{D})) .$
für t E [t_D, t_D + T]. Dabei bezeichnet A₂ die Amplituden, und f₂ + k₂t ist die (linear) zeitabhängige Momentanfrequenz f_LO,2 (t) des Chirp-Signals (Frequenzrampe). Φ₂ bezeichnet eine konstante Phase, und φ₂ (t) repräsentiert das Phasenrauschen. Der Faktoren k₂ ist die Steigung df_LO,2/dt der Frequenzrampe. Die Zeit t_D entspricht der Laufzeit (propagation delay) des Signals s_LO,2(t) vom MMIC 2 zum Mischer 111 im MMIC 1 (siehe 7).
Ohne Beschränkung der Allgemeinheit können für die folgenden Betrachtungen die Amplituden A₁ und A₂ wieder als 1 angenommen werden. Andere Amplitudenwerte bewirken lediglich eine Skalierung des Messergebnisses um einen Konstanten Faktor. Des Weiteren werden gleiche Steigungen angenommen, d.h. k₁ = k₂ = k. Der Mischer 111 bewirkt im Wesentlichen eine Multiplikation der beiden LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t). Mit A₁ = 1 und A₂ = 1 und k₁ = k₂ = k folgt für das (ungefilterte) Mischerausgangssignal y'(t): $\begin{array}{l} y' (t) = s_{L O,1} (t) \cdot s_{L O,2} (t) = \\ = \frac{1}{2} cos (\underset{φ_{D} (t)}{\underset{︸}{φ_{1} (t) - φ_{2} (t - t_{D})}} + 2 π \underset{f_{D}}{\underset{︸}{(f_{1} - f_{2} + k t_{D})}} t + \underset{ΔΦ}{\underset{︸}{2 π f_{2} t_{D} - π k t_{D}^{2} + Φ_{1} - Φ_{2}}}) = \\ = \frac{1}{2} cos (2 π f_{D} t + φ_{D} (t) + ΔΦ) . \end{array}$
Dabei bezeichnet φ_D(t) die Differenz der Phasenrauschterme φ₁(t) und φ₂(t - t_D), f_D die Frequenzdifferenz der beiden Frequenzrampen an den Eingängen des Mischers 111 und ΔΦ einen konstanten Phasenterm.
Das Mischerausgangssignal y'(t) wird noch gefiltert (Filter 112), d.h. mit der Impulsantwort h_TP(t) des Filters 112 gefaltet (vgl. Gleichung 5): $y (t) = h_{T P} (t) * y'^{(t)} = h_{T P} (t) * [\frac{1}{2} cos (2 π f_{D} t + φ_{D} (t) + ΔΦ)] .$
Mit der Kleinwinkelnäherung (für kleine φ_D(t)) folgt aus Gleichung 23 $y (t) = h_{T P} (t) * [\frac{1}{2} cos (2 π f_{D} t + ΔΦ) - φ_{D} (t) \frac{1}{2} sin (2 π f_{D} t + ΔΦ)] .$
Unter der Annahme, dass die Signalkomponente mit Frequenz f_D im Durchlassband des Filters 112 liegt und von diesem praktisch unverändert durchgelassen wird, folgt aus Gleichung 24 aufgrund der Linearität der Faltungsoperation: $y (t) \approx \frac{1}{2} cos (2 π f_{D} t + ΔΦ) - φ_{D, L} (t) \frac{1}{2} sin (2 π f_{D} t + ΔΦ) .$
Dabei bezeichnet φ_D,L(t) das gefilterte Phasenrauschen $φ_{D, L} (t) = h_{T P} (t) * φ_{D} (t)$
An dieser Stelle sie erwähnt, dass Phasenrauschen als mittelwertfreier, schwach stationärer (wide-sense stationary, WSS) Prozess betrachtet werden kann, weshalb das Phasenrauschen durch seine spektrale Leistungsdichte (power spectral density, PSD) charakterisiert werden kann. Durch die Multiplikation mit dem Sinus-Term (siehe Gleichung 25) ist das gefilterte Mischerausgangssignal y(t) ein zyklostationärer Prozess, der durch die mittlere PSD über eine Periode T_D = 1/f_D repräsentiert wird. Die Starfrequenzen f₁ und f₂ der Lokaloszillatoren können so eingestellt werden, dass die Differenzfrequenz f_D = f₁ - f₂ + kt_D einen gewünschten Wert annimmt (dieser Aspekt wird weiter unten noch genauer diskutiert). Die Periode T_D ist damit ein an sich bekannter Parameter. Wie im ersten Beispiel wird die PSD aus der Autokovarianzfunktion berechnet.
Die Auto-Kovarianz C_yy(u) des gefilterten Mischerausgangssignals y(t) kann ausgehend von Gleichung 25 wie folgt berechnet werden: $\begin{array}{l} C_{y y} (t, u) = E {y (t) \cdot y (t + u)} = \\ = \frac{1}{4} cos (2 π f_{D} t + ΔΦ) cos (2 π f_{D} (t + u) + ΔΦ) \\ - \frac{1}{4} cos (2 π f_{D} t + ΔΦ) sin (2 π f_{D} (t + u) + ΔΦ) \cdot \underset{= 0}{\underset{︸}{E {φ_{D, L} (t + u)}}} \\ - \frac{1}{4} cos (2 π f_{D} (t + u) + ΔΦ) sin (2 π f_{D} t + ΔΦ) \cdot \underset{= 0}{\underset{︸}{E {φ_{D, L} (t)}}} \\ + \frac{1}{4} sin (2 π f_{D} t + ΔΦ) sin (2 π f_{D} (t + u) + ΔΦ) \cdot \underset{c φ_{D, L} φ_{D, L} (u)}{\underset{︸}{E {φ_{D, L} (t) φ_{D, L} (t + u)}}} . \end{array}$
Der beiden mittleren Summanden in obiger Gleichung sind null da der Erwartungswert des (mittelwertfreien) Phasenrauschens null ist. Der letzte Term in Gleichung 27 ist die Autokovarianz C_φ
D,Lφ
D,L (u) des gefilterten, differenziellen Phasenrauschens $φ_{D, L} (t) = (φ_{1, L} (t) - φ_{2, L} (t)) .$
Da die Phasenrauschterme φ₁(t) und φ₂(t) und daher auch φ_1,L(t) und φ_2,L(t) unkorreliert oder zumindest sehr schwach korreliert sind (vgl. Gleichung 11), gilt für die Autokovarianz C_φ
D,Lφ
D,L(u): $C φ_{D, L} φ_{D, L} (u) = C φ_{1, L} φ_{1, L} (u) + C φ_{2, L} φ_{2, L} (u) .$
Die Autokovarianzen C_φ
1,Lφ
1,L(u) und C_φ
2,Lφ
2,L(u) sind die Autokovarianzen der gefilterten Phasenrauschterme φ_1,L(t) und φ_2,L(t) in den Ausgangssignalen der Lokaloszillatoren der MMICs 1 und 2. Durch Kombinieren der Gleichungen 28 und 29 erhält man: $\begin{array}{l} C_{y y} (t, u) = \frac{1}{4} \underset{D (t)}{\underset{︸}{cos (2 π f_{D} t + ΔΦ) cos (2 π f_{D} (t + u) + ΔΦ)}} \\ + \frac{1}{4} \underset{R (t)}{\underset{︸}{sin (2 π f_{D} t + ΔΦ) sin (2 π f_{D} (t + u) + ΔΦ)}} \cdot (C_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (u) + C_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (u)) . \end{array}$
Die Terme D(t) und R(t) können unter Anwendung der bekannten Additionstheoreme wie folgt vereinfacht werden: $D (t) = \frac{1}{2} [cos (2 π f_{D} u) - cos (2 π f_{D} (2 t + u) + 2 Δ Φ)],$
und $R (t) = \frac{1}{2} [cos (2 π f_{D} u) + cos (2 π f_{D} (2 t + u) + 2 ΔΦ)] .$
Mit den Gleichungen 31 und 32 vereinfacht sich Gleichung 30 zu $\begin{array}{l} C_{y y} (t, u) = \frac{1}{8} [(cos (2 π f_{D} u) - cos (2 π f_{D} (2 t + u) + 2 ΔΦ)) \\ + (cos (2 π f_{D} u) + cos (2 π f_{D} (2 t + u) + 2 ΔΦ)) \cdot (C_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (u) + C_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (u))] \end{array}$
Wie erwähnt handelt es sich bei dem Mischerausgangssignal y(t) um einen zyklostationären Zufallsprozess. Daher wird die über eine Periode T_D = 1/f_D gemittelte Autokovarianz durch Integration von Gleichung 33 berechnet: $\begin{array}{l} {\bar{C}}_{y y} (u) = \frac{1}{T_{D}} \int_{0}^{T_{D}} C_{y y} (t, u) d t = \\ = \frac{1}{8} [cos (2 π f_{D} u) + cos (2 π f_{D} u) \cdot (C_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (u) + C_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (u))] . \end{array}$
Die mittlere PSD S_yy(f) erhält man durch Fourier-Transformation der mittleren Autokovarianzfunktion $\begin{array}{l} {\bar{S}}_{y y} (f) = F {{\bar{C}}_{y y} (u)} = \frac{1}{16} [δ (f - f_{D}) + δ (f + f_{D})] \\ + \frac{1}{16} [S_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (f - f_{D}) + S_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (f + f_{D}) + S_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (f - f_{D}) + S_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (f + f_{D})] . \end{array}$
Da beide MMICs 1 und 2 (und damit beide Lokaloszillatoren 101, siehe 7) das gleiche Systemtaktsignal s_CLK(t) verwenden, auf der selben Trägerplatine angeordnet sind und im Betrieb im Wesentlichen gleiche Temperatur aufweisen, sind folgende Annahmen realistisch (vgl. Gleichung 13): $S_{φ_{1} {_{,}}_{L} φ_{1, L}} (f - f_{D}) \approx S_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (f - f_{D})$
und $S_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (f + f_{D}) \approx S_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (f + f_{D}) .$
Daher kann mit der mittleren PSD des Phasenrauschens der beiden Lokaloszillatoren gerechnet werden: $S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f - f_{D}) = \frac{1}{2} (S_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (f - f_{D}) + S_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (f - f_{D})),$
und $S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f + f_{D}) = \frac{1}{2} (S_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (f + f_{D}) + S_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (f + f_{D})) .$
Mit den Gleichungen (38) und (39) vereinfacht sich Gleichung (35) zu ${\bar{S}}_{y y} (f) = \frac{1}{16} [δ (f - f_{D}) + δ (f + f_{D})] + \frac{1}{8} [S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f - f_{D}) + S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f + f_{D})] .$
Die PSD S_yy(f) gemäß Gleichung 40 ist eine um f_D frequenzverschobene, skalierte Version der mittleren PSD des tiefpassgefilterten Phasenrauschens der Lokaloszillatoren 101 der MMICs 1 und 2 mit einem zusätzlichen Maximum bei der Frequenz f_D . Durch Umformen der Gleichung 40 erhält man als Zwischenergebnis: $S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f - f_{D}) + S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f + f_{D}) = 8 {\bar{S}}_{y y} (f) - \frac{1}{2} [δ (f - f_{D}) + δ (f + f_{D})] .$
Im Folgenden wird gezeigt wie man durch die Startfrequenzen f₁ und f₂ der Chirps erreichen kann, dass Gleichung 41 weiter vereinfacht wird.
Gemäß Gleichung 22 sind die Frequenz f_D und die korrespondierende Periodendauer T_D wie folgt definiert: $f_{D} = \frac{1}{T_{D}} = (f_{1} - f_{2} + k t_{D})$
Wenn für die Schätzung/Berechnung der mittleren PSD S_yy(f) ein (mittels FFT berechnetes) Periodogramm verwendet wird, kann über eine beliebige ganzzahlige Anzahl n von Perioden gemittelt werden. Das Mittelungszeitintervall T, welches im vorliegenden Beispiel der Chirpdauer entspricht (in 2 als T_RAMP bezeichnet), ist demnach $T = n T_{D} = n / f_{D} = n / (f_{1} - f_{2} + k t_{D}) .$
Die Frequenz f₁ wird auf eine für Radaranwendungen typische Frequenz gesetzt, z.B. f₁=76 GHz. Für die Frequenz f₂ wie ergibt sich dann $f_{2} = f_{1} + k t_{D} - \frac{n}{T},$
dann folgt aus Gleichung 42 $f_{D} = n / T .$
Das heißt, der Peak in der PSD gemäß Gleichung 41 wird bei dem n-ten diskreten Frequenzwert (Frequenz-Bin) auftreten.
Wenn nun in den Gleichungen 44 und 45 n = 1 und das Zeitintervall T vergleichsweise groß gewählt wird, dann ist die Frequenz f_D so klein, dass die folgende Näherung $S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f) \approx S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f - f_{D}) \approx S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f + f_{D})$
zu keinem nennenswerten Fehler führt. Mit der Näherung aus Gleichung 46 vereinfacht sich Gleichung 41 zu $S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f) = 4 {\bar{S}}_{y y} (f) - [δ (f - f_{D}) + δ (f + f_{D})] .$
Diese Vorgehensweise führt zu einem ähnlichen Ergebnis wie Gleichung 15 für die Messung mit unmodulierten Signalen. Demnach ist die geschätzte mittlere PSD S_yy(f) ein geeigneter Schätzwert für S_{φ L φ L} (f). Lediglich der erste Frequenz-Bin enthält zusätzlich die Leistung des Signals y(t) bei der Frequenz f_D. Diese Leistung ist ein bekannter Systemparameter und kann mittels digitalem Post-Processing kompensiert werden.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann in Gleichungen 44 und 45 n = 0 gewählt werden, was zur Folge hat, dass die Frequenz f_D null wird und f₂ = f₁ + kt_D. Damit vereinfacht sich Gleichung 25 zu $y (t) \approx \frac{1}{2} cos (ΔΦ) - \frac{1}{2} sin (ΔΦ) φ_{D, L} (t)$
und Gleichung 27 vereinfacht sich unter Berücksichtigung von Gleichung 29 zu $\begin{array}{l} C_{y y} (u) = E {y (t) \cdot y (t + u)} = \frac{1}{4} cos {(ΔΦ)}^{2} + \frac{1}{4} sin {(ΔΦ)}^{2} \cdot c_{φ_{D, L} φ_{D, L}} (u) \\ = \frac{1}{4} cos {(ΔΦ)}^{2} + \frac{1}{4} sin {(ΔΦ)}^{2} \cdot (c_{φ_{1, L} φ_{1, L}} (u) + c_{φ_{2, L} φ_{2, L}} (u)) \end{array}$
Da die Autokovarianzfunktion keine Zeitabhängigkeit besitzt, ist keine Mittelung nötig. Die PSD S_yy(u) ist die Fourier-Transformierte von C_yy(u), $S_{y y} (u) = F {C_{y y} (u)} = \frac{1}{4} cos {(ΔΦ)}^{2} δ (f) + \frac{1}{2} sin {(ΔΦ)}^{2} S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f),$
wobei in obiger Gleichung die Annahmen aus den Gleichungen 36 bis 39 entsprechend angewendet wurden.
Durch Umformen der Gleichung 50 erhält man $S_{{\bar{φ}}_{L} {\bar{φ}}_{L}} (f) = 2 S_{y y} (u) /sin {(ΔΦ)}^{2} - δ (f) cos {(ΔΦ)}^{2} / (2sin {(ΔΦ)}^{2})$
Man kann in Gleichung 51 erkennen, dass bei ΔΦ = 0 oder ΔΦ = π eine Division durch null auftritt, was zu numerischen Problemen und falschen Ergebnissen führt. Dieses Problem kann man lösen, indem der Gleichanteil des Signals y(t) gemessen und die Phase ΔΦ gemäß folgender Gleichung ermittelt wird (vgl. Gleichung 22). $ΔΦ = 2 π f_{2} t_{D} - π k t_{D}^{2} + Φ_{1} - Φ_{2}$
Die Messung von ΔΦ ermöglicht auch die Anpassung von ΔΦ auf unkritische Werte, z.B. auf ΔΦ = π/2, durch Anpassen der Phasenverschiebungen Φ₁ und/oder Φ₂ in den Lokaloszillatoren 101 der MMICs 1 und 2.
Die hier mit Bezug auf 7 und die Gleichungen 1 bis 19 sowie 20 bis 50 beschriebenen Konzepte ermöglichen eine einfache Ermittlung eines Performance-Parameters (Qualitäts-Parameters) der Lokaloszillatoren in Form einer Schätzung des von den Lokaloszillatoren erzeugten Phasenrauschens. Da dem Phasenrauschen ein Zufallsprozess zugrunde liegt, kann das Phasenrauschen durch die spektrale Rauschleistungsdichte charakterisiert werden. Diese spektrale Rauschleistungsdichte kann demnach als Performance-Parameter verwendet werden, der die Qualität der Lokaloszillatoren repräsentiert. Auch wenn bei einer Kaskadenstruktur gemäß 5 im normalen Betrieb nur der Lokaloszillator 101 des Master-MMICs 1 verwendet wird, werden für die Schätzung des Phasenrauschens die Lokaloszillatoren in zwei MMICs aktiviert, z.B. im Master-MMIC 1 und im Slave-MMIC 2. An dieser Stelle sei noch einmal darauf hingewiesen, dass die Verwendung zweier separater Lokaloszillatoren zu der Annahme unkorrelierter Phasenrauschsignale φ₁(t) bzw. φ₂(t) geführt hat (siehe Gleichung 11). Wenn eines der beiden LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) in zumindest einem Frequenzband ein erhöhtes Phasenrauschen aufweist, kann mit einer Messung/Schätzung nicht ermittelt werden, welcher der beiden Lokaloszillatoren betroffen ist. Wird die Messung jedoch mit unterschiedlichen Paaren von MMICs wiederholt, kann der defekte Lokaloszillator ermittelt werden.
Die in 8 dargestellten Tabelle zeigt eine exemplarische Testsequenz für ein System mit drei kaskadierten MMICs 1, 2 und 3. Im Normalbetrieb kann MMIC 1 der Master-MMIC sein (vgl. 5). In einem ersten Test wird das Phasenrauschen mittels Mischen der in den MMICs 1 und 2 erzeugten LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) gemessen. Ist der erste Test positiv (d.h. das Phasenrauschen liegt in einem spezifizierten zulässigen Bereich), dann ist der LO im Master-MMIC 1 in Ordnung. Ist der erste Test negativ (d.h. das Phasenrauschen liegt außerhalb des spezifizierten zulässigen Bereichs), kann in einem zweiten Test das Phasenrauschen mittels Mischen der in den MMICs 1 und 3 erzeugten LO-Signale s_LO,1(t) und s_LO,3(t) gemessen werden. Ist der zweite Test positiv, dann ist der LO im Master-MMIC 1 in Ordnung und der LO im Slave-MMIC 2 ist defekt, was jedoch im Betrieb nicht weiter relevant ist, da der Master-MMIC 1 das LO-Signal erzeugt und verteilt. Wenn beide Tests negativ sind, kann in einem dritten Test das Phasenrauschen mittels Mischen der in den MMICs 2 und 3 erzeugten LO-Signale s_LO,2(t) und s_LO,3(t) gemessen werden. Ist der dritte Test positiv, dann ist der LO im Master-MMIC 1 defekt, wohingegen die LOs in den Slave-MMICs 2 und 3 in Ordnung sind.
8 ist ein Flow-Chart zur Darstellung eines Beispiels des hier beschriebenen Verfahrens. Zunächst werden mittels zwei verschiedener HF-Oszillatoren zwei HF-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) erzeugt (siehe 9, Schritt S1, vgl. auch Gleichungen 1 und 2). Die beiden HF-Oszillatoren können in unterschiedlichen MMICs integrierte Lokaloszillatoren sein (siehe 7). Die Verwendung zweier unabhängig arbeitender HF-Oszillatoren führt in der Regel dazu, dass die in den HF-Signalen s_LO,1(t) und s_LO,2(t) enthaltenen Rauschsignale φ₁(t) und φ₂(t) unkorreliert sind (vgl. Gleichung 11). Bei im Wesentlichen bauglichen HF-Oszillatoren wird jedoch die spektrale Leistungsdichte der jeweiligen Rauschsignale φ₁(t) und φ₂(t) ungefähr gleich sein (vgl. Gleichung 13). Die beiden HF-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) werden gemischt (siehe 9, Schritt S2), wobei das Mischungsprodukt mit der Frequenz 2f_LO aufgrund der begrenzten Bandbreite des Mischers und/oder eine nachfolgenden Tiefpass- oder Bandpass-Filterung eliminiert wird. Das Mischerausgangssignal y(t) ist daher im Wesentlichen ein mit Rauschen überlagertes DC-Signal (vgl. Gleichung 5), das den Mittelwert null hat, wenn die beiden HF-Signale s_LO,1(t) und s_LO,2(t) am Eingang des Mischers 111 orthogonal zueinander sind. Unter einem DC-Signal wird im Wesentlichen ein Gleichspannungssignal oder ein Gleichstromsignal verstanden. Das Mischerausgangssignal y(t) wird digitalisiert (siehe 9, Schritt S3) und basierend auf dem digitalisierten Signals y[n] wird ein Schätzwert Ŝ_yy[k] für die spektrale Leistungsdichte S_yy(f) berechnet (siehe 9, Schritt S4, vgl. z.B. auch Gleichung 16), aus der dann in einfacher Weise ein Schätzwert für die spektrale Leistungsdichte S_φφ(f) des Rauschens ermittelt werden kann (siehe 9, Schritt S5).
In den hier beschriebenen Beispielen wird das in den HF-Signalen s_LO,1(t) und s_LO,2(t) enthaltene rauschen als Phasenrauschen modelliert (siehe z.B. Signalmodell gemäß Gleichungen 1 und 2 bzw. 20 und 21). Es versteht sich, dass auch die in den Signalmodellen gemäß den Gleichung 1 und 2 sowie 20 und 21 auch die Amplitudenwerte A₁ und A₂ verrauscht sein können. Im Falle von HF-Oszillatoren, die in der Regel mittels spannungsgesteuerter Oszillatoren (voltage controlled oscillators, VCOs), trägt das Phasenrauschen jedoch den überwiegenden Anteil zum gesamten Grundrauschen bei und folglich ist in den meisten Anwendungen ein Signalmodell, welches nur das Phasenrauschen berücksichtigt, ausreichend.

Claims

Ein Verfahren, das folgendes umfasst: Erzeugen eines ersten HF-Signals (s_LO,1(t)) mittels eines ersten HF-Oszillators und eines zweiten HF-Signals (s_LO,2(t)) mittels eines zweiten HF-Oszillators; Mischen des ersten HF-Signals (s_LO,1(t)) und des zweiten HF-Signals (s_LO,2(t)) mittels eines Mischers (111); Digitalisieren des Mischerausgangssignals (y(t)) und Berechnen einer Schätzung (Ŝ_yy[k]) für die spektrale Leistungsdichte (S_yy(f)) des Mischerausgangssignals (y(t)) aus dem digitalisierten Signal (y[n]); und Berechnen einer Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte (S_φφ(f)) die das in dem ersten und dem zweiten HF-Signals (s_LO,1(t), s_LO,2(t)) enthaltene Rauschen charakterisiert, basierend auf der Schätzung (Ŝ_yy[k]) für die spektrale Leistungsdichte (S_yy(f)) des Mischerausgangssignals (y(t)).
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die berechnete Schätzung den Mittelwert einer spektralen Rauschleistungsdichte (S_φ
1φ
1 (f)) des in dem ersten HF-Signal (s_LO,1 (t)) enthaltenen Phasenrauschens und einer spektralen Rauschleistungsdichte (S_φ
2φ
2 (f)) des in dem zweiten HF-Signal (s_LO,2(t)) enthaltenen Phasenrauschens repräsentiert.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, das weiter umfasst: Filtern des Mischerausgangssignals (y(t)), sodass es im Wesentlichen ein DC-Signal und überlagertes Rauschen beinhaltet.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, das weiter umfasst: Einstellen, der Phasendifferenz (ΔΦ) zwischen dem ersten und dem zweiten HF-Signal (s_LO,1(t), s_LO,2(t)), sodass sie am Eingang des Mischers (111) im Wesentlichen orthogonal sind.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das erste und das zweite HF-Signal (s_LO,1(t), s_LO,2(t)) mittels eines eines Referenzoszillators (51) synchronisiert erzeugt werden.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das erste und das zweite HF-Signal (s_LO,1(t), s_LO,2(t)) so erzeugt werden, dass das im ersten HF-Signal (s_LO,1(t)) enthaltene Rauschen (φ₁(t)) und das im zweiten HF-Signal (s_LO,2(t)) enthaltene Rauschen (φ₂(t)) schwach korreliert oder unkorreliert sind.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der erste HF-Oszillator und der Mischer (112) in einem ersten Radar-Chip (1) und der zweite HF-Oszillator in einem zweiten Chip (2) angeordnet sind, und wobei das zweite HF-Signal (s_LO,2(t)) über eine elektrische Leitung dem ersten Radar-Chip (1) zugeführt wird.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, das weiter umfasst: Prüfen, ob die berechnete Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte (S_φφ(f)) in einem spezifizierten Bereich liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 8, das weiter umfasst, falls die berechnete Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte (S_φφ(f)) nicht in dem spezifizierten Bereich liegt: Erzeugen eines dritten HF-Signals mittels eines dritten HF-Oszillators; Mischen des ersten HF-Signals(s_LO,1(t)) und des dritten HF-Signals mittels des Mischers (112); Digitalisieren des Mischerausgangssignals (y(t)) und Berechnen einer Schätzung (Ŝ_yy[k]) für die spektrale Leistungsdichte (S_yy(f)) des Mischerausgangssignals (y(t)) aus dem digitalisierten Signal (y[n]); und Berechnen einer weiteren Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte (S_φφ(f)), die das in dem ersten und dem zweiten HF-Signals (s_LO,1(t), s_LO,2(t)) enthaltene Rauschen charakterisiert, basierend auf der Schätzung (Ŝ_yy[k]) für die spektrale Leistungsdichte (S_yy(f)) des Mischerausgangssignals (y(t)).
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das erste HF-Signal (s_LO,1(t)) und das zweite HF-Signal (s_LO,2(t)) eine konstante Frequenz (f_LO) aufweisen.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das erste HF-Signal (s_LO,1(t)) und das zweite HF-Signal (s_LO,2(t)) frequenzmoduliert sind.
Das Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei das erste HF-Signal (s_LO,1(t)) und das zweite HF-Signal (s_LO,2(t)) eine linear ansteigende Frequenz aufweisen und der Frequenzanstieg (k) für das erste HF-Signal (s_LO,1(t)) und das zweite HF-Signal (s_LO,2(t)) gleich ist.
Eine Schaltungsanordnung, die folgendes aufweist: einen ersten HF-Oszillator (101), der dazu ausgebildet ist, ein erstes HF-Signal (s_LO,1(t)) zu erzeugen, und einen zweiten HF-Oszillator, der dazu ausgebildet ist, ein zweites HF-Signal (s_LO,2(t)) zu erzeugen; einen Mischer (112), der dazu ausgebildet ist, als Eingangssignale das erste HF-Signal (s_LO,1(t)) und das zweite HF-Signal (s_LO,2(t)) zu empfangen; einen dem Mischer (111) nachgeschalteten Analog-Digital-Wandler (30), der dazu ausgebildet ist, ein vom Mischer (111) bereitgestelltes Mischerausgangssignal (y(t)) zu digitalisieren; und einen Recheneinheit (40), die dazu ausgebildet ist, das digitalisierte Mischerausgangssignal (y[n]) zu empfangen und basierend darauf eine Schätzung der spektrale Leistungsdichte (S_yy(f)) des Mischerausgangssignals (y(t)) zu berechnen, und basierend auf der Schätzung (Ŝ_yy[k]) für die spektrale Leistungsdichte (S_yy(f)) des Mischerausgangssignals (y(t)) eine Schätzung für die spektrale Rauschleistungsdichte (S_φφ(f)), die das in dem ersten und dem zweiten HF-Signal (s_LO,1 (t), s_LO,2(t)) enthaltene Rauschen charakterisiert, zu berechnen.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 13, wobei der erste und der zweite HF-Oszillator (101) in einem einzigen Chip oder in verschiedenen Chips (1, 2) integriert sind.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 13 oder 14, wobei die berechnete Schätzung den Mittelwert einer spektralen Rausch-Leistungsdichte (S_φ
1φ
1(f)) des in dem ersten HF-Signal (s_LO,1(t)) enthaltenen Phasenrauschens und einer spektralen Rausch-Leistungsdichte (S_φ
2φ
2 (f)) des in dem zweiten HF-Signal (s_LO,2(t)) enthaltenen Phasenrauschens repräsentiert.
Die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 13 bis 15, die weiter aufweist: einen dem Mischer (112) nachgeschalteten Filter (21), der dazu ausgebildet ist, das Mischerausgangssignals (y(t)) zu filtern, sodass es im Wesentlichen ein DC-Signal und überlagertes Rauschen beinhaltet.
Die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 13 bis 16, die weiter aufweist: zumindest einen einem Eingang des Mischers (112) vorgeschalteten Phasenschieber, der dazu ausgebildet ist, die Phasendifferenz (ΔΦ) zwischen dem ersten und dem zweiten HF-Signal (s_LO,1(t), s_LO,2(t)) so anzupassen, dass sie am Mischereingang im Wesentlichen orthogonal sind.
Die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 13 bis 16, die weiter aufweist: einen Schaltungsträger (9), auf dem der erste Chip (1) und der zweite Chip (2) angeordnet sind, wobei der HF-Oszillator im zweiten Chip (2) mit dem Mischer (112) im ersten Chip (1) über eine auf dem Schaltungsträger (9) angeordneten Leitung verbunden ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 14, bei der jeder Chip (1, 2) mehrere Sendekanäle (TX01, TX02, TX03) und mehrere Empfangskanäle (RX01, RX02, RX03) aufweist, wobei zumindest einer der Sendekanäle (TX01, TX02, TX03) dazu ausgebildet ist, das erste HF-Signal (s_LO,1(t)) zu verstärken und als Radar-Signal an einem Ausgang des betreffenden Sendekanals bereitzustellen, und wobei jeder Empfangskanal (RX01, RX02, RX03) dazu ausgebildet ist, ein eingehendes Radar-Echosignal zu empfangen und mit dem ersten HF-Signal (s_LO,1(t)) zu mischen.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 19, wobei ein Sendekanal (TX03) des ersten Chips (1) mit einem Sendekanal (TX03) des zweiten Chips (2) über eine Leitung verbunden ist, und wobei diese Sendekanäle jeweils sowohl als Eingang- als auch als Ausgang für das erste bzw. zweite HF-Signal konfigurierbar sind.