CN107786238A - 具有相位噪声测试能力的集成rf 电路 - Google Patents

具有相位噪声测试能力的集成rf 电路 Download PDF

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Abstract

公开了具有相位噪声测试能力的集成RF电路。本文描述了一种集成电路。根据一个实施例，集成电路包括具有生成本地振荡器信号的压控振荡器(VCO)的本地振荡器。进一步地，集成电路包括在VCO的下游耦合到VCO的分频器。分频器通过以恒定因子降低本地振荡器信号的频率来提供分频本地振荡器信号。集成电路的第一测试焊盘配置成接收参考振荡器信号。进一步地，集成电路包括接收参考振荡器信号和分频本地振荡器信号的第一混频器，用于降频转换分频本地振荡器信号。

Description

具有相位噪声测试能力的集成RF电路
技术领域
本公开涉及射频(RF)电路领域。一些实施例涉及包括“可测性设计”(DFT)特征的RF芯片，该特征允许对片上RF振荡器进行改进的自动测试。
背景技术
射频(RF)收发器和接收器可以在许多应用中找到，特别是在无线通信和雷达传感器领域。在汽车行业，用于所谓的“自适应巡航控制”(ACC)或“雷达巡航控制”(RCC)系统的雷达传感器的需求不断增加。这样的系统可以用于例如自动调节汽车的速度，以便保持与其他汽车或其他前方物体的安全距离。
现代雷达系统利用高度集成的射频电路，该射频电路可以将雷达收发器的RF前端的所有核心功能包含到单个芯片封装(单芯片收发器)中。这样的RF前端尤其可以包括压控振荡器(VCO)、放大器(诸如功率放大器)、低噪声放大器(LNAs)、混频器、滤波器等。还可以包括一个或多个模数转换器(ADC)以提供数字输出。此外，芯片或芯片封装可以包括一个或多个天线。诸如包括雷达传感器的RF前端的半导体芯片之类的射频芯片也被称为单片微波集成电路(MMIC)。
用于汽车的雷达应用受到关于道路交通安全的各种标准的约束，例如标题为“道路车辆–功能安全”的功能安全标准ISO 26262。为确保雷达传感器的功能安全，重要的是要知道雷达传感器的当前状态是否允许可靠的距离和速度测量。然而，同样在与雷达不同的应用中，可靠性也许是一个问题。
在雷达系统中，整体噪声基底限制了雷达目标可以被检测的灵敏度。在这方面，值得注意的是，片上振荡器的相位噪声特性可以对整体噪声基底显著影响，并且因此对距离和速度测量的灵敏度和精度有显著影响。为了确保片上RF振荡器在期望的规格下操作，包括RF振荡器的RF芯片(MMIC)可以经历各种自动测试，包括表征片上RF振荡器的噪声特性的测试。对于经济生产，这些自动测试的持续时间和可并行测试的芯片数量都是重要的参数。
发明内容
本文描述了一种集成电路。根据一个实施例，集成电路包括具有生成本地振荡器信号的压控振荡器(VCO)的本地振荡器。进一步地，集成电路包括分频器，该分频器在VCO的下游耦合到VCO。该分频器通过以恒定因子降低本地振荡器信号的频率来提供分频本地振荡器信号。集成电路的第一测试焊盘配置成接收参考振荡器信号。进一步地，集成电路包括第一混频器，第一混频器接收参考振荡器信号和分频本地振荡器信号，以降频转换分频本地振荡器信号。
此外，本文描述了一种用于测试RF振荡器的方法，其中RF振荡器集成在单片微波集成电路(MMIC)中。根据一个实施例，该方法包括通过集成在MMIC中的分频器对由RF振荡器生成的RF振荡器信号的频率进行分频，以生成具有降低频率的RF信号。该方法还包括通过集成在MMIC中的混频器对具有降低频率的RF信号进行降频转换，以生成混频器输出信号。该混频器使用参考振荡器信号以用于降频转换，该参考振荡器信号由外部测试设备生成并且经由MMIC的第一测试焊盘提供给混频器。最后，该方法包括处理混频器输出信号。
此外，本文描述了一种系统，该系统包括用于测试单片微波集成电路(MMIC)的自动测试设备和待测试的MMIC。根据一个实施例，ATE包括生成参考振荡器信号的参考振荡器。该MMIC包括集成RF电路，该集成RF电路包括具有生成本地振荡器信号的压控振荡器(VCO)的本地振荡器。集成RF电路还包括分频器，该分频器在VCO的下游耦合到VCO。分频器通过以恒定因子降低本地振荡器信号的频率来提供分频本地振荡器信号。集成RF电路还包括第一测试焊盘，该第一测试焊盘用于从ATE接收参考振荡器信号。集成在MMIC中的混频器经由第一测试焊盘接收参考振荡器信号，并且进一步接收分频本地振荡器信号，以降频转换分频本地振荡器信号。
附图说明
参考以下附图和描述可以更好地理解本发明。附图中的部件不一定按比例绘制；相反，重点放在说明本发明的原理上。此外，在附图中，相同的附图标记指定相应的部分。在图中：
图1示出了雷达传感器的一个示例性结构的框图。
图2示出了RF收发器或接收器的接收信道的基本结构的电路图。
图3示出了包括用于调整振荡频率的PLL的RF振荡器(本地振荡器)的一个示例性实施方式的框图。
图4示出了可用于表征RF振荡器的相位噪声特性的测试设置的框图；该测试设置使用所谓的参考振荡器技术以获得相位噪声频谱或频谱的具体参数。
图5示出了单片微波集成电路(MMIC)的第一示例性实施例的框图，该单片微波集成电路(MMIC)能够接收用于测试内部RF振荡器的噪声特性的外部参考振荡器信号。
图6示出了MMIC的第二示例性实施例的框图，该MMIC能够接收用于测试内部RF振荡器的噪声特性的外部参考振荡器信号。
图7示出了作为图5的示例的轻微修改的第三示例性实施例的框图。
图8示出了MMIC的第四示例性实施例的框图，该MMIC能够接收用于测试内部RF振荡器的噪声特性的外部参考振荡器信号，其中噪声特性在片上确定。
图9是MMIC的一般实施例的框图，该MMIC可以接收用于测试内部RF振荡器的外部参考振荡器信号。
图10示出了用于测试集成在MMIC中的RF振荡器的一个示例性方法的流程图。
具体实施方式
以下将在雷达收发器的上下文中讨论本发明的实施例。然而，应当注意，本发明也可以应用于与雷达不同的应用中，诸如例如RF通信设备的RF收发器。事实上，本文描述的用于测试片上RF振荡器(通常称为“本地振荡器”或简称为LO)的特性的方法不依赖于系统的具体应用。
所谓的“单芯片雷达”可以包括提供在一个芯片中进行距离和/或速度测量所需的核心RF功能的电路。包括RF电路的硅芯片通常被称为单片微波集成电路(MMIC)。雷达MMIC尤其可以包括RF前端电路，诸如RF振荡器、放大器和混频器，以及基带(和/或中频(IF)频带)电路，诸如放大器和模拟滤波器。附加地，模数转换器可以包括在芯片中以对基带或IF频带信号进行数字化。在将来的传感器设计中，数字信号处理器也可以与ADC、基带电路和RF前端电路一起被包括在芯片中。然而，在当今的雷达传感器中，信号处理器通常以分离的芯片实施。
图1示出了示出雷达传感器的示例性结构的框图。然而，在诸如通信系统的其他应用中使用的RF收发器中也可以找到类似的结构。因此，至少一个发射天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线)连接到RF前端10中，该RF前端10被包括在MMIC 1中。该RF前端10可以包括RF信号处理所需的所有电路部件。这样的电路部件包括例如本地振荡器(LO)、RF功率放大器、低噪声放大器(LNA)、诸如环形耦合器和循环器的方向耦合器、以及混频器，该混频器用于将RF信号降频转换到基带或IF频带，或者将基带信号或IF信号升频转换到RF频带。应当注意，可以使用天线阵列而不是单个天线。所描绘的示例示出了具有分离的RX和TX天线的双站(或伪单站)雷达系统。在单站雷达系统的情况下，单个天线或单个天线阵列可以用于既接收又发射电磁(雷达)信号。在这种情况下，可以使用方向耦合器(例如循环器)来将要发射到雷达信道的RF信号与从雷达信道接收的RF信号分离。
在调频连续波(FMCW)雷达系统的情况下，由TX天线5辐射的发射RF信号在大约20GHz(例如24GHz)到81GHz(例如汽车应用中的77GHz)的范围内，并且包括所谓的“啁啾”(频率斜坡)。由RX天线6接收的RF信号包括雷达回波，即，在所谓雷达目标上背散射的信号。如上所述，接收的RF信号被降频转换为基带，并且在基带中使用模拟信号处理被进一步处理(参见图1，基带信号处理链13)，模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波和放大。基带信号最终使用一个或多个模数转换器14被数字化，并且在数字域中被进一步处理(参见图1，例如在数字信号处理器15中实施的数字信号处理链)。整个系统由系统控制器15控制，该系统控制器15可以使用处理器至少部分地实施，该处理器诸如执行适当固件的微控制器。如图1所示，RF前端10和模拟基带信号处理链(以及可选地ADC 14)可以集成在MMIC 1中。
图2示出了例如在雷达距离测量设备中包括的RF接收信道的接收路径(接收信道)。根据本示例，接收信道包括混频器12，该混频器12提供有RF输入信号SRX和RF振荡器信号SLO(混频器参考信号)，该混频器12用于将RF输入信号SRX降频转换为基带或IF频带。RF输入信号SRX可以由天线(参见图1，RX天线6)提供，并且可以在提供给混频器12之前被预放大。在本示例中，放大的RF输入信号(信号SRX’)由RF放大器11提供，并且RF振荡器信号SLO由本地振荡器LO生成，本地振荡器LO可以包括例如耦合在锁相环(PLL)中的压控振荡器(VCO)。然而，RF振荡器信号SLO可以取决于实际应用由其他电路来提供。当用于雷达距离测量设备时，RF振荡器信号SLO可以在大约20GHz与81GHz(通常大约77GHz)之间的范围内。然而，较高或较低的频率也可以适用。在所谓的调频连续波(FMCW)雷达传感器的情况下，RF振荡器信号SLO通常是频率调制的。然而，FMCW雷达的操作原理是已知的，因此本文不再进一步讨论。混频器12和布置在混频器12上游的所有电路部件可以被认为是RF前端10的部分。在本示例中，降频转换是通过一个混频器12在一个步骤中完成的。备选地，降频转换也可以使用两个或更多个串联连接的混频器在两个或多个步骤中完成。
如上所述，一个或多个天线和数字信号处理器核可以被包括在与RF前端(RF电路和混频器)和基带信号处理链相同的芯片封装中。实际上，整个雷达距离测量系统集成在单个芯片封装中，该系统也被称为系统级封装(SiP)。然而，ADC和系统的数字部分(通常使用CMOS技术制造)也可以布置在一个或多个分离的芯片中。类似地，天线可以布置在分离的封装中。在一些实施例中，所谓的嵌入式晶圆级球栅阵列(eWLB)封装被用于封装RF和基带电路以及天线。
如上所述，混频器12将RF输入信号SRX’(放大的天线信号)降频转换为基带。相应的基带信号(混频器输出信号)由SBB表示。降频转换可以在单个阶段(即，从RF频带到基带)中或经由一个或多个中间阶段(从RF频带到IF频带，随后到基带)完成。然后，基带信号SBB经过模拟基带信号处理，模拟基带信号处理例如由信号处理链13提供。信号处理链13包括至少一个模拟滤波器以抑制不期望的边带或图像频率。信号处理链13可以包括以下部件中的至少一个：低通滤波器、高通滤波器和基带放大器。滤波后的基带信号(信号处理链13的输出信号)由SBB’表示。利用混频器将RF输入信号降频转换成基带的接收器已知为零差接收器，因此并不再进一步讨论。然后，滤波后的基带信号SBB’被采样并转换成数字信号SRXDIG(模数转换器14)，然后使用例如信号处理器15在数字域中进一步被处理。在降频转换成IF频带而不是基带的情况，IF信号也可以以与本示例中的基带信号相同的方式被处理，并且随后被数字化以用于IF信号的数字解调和进一步的数字处理。可以使用例如执行适当的软件指令的数字信号处理器(DSP)来执行数字信号处理。为此，一个或多个处理器核可以被集成在与模拟信号处理链13相同的芯片中。然而，在当前的实施方式中，数字信号处理器通常设置在分离的半导体芯片中。
图2示出了RF接收器或收发器的接收路径。在所谓的双站或伪单站雷达系统中，接收器可以与发射器分离，因为接收器和发射器使用分离的天线。然而，具有如图1所示的类似结构的接收路径，也可以在单站雷达系统中找到，其中使用相同的天线来发射和接收RF信号，并且本说明也适用于单站雷达系统。
图3示出了RF振荡器的一个示例性实施方式，RF振荡器包括耦合在锁相环(PLL)中的压控振荡器VCO。这样的RF振荡器可以用作RF收发器或接收器中的本地振荡器LO，例如如图2所示。
根据图3所示的示例，本地振荡器LO包括具有分数N多模分频器的PLL。这种包括多模式分频器MMD和Σ-Δ调制器SDM的分数N多模式分频器被配置成连续地改变(整数)分频模数，以便实现有理数作为有效数分频模数。这样的PLL的基本原理是已知的，并且例如描述在Tom A.D.Riley，“Delta-Sigma Modulation in Fractional-N FrequencySynthesis”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,第28卷，第5期，1993年5月。
PLL包括压控振荡器VCO，该压控振荡器VCO生成具有表示为fLO的频率的振荡输出信号SLO，该振荡输出信号根据振荡器VCO(振荡器控制信号SCTRL)的控制输入来被设置。振荡输出信号SLO可以使用施加恒定分频比M的分频器DIV进行预分频。在一个具体示例中，分频比M可以是32，使得大约80GHz的振荡器频率fLO被转变为大约2.5GHz的预分频振荡器频率fLO(预分频振荡器信号SLO’)。然后，信号SLO’可以提供给具有可选择(整数)分频比N的多模式分频器MMD。也就是说，分频器MMD被配置成将提供给其输入的频率分频，并且生成具有表示为fPLL的频率的分频器输出信号SPLL，其中fLO’＝N·fPLL并且fLO＝N·M·fPLL。分频比N取决于提供给分频器MMD的选择输入的信号来可选择。分频器MMD的输出信号SPLL(频率fPLL)也称为PLL时钟信号。在雷达应用中，RF振荡器频率fLO可以在76GHz与81GHz之间，而PLL时钟信号SPLL可以具有在160MHz到200MHz范围内的PLL时钟频率fPLL。代替使用预分频器DIV，可以将振荡器信号SLO直接提供给多模分频器MMD，即，可以省略振荡器频率fLO的预分频。
分频器输出信号SPLL以及具有频率fREF的参考信号SREF提供给相位检测器PD(也称为相位比较器)。取决于实施方式，可以代替地采用相位频率检测器PFD。相位检测器以及相位频率检测器通常用于PLLs领域，因此不再进一步讨论。
在本示例中，参考信号SREF可以由倍频器FQM提供，倍频器FQM被配置成将参考振荡器XTAL的频率fCLK(也称为系统时钟频率)倍频，参考振荡器XTAL通常是(但不一定必须是)晶体振荡器。也就是说，频率fREF可以(间接地)由石英晶体振荡器的谐振频率确定。备选地，参考信号SREF可以直接由参考振荡器XTAL提供，而不需要任何倍频。参考频率fREF可以例如在160MHz至200MHz之间的范围内，而由参考振荡器XTAL提供的系统时钟频率fCLK例如在40MHz至80MHz的范围。在本示例中，倍频器FQM使用2和5之间的倍增因子。然而，可以取决于应用对fCLK、fPLL和fLO使用不同的倍增因子和频率值。
相位(频率)检测器P(F)D的输出信号SCTRL通常由包括在相位检测器的输出级中的电荷泵生成。输出信号SCTRL可以被认为是由回路滤波器LF滤波的误差信号，该回路滤波器LF确定控制回路的带宽。电荷泵通常将电流信号驱动到回路滤波器。回路滤波器LF的输出信号被用作控制信号SCTRL，以调整振荡器VCO的振荡器频率fLO，从而闭合控制回路。闭合回路确保频率fLO被连续地调谐到分频器输出信号SPLL和参考信号SREF的相位匹配的值。也就是说，相位被“锁定”。包括电荷泵的相位(频率)检测器P(F)D的各种实施方式在本领域中是已知的，因此本文不再进一步详细讨论。
通常，分频器MMD使用的分频比N是整数。为了实现非整数分频比，可以通过Σ-Δ调制器SDM来调制整数比N，使得平均(和有效)分频比是有理数。Σ-Δ调制器SDM可以由PLL时钟信号SPLL(时钟频率fPLL)计时，并且被提供有(例如数字)输入值r，该值表示有理数(例如在0和1之间或在0和2之间)。在Σ-Δ调制器SDM的输出端处生成的值R是整数值，该值具有的平均值等于输入值r。整数偏移值X可以被添加到调制器输出信号R(N＝X+R)。求和值N(平均值)等于X+r，继而提供给分频器MMD的选择输入，该分频器MMD根据求和值N设定分频比。也就是说，根据调制器输出，分频器MMD在SPLL的每个时钟周期接收更新的分频比N。归因于Σ-Δ调制，平均分频比为X+r，即，整数比X增加分数值r。备选地，整数偏移可以已经包括在输入值r中。在这种情况下，r不是0到1之间的分数，而是在特定区间(例如区间[2,8])内的有理数。通常使用具有三阶MASH(多级噪声整形)结构的Σ-Δ调制器，也称为MASH3调制器。
通过适当地调整由分频器MMD使用的(有效的有理)分频比N，可以实现RF振荡器信号SLO的频率调制。在雷达应用中，频率调制特别地用于生成所谓的啁啾信号(也称为扫频信号)。啁啾信号或简单的啁啾声是一种信号，其中频率随时间增加(“上啁啾”)或降低(“下啁啾”)。啁啾信号通常地用于声纳和雷达应用，也可用于其他应用，诸如扩频通信。在实践中，频率变化可以是线性的(线性啁啾，频率斜坡)、指数的(指数啁啾)或双曲线的(双曲线啁啾)。生成频率调制的RF振荡器信号SLO的一种有效方式是适当地改变分数N分频器的(有理)分频比X+r。
从图2中可以看出，振荡器信号SLO也用作混频器参考信号，混频器参考信号由混频器使用来将接收到的RF信号SRX’降频转换成基带。除了期望的信号(即，期望的啁啾信号)之外，本地振荡器信号SLO包括噪声，特别是幅度和相位噪声，其中相位噪声更有问题，因为它可能恶化雷达距离和速度测量的灵敏度和精度。由于本地振荡器信号SLO由混频器使用，相位噪声被直接转换为基带，因此也被包括在基带信号SBB以及数字信号SRXDIG(参见图2)中。
在信号处理中，相位噪声是由时域不稳定引起的波形相位中的快速、短期、随机波动的频域表示，相位噪声有时被称为“抖动”。如上所述，相位噪声是重要的质量参数，并且可能重要的是知道本地振荡器LO生成的相位噪声的量。例如，在像汽车雷达传感器的一些应用中，测试每个单一MMIC以在自动测试(下线测试)期间检查相位噪声是否在规定的限度内。
图4基于框图示出了一种用于测量由RF振荡器生成的相位噪声的技术，RF振荡器是诸如例如集成在雷达传感器(参见图2)的MMIC中的本地振荡器LO。形成图2所示的测试电路的电路部件可以被包括在自动测试设备(ATE)2中，该测试设备可用于在下线测试期间测试MMIC。测试电路包括低噪声RF参考振荡器21，该参考振荡器与包含在试设备(DUT)(即，MMIC 1)中的本地振荡器LO相比生成非常低的噪声功率。因此，分析相位噪声的技术也被称为参考振荡器技术。因此，由DUT生成的振荡器信号SLO被馈送到混频器22的RF输入端，而低噪声参考振荡器信号STEST被提供给混频器22的参考输入端，以将振荡器信号SLO降频转换到基带。在混频器输出端处产生的基带信号被表示为SPN。可以被滤波(滤波器23)以消除不期望的图像频率并且由低噪声放大器(LNA)24被放大的信号SPN基本上包括了相位噪声，该相位噪声包括在振荡器信号SLO中。然后，经滤波和放大的信号SPN’由ADC 25被数字化，并且在数字域中被进一步处理，例如，使用数字信号处理器26或个人计算机的CPU和适当的软件。通常，期望的信息基于相位噪声的功率谱密度(PSD)，功率谱密度可以例如使用公知的快速傅里叶变换(FFT)算法来计算。
可用于根据参考振荡器技术测试集成振荡器的ATE系统在市场上可以找到。一个示例是泰瑞达(Teradyne)的UltraFLEX测试系统。然而，那些系统是相当昂贵的，并且只有少量的MMIC可以同时被测试，这主要归因于ATE系统提供的混频器数量有限。此外，在标准ATE中与片上本地振荡器相同频率范围(即，在雷达应用情况下为76至81GHz的范围)内工作的低噪声参考振荡器是不可用的。然而，在上至大约6GHz的频率下工作的参考振荡器是容易获得的。
图5示出了RF收发器(或接收器)的接收路径的一个实施例，该RF收发器(或接收器)包括RF前端10(本地振荡器LO、RF放大器11、混频器12、模拟基带处理链13)、模数转换器15、和数字信号处理器15，如图2的示例所示。本地振荡器包括PLL，例如图3中所示。在这方面，参考图2和图3，以避免重复的说明。与图2的示例相比，集成在MMIC 1中的RF前端10包括附加混频器22'。混频器22'的RF输入端耦合到本地振荡器LO的PLL，使得分频振荡器信号SLO’被提供给混频器22'的RF输入端。混频器22'的参考输入端耦合到测试焊盘P1或测试引脚，在该测试焊盘或测试引脚处可以注入低噪声参考振荡器信号STEST。低噪声参考振荡器21可以是ATE 2的一部分。混频器22'的输出端还耦合到另一个测试焊盘P2或另外的测试引脚，在该测试焊盘或测试引脚处，降频转换的噪声信号SPN可以被分接。在图5的示例中，降频转换噪声信号SPN在ATE 2中被进一步处理，其中信号SPN被滤波(滤波器23)、被放大(LNA24)以及被数字化(模数转换器25)。所产生的数字信号在数字域中被进一步处理(参见图5，数字信号处理器26中实施的频谱分析)，如上参考图4所说明。实质上，包括在信号SPN或相关信号参数中的相位噪声的功率谱密度(PSD)可以使用诸如个人计算机的CPU等的数字信号处理器来计算。在本示例中，所提到的参数是针对一个或多个特定频率值(例如100kHz、300kHz和1000kHz)在测试焊盘/引脚P2处提供的信号SPN的PSD。随后，ATE 2可以检查所提到的信号参数(例如，特定频率下的PSD值)是否遵从给定的规范。该检查的结果为通过/未通过决定，该结果可以用于将相应的MMIC标记为拒绝或将相应的MMIC分离出来。
将附加混频器22'集成到MMIC 1的RF前端10中允许利用较低复杂度的ATE系统进行MMIC的下线测试。此外，可以同时被测试的MMIC的数量显著增加，并且基本上仅受限于ATE系统中可用的ADC信道数量。
值得注意，相位噪声测量/分析不是基于在压控振荡器VCO的输出端处提供的本地振荡器信号SLO，而是基于在分频器DIV的输出端处提供的分频振荡器信号SLO'，分频器DIV在压控振荡器VCO下游耦合到压控振荡器VCO。如上所述，分频器DIV具有在测量期间不改变的固定分频比M。固定分频比并不一定意味着分频比是不可改变的。然而，固定分频比可以是可配置的，但是在测试测量期间不会改变。根据实际实施方式，可能有两个或更多个分频器串联连接，而不是单个分频器DIV。提供给混频器22'的RF输入端的信号SLO’可以在压控振荡器VCO的下游但在分数N分频器FND的上游的PLL中的任何分频器的输出端被分接。
作为说明性示例，针对分频器DIV假设分频比M＝32。进一步假设本地振荡器频率fLO为76.8GHz(80GHz)时，分频本地振荡信号SLO’的频率为2.4GHz(2.5GHz)。因此，从76.8GHz到80GHz的频率范围被映射到从2.4GHz到2.5GHz的频率范围。归因于以因子M将本地振荡器信号SLO预分频，参考振荡器信号STEST的频率可以低得多，如图4的示例，例如2.5GHz而不是80GHz。ATE系统仅需要提供低噪声参考振荡器21，该低噪声参考振荡器21在UHF频带而不是EHF(或SHF)频带中生成参考信号。
图6示出了图2的示例所示的RF收发器(或接收器)的接收路径的备选实施例。本地振荡器包括例如图3所示的PLL。类似于先前图5的示例，RF前端10中包括附加混频器22'。混频器22'的RF输入端耦合到本地振荡器LO的PLL，使得分频振荡器信号SLO’被提供给混频器22'的RF输入端。混频器22'的参考输入端耦合到测试焊盘P1或测试引脚，在测试焊盘P1或测试引脚处可以注入低噪声参考振荡器信号STEST。然而，输出信号SPN并不被引导到另外的测试焊盘P2(图5的实施例中的线路)，而是被引导到电路节点N1，电路节点N1是布置在接收路径中的基带信号处理链13的输入端，基带信号处理链13被配置成在雷达传感器的正常操作期间处理接收到的雷达信号。
在本示例中，将降频转换的振荡器信号SPN滤波和数字化的任务由集成基带信号处理链13(包括例如滤波器和放大器)和集成模数转换器14来完成。然后，将产生的数字信号SPNDIG(在电路节点N2处可获得)引导到测试焊盘P2，在测试焊盘P2处由ATE 2进行分接。ATE2包括用于在数字域中处理数字信号的数字信号处理器，如先前图5中示例所示。数字信号SPNDIG可以使用低压差分信号(LVDS)被引导到ATE 2。因此，测试焊盘P2可以包括两部分，以允许到ATE 2的差分信号。除了附加混频器22'的输出信号SPN的处理之外，图6的实施例与先前图5的实施例相同，并参考以上描述。
图7示出了另一示例性实施例，该实施例是先前图5实施例的变形例。与图5相比，混频器22'的输出信号SPN不直接被引导到另外的测试焊盘P2，而是由包括在MMIC 1中的模拟基带信号处理链13进行预处理。因此，混频器22'的输出端耦合到节点N1(模拟基带信号处理链13的输入端)，并且电路节点N1'(模拟基带信号处理链13的输出端)连接到另外的测试焊盘P2，在该处提供预处理的混频器输出信号SPN’。与图6的示例相比，使用ATE的ADC 25来代替片上可用的ADC 14。
图8示出了先前图6的实施例的备选方案。图8的实施例基本上与图6的实施例相同，除了数字信号处理由雷达设备的DSP 15而不是由集成在ATE 2中的DSP来完成。因此，ATE 2基本上仅需要提供参考振荡器信号STEST。与先前图6的实施例相比，可以省略测试焊盘P2和在测试焊盘P2与电路节点N2之间的信号连接。DSP 15被配置成与先前图6的示例中的ATE(参见图6，块25)的处理器相同的方式处理数字信号SPNDIG。因此，功能块151可以在DSP15中实施(例如，使用适当的软件)，该功能块151被配置成在一个或多个频率值处计算数字信号SPNDIG的功率(例如，功率谱密度PSD)。信号功率基本上由本地振荡器LO的相位噪声控制。另一功能块152可以被包括在DSP 15中，该功能块152被配置成检查计算的功率值是否遵从规定的最大值。这种检查的结果可以是“通过”(噪声功率符合规范)或“未通过”(噪声功率不符合规范)。ATE可以以布尔信息(测试通过/未通过)的形式从DSP 15接收测试结果。
应当注意，图5至图8所示的实施例的各个方面可以组合以获得另外的实施例。例如，可以提供多于两个测试焊盘P1和P2以提供连接ATE的各种选择。例如，图7的实施例可以补充有直接连接到混频器22'(参见图5)的输出端的附加的测试焊盘，和/或连接到ADC 14的输出端(电路节点N2)以向ATE提供数字信号(参见图6)的另外的测试焊盘。
图9示出了MMIC的一般示例，该MMIC能够接收用于测试内部RF振荡器的外部参考振荡器信号STEST。术语“内部”用于指示相应的电路部件集成在MMIC中，而术语“外部”用于指示相应的电路部件与要测试的MMIC分开实施。外部和内部信号类似地区分。因此，外部参考振荡器信号STEST由外部信号源(例如ATE 2)生成，并且经由芯片焊盘(测试焊盘/引脚)P1提供给MMIC。在芯片上，芯片焊盘P1连接到集成在MMIC中的混频器22'的参考输入端。本地振荡器LO生成本地振荡器信号SLO，该信号可以具有(用于雷达应用)EHF或SHF频带中的振荡频率fLO。分频器DIV'耦合到本地振荡器LO并且被配置成生成(基于本地振荡器信号SLO)具有降低的频率fLO’(例如通过整数因子降低)的振荡器信号SLO’，该信号可以例如在UHF频带。分频器输出信号SLO’具有与本地振荡器信号SLO相同或相似的噪声特性(即，噪声特性通过分频被保存)，因此分频器输出信号SLO’被进一步处理(即，由混频器22'降频转换、数字化等，同样参见图5至图8)，以测量期望的噪声参数(例如，基带中的特定频率处的功率谱密度)，如上所述。
应该提到的是，分频器不耦合在本地振荡器LO中包括的PLL反馈回路中，而是单独地连接到本地振荡器输出端。然而，振荡器信号SLO’也可以在分频器(具有固定分频比)处被分接，该分频器被包括在反馈回路中，如图5至图8的示例所示。在图9的示例中，可以在片上(见图8)或外部ATE(见图5至图7)中处理混频器输出，如上所述。
图10示出了用于测试集成在MMIC中的RF振荡器的一个示例性方法的流程图。因此，(内部)RF本地振荡器信号(参见例如图5至图9，信号SLO)的频率除以固定分频比(参见图10，步骤S1)，以生成具有降低频率的RF信号(参见例如图5至图9，信号SLO’)。如上所述，分频器可以被包括在本地振荡器的PLL反馈回路中(参见例如图5至图8，分频器DIV)或者单独地连接到本地振荡器(参见例如图9，分频器DIV')。具有降低频率的RF信号被降频转换以生成混频器输出信号(参见图10，步骤S2)，由此使用在MMIC的测试焊盘处接收的外部参考振荡器信号(参见图5至图9，提供给混频器22'的焊盘P1处的信号STEST)。混频器输出信号(参见图5至图9，信号SPN)被处理(例如，关于图5至图8所示的示例的讨论)以获得期望的测试结果。
虽然关于一种或多种实施方式说明并且描述了本发明，但是在不背离所附权利要求书的精神和范围的情况下可以对说明的示例做出改动和/或修改。特别是关于由以上描述的部件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等等)执行的各种功能，除非另外表示，否则被用来描述此类部件的术语(包括所提到的“装置”)意图对应于执行描述的部件的指定功能的任何部件或结构(例如，也就是说在功能上是等效的)，即使其在结构上并不等效于在本发明的本文中说明的示例性实施方式中执行所述功能的公开的结构。
此外，虽然可能仅仅关于几种实施方式当中的一种公开了本发明的特定特征，但是可以按照对于任何给定的或特定的应用期望或有利的那样将这样的特征与其他实现方式的一项或多项其他特征相组合。此外，就具体实施方式和权利要求书中任一个所使用的术语“包含……的”、“包含”、“具有……的”、“具有”及其变形而言，这样的术语意图以类似于术语“包括”的方式是包含性的。

Claims (24)

1.一种集成电路，包括：
本地振荡器，所述本地振荡器包括生成本地振荡器信号的压控振荡器(VCO)；
分频器，所述分频器在所述VCO的下游耦合到所述VCO，所述分频器通过以恒定因子降低所述本地振荡器信号的频率来提供分频本地振荡器信号；
第一测试焊盘，所述第一测试焊盘用于接收参考振荡器信号；
第一混频器，所述第一混频器接收所述参考振荡器信号和所述分频本地振荡器信号以降频转换所述分频本地振荡器信号。
2.根据权利要求1所述的集成电路，还包括：
第二混频器，所述第二混频器配置成与天线耦合并且接收所述本地振荡器信号；
基带信号处理链，所述基带信号处理链在所述第二混频器的下游连接到所述第二混频器。
3.根据权利要求2所述的集成电路，还包括：
模数转换器，所述模数转换器在所述基带信号处理链的下游耦合到所述基带信号处理链。
4.根据权利要求3所述的集成电路，还包括：
数字信号处理器(DSP)，所述数字信号处理器(DSP)在所述模数转换器的下游耦合到所述模数转换器。
5.根据权利要求1所述的集成电路，还包括：
第二测试焊盘，所述第二测试焊盘连接到所述第一混频器的输出端。
6.根据权利要求3所述的集成电路，
其中所述第一混频器的输出端耦合到所述基带信号处理链的输入端，以将降频转换的分频本地振荡器信号引导到所述基带信号处理链。
7.根据权利要求6所述的集成电路，还包括：
第二测试焊盘，所述第二测试焊盘耦合到所述基带信号处理链的输出端。
8.根据权利要求6所述的集成电路，还包括：
模数转换器，所述模数转换器在所述基带信号处理链的下游耦合到所述基带信号处理链；和
第二测试焊盘，所述第二测试焊盘耦合到所述模数转换器的数字输出端。
9.根据权利要求8所述的集成电路，
其中所述模数转换器的数字输出端与所述第二测试焊盘之间的信号连接是低压差分信号(LVDS)连接。
10.根据权利要求6所述的集成电路，还包括：
模数转换器，所述模数转换器在所述基带信号处理链的下游耦合到所述基带信号处理链，所述模数转换器生成数字信号，所述数字信号表示降频转换的分频本地振荡器信号；和
数字信号处理器(DSP)，所述数字信号处理器(DSP)在所述模数转换器的下游耦合到所述模数转换器，
其中所述DSP配置成执行所述数字信号的频谱分析。
11.一种用于测试RF振荡器的方法，所述RF振荡器集成在单片微波集成电路(MMIC)中，所述方法包括：
通过集成在所述MMIC中的分频器，对由所述RF振荡器生成的RF振荡器信号的频率进行分频，以生成具有降低频率的RF信号；
通过集成在所述MMIC中的混频器，对具有降低频率的RF信号进行降频转换以生成混频器输出信号，其中所述混频器使用参考振荡器信号以用于降频转换，所述参考振荡器信号由外部测试设备生成并且经由所述MMIC的第一测试焊盘提供给所述混频器；以及
处理所述混频器输出信号。
12.根据权利要求11所述的方法，其中处理所述混频器输出信号包括：
对所述混频器输出信号进行模拟预处理；
对预处理的混频器输出信号进行数字化以提供数字信号；
执行所述数字信号的频谱分析。
13.根据权利要求12所述的方法，
其中所述模拟预处理至少部分地由ATE完成；或者
其中所述模拟预处理至少部分地由集成在所述MMIC中的模拟信号处理链完成。
14.根据权利要求13所述的方法，
其中所述模拟预处理包括至少低通滤波或带通滤波。
15.根据权利要求12至14中任一项所述的方法，
其中所述数字化至少部分地由ATE完成；或者
其中所述数字化至少部分地由集成在所述MMIC中的模数转换器完成。
16.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，其中执行频谱分析包括：
针对至少一个离散频率值计算至少一个数字功率值，所述至少一个数字功率值表示所述数字信号的功率谱密度；
检查所述至少一个数字功率值是否符合预先定义的规格。
17.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，其中所述频谱分析由集成在所述MMIC中的数字信号处理器执行。
18.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，其中所述频谱分析由包括在ATE中的数字信号处理器执行。
19.一种系统，包括，
自动测试设备，所述自动测试设备用于测试单片微波集成电路(MMIC)，所述ATE包括生成参考振荡器信号的参考振荡器；和
MMIC，所述MMIC包括集成RF电路，所述集成RF电路包括：
本地振荡器，所述本地振荡器包括生成本地振荡器信号的压控振荡器(VCO)；
分频器，所述分频器在所述VCO的下游耦合到所述VCO，所述分频器通过以恒定因子降低所述本地振荡器信号的频率来提供分频本地振荡器信号；
第一测试焊盘，所述第一测试焊盘用于从所述ATE接收所述参考振荡器信号；和
混频器，所述混频器经由所述第一测试焊盘接收所述参考振荡器信号并且接收所述分频本地振荡器信号，以降频转换所述分频本地振荡器信号。
20.根据权利要求19所述的系统，
其中所述集成RF电路还包括第二测试焊盘，所述第二测试焊盘接收表示所述混频器的输出的信号；
其中所述ATE配置成经由所述第二测试焊盘接收表示所述混频器的输出的信号。
21.根据权利要求20所述的系统，
其中所述ATE包括信号处理器，所述信号处理器配置成对表示所述混频器的输出的信号执行频谱分析。
22.根据权利要求21所述的系统，
其中在所述频谱分析之前，表示所述混频器的输出的信号被数字化，或者经历模拟预处理并且由所述ATE被数字化。
23.根据权利要求19至22中任一项所述的系统，
其中所述分频器和所述VCO被包括在锁相回路(PLL)的反馈回路中。
24.根据权利要求19至23中任一项所述的系统，
其中所述集成RF电路包括用于雷达距离测量传感器的雷达收发机，所述雷达收发机接收由所述VCO生成的输出信号。
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