CN104808077B - 一种高灵敏度的相位噪声测量方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及测试技术领域，公开了一种高灵敏度的相位噪声测量方法及装置；通过对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值；对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值；根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度；本发明可以满足高性能振荡器和频率合成器对相位噪声的测试需求。

Description

一种高灵敏度的相位噪声测量方法及装置

技术领域

本发明涉及测试技术领域，具体涉及一种高灵敏度的相位噪声测量方法及装置。

背景技术

相位噪声是衡量频率源短期稳定度的重要指标，电子系统中频率源的相位噪声指标对装备的性能有着重要影响，例如雷达T/R组件中本振的相位噪声会影响雷达目标探测距离，接收机本振的相位噪声会影响接收机的测量灵敏度，通信系统中载波信号的相位噪声会影响误码率等等。为了提升电子系统的性能频率源的相位噪声指标越来越低，特别是一些高性能的高稳晶体振荡器，10MHz载波频率时1kHz频偏处的相位噪声已达到-160dBc/Hz，这就对相位噪声测试系统的测量灵敏度提出了越来越高的要求。

目前主流的相位噪声测试系统大体可以分为两类：一类是以Agilent公司E5052B为代表的相位噪声测试系统，它首先通过鉴频或鉴相的方式来提取被测源的相位噪声，然后通过高速ADC来采样提取出的相位噪声，最后通过基带功率谱分析和数值处理给出相位噪声测试结果，该系统的实现方案与本发明较为相近，稍后将进一步说明；另一类是以Symmetricom公司TSC5120为代表的相位噪声测试系统，它是一种全数字的相位噪声测试技术，直接对被测源进行高速AD采样，然后通过数字解调技术来提取瞬时相位，最后通过基带功率谱分析给出测试结果。两种方案相比，第二种方案虽然实现简洁、测试速度快，可以实现较高的近端相位噪声测量灵敏度，但是适用范围窄(测量信号的载波频率不能大于1/2采样频率)，因此目前第一种方案应用和推广情况更好。

如图1所示，为E5052相位噪声测量实现方案框图，被测源(DUT)经功分送两路平衡的测量通道，在平衡通道内首先与本振同频正交鉴相，鉴相输出为被测源的相位噪声，同时也叠加了内部本振的相位噪声，当内部本振的相位噪声指标优于被测源10dB以上时，内部本振叠加的相位噪声可以忽略；经低通滤波和可控增益放大之后，将相位噪声控制在AD采集的合适动态范围之内，可控增益单元能够有效提高该方案的测量灵敏度；为了进一步提高该方案的相位噪声测量灵敏度，通过对两路平衡通道的测量数据做互相关运算，可以抵消系统内部两路通道不相关的叠加噪声，包括本振、放大器和部分量化噪声等，从而可以实现较高的相位噪声测量灵敏度。

该矢量调制误差模拟校准方法至少存在如下问题：

1、采用鉴相法测量相位噪声需要系统内部提供参考本振，系统的相位噪声测量灵敏度很大程度取决于参考本振的指标；为了实现较高的相位噪声测量灵敏度，对参考本振的相位噪声指标要求极高，这也决定了该方案不仅组成复杂、而且实现成本也很昂贵。

2、采用鉴相法测量相位噪声的实现过程也比较复杂，每次都需要预先测量鉴相常数(本振与被测源频率相差1MHz左右，测量差频信号幅度)，然后测量鉴相后的噪声电压，最后经数据处理给出测试结果；为了保证测量过程中环路稳定需要预留一段锁相时间，因此整个测量时间也较长。

3、相位噪声的量化动态范围由AD转化位数决定，目前高速ADC的转化位数最多就14或16位，对应相位的相对分辨率小于1/100000；杂散和低相位噪声测量不能兼顾，而且杂散噪声会影响相位噪声测量灵敏度，有杂散时为了保证测量准确可控增益单元增益不会太大，这样就会降低系统的相位噪声测量灵敏度。

发明内容

本发明的目的是提供一种高灵敏度的相位噪声测量方法及装置，以满足高性能振荡器和频率合成器对相位噪声的测试需求。

为达上述目的，一方面，本发明提供了一种高灵敏度的相位噪声测量方法，包括：

对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值；

对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值；

根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度。

另一方面，本发明提供了一种高灵敏度的相位噪声测量装置，包括：

功率测量单元，用于对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值；

连续频率测量单元，用于对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值；

数据处理单元，用于根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度。

本发明能够达到以下有益效果：

本发明采用连续测量频率的方式来实现相位噪声测量，在分析频偏范围不超1MHz时，本发明能够实现更高的相位噪声测量灵敏度；特别是在1Hz～100kHz分析频偏范围内具有更加优异的相位噪声测量灵敏度，更适合于测量高稳晶体振荡器的相位噪声。

2、本发明无需锁相过程、采集的数据量更小，因此本发明具有更快的测量速度。在默认设置参数下分析1Hz～4MHz频偏范围内的相位噪声，本发明的测试过程只需要3秒，E5052同样参数需要13秒。

3、本发明的实现方案更加简洁、系统构成简单，对技术门槛的要求不高、实现成本低，本发明装置具有一定的性价比优势。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是E5052相位噪声测量实现方案框图；

图2是本发明实施例一，一种高灵敏度的相位噪声测量方法的流程图；

图3是本发明实施例二一种高灵敏度的相位噪声测量装置的结构图；

图4是本发明中，功率测量单元的实现框图；

图5是本发明中，连续频率测量单元的实现框图；

图6是本发明中，连续测频单元的工作时序图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

如图2所示，为本发明实施例一，一种高灵敏度的相位噪声测量方法的流程图，如图所示，包括：

步骤201，对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值；

步骤202，对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值；

步骤203，根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度。

其中，所述对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确载波功率值具体包括：

将所述被测信号进行有效值检波；

检波信号经低通滤波器滤除载波和杂散分量；

滤波后的检波信号通过对数放大器放大到AD最佳线性区；

对放大后的检波信号进行AD采样得到检波电压V；

通过下式计算被测信号的精确功率值：

P_c＝10×log[(V-V₀)²/R]-P₀，其中V₀表示未加信号时的检波偏置，R表示输入阻抗，其默认值为50欧姆，P₀是一个需要定标的校准常数，通过修正该校准常数以使P_c与被测信号的精确功率值一致。

其中，所述对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值，具体包括：

根据所述被测信号的精确功率值，对所述被测信号进行功率调整，以使其满足同步触发器和分频器的工作要求；

通过被测信号来采原始闸门信号生成事件同步闸门，以使所述事件同步闸门对应整数个被测信号，对应被测信号的个数记为M；

通过时钟信号来采事件同步闸门信号生成时间同步闸门，以使时间同步闸门对应时钟信号的整数个周期，周期个数记为N；

对小于1个时钟周期的时间进行精密测量；对应采样点的频率测量值f为：

f＝M/[27×10^-9×(t₁-t₂)+N×Tclk]，其中t₁和t₂分别表示前沿和后沿小于一个时钟周期的时间到数据转化值，Tclk表示时钟周期。

其中，所述根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度具体包括：

利用一个通道所述连续的频率测量值计算出均值，通过所述连续的频率测量值减去均值计算出该通道的连续的频率抖动值；

对所述连续频的率抖动值做FFT运算得到该通道的频率抖动谱；

通过对双通道的频率抖动谱做共轭相乘得到被测信号的频率抖动功率谱，依据该分析频偏范围对应的互相关次数，对计算出的频率抖动功率谱做相应次数的平均运算，得到经互相关运算之后的频率抖动功率谱；

利用所述频谱抖动功率谱与相位抖动功率谱之间的关系：将频率抖动功率谱转化成相位抖动功率谱；

通过下式计算出被测信号的单边带相位噪声L(f)：

其中，每段分析频偏范围内RBW由测量点数N决定：

RBW＝Fs×Kn/N；其中，Kn为窗函数3dB带宽等效系数，Fs为实际测量间隔的倒数。

实施例二

如图3所示，为本发明实施例二一种高灵敏度的相位噪声测量装置的结构图，包括：

功率测量单元301，用于对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值；

连续频率测量单元302，用于对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值；

数据处理单元303，用于根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度。

图4为功率测量单元实现框图，如图4所示，所述功率测量单元301包括：

检波子单元401，用于将所述被测信号进行有效值检波；

低通滤波器402，用于对检波信号进行低通滤波，滤除载波和杂散分量；

对数放大器403，用于将滤波后的检波信号放大到AD最佳线性区；

ADC404，用于对放大后的检波信号进行AD采样得到检波电压V；

精确功率计算子单元405，用于通过下式计算被测信号的精确功率值：

P_c＝10×log[(V-V₀)²/R]-P₀，其中V₀表示未加信号时的检波偏置，R表示输入阻抗，其默认值为50欧姆，P₀是一个需要定标的校准常数，通过修正该校准常数以使P_c与被测信号的精确功率值一致。

其中，连续频率测量单元302，具体包括：

功率调整子单元，用于根据所述被测信号的精确功率值，对所述被测信号进行功率调整，以使其满足同步触发器和分频器的工作要求；

事件同步闸门生成子单元，用于通过被测信号来采原始闸门信号生成事件同步闸门，以使所述事件同步闸门对应整数个被测信号，对应被测信号的个数记为M；

时间同步闸门生成子单元，用于通过时钟信号来采事件同步闸门信号生成时间同步闸门，以使时间同步闸门对应时钟信号的整数个周期，周期个数记为N；

精密时间测量子单元，用于对小于1个时钟周期的时间进行精密测量；

频率测量值计算子单元，用于计算对应采样点的频率测量值f：

f＝M/[27×10^-9×(t₁-t₂)+N×Tclk]，其中t₁和t₂分别表示前沿和后沿小于一个时钟周期的时间到数据转化值，Tclk表示时钟周期。

其中，所述数据处理单元303具体包括：

频率抖动值计算子单元，用于利用一个通道所述连续的频率测量值计算出均值，通过所述连续的频率测量值减去均值计算出该通道的连续的频率抖动值；

FFT子单元，用于对所述连续频的率抖动值做FFT运算得到该通道的频率抖动谱；

互相关子单元，用于通过对双通道的频率抖动谱做共轭相乘得到被测信号的频率抖动功率谱，依据该分析频偏范围对应的互相关次数，对计算出的频率抖动功率谱做相应次数的平均运算，得到经互相关运算之后的频率抖动功率谱；

相位抖动功率谱转换子单元，用于利用所述频谱抖动功率谱与相位抖动功率谱之间的关系：将频率抖动功率谱Sv(f)转化成相位抖动功率谱

单边带相位噪声计算子单元，用于通过下式计算出被测信号的单边带相位噪声L(f)：

其中，每段分析频偏范围内RBW由测量点数N决定：

RBW＝Fs×Kn/N；其中，Kn为窗函数3dB带宽等效系数，Fs为实际测量间隔的倒数。

实施例三

本实施例提供一种相位噪声测量方法，结合具体实验数据，对本发明进行进一步阐释。

步骤1：利用ADC对被测信号的检波电压进行采样，通过式1计算出被测信号的精确功率值，其中V₀表示未加信号时的检波偏置，R表示输入阻抗，其默认值为50欧姆，P₀是一个需要定标的校准常数，与对数放大器增益和检波系数有关，通过该校准常数修正之后，使Pc与被测信号的精确功率值一致。具体功率测量单元实现方案见图4所示。

P_c＝10×log[(V-V₀)²/R]-P₀ (1)

步骤2：依据分析频偏范围对被测信号进行等间隔的连续频率测量，间隔时间、测量点数与分析频偏范围之间的对应关系参考表1。

步骤3：利用该组连续频率测量值计算出均值，通过频率测量值减去均值计算出连续的频率抖动值。

步骤4：对连续频率抖动值做FFT运算得到该组的频率抖动谱。

步骤5：通过对双通道的频率抖动谱做共轭相乘得到被测信号的频率抖动功率谱，依据该分析频偏范围对应的互相关次数，对计算出的频率抖动功率谱做相应次数的平均运算，得到经互相关运算之后的频率抖动功率谱。

步骤6：利用频谱抖动功率谱与相位抖动功率谱之间的关系(见式2)，将频率抖动功率谱转化成相位抖动功率谱。

步骤7：依据单边带相位噪声的定义通过式3计算出被测信号的单边带相位噪声L(f)，加上系统校准常数值，最后将测量结果以对数形式显示。

在该实施例中，如图3所示，被测信号经耦合器分成两路，耦合器直接输出的一路送功率测量单元，耦合输出的一路送频率测量单元。如图4所示，送往功率测量单元的信号首先经过有效值检波，检波输出信号经10kHz左右的低通滤波器滤除载波和杂散分量，通过对数放大器将检波信号放大到AD最佳线性区，对放大后的检波信号进行AD采样得到检波电压，通过式1可以计算出被测信号精确的功率值；为了保证功率测量精确，AD的转化位数应不小于14比特，对ADC采样频率要求不高、可以只工作在kHz。

图5为连续频率测量单元实现框图，如图5所示，送往频率测量单元的信号首先经过功率调整使其满足同步触发器和分频器的工作要求，并尽量使信号功率控制在器件输入动态范围的上限附近，以减少分频器和触发器引入的抖动误差。在频率测量单元采用了两级同步的方案以提高频率测量精度，通过被测信号来采原始闸门信号生成事件同步闸门，以确保事件闸门正好对应整数个被测信号，对应被测信号的个数记为M，如果能够精确测量出事件闸门对应的时间，就能够精确的测量出被测信号的频率，这一级同步可以避免非整数被测信号引入的测频误差。通过时钟信号采样事件同步闸门来生成时间同步闸门，时间同步闸门正好对应时钟信号的整数个周期，周期个数记为N，被测信号频率较高时可先分频再计数，以扩展装置的工作频率范围。小于1个时钟周期的时间用精密时间测量单元来实现，本发明中将采用时间到数字转化芯片TDC-GPX来实现精密时间测量，工作在R模式时间测量分辨率为27ps，图6为连续测频单元工作时序图，如图6所示，该采样点的频率测量值f可表示为：

f＝M/[27×10^-9×(t₁-t₂)+N×Tclk]，单位：Hz。 (4)

其中t₁和t₂分别表示前沿和后沿小于一个时钟周期的时间到数据转化值，Tclk表示时钟周期。对于连续频率测量来说，高期间的t₁正好对应前一个低期间的t₂，高期间的t₂正好对应后一个低期间的t₁，每一个闸门周期需要测量一次前沿和一次后沿的精密时间到数据转化值。为了实现连续频率测量需要分别将每个闸门高或低期间对应的事件值M和时间值N也记录下来，具体实现方案有多种：可以采样乒乓计数结构，一组计数器在高期间工作，一组计数器在低期间工作，计数器不工作时读数和清零；也可以不对计数器进行清零，利用事件同步闸门信号边沿来锁存事件测量值，利用时间同步闸门信号边沿锁存时间测量值，这样只需要一组计数器即可。本发明将采用后者，当前计数值减去上次的计数值就等于该闸门期间对应事件或时间计数值。

为了构建两路完全平衡的测量通道，通道1和通道2的时钟信号应该是不同时基产生的两路信号，两者频率相同；通过后续的互相关运算可以抑制时钟信号的相位噪声对测试结果的影响。本发明的相位噪声测量装置各参数对应关系如表1所示：

表1

用户可设置的起始分析频偏为1Hz、10Hz、100Hz、1kHz，可设置的终止分析频偏为10kHz、100kHz、1MHz和4MHz，依据用户设置在整个分析频偏范围内由高至低逐段进行分析，依据表1所示参数设置进行连续频率测量和互相关运算，最后给出该段的相位噪声测试结果。根据应用需求用户可对每段的互相关次数进行设置，最大支持的互相关次数为1000000，理论上互相关次数与相位噪声测量灵敏度改善值之间有如下关系：

R＝5×log(N)，单位：dB。 (5)

对相位噪声测量灵敏度要求较高时，可将互相关次数设置大一些，当然互相关次数越大测量时间越长。通过互相关运算不仅可以有效抑制时钟抖动对测试结果的影响，而且也可以抑制装置内部其他单元引入的抖动噪声(例如放大器、分频器、TDC器件等引入的随机噪声)，互相关运算可以有效提高本发明装置的相位噪声测量灵敏度。为了保证互相关运算效果，两测量通道采用完全对称的结构，测频过程由同一闸门信号控制以保证测量时刻完全相同，从而实现两者之间的最大相互性。

对一组连续的频率测量值先求出其均值，频率测量值减去均值之后得到该点的频率抖动值，对该组连续的频率抖动值先加Blackman-Harris窗，后进行离散傅里叶变换(DFT)得到其谱，对两通道的频率抖动谱做共轭相乘可以使相关的被测噪声得到增强形成实数分量，不相关的干扰分量在矢量相加的作用下得到有效抑制。利用式2将频率抖动功率谱转化成相位抖动功率谱，最后通过式3从载波功率测量值和相位抖动功率谱计算出单边带相位噪声，每段分析频偏范围内RBW由测量点数N决定，具体关系如式5所示，其中Kn为窗函数3dB带宽等效系数，Blackman-Harris的等效系数固定为2.387，Fs为实际测量间隔的倒数(可以近似用原始闸门宽度来替代)。

RBW＝Fs×Kn/N (6)

根据上述实施例，本发明可以达到以下有益效果：本发明采用连续测量频率的方式来实现相位噪声测量，在分析频偏范围不超1MHz时，本发明能够实现更高的相位噪声测量灵敏度；特别是在1Hz～100kHz分析频偏范围内具有更加优异的相位噪声测量灵敏度，更适合于测量高稳晶体振荡器的相位噪声。

2、本发明无需锁相过程、采集的数据量更小，因此本发明具有更快的测量速度。在默认设置参数下分析1Hz～4MHz频偏范围内的相位噪声，本发明的测试过程只需要3秒，E5052同样参数需要13秒。

3、本发明的实现方案更加简洁、系统构成简单，对技术门槛的要求不高、实现成本低，本发明装置具有一定的性价比优势。

本领域技术人员还可以了解到本发明实施例列出的各种说明性逻辑块(illustrative logical block)，单元，和步骤可以通过电子硬件、电脑软件，或两者的结合进行实现。为清楚展示硬件和软件的可替换性(interchangeability)，上述的各种说明性部件(illustrative components)，单元和步骤已经通用地描述了它们的功能。这样的功能是通过硬件还是软件来实现取决于特定的应用和整个系统的设计要求。本领域技术人员可以对于每种特定的应用，可以使用各种方法实现所述的功能，但这种实现不应被理解为超出本发明实施例保护的范围。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种高灵敏度的相位噪声测量方法，其特征在于，包括：

1)对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值，具体包括：

将所述被测信号进行有效值检波；

检波信号经低通滤波器滤除载波和杂散分量；

滤波后的检波信号通过对数放大器放大到AD最佳线性区；

对放大后的检波信号进行AD采样得到检波电压V；

通过下式计算被测信号的精确功率值：

P_c＝10×log[(V-V₀)²/R]-P₀，其中V₀表示未加信号时的检波偏置，R表示输入阻抗，其默认值为50欧姆，P₀是一个需要定标的校准常数，通过修正该校准常数以使P_c与被测信号的精确功率值一致；

2)对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值，具体包括：

根据所述被测信号的精确功率值，对所述被测信号进行功率调整，以使其满足同步触发器和分频器的工作要求；

通过被测信号来采集原始闸门信号生成事件同步闸门，以使所述事件同步闸门对应整数个被测信号，对应被测信号的个数记为M；

通过时钟信号来采事件同步闸门信号生成时间同步闸门，以使时间同步闸门对应时钟信号的整数个周期，周期个数记为N；

对小于1个时钟周期的时间进行精密测量；对应采样点的频率测量值f为：

f＝M/[27×10^-9×(t₁-t₂)+N×Tclk]，其中t₁和t₂分别表示前沿和后沿小于一个时钟周期的时间到数据转化值，Tclk表示时钟周期；

3)根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度，具体包括：

利用一个通道所述连续的频率测量值计算出均值，通过所述连续的频率测量值减去均值计算出该通道的连续的频率抖动值；

对所述连续的频率抖动值做FFT运算得到该通道的频率抖动谱；

通过对双通道的频率抖动谱做共轭相乘得到被测信号的频率抖动功率谱，依据分析频偏范围对应的互相关次数，对计算出的频率抖动功率谱做相应次数的平均运算，得到经互相关运算之后的频率抖动功率谱；

利用经互相关运算之后的频率抖动功率谱与相位抖动功率谱之间的关系：

将频率抖动功率谱转化成相位抖动功率谱；

通过下式计算出被测信号的单边带相位噪声L(f)：

每段分析频偏范围内RBW由测量点数N决定：

RBW＝Fs×Kn/N；其中，Kn为窗函数3dB带宽等效系数，Fs为实际测量间隔的倒数。

2.一种高灵敏度的相位噪声测量装置，其特征在于，包括：

功率测量单元，用于对被测信号进行精确功率测量，得到被测信号的精确功率值；

所述功率测量单元包括：

检波子单元，用于将所述被测信号进行有效值检波；

低通滤波器，用于对检波信号进行低通滤波，滤除载波和杂散分量；

对数放大器，用于将滤波后的检波信号放大到AD最佳线性区；

ADC，用于对放大后的检波信号进行AD采样得到检波电压V；

精确功率计算子单元，用于通过下式计算被测信号的精确功率值：

P_c＝10×log[(V-V₀)²/R]-P₀，其中V₀表示未加信号时的检波偏置，R表示输入阻抗，其默认值为50欧姆，P₀是一个需要定标的校准常数，通过修正该校准常数以使P_c与被测信号的精确功率值一致；

连续频率测量单元，用于对被测信号进行等间隔的连续频率测量，得到连续的频率测量值；所述连续频率测量单元，具体包括：

功率调整子单元，用于根据所述被测信号的精确功率值，对所述被测信号进行功率调整，以使其满足同步触发器和分频器的工作要求；

事件同步闸门生成子单元，用于通过被测信号来采集原始闸门信号生成事件同步闸门，以使所述事件同步闸门对应整数个被测信号，对应被测信号的个数记为M；

时间同步闸门生成子单元，用于通过时钟信号来采事件同步闸门信号生成时间同步闸门，以使时间同步闸门对应时钟信号的整数个周期，周期个数记为N；

精密时间测量子单元，用于对小于1个时钟周期的时间进行精密测量；

频率测量值计算子单元，用于计算对应采样点的频率测量值f：

f＝M/[27×10^-9×(t₁-t₂)+N×Tclk]，其中t₁和t₂分别表示前沿和后沿小于一个时钟周期的时间到数据转化值，Tclk表示时钟周期；

数据处理单元，用于根据所述被测信号的精确功率值以及所述连续的频率测量值，计算得到单边带功率谱密度；所述数据处理单元具体包括：

频率抖动值计算子单元，用于利用一个通道所述连续的频率测量值计算出均值，通过所述连续的频率测量值减去均值计算出该通道的连续的频率抖动值；

FFT子单元，用于对所述连续频率的抖动值做FFT运算得到该通道的频率抖动谱；

互相关子单元，用于通过对双通道的频率抖动谱做共轭相乘得到被测信号的频率抖动功率谱，依据分析频偏范围对应的互相关次数，对计算出的频率抖动功率谱做相应次数的平均运算，得到经互相关运算之后的频率抖动功率谱；

相位抖动功率谱转换子单元，用于利用所述频率抖动功率谱与相位抖动功率谱之间的关系：将频率抖动功率谱Sv(f)转化成相位抖动功率谱

单边带相位噪声计算子单元，用于通过下式计算出被测信号的单边带相位噪声L(f)：

每段分析频偏范围内RBW由测量点数N决定：

RBW＝Fs×Kn/N；其中，Kn为窗函数3dB带宽等效系数，Fs为实际测量间隔的倒数。