DE102016115785A1

DE102016115785A1 - Integrierte RF-Schaltung mit Möglichkeit zum Testen von Phasenrauschen

Info

Publication number: DE102016115785A1
Application number: DE102016115785.6A
Authority: DE
Inventors: Oliver Frank; Jochen Oliver Schrattenecker; Günter Erich Haider
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2016-08-25
Filing date: 2016-08-25
Publication date: 2018-03-01
Also published as: US20180062768A1; JP6462799B2; US10205541B2; CN107786238B; CN107786238A; JP2018044951A; JP3213331U; US20180359035A1; US10090939B2

Abstract

Hierin ist eine integrierte Schaltung beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung weist die integrierte Schaltung einen lokalen Oszillator mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) auf, der ein lokales Oszillatorsignal erzeugt. Ferner weist die integrierte Schaltung einen Frequenzteiler auf, der, dem VCO nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist. Der Frequenzteiler stellt ein frequenzgeteiltes lokales Oszillatorsignal bereit, indem er die Frequenz des lokalen Oszillatorsignals um einen konstanten Faktor verringert. Ein erstes Testpad der integrierten Schaltung ist dazu ausgebildet, ein Referenzoszillatorsignal zu empfangen. Ferner weist die integrierte Schaltung einen ersten Mischer auf, der das Referenzoszillatorsignal und das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal empfängt, um das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal herabzuwandeln.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet von Radiofrequenz-(RF)-Schaltungen. Einige Ausgestaltungen betreffen einen RF-Chip, der "Design zum Test"-Merkmale (engl.: "design for test"; DFT) aufweist, die eine verbesserte automatische Testung eines in einen Chip integrierten RF-Oszillators (engl.: „on-chip RF oscillator“) ermöglichen.
HINTERGRUND
Radiofrequenz-(RF)-Sendeempfänger und -Empfänger lassen sich bei zahlreichen Anwendungen finden, insbesondere auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikation und Radarsensoren. Im Automotive-Bereich gibt es einen steigenden Bedarf an Radarsensoren, die in sogenannten "adaptiven Fahrtsteuerungs"-(engl.: "adaptive cruise control"; ACC)- oder "Radarfahrtsteuerungs"-(engl.: "radar cruise control"; RCC)-Systemen verwendet werden. Derartige Systeme können beispielsweise verwendet werden, um automatisch die Geschwindigkeit eines Fahrzeugs einzustellen, um einen sicheren Abstand von anderen Automobilen oder anderen Objekten voraus aufrecht zu erhalten.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte RF-Schaltungen, die sämtliche Kernfunktionen eines RF-Frontends eines Radar-Sendeempfängers in einem einzigen Chip-Package (Ein-Chip-Sendeempfänger) enthalten können. Derartige RF-Frontends können, unter anderem, einen spannungsgesteuerten Oszillator (engl.: "voltage controlled oscillator"; VCO), Verstärker wie beispielsweise Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (engl.: "low noise amplifiers"; LNAs), Mischer, Filter aufweisen. Ein oder mehr Analog-Digital-Wandler (engl.: "analog-to-digital converter"; ADC) können ebenfalls enthalten sein, um ein digitales Ausgangssignal bereitzustellen. Ferner können der Chip oder das Chip-Package ein oder mehr Antennen enthalten. Radiofrequenzchips wie beispielsweise Halbleiterchips, die ein RF-Frontend eines Radarsensors enthalten, werden auch als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen (engl.: "monolithic microwave integrated circuits"; MMICs) bezeichnet.
Radaranwendungen, die in Automobilen eingesetzt werden, sind Gegenstand verschiedener Standards betreffend Straßenverkehrssicherheit, beispielsweise des mit "Road Vehicles-Functional Safety" bezeichneten funktionalen Sicherheitsstandards ISO 26262. Um die funktionale Sicherheit eines Radarsensors sicherzustellen, ist es wichtig, zu wissen, ob der gegenwärtige Zustand des Radarsensors eine zuverlässige Abstands- und Geschwindigkeitsmessung zulässt. Allerdings kann Zuverlässigkeit auch bei anderen Anwendungen als Radar Thema sein.
Bei Radarsystemen begrenzt das Gesamt-Grundrauschen (engl.: "overall noise floor") die Empfindlichkeit, mit der Radarziele erkannt werden können. In dieser Hinsicht wird darauf hingewiesen, dass die Phasenrausch-Eigenschaften des On-Chip-Oszillators einen signifikanten Einfluss auf das Gesamt-Grundrauschen und damit auf die Empfindlichkeit und Genauigkeit der Abstands- und Geschwindigkeitsmessung haben können. Um sicher zu stellen, dass der On-Chip-RF-Oszillator innerhalb der gewünschten Spezifikationen arbeitet, können die RF-Chips (MMICs), die die RF-Oszillatoren enthalten, Gegenstand verschiedener automatischer Tests sein, welche Tests zur Charakterisierung der Rauscheigenschaften des On-Chip-RF-Oszillators enthalten. Für eine ökonomische Herstellung sind die Dauer dieser automatischen Tests und die Anzahl von Chips, die parallel getestet werden können, wichtige Parameter.
ÜBERBLICK
Hierin wird eine integrierte Schaltung beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung weist die integrierte Schaltung einen lokalen Oszillator mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) auf, der ein lokales Oszillatorsignal erzeugt. Ferner weist die integrierte Schaltung einen Frequenzteiler auf, der, dem VCO nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist. Der Frequenzteiler stellt ein frequenzgeteiltes lokales Oszillatorsignal bereit, indem er die Frequenz des lokalen Oszillatorsignals durch einen konstanten Faktor teilt. Ein erstes Testpad der integrierten Schaltung ist dazu ausgebildet, ein Referenzoszillatorsignal zu empfangen. Ferner weist die integrierte Schaltung einen ersten Mischer auf, der das Referenzoszillatorsignal und das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal empfängt, um das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal herabzuwandeln.
Weiterhin wird hier ein Verfahren zum Testen eines RF-Oszillators beschrieben, der in eine monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert ist. Gemäß einer Ausgestaltung umfasst das Verfahren das Teilen der Frequenz eines RF-Oszillatorsignals, das durch den RF-Oszillator erzeugt wird, durch einen in die MMIC integrierten Frequenzteiler, um ein RF-Signal mit reduzierter Frequenz zu erzeugen. Das Verfahren umfasst ferner das Herabwandeln des RF-Signals mit einer verringerten Frequenz durch einen in die MMIC integrierten Mischer, um ein Mischer-Ausgangssignal zu erzeugen. Der Mischer verwendet für das Herabwandeln ein Referenz-Oszillatorsignal, das durch eine externe Testeinrichtung erzeugt und dem Mischer über ein erstes Testpad der MMIC zugeführt wird. Schließlich umfasst das Verfahren das Verarbeiten des Mischer-Ausgangssignals.
Des Weiteren wird hier ein System beschrieben, das eine automatische Testeinrichtung zum Testen von monolithisch integrierten Mikrowellenschaltungen (MMICs) und eine zu testende MMIC aufweist. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die ATE einen Referenzoszillator, der ein Referenzoszillatorsignal erzeugt. Die MMIC enthält eine integrierte RF-Schaltung, die einen lokalen Oszillator mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) enthält, der ein lokales Oszillatorsignal erzeugt. Die integrierte RF-Schaltung weist ferner einen Frequenzteiler auf, der, dem VCO nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist. Der Frequenzteiler stellt ein frequenzgeteiltes lokales Oszillatorsignal bereit, indem er die Frequenz des lokalen Oszillatorsignals durch einen konstanten Faktor wählt. Die integrierte RF-Schaltung enthält ferner ein erstes Testpad zum Empfangen des Referenzoszillatorsignals von der ATE. Ein Mischer, der in die MMIC integriert ist, empfängt das Referenzoszillatorsignal über das erste Testpad und empfängt ferner das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal, um das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal herabzuwandeln.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und Beschreibungen leichter verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; stattdessen wird Wert darauf gelegt, die Prinzipien der Erfindung zu veranschaulichen. Darüber hinaus bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispielstruktur eines Radarsensors zeigt.
2 ist ein Schaltbild, das die Grundstruktur eines Empfangskanals eines RF-Sendeempfängers oder -Empfängers zeigt.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispiel-Implementierung eines RF-Oszillators (lokaler Oszillator) zeigt, der eine PLL zum Einstellen der Oszillationsfrequenz enthält.
4 ist ein Blockdiagramm, das einen Testaufbau zeigt, der verwendet werden kann, um die Phasenrauscheigenschaften eines RF-Oszillators zu charakterisieren; der Testaufbau verwendet die sogenannte Referenzoszillatortechnik, um das Spektrum des Phasenrauschens oder konkreter Parameter des Spektrums zu erhalten.
5 ist ein Blockdiagramm, das eine erste beispielhafte Ausgestaltung einer monolithisch integrierten Mikrowellenschaltung (MMIC) zeigt, die dazu in der Lage ist, ein externes Referenzoszillatorsignal zum Testen von Rauschcharakteristika des internen RF-Oszillators zu empfangen.
6 ist ein Blockdiagramm, das eine zweite beispielhafte Ausgestaltung einer MMIC zeigt, die dazu in der Lage ist, ein externes Referenzoszillatorsignal zum Testen von Rauschcharakteristika des internen RF-Oszillators zu empfangen.
7 ist ein Blockdiagramm, das eine dritte beispielhafte Ausgestaltung zeigt, die eine geringfügige Modifikation des Beispiels gemäß 5 darstellt.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine vierte beispielhafte Ausgestaltung einer MMIC zeigt, die dazu in der Lage ist, ein externes Referenzoszillatorsignal zum Testen von Rauschcharakteristika des internen RF-Oszillators zu empfangen, wobei die Rauschcharakteristika auf dem Chip bestimmt werden.
9 ist ein Blockdiagramm einer allgemeinen Ausgestaltung einer MMIC, die dazu in der Lage ist, ein externes Referenzoszillatorsignal zum Testen des internen RF-Oszillators zu empfangen.
10 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispielverfahren zum Testen eines in eine MMIC integrierten RF-Oszillators zu testen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend im Kontext eines Radar-Sendeempfängers erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung auch bei von Radar verschiedenen Anwendungen wie beispielsweise RF-Sendeempfängern von RF-Kommunikationsgeräten, eingesetzt werden kann. Vielmehr hängt der hier beschriebene Ansatz zum Testen der Eigenschaften eines On-Chip-RF-Oszillators (üblicherweise als "lokaler Oszillator" oder LO bezeichnet) nicht von der konkreten Anwendung des Systems ab.
Ein sogenanntes "Ein-Chip-Radar" kann Schaltungen aufweisen, die die zur Entfernungs- und/oder Geschwindigkeitsmessung benötigten Kern-RF-Funktionen in einem Chip enthalten. Die Siliziumchips, die diese RF-Schaltung enthalten, werden üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen (MMICs) bezeichnet. Eine Radar-MMIC kann unter anderem eine RF-Frontend-Schaltung wie beispielsweise RF-Oszillatoren, Verstärker und Mixer enthalten, sowie eine Basisband-Schaltung wie beispielsweise Verstärker und analoge Filter. Zusätzlich kann in dem Chip ein Digital-Analog-Wandler enthalten sein, um das Basisband- oder IF-Band-Signal zu digitalisieren. Bei künftigen Sensordesigns kann in dem Chip, zusammen mit dem ADC, der Basisband-Schaltung und der RF-Frontend-Schaltung, auch ein digitaler Signalprozessor enthalten sein. Allerdings ist ein Signalprozessor bei heutigen Radarsensoren üblicherweise in einem separaten Chip implementiert.
1 zeigt ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Struktur eines Radarsensors zeigt. Allerdings kann eine ähnliche Struktur auch bei RF-Sendeempfängern gefunden werden, die bei anderen Anwendungen wie beispielsweise Kommunikationssystemen eingesetzt werden. Dementsprechend sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) an ein in einer MMIC 1 enthaltenes RF-Frontend angeschlossen. Das RF-Frontend 10 kann sämtliche zur RF-Signalverarbeitung erforderlichen Schaltungskomponenten enthalten. Derartige Schaltungskomponenten enthalten beispielsweise einen lokalen Oszillator (LO), RF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNAs), Richtkoppler wie beispielsweise Ringkoppler (engl.: "rat-race-coupler") und Zirkulatoren, sowie Mischer für die Herabwandlung des RF-Signals in das Basisband oder ein IF-Band oder für die Aufwärtswandlung des Basisbandsignals oder IF-Signals in das RF-Band. Es wird darauf hingewiesen, dass Antennen-Arrays anstelle von einzelnen Antennen verwendet werden können. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bi-statisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem, das separate RX- und TX-Antennen aufweist. Im Fall eines monostatischen Radarsystems kann eine einzelne Antenne oder ein einzelnes Antennen-Array sowohl für das Empfangen als auch das Senden elektromagnetischer (Radar-)Signale verwendet werden. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) verwendet werden, um RF-Signale, die an den Radarkanal zu senden sind, von den vom Radarkanal empfangenen RF-Signalen zu trennen.
Im Fall eines frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsystems liegen die gesendeten RF-Signale, die durch die TX-Antenne 5 abgestrahlt werden, im Bereich oberhalb etwa 20 GHz (z.B. 24 GHz) und 81 GHz (z.B. 77 GHz bei Automotive-Anwendungen) und sind aus sogenannten "Chirps" (Frequenzrampen) zusammengesetzt. Die von der RX-Antenne 6 empfangenen RF-Signale enthalten die Radarechos, d.h. die Signale, die an sogenannten Radarzielen zurückgestreut werden. Wie erwähnt werden die empfangenen RF-Signale in das Basisband herabgewandelt und in dem Basisband unter Verwendung von analoger Signalverarbeitung (siehe in 1 die Basisbandsignalverarbeitungskette 13) weiterverarbeitet, was im Wesentlichen die Filterung und Verstärkung des Basisbandsignals beinhaltet. Das Basisbandsignal wird schließlich unter Verwendung von einem oder mehr Analog-Digital-Wandlern 40 digitalisiert und in der digitalen Domäne weiterverarbeitet (siehe in 1 die z.B. in einem digitalen Signalprozessor 15 implementierte digitale Signalverarbeitungskette). Das Gesamtsystem wird durch einen Systemcontroller 16 gesteuert, der zumindest teilweise unter Verwendung eines Prozessors wie beispielsweise einem Mikrocontroller, der geeignete Firmware ausführt, implementiert sein kann. Wie in 1 angedeutet ist, können das RF-Frontend 10 und die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette (und optional der ADC 14) in die MMIC 1 integriert sein.
2 zeigt die Empfangsstrecke (Empfangskanal) eines RF-Empfangskanals, wie er zum Beispiel in einer Radarentfernungsmesseinrichtung enthalten ist. Gemäß dem vorliegenden Beispiel enthält der Empfangskanal einen Mischer 12, dem ein RF-Eingangssignal S_RX und RF-Oszillatorsignal S_LO (Mischer-Referenzsignal), das dazu verwendet wird, das RF-Eingangssignal S_RX in das Basisband oder ein IF-Band herabzuwandeln, zugeführt wird. Das RF-Eingangssignal S_RX kann durch eine Antenne bereitgestellt werden (vgl. 1, RX-Antenne 6), und es kann, bevor es dem Mischer 12 zugeführt wird, vorverstärkt werden. Bei dem vorliegenden Beispiel wird das verstärkte RF-Eingangssignal (Signal S_RX') durch den RF-Verstärker 11 bereitgestellt, und das RF-Oszillatorsignal S_LO wird durch einen lokalen Oszillator LO, der zum Beispiel einen in einer Phasenregelschleife (engl.: "phase locked loop"; PLL) gekoppelt sein kann, erzeugt. Allerdings kann das RF-Oszillatorsignal S_LO abhängig von der jeweiligen Anwendung durch eine andere Schaltung bereitgestellt werden. Wenn es in einer Radarentfernungsmesseinrichtung eingesetzt wird, kann das RF-Oszillatorsignal S_LO in einem Bereich zwischen etwa 20 GHz und 81 GHz (üblicherweise etwa 77 GHz) liegen. Allerdings sind höhere oder geringere Frequenzen ebenso verwendbar. Im Fall eines sogenannten frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsensors ist das RF-Oszillatorsignal S_LO üblicherweise frequenzmoduliert. Das Arbeitsprinzip eines FMCW-Radars ist jedoch als solches bekannt und wird deshalb hier nicht weiter erörtert. Der Mischer 12 und sämtliche Schaltungskomponenten, die dem Mischer 12 vorgeschaltet sind, können als Teile des RF-Frontends 10 betrachtet werden. Bei dem vorliegenden Beispiel wird die Herabwandlung in einer Stufe durch einen Mischer 12 erreicht. Alternativ kann die Herabwandlung auch in zwei oder mehr Stufen unter Verwendung von zwei oder mehr in Reihe geschalteten Mischern erreicht werden.
Eine oder mehr Antennen und, wie oben erwähnt, digitale-Signalprozessor-Kerne können in demselben Chip-Package enthalten sein, wie das RF-Frontend (die RF-Schaltung und Mischer) und die Basisbandsignalverarbeitungskette. Da praktisch das gesamte Radarentfernungsmesssystem in ein einziges Chip-Package integriert ist, wird das System auch als System-in-Package (engl.: "systeme-in-a-package"; SiP) bezeichnet. Allerdings können der ADC und der Digitalteil des Systems (der üblicherweise unter Verwendung CMOS-Technologie hergestellt ist) auch in einem oder mehr separaten Chips angeordnet sein. Ähnlich kann die Antenne in einem separaten Package angeordnet sein. Bei einigen Ausgestaltungen werden für das Packaging der RF- und Basisband-Schaltung ebenso wie für die Antenne(n) sogenannte "Embedded Wafer Level Ball Grid Array(eWLB)-Packages" verwendet.
Wie erwähnt wandelt der Mischer das RF-Eingangssignal (S_RX') (das verstärkte Antennensignal) in das Basisband herab. Das entsprechende Basisbandsignal (das Mischerausgangssignal) ist mit S_BB bezeichnet. Die Herabwandlung kann in einer einzigen Stufe erreicht werden (d.h. vom RF-Band in das Basisband), oder über eine oder mehr Zwischenstufen (vom RF-Band in ein IF-Band und nachfolgend in das Basisband). Das Basisbandsignal S_BB wird dann einer analogen Basisbandsignalverarbeitung unterzogen, die zum Beispiel durch die Signalverarbeitungskette 13 bereitgestellt wird. Die Signalverarbeitungskette 13 enthält zumindest ein analoges Filter, um unerwünschte Seitenbänder oder Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Die Signalverarbeitungskette 13 kann zumindest eine der folgenden Komponenten enthalten: Ein Tiefpassfilter, ein Hochpassfilter und einen Basisbandverstärker. Das gefilterte Basisbandsignal (das Ausgangssignal der Signalverarbeitungskette 13) ist mit S_BB' bezeichnet. Empfänger, die einen Mischer verwenden, um das RF-Eingangssignal in das Basisband herabzuwandeln, sind als solche als Homodyn-Empfänger bekannt und werden daher nicht ausführlicher erörtert. Das gefilterte Basisbandsignal S_BB' wird dann abgetastet und in ein digitales Signal S_RXDIG (Analog-Digital-Wandler 14) gewandelt, das dann in der digitalen Domäne, zum Beispiel einem Signalprozessor 15, weiterverarbeitet wird. Im Fall einer Herabwandlung in ein IF-Band anstelle in das Basisband kann auch das IF-Signal auf dieselbe Weise wie das Basisbandsignal bei dem vorliegenden Beispiel verarbeitet und nachfolgend für eine digitale Demodulation des IF-Signals und weitere digitale Verarbeitung digitalisiert werden. Die digitale Signalverarbeitung kann unter Verwendung z.B. eines digitalen Signalprozessors (DSP), der geeignete Softwareanweisungen ausführt, durchgeführt werden. Zum diesem Zweck können ein oder mehr Prozessorkerne in demselben Chip wie die analoge Signalverarbeitungskette 13 implementiert sein. Allerdings werden die digitalen Signalprozessoren bei den vorliegenden Implementierungen üblicherweise in separaten Halbleiterchips bereitgestellt.
2 zeigt die Empfangsstrecke eines RF-Empfängers oder -Sendeempfängers. Bei sogenannten bi-statischen oder pseudo-monostatischen Radarsystemen kann der Empfänger von dem Sender getrennt sein, da der Empfänger und der Sender getrennte Antennen verwenden. Allerdings lassen sich Empfangsstrecken, die eine ähnliche Struktur wie in 1 gezeigt aufweisen, auch in einem monostatischen Radarsystem, bei dem dieselbe Antenne verwendet wird, um RF-Signale zu senden und zu empfangen, finden, und die vorliegenden Erläuterungen gelten gleichermaßen für monostatische Radarsysteme.
3 zeigt eine beispielhafte Implementierung eines RF-Oszillators, der aus einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO besteht, der in einer Phasenregelschleife (engl.: "phase locked loop"; PLL) gekoppelt ist. Ein derartiger RF-Oszillator kann als lokaler Oszillator LO in einem RF-Sendeempfänger oder -Empfänger, wie er beispielsweise in 2 dargestellt ist, verwendet werden.
Gemäß dem in 3 gezeigten Beispiel enthält der lokale Oszillator LO eine PLL mit einem Fraktional-N-Multimodulus-Frequenzteiler. Ein derartiger Fraktional-N-Multimodulus-Frequenzteiler besteht aus einem Multi-Modulus-Teiler MMD und einem Σ-Δ-Modulator SDM, der dazu ausgebildet ist, den (ganzzahligen) Frequenzteilermodulus kontinuierlich zu ändern, um eine rationale Zahl als effektiven Frequenzteilermodulus zu erhalten. Das Grundprinzip einer derartigen PLL ist als solches bekannt und z.B. in Tom A.D. Riley: Delta-Sigma Modulation in Fractional-N Frequency Synthesis, in: IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 28, no. 5, May 1993 beschrieben.
Die PLL enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO, der ein oszillierendes Ausgangssignal S_LO erzeugt, das eine mit f_LO bezeichnete Frequenz besitzt, die gemäß einem Steuereingang des Oszillators VCO (Oszillatorsteuerungssignal S_CTRL) festgelegt wird. Das oszillierende Ausgangssignal S_LO kann unter Verwendung eines Frequenzteilers DIV, der ein konstantes Teilungsverhältnis M anwendet, vorgeteilt werden. Gemäß einem konkreten Beispiel kann das Teilungsverhältnis M 32 sein, so dass eine Oszillatorfrequenz f_LO von etwa 80 GHz in eine vorgeteilte Oszillatorfrequenz f_LO von etwa 2,5 GHz (das vorgeteilte Oszillatorsignal S_LO') transformiert wird. Das Signal S_LO' kann dann dem Multi-Modulus-Frequenzteiler MMD, der ein auswählbares (ganzzahliges) Teilungsverhältnis N besitzt, zugeführt werden. Das heißt, der Frequenzteiler MMD ist dazu ausgebildet, die seinem Eingang zugeführte Frequenz zu teilen und ein Teilerausgangssignal S_PLL zu erzeugen, das eine Frequenz besitzt, die mit f_PLL bezeichnet wird, wobei f_LO' = N·f_PLL und f_LO = N·M·f_PLL. Das Teilungsverhältnis N ist abhängig von einem Signal, das dem Select-Eingang des Frequenzteilers MMD zugeführt wird, wählbar. Das Ausgangssignal S_PLL (Frequenz f_PLL) des Frequenzteilers MMD wird auch als PLL-Taktsignal bezeichnet. Bei einer Radaranwendung kann die RF-Oszillatorfrequenz f_LO zwischen 76 GHz und 81 GHz liegen, während das PLL-Taktsignal S_PLL eine PLL-Taktfrequenz f_PLL in einem Bereich von 160 MHz bis 200 MHz aufweisen kann. Anstelle der Verwendung eines Vorteilers DIV kann das Oszillatorsignal S_LO direkt dem Multi-Modulus-Teiler MMD zugeführt werden, d.h., die Vorteilung der Oszillatorfrequenz f_LO kann weggelassen werden.
Das Ausgangssignal S_PLL des Frequenzteilers sowie ein Referenzsignal S_REF, das eine Frequenz f_REF aufweist, wird einem Phasendetektor PD (auch als Phasenkomparator bekannt) zugeführt. Abhängig von der Implementierung kann stattdessen ein Phasen-Frequenz-Detektor PFD eingesetzt werden. Phasendetektoren sowie Phasen-Frequenz-Detektoren werden auf dem Gebiet von PLLs allgemein eingesetzt und deshalb hier nicht ausführlicher erörtert.
Bei dem vorliegenden Beispiel kann das Referenzsignal S_REF durch einen Frequenzvervielfacher FQM bereitgestellt werden, der dazu ausgebildet ist, die Frequenz f_CLK (auch als System-Taktfrequenz bezeichnet) eines Referenzoszillators XTAL, bei dem es sich üblicherweise um einen Kristalloszillator handelt (der aber nicht notwendigerweise ein solcher sein muss), zu multiplizieren. Das heißt, die Frequenz f_REF kann (indirekt) durch die Resonanzfrequenz eines Quarzkristalloszillators bestimmt werden. Alternativ kann das Referenzsignal S_REF ohne irgendeine Frequenzvervielfachung durch den Referenzoszillator XTAL bereitgestellt werden. Die Referenzfrequenz f_REF kann zum Beispiel in einem Bereich zwischen 160 MHz und 200 MHz liegen, während die durch den Referenzoszillator XTAL bereitgestellte System-Taktfrequenz f_CLK zum Beispiel in einem Bereich von 40 MHz bis 80 MHz liegen kann. Bei den vorliegenden Beispielen verwendet der Frequenzvervielfacher FQM einen Multiplikationsfaktor zwischen 2 und 5. Allerdings können, abhängig von der Anwendung, verschiedene Multiplikationsfaktoren und Frequenzwerte für f_CLK, f_PLL und f_LO verwendet werden.
Das Ausgangssignal S_CTRL des Phasen-(Frequenz)-Detektors P(F)D wird üblicherweise durch eine Ladungspumpe erzeugt, die in der Ausgangsstufe des Phasendetektors enthalten ist. Das Ausgangssignal S_CTRL kann als Fehlersignal angesehen werden, das durch ein Schleifenfilter LF, das die Bandbreite der Regelschleife bestimmt, gefiltert wird. Die Ladungspumpe treibt üblicherweise ein Stromsignal zu dem Schleifenfilter. Das Ausgangssignal des Schleifenfilters LF wird als Steuersignal S_CTRL verwendet, um die Oszillatorfrequenz f_LO des Oszillators VCO einzustellen und damit die Regelschleife zu schließen. Die geschlossene (Regel-)Schleife stellt sicher, dass die Frequenz f_LO kontinuierlich auf einen derartigen Wert abgestimmt wird, dass die Phasen des Teilerausgangsignals S_PLL und des Referenzsignals S_REF zusammenpassen. Das heißt, die Phase ist "verriegelt" (engl.: "locked"). Verschiedene Implementierungen des Phasen-(Frequenz-)-Detektors P(F)D, die Ladungspumpen enthalten, sind als solche auf dem Fachgebiet bekannt und werden deshalb hier nicht ausführlicher erörtert.
Im Allgemeinen handelt es sich bei dem von dem Frequenzteiler MMD verwendeten Teilungsverhältnis N um eine ganze Zahl. Um ein nicht-ganzzahliges Teilungsverhältnis zu erzielen, kann das ganzzahlige Verhältnis N durch einen Σ-Δ-Modulator SDM moduliert werden, so dass das durchschnittliche (und effektive) Teilungsverhältnis eine rationale Zahl ist. Der Σ-Δ-Modulator SDM kann durch das PLL-Taktsignal S_PLL (Taktfrequenz f_PLL) getaktet werden, und ihm wird ein (z.B. digitaler) Eingangswert r, der eine rationale Zahl repräsentiert (z.B. zwischen 0 und 1 oder zwischen 0 und 2), zugeführt. Die an dem Ausgang des Σ-Δ-Modulators SDM erzeugten Werte R sind ganzzahlige Werte, die einen Durchschnittswert aufweisen, der gleich dem Eingangswert r ist. Zu dem Modulatorausgangssignal R kann ein ganzzahliger Offset-Wert X addiert werden (N = X + R). Der Summenwert N ist – im Mittel – gleich X + r und wird dann dem Select-Eingang des Teilers MMD zugeführt, der das Teilungsverhältnis gemäß dem Summenwert N einstellt. Das heißt, der Teiler MMD empfängt mit jedem Taktzyklus von S_PLL ein aktualisiertes Teilungsverhältnis N entsprechend dem Modulatorausgangssignal. Wegen der Σ-Δ-Modulation ist das mittlere Teilungsverhältnis gleich X + r, d.h. ein Ganzzahlverhältnis X, das um einen Bruchwert r erhöht ist. Alternativ kann der ganzzahlige Offset bereits in dem Eingangswert r enthalten sein. In diesem Fall ist r kein Bruchteil zwischen 0 und 1, sondern vielmehr eine rationale Zahl in einem konkreten Intervall (z.B. dem Intervall [2, 8]). Üblicherweise werden Σ-Δ-Modulatoren verwendet, die eine mehrstufige Rauschformungs-(engl.: "multi stage noise shaping; MASH)-Struktur dritter Ordnung, welche auch als MASH3-Modulator bezeichnet werden, aufweisen.
Durch geeignetes Abstimmen des durch den Frequenzteiler MMD verwendeten (effektiv rationalen) Teilungsverhältnisses N kann eine Frequenzmodulation des RF-Oszillatorsignals S_LO erreicht werden. Bei Radaranwendungen wird Frequenzmodulation insbesondere dazu verwendet, sogenannte Chirp-Signale (auch als Sweep-Signale bekannt) zu erzeugen. Bei einem Chirp-Signal oder einfach einem Chirp handelt es sich um ein Signal, bei dem die Frequenz mit der Zeit ansteigt ("up-chirp") oder abfällt ("down-chirp"). Chirp-Signale werden allgemein bei Sonar- und Radar-Anwendungen, aber auch bei anderen Anwendungen wie beispielsweise der Spreizbandübertragung (engl.: "spread sprectrum communications") eingesetzt. In der Praxis kann die Frequenzänderung linear (linearer Chirp, lineare Frequenzrampe) exponentiell (exponentieller Chirp) oder hyperbolisch (hyperbolischer Chirp) sein. Ein wirkungsvoller Weg, ein frequenzmoduliertes RF-Oszillatorsignal S_LO zu erzeugen, besteht darin, das (rationale) Teilungsverhältnis X + r des Fraktional-N-Frequenzteilers geeignet zu verändern.
Wie in 2 zu erkennen ist, wird das Oszillatorsignal S_LO auch als Mischer-Referenzsignal verwendet, das von dem Mischer dazu verwendet wird, das empfangene RF-Signal S_RX' in das Basisband herabzuwandeln. Zusätzlich zu dem gewünschten Signal (d.h. dem gewünschten Chirp-Signal) enthält das Signal S_LO des lokalen Oszillators Rauschen, insbesondere Amplituden- und Phasenrauschen, wobei Phasenrauschen problematischer ist, da es die Empfindlichkeit und Genauigkeit der Radarentfernungs- und -geschwindigkeitsmessungen verschlechtern kann. Da das Signal S_LO des lokalen Oszillators durch den Mischer verwendet wird, wird das Phasenrauschen direkt in das Basisband konvertiert und ist damit auch in dem Basisbandsignal S_BB sowie in dem digitalen Signal S_RXDIG (siehe 2) enthalten.
In der Signalverarbeitung ist Phasenrauschen die Repräsentation von schnellen, kurzzeitigen, zufälligen Fluktuationen der Phase einer Wellenform in der Frequenzdomäne, die durch Instabilitäten in der Zeitdomäne, welche manchmal als "Jitter" bezeichnet werden, verursacht werden. Wie oben erwähnt ist das Phasenrauschen ein signifikanter Qualitätsparameter, und es kann wichtig sein, die Stärke des durch den lokalen Oszillator LO erzeugten Phasenrauschens zu kennen. Zum Beispiel wird bei einigen Anwendungen wie Automotive-Radarsensoren jede MMIC getestet, um während eines automatischen Tests (End-of-Line-Test) zu prüfen, ob das Phasenrauschen innerhalb der festgelegten Grenzen liegt.
4 zeigt basierend auf einem Blockdiagramm eine Methode zur Messung des durch einen RF-Oszillator wie beispielsweise den in eine MMIC eines Radarsensors integrierten lokalen Oszillators LO (vgl. 2) erzeugten Phasenrauschens. Die Schaltungskomponenten, die die in 2 gezeigte Testschaltung bilden, können in einer automatisierten Testeinrichtung (engl.: "automatic test equipment"; ATE) 2 enthalten sein, die dazu verwendet werden kann, MMICs während eines End-of-Line-Tests zu prüfen. Die Testschaltung enthält einen rauscharmen RF-Referenzoszillator 21, der im Vergleich zu dem in dem zu testenden Gerät (engl.: "device under test"; DUT), d.h. der MMIC 1, enthaltenen lokalen Oszillator LO eine sehr geringe Rauschleistung erzeugt. Daher wird die Methode zum Analysieren des Phasenrauschens auch als Referenzoszillatormethode bezeichnet. Dementsprechend wird das durch die DUT erzeugte Oszillatorsignal S_LO in den RF-Eingang eines Mischers 22 eingespeist, während das rauscharme Referenzoszillatorsignal S_TEST dem Referenzeingang des Mischers 22 zugeführt wird, um das Oszillatorsignal S_LO in das Basisband herabzuwandeln. Das resultierende Basisbandsignal am Ausgang des Mischers ist mit S_PN bezeichnet. Das Signal S_PN, das, zur Entfernung unerwünschter Spiegelfrequenzen gefiltert (Filter 23), und durch einen rauscharmen Verstärker (LNA) 24 verstärkt werden kann, enthält im Wesentlichen das in dem Oszillatorsignal S_LO enthaltene Phasenrauschen. Das gefilterte und verstärkte Signal S_PN' wird dann durch einen ADC 25 digitalisiert und in der digitalen Domäne, z.B. unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors 26 oder der CPU eines Personal Computers und geeigneter Software, weiterverarbeitet. Üblicherweise basiert die gewünschte Information auf der spektralen Leistungsdichte (engl.: "power spectral density; PSD) des Phasenrauschens, die zum Beispiel unter Verwendung der wohlbekannten Algorithmen der schnellen Fouriertransformation (engl.: "Fast-Fourier-Transform"; FFT) berechnet werden kann.
ATE-Systeme, die zum Testen von integrierten Oszillatoren gemäß der Referenzoszillatormethode verwendet werden können, sind auf dem Markt verfügbar. Ein Beispiel ist das UltraFLEX-Testsystem von Teradyne. Allerdings sind solche Systeme sehr teuer und es kann aufgrund der begrenzten Anzahl von durch die ATE-Systeme bereitgestellten Mischer nur eine kleine Anzahl von MMICs gleichzeitig getestet werden. Weiterhin sind rauscharme Referenzverstärker, die in demselben Frequenzbereich arbeiten wie der lokale On-Chip-Oszillator (d.h. im Fall von Radaranwendungen in dem Bereich von 76 bis 81 GHz) in Standard-ATEs nicht verfügbar. Allerdings sind Referenzoszillatoren, die bei Frequenzen bis zu etwa 6 GHz arbeiten, ohne weiteres verfügbar.
5 zeigt eine Ausgestaltung der Empfangsstrecke eines RF-Sendeempfängers (oder -Empfängers), der das RF-Frontend 10 (lokaler Oszillator LO, RF-Verstärker 11, Mischer 12, analoge Basisbandverarbeitungskette 13), den Analog-Digital-Wandler 14, und den digitalen Signalprozessor 15, wie bei dem Beispiel gemäß 2 gezeigt, enthält. Der lokale Oszillator weist eine PLL auf, wie sie zum Beispiel in 3 gezeigt ist. In dieser Hinsicht wird, um die Wiederholung von Erläuterungen zu vermeiden, auf die 2 und 3 verwiesen. Im Vergleich zu dem Beispiel gemäß 2 weist das RF-Frontend 10, das in die MMIC 1 integriert ist, einen zusätzlichen Mischer 22' auf. Der RF-Eingang des Mischers 22' ist mit der PLL des lokalen Oszillators LO gekoppelt, so dass das frequenzgeteilte Oszillatorsignal S_LO' dem RF-Eingang des Mischers 22' zugeführt wird. Der Referenzeingang des Mischers 22' ist mit einem Testpad P1 oder Testpin gekoppelt, an dem ein rauscharmes Referenzoszillatorsignal S_TEST eingespeist werden kann. Der rauscharme Referenzoszillator 21 kann Teil einer ATE 2 sein. Der Ausgang des Mischers 22' ist ferner mit einem weiteren Testpad P2 oder einem weiteren Testpin gekoppelt, an dem das herabgewandelte Rauschsignal S_PN abgegriffen werden kann. Bei dem Beispiel gemäß 5 wird das herabgewandelte Rauschsignal S_PN in der ATE 2 weiterverarbeitet, wobei das Signal S_PN gefiltert (Filter 23), verstärkt (LNA 24) und digitalisiert (Analog-Digital-Wandler 25) wird. Das resultierende Digitalsignal wird, wie oben unter Bezugnahme auf 4 erläutert, in der digitalen Domäne weiterverarbeitet (siehe in 5 die in dem digitalen Signalprozessor 26 implementierte Spektralanalyse). Im Wesentlichen können die spektrale Leistungsdichte (PSD) des in dem Signal S_PN enthaltenen Phasenrauschens oder ein zugehöriger Signalparameter unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors wie beispielsweise der CPU eines Personal Computers oder dergleichen berechnet werden. Bei dem vorliegenden Beispiel sind die erwähnten Parameter die PSD des an dem Testpad/-pin P2 bereitgestellten Signals S_PN für einen oder mehr konkrete Frequenzwerte (z.B. 100 kHz, 300 kHz und 1000 kHz). Nachfolgend kann die ATE 2 prüfen, ob die erwähnten Signalparameter (z.B. PSD-Werte bei bestimmten Frequenzen) einer vorgegebenen Spezifikation entsprechen, oder nicht. Das Resultat dieser Prüfung ist eine Bestanden-/Nicht-Bestanden-Entscheidung, die verwendet werden kann, um die betreffende MMIC als verworfen zu kennzeichnen oder die betreffende MMIC auszusortieren.
Die Integration des zusätzlichen Mischers 22' in das RF-Frontend 10 der MMIC 1 ermöglicht die End-of-Line-Testung der MMICs mit weniger komplexen ATE-Systemen. Weiterhin wird die Anzahl von MMICs, die simultan getestet werden können, signifikant, erhöht und sie wird im Wesentlichen nur durch die Anzahl der in dem ATE-System verfügbaren ADC-Kanäle begrenzt.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Messung/Analyse des Phasenrauschens nicht auf dem Signal S_LO des lokalen Oszillators basiert, das an dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO bereitgestellt wird, sondern vielmehr auf einem frequenzgeteilten Oszillatorsignal S_LO', das an den Ausgang des Frequenzteilers DIV, der dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO nachgeschaltet und mit diesem gekoppelt ist, bereitgestellt wird. Wie oben erwähnt weist der Frequenzteiler DIV ein festes Teilungsverhältnis M auf, das sich während der Messung nicht ändert. Ein festes Teilungsverhältnis bedeutet nicht notwendigerweise, dass das Teilungsverhältnis fest verdrahtet (engl.: "hard-wired") ist. Das feste Teilungsverhältnis kann konfigurierbar sein, allerdings ändert es sich während der Testmessung nicht. Abhängig von der jeweiligen Implementierung können anstelle des einzelnen Frequenzteilers DIV zwei oder mehr in Reihe geschaltete Frequenzteiler vorhanden sein. Das dem RF-Eingang des Mischers 22' zugeführte Signal S_LO' kann an dem Ausgang eines jeden Frequenzteilers in der PLL, der dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO nachgeschaltet aber dem Fraktional-N-Teiler FND vorgeschaltet ist, abgegriffen werden.
Als illustratives Beispiel eines Teilungsverhältnisses für den Frequenzteiler DIV wird M = 32 angenommen. Ferner wird eine Frequenz f_LO des lokalen Oszillators von 76,8 GHz (80 GHz) angenommen, sowie, dass die Frequenz des frequenzgeteilten lokalen Oszillatorsignals S_LO' 2,4 GHz (2,5 GHz) beträgt. Daher wird der Frequenzbereich von 76,8 GHz bis 80 GHz auf den Frequenzbereich von 2,4 GHz bis 2,5 GHz abgebildet. Aufgrund der Vorteile des lokalen Oszillatorsignals S_LO um einen Faktor M kann die Frequenz des Referenzoszillatorsignals S_TEST wesentlich geringer sein, als bei dem Beispiel gemäß 4, beispielsweise 2,5 GHz anstelle von 80 GHz. Das ATE-Testsystem muss lediglich einen rauscharmen Referenzoszillator 21 bereitstellen, der ein Referenzsignal im UHF-Band anstelle im EHF-(oder SHF-)-Band erzeugt.
6 zeigt eine alternative Ausgestaltung der Empfangsstrecke eines RF-Sendeempfängers (oder -Empfängers), wie er bei dem Beispiel gemäß 2 gezeigt ist. Der lokale Oszillator enthält eine PLL, wie sie zum Beispiel in 3 gezeigt ist. Ähnlich zu dem vorangehenden Beispiel gemäß 5 ist in dem RF-Frontend 10 ein zusätzlicher Mischer 22' enthalten. Der RF-Eingang des Mischers 22' ist mit der PLL des lokalen Oszillators LO gekoppelt, so dass das frequenzgeteilte Oszillatorsignal S_LO' dem RF-Eingang des Mischers 22' zugeführt wird. Der Referenzeingang des Mischers 22' ist mit dem Testpad P1 oder Testpin, an dem ein rauscharmes Referenzoszillatorsignal S_TEST eingespeist werden kann, gekoppelt. Das Ausgangssignal S_PN wird allerdings nicht an das weitere Testpad P2 geleitet (Leitung bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 5), sondern es wird vielmehr an den Schaltungsknoten N1 geleitet, der sich an dem Eingang der in der Empfangsstrecke angeordneten Basisbandsignalverarbeitungskette 13 befindet, die dazu ausgebildet ist, das empfangene Radarsignal während des Normalbetriebs des Radarsensors zu verarbeiten.
Bei dem vorliegenden Beispiel wird die Aufgabe des Filterns und Digitalisierens des herabgewandelten Oszillatorsignals S_PN durch die integrierte Basisbandsignalverarbeitungskette 13 (die z.B. ein Filter und einen Verstärker enthält) und den integrierten Analog-Digital-Wandler 14 erreicht. Das resultierende Digitalsignal S_PNDIG (das an einem Schaltungsknoten N2 verfügbar ist) wird dann dem Testpad P2 zugeführt, wo es durch die ATE 2 abgegriffen werden kann. Die ATE 2 enthält einen digitalen Signalprozessor zur Verarbeitung des Digitalsignals in der digitalen Domäne, wie dies vorangehend bei dem Beispiel gemäß 5 erläutert wurde. Das digitale Signal S_PNDIG kann unter Verwendung von differentieller Niederspannungssignalübertragung (engl.: "Low Voltage Differential Signaling"; LVDS) an die ATE 2 geleitet werden. Deshalb kann das Testpad P2 aus zwei Teilen bestehen, um eine differentielle Signalübertragung an die ATE 2 zu ermöglichen. Mit Ausnahme der Verarbeitung des Ausgangssignals S_PN des zusätzlichen Mischers 22' ist das Ausführungsbeispiel gemäß 6 identisch mit dem vorangehenden Ausführungsbeispiel gemäß 5, und es wird Bezug genommen auf die obige Beschreibung.
7 zeigt eine weitere beispielhafte Ausgestaltung, bei der es sich um eine Modifikation der vorangehenden Ausgestaltung gemäß 5 handelt. Im Vergleich zu 5 wird das Ausgangssignal S_PN des Mischers 22' nicht direkt dem weiteren Testpad P2 zugeführt, sondern es wird vielmehr durch die in der MMIC 1 enthaltene analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 13 vorverarbeitet. Dementsprechend ist der Ausgang des Mischers 22' mit dem Knoten N1 (dem Eingang der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 13) gekoppelt, und der Schaltungsknoten N1' (der Ausgang der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 13) ist mit dem weiteren Testpad P2 verbunden, an dem das vorverarbeitete Mischerausgangssignal S_PN' bereitgestellt wird. Im Vergleich zu dem Beispiel gemäß 6 wird der ADC 25 der ATE anstelle des ADCs 14, der On-Chip verfügbar ist, verwendet.
8 zeigt eine Alternative zu der vorangehenden Ausgestaltung gemäß 6. Die Ausgestaltung gemäß 8 ist im Wesentlichen identisch zu der Ausgestaltung gemäß 6 mit der Ausnahme, dass die digitale Signalverarbeitung durch den DSP 15 der Radareinrichtung sanstelle ein es in die ATE 2 integrierten DSPs erreicht wird. Deshalb muss die ATE 2 im Wesentlichen nur das Referenzoszillatorsignal S_TEST bereitstellen. Im Vergleich zu der vorangehenden Ausgestaltung gemäß 6 können das Testpad P2 und die Signalverbindung zwischen dem Testpad P2 und dem Schaltungsknoten N2 weggelassen werden. Der DSP 15 ist dazu ausgebildet, das Digitalsignal S_PNDIG auf dieselbe Weise zu verarbeiten, wie der Prozessor der ATE (siehe 6, Block 25) bei dem vorangehenden Beispiel gemäß 6. Dementsprechend kann in dem DSP 15 (z.B. unter Verwendung geeigneter Software) ein Funktionsblock 151 implementiert werden, der dazu ausgebildet ist, die Leistung des Digitalsignals S_PNDIG bei einem oder mehr Frequenzwerten zu berechnen (z.B. die spektrale Leistungsdichte PSD). Die Signalleistung wird im Wesentlichen durch das Phasenrauschen des lokalen Oszillators LO bestimmt. In dem DSP 15 kann ein weiterer Funktionsblock 152 enthalten sein, der dazu ausgebildet ist, zu prüfen, ob die berechneten Leistungswerte mit den spezifizierten Maximalwerten in Einklang stehen. Das Ergebnis einer derartigen Prüfung kann "bestanden" (Rauschleistung in Einklang mit der Spezifikation) oder "nicht bestanden" (Rauschleistung nicht in Einklang mit der Spezifikation) sein. Die ATE kann die Testergebnisse in Form boolescher Information (Test bestanden/nicht bestanden) von dem DSP 15 erhalten.
Es wird darauf hingewiesen, dass verschiedene Aspekte der in den 5 bis 8 gezeigten Ausgestaltungen miteinander kombiniert werden können, um weitere Ausgestaltungen zu erhalten. Zum Beispiel können mehr als zwei Testpads P1 und P2 bereitgestellt werden, um verschiedene Optionen zum Anschließen an eine ATE zur Verfügung zu stellen. Zum Beispiel kann die Ausgestaltung gemäß 7 ergänzt werden mit einem zusätzlichen Testpad, das direkt mit dem Ausgang des Mischers 22' (vgl. 5) verbunden ist, und/oder mit einem weiteren Testpad, das mit dem Ausgang des ADCs 14 (Schaltungsknoten N2) verbunden ist, um der ATE ein Digitalsignal zur Verfügung zu stellen (vgl. 6).
9 zeigt ein allgemeines Beispiel einer MMIC, die in der Lage ist, ein externes Referenzoszillatorsignal S_TEST zum Testen des internen RF-Oszillators zu empfangen. Der Ausdruck "intern" wird verwendet, um anzudeuten, dass die betreffende Schaltungskomponente in die MMIC integriert ist, wohingegen der Ausdruck "extern" verwendet wird, um anzuzeigen, dass die betreffende Schaltungskomponente getrennt von der zu testenden MMIC implementiert ist. Externe und interne Signale werden analog unterschieden. Dementsprechend wird das externe Referenzoszillatorsignal S_TEST durch eine externe Signalquelle (z.B. ATE 2) erzeugt und der MMIC über ein Chippad (Testpad/-pin) P1 zugeführt. Auf dem Chip ist das Chippad P1 mit dem Referenzeingang eines Mischers 22', der in die MMIC integriert ist, verbunden. Der lokale Oszillator LO erzeugt ein lokales Oszillatorsignal S_LO, das (für Radaranwendungen) eine Oszillationsfrequenz f_LO in EHF- oder SHF-Band aufweisen kann. Der Frequenzteiler DIV' ist mit dem lokalen Oszillator LO gekoppelt und dazu ausgebildet, (basierend auf dem lokalen Oszillatorsignal S_LO) ein Oszillatorsignal S_LO' zu erzeugen, das eine verringerte Frequenz f_LO' (z.B. um einen ganzzahligen Faktor verringert), die zum Beispiel im UHF-Band liegen kann, aufweist. Das Ausgangssignal S_LO' des Frequenzteilers besitzt dieselbe oder eine ähnliche Rauschcharakteristik wie das Signal S_LO des lokalen Oszillators (d.h. die Rauschcharakteristik wird durch die Frequenzteilung erhalten), und somit wird das Ausgangssignal S_LO' des Frequenzteilers weiterverarbeitet (d.h. durch den Mischer 22' herabgewandelt, digitalisiert, etc., siehe auch die 5–8), um die gewünschten Rauschparameter (z.B. die spektrale Leistungsdichte bei konkreten Frequenzen im Basisband) wie oben erörtert zu messen.
Es sollte erwähnt werden, dass der Frequenzteiler nicht in die in dem lokalen Oszillator LO enthaltene PLL-Rückkopplungsschleife gekoppelt ist, sondern vielmehr separat mit dem Ausgang des lokalen Oszillators verbunden ist. Allerdings kann das Oszillatorsignal S_LO' auch an einem Frequenzteiler (mit festem Teilungsverhältnis), der, wie bei dem Beispiel gemäß den 5–8, in der Rückkopplungsschleife enthalten ist, abgegriffen werden. Bei dem Beispiel gemäß 9 kann das Ausgangssignal des Mischers auf dem Chip (siehe 8) oder in einer externen ATE (siehe die 5–7) wie oben erläutert verarbeitet werden.
10 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispielverfahren zum Testen eines in eine MMIC integrierten RF-Oszillators veranschaulicht. Dementsprechend wird die Frequenz eines (internen) Signals eines lokalen RF-Oszillators (siehe z.B. 5–9, Signal S_LO) mit einem festen Teilungsverhältnis (siehe 10, Schritt S1) geteilt, um ein RF-Signal mit verringerter Frequenz zu erzeugen (siehe z.B. 5–9, Signal S_LO'). Wie erwähnt kann der Frequenzteiler in einer PLL-Rückkopplungsschleife des lokalen Oszillators enthalten (siehe z.B. 5–8, Frequenzteiler DIV) oder separat mit dem lokalen Oszillator verbunden (siehe z.B. 9, Frequenzteiler DIV') sein. Das RF-Signal mit verringerter Frequenz wird herabgewandelt, um ein Ausgangssignal eines Mischers zu erzeugen (siehe 10, Schritt S2), wobei ein an einem Testpad der MMIC empfangenes externes Referenzoszillatorsignal verwendet wird (siehe 5–9, das dem Mischer 22' zugeführte Signal S_TEST am Pad P1). Das Ausgangssignal des Mischers (siehe 5–9, Signal S_PN) wird verarbeitet (z.B. wie im Hinblick auf die in den 5–8 gezeigten Beispiele erörtert), um die gewünschten Testergebnisse zu erhalten.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, sind Änderungen und/oder Modifikationen bei den dargestellten Beispielen möglich, ohne vom Wesen und dem Umfang der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Mit besonderem Blick auf verschiedene Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Anordnungen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, ist beabsichtigt, dass die zur Beschreibung solcher Komponenten verwendeten Begriffe (einschließlich einer Bezugnahme auf ein „Mittel“), falls nicht anders angegeben, jeder Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (die z.B. funktionell äquivalent ist), auch wenn sie zu der offenbarten Struktur, die die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Ausführungen der Erfindung ausführt, strukturell nicht äquivalent ist.
Außerdem kann, obwohl ein besonderes Merkmal der Erfindung in Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart sein mag, ein solches Merkmal mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Implementierungen kombiniert werden, sofern dies erwünscht und für eine bestimmte oder besondere Anwendung vorteilhaft ist. Ferner sollen in dem Umfang, in dem die Begriffe „enthaltend“, „enthält“, „habend“, „haben“, „mit“ oder Varianten hiervon sowohl in der ausführlichen Beschreibung wie auch in den Ansprüchen verwendet werden, solche Begriffe in einer ähnlichen Weise wie der Begriff „aufweisend“ eingeschlossen sein.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

ISO 26262 [0004]
Tom A.D. Riley: Delta-Sigma Modulation in Fractional-N Frequency Synthesis, in: IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 28, no. 5, May 1993 [0029]

Claims

Integrierte Schaltung, die aufweist: einen lokalen Oszillator, der einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) aufweist, der ein lokales Oszillatorsignal erzeugt; einen Frequenzteiler, der, dem VCO nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist, wobei der Frequenzteiler ein frequenzgeteiltes lokales Oszillatorsignal bereitstellt, indem er die Frequenz des lokalen Oszillatorsignals um einen konstanten Faktor verringert; ein erstes Testpad zum Empfangen eines Referenzoszillatorsignals; einen ersten Mischer, der das Referenzoszillatorsignal und das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal empfängt, um das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal herabzuwandeln.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1, die ferner aufweist: einen zweiten Mischer, der dazu ausgebildet ist, mit einer Antenne gekoppelt zu werden und das lokale Oszillatorsignal zu empfangen; eine Basisbandsignalverarbeitungskette, die, dem zweiten Mixer nachgeschaltet, mit diesem verbunden ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 2, die ferner aufweist: einen Analog-Digital-Wandler, der, der Basisbandsignalverarbeitungskette nachgeschaltet, mit dieser gekoppelt ist
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 3, die ferner aufweist: einen digitalen Signalprozessor (DSP), der, dem Analog-Digital-Wandler nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1, die ferner aufweist: ein zweites Testpad, das mit einem Ausgang des ersten Mischers verbunden ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 3, bei der ein Ausgang des ersten Mischers mit einem Eingang der Basisbandverarbeitungskette gekoppelt ist, um das herabgewandelte, frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal an die Basisbandsignalverarbeitungskette zu leiten.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6, die ferner aufweist: ein zweites Testpad, das mit einem Ausgang der Basisbandsignalverarbeitungskette gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6, die ferner aufweist: einen Analog-Digital-Wandler, der, der Basisbandsignalverarbeitungskette nachgeschaltet, mit dieser gekoppelt ist; und ein zweites Testpad, das mit einem Digitalausgang des Analog-Digital-Wandlers gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 8, bei der die Signalverbindung zwischen dem Digitalausgang des Analog-Digital-Wandlers und dem zweiten Testpad eine differentielle Niederspannungssignalverbindung (LVDS) ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6, die ferner aufweist: einen Analog-Digital-Wandler, der, der Basisbandsignalverarbeitungskette nachgeschaltet, mit dieser gekoppelt ist, wobei der Analog-Digital-Wandler ein Digitalsignal erzeugt, das das herabgewandelte frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal repräsentiert; und einen digitalen Signalprozessor (DSP), der, dem Analog-Digital-Wandler nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist, wobei der DSP dazu ausgebildet ist, eine Spektralanalyse des Digitalsignals durchzuführen.
Verfahren zum Testen eines RF-Oszillators, der in eine monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert ist; das Verfahren weist auf: Teilen der Frequenz eines RF-Oszillatorsignals, das durch den RF-Oszillator erzeugt wird, durch einen in die MMIC integrierten Frequenzteiler, um ein RF-Signal mit verringerter Frequenz zu erzeugen; Herabwandeln des RF-Signals mit einer reduzierten Frequenz durch einen in die MMIC integrierten Mischer, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen, wobei der Mischer für die Herabwandlung ein Referenzoszillatorsignal verwendet, das durch eine externe Testeinrichtung erzeugt und über ein erstes Testpad der MMIC dem Mischer zugeführt wird; und Verarbeiten des Mischerausgangssignals.
Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei das Verarbeiten des Mischerausgangssignals aufweist: analoges Vorverarbeiten des Mischerausgangssignals; Digitalisieren des vorverarbeiteten Mischerausgangssignals, um ein digitales Signal bereitzustellen; Durchführen einer Spektralanalyse des digitalen Signals.
Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei das analoge Vorverarbeiten zumindest teilweise durch die ATE erreicht wird; oder wobei das analoge Vorverarbeiten zumindest teilweise durch eine in die MMIC integrierte Signalverarbeitungskette erreicht wird.
Verfahren gemäß Anspruch 13, wobei das analoge Vorverarbeiten zumindest eine Tiefpassfilterung oder eine Bandpassfilterung aufweist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei das Digitalisieren zumindest teilweise durch die ATE erreicht wird; oder wobei das Digitalisieren zumindest teilweise durch einen in die MMIC integrierten Analog-Digital-Wandler erreicht wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem das Durchführen der Spektralanalyse aufweist: Berechnen zumindest eines digitalen Leistungswerts, der die spektrale Leistungsdichte des Digitalsignals für zumindest einen diskreten Frequenzwert repräsentiert; Prüfen, ob der zumindest eine digitale Leistungswert einer vorgegebenen Spezifikation genügt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem die Spektralanalyse durch einen in die MMIC integrierten digitalen Signalprozessor durchgeführt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem die Spektralanalyse durch einen in der ATE enthaltenen digitalen Signalprozessor durchgeführt wird.
System, das aufweist: eine automatische Testeinrichtung zum Testen monolithisch integrierter Mikrowellenschaltungen (MMICs), wobei die ATE einen Referenzoszillator aufweist, der ein Referenzoszillatorsignal erzeugt; und eine MMIC, die eine integrierte RF-Schaltung enthält, welche aufweist: einen lokalen Oszillator, der einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) aufweist, der ein lokales Oszillatorsignal erzeugt; einen Frequenzteiler, der, dem VCO nachgeschaltet, mit diesem gekoppelt ist, wobei der Frequenzteiler ein frequenzgeteiltes lokales Oszillatorsignal bereitstellt, indem er die Frequenz des lokalen Oszillatorsignals um einen konstanten Faktor verringert; ein erstes Testpad zum Empfangen des Referenzoszillatorsignals von der ATE; und einen Mischer, der das Referenzoszillatorsignal über das erste Testpad sowie das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal empfängt, um das frequenzgeteilte lokale Oszillatorsignal herabzuwandeln.
System gemäß Anspruch 19, bei dem die integrierte RF-Schaltung ferner ein zweites Testpad aufweist, das ein Signal empfängt, welches ein Ausgangssignal des Mischers repräsentiert; bei dem die ATE dazu ausgebildet ist, über das zweite Testpad das Signal, das das Ausgangssignal des Mischer repräsentiert, zu empfangen.
System gemäß Anspruch 20, bei dem die ATE einen Signalprozessor aufweist, der dazu ausgebildet ist, eine Spektralanalyse des Signals, das das Ausgangssignal des Mischers repräsentiert, durchzuführen.
System gemäß Anspruch 21, bei dem das Signal, das das Ausgangssignal des Mischers repräsentiert, vor der Spektralanalyse digitalisiert wird, oder Gegenstand einer analogen Vorverarbeitung ist und durch die ATE digitalisiert wird.
System gemäß einem der Ansprüche 19 bis 22, bei dem der Frequenzteiler und der VCO in einer Rückkopplungsschleife einer phasengekoppelten Schleife (PLL) enthalten sind.
System gemäß einem der Ansprüche 19 bis 23, bei dem die integrierte RF-Schaltung einen Radar-Sendeempfänger für einen Radarentfernungsmesssensor aufweist, wobei der Radar-Sendeempfänger das durch die VCO erzeugte Ausgangssignal empfängt.