DE102008050327A1

DE102008050327A1 - Empfangsmischer zur Verringerung von Überkopplungseffekten

Info

Publication number: DE102008050327A1
Application number: DE102008050327A
Authority: DE
Inventors: Peter Dipl.-Ing. Feil; Winfried Mayer
Original assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Current assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date: 2008-10-07
Filing date: 2008-10-07
Publication date: 2010-05-27

Abstract

Ein Empfangsmischer für einen homodynen Empfangszweig einer Radareinheit, welcher einen ersten Mischer aufweist, der dazu ausgelegt ist, ein Empfangssignal oder ein davon abgeleitetes Signal mit einem Lokaloszillatorsignal zu mischen und so ein erstes Mischersignal zu erzeugen, und welcher einen zweiten Mischer aufweist, der dazu ausgelegt ist, ein Überkopplungssignal, welches basierend auf mischerinternen Überkopplungseffekten aus dem Lokaloszillatorsignal entsteht, mit dem Lokaloszillatorsignal zu mischen und so ein zweites Mischersignal zu erzeugen. Der Empfangsmischeer umfasst einen Differenzverstärker, der dazu ausgelegt ist, aus dem ersten und dem zweiten Mischersignal ein Differenzsignal zu erzeugen (Fig. 4).

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfangsmischer für einen homodynen Empfangszweig einer Radareinheit gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Des weiteren betrifft die Erfindung eine Radareinheit mit einem Sendezweig und einem Empfangszweig gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 8, sowie ein Verfahren zur Verringerung von durch Signalüberkopplung verursachten Störsignalkomponenten in einem Empfangszweig einer Radareinheit gemäß dem Oberbegriff des Anspruch 21.
In Mischern von Radareinheiten kommt es häufig zu einer mischerinternen Überkoppelung des Lokaloszillatorsignals auf den anderen Signaleingang, an dem das Empfangssignal anliegt. Infolge dieser Überkoppelung wird Lokaloszillatorsignal in gewissem Maß mit sich selbst gemischt. Als Folge dieser Überkopplungseffekte werden Rauschanteile des Lokaloszillatorsignals ins Basisband heruntergemischt und überlagern dort die Empfangssignalkomponenten.
Zur Lösung dieses Problems werden beispielsweise in dem Artikel „Automotive FM-CW Radar with Heterodyne Receiver" von Tamio Saito et al., IEICE Transactions on Communication, Vol. E 79-B, No. 12, December 1996 und in dem Artikel „An FM-CW Radar Module with Front-End Switching Heterodyne Receiver" von Tamio Saito et al., IEEE International Microwave Symposium Digest, June 1992 heterodyne Empfängerkonzepte beschrieben, bei denen das Nutzsignal nicht direkt ins Basisband, sondern in eine Zwischenfrequenzlage umgesetzt wird. Störungen durch Überkopplung des Lokaloszillatorsignals fallen aber immer ins Basisband. Insofern wird bei derartigen heterodynen Lösungen eine Überlagerung mit dem Nutzsignal vermieden. Nachteile solcher heterodynen Lösungen sind ein größerer Aufwand in der Signalerzeugung und der Empfängerstruktur und die damit verbundenen Kosten.
In dem Artikel „A Digital Leakage Cancellation Scheme for Monostatic FMCW Radar" von Kaihui Lin et al., IEEE International Microwave Symposium Digest, June 2004 ist eine Lösung vorgeschlagen, bei der mit Hilfe eines zweiten parallelen heterodynen Empfängers Amplitude und Phase der Lokaloszillator-Überkopplung detektiert wird. Mit Hilfe digitaler Signalverarbeitung wird ein komplexwertiges Korrektursignal im Basisband erzeugt und mittels I/Q-Modulation ins Sendefrequenzband umgesetzt. Durch Addition des Empfangssignals mit dem Korrektursignal wird eine Reduktion der Störungen erreicht. Nachteil dieser technisch aufwändigen Lösung ist die Notwendigkeit zusätzlicher (Hochfrequenz-)Komponenten für den parallelen Empfänger, den I/O-Modulator und die digitale Signalverarbeitung.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Empfangsmischer zur Verfügung zu stellen, der die auf Überkopplungseffekten basierenden Störsignalanteile verringert und mit geringem Aufwand realisiert werden kann.
Gelöst wird diese Aufgabe durch die in den Ansprüchen 1, 8 und 21 angegebenen Merkmale.
Vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Ein Empfangsmischer entsprechend den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfasst einen ersten Mischer, einen zweiten Mischer und einen Differenzverstärker. Der erste Mischer ist dazu ausgelegt, ein Empfangssignal oder ein davon abgeleitetes Signal mit einem Lokaloszillatorsignal zu mischen und so ein erstes Mischersignal zu erzeugen. Der zweite Mischer ist dazu ausgelegt, ein Überkopplungssignal, welches basierend auf mischerinternen Überkopplungseffekten aus dem Lokaloszillatorsignal entsteht, mit dem Lokaloszillatorsignal zu mischen und so ein zweites Mischersignal zu erzeugen. Der Differenzverstärker ist dazu ausgelegt, aus dem ersten und dem zweiten Mischersignal ein Differenzsignal zu erzeugen.
Sowohl im ersten Mischer als auch im zweiten Mischer treten Überkopplungseffekte auf. Im ersten Mischer überkoppelt das Lokaloszillatorsignal den Eingang, an dem das Empfangssignal anliegt. Dadurch wird im ersten Mischer zusätzlich zum Empfangssignal auch der überkoppelte Teil des Lokaloszillatorsignals ins Basisband gemischt. Infolge dieser Überkopplungseffekte wird das Lokaloszillatorsignal also gewissermaßen mit sich selbst gemischt. Daher weist das erste Mischersignal neben den Empfangssignalkomponenten zusätzliche Störsignalkomponenten auf, die die Auswertung der eigentlichen Empfangssignalkomponenten erschweren.
Bei so genannten Homodynen Empfangsmischern wird das modulierte Empfangssignal mit einem Signal eines Lokaloszillators multipliziert, das dieselbe Frequenz hat wie die mit dem Empfangssignal verknüpfte Frequenz, so dass das amplitudenmodulierte Empfangssignal direkt auf das Basisband umgesetzt wird. Solche Homodyn-Empfänger werden in der Fachliteratur auch als Synchrondemodulator, Direktempfänger oder Direktmischer bezeichnet.
Zur Verringerung dieser Störsignalkomponenten umfasst der Empfangsmischer einen zweiten Mischer, der ausschließlich das durch mischerinterne Überkopplungseffekte entstehende Überkopplungssignal mit dem Lokaloszillatorsignal mischt und so ein zweites Mischersignal zur Verfügung stellt, welches ausschließlich die überkopplungsbedingten Störsignalkomponenten aufweist. Das Empfangssignal wird dem zweiten Mischer nicht zugeführt. Das zweite Mischersignal enthält daher nur Störsignalanteile und keine Empfangssignalkomponenten.
Das erste Mischersignal und das zweite Mischersignal werden einem Differenzverstärker zugeführt, der dazu ausgelegt ist, aus dem ersten und dem zweiten Mischersignal ein Differenzsignal zu erzeugen. Wenn man von dem ersten Mischersignal, welches sowohl Nutzsignalanteile als auch Störsignalanteile enthält, das zweite Mischersignal subtrahiert, welches ausschließlich die Störsignalanteile enthält, dann enthält das resultierende Differenzsignal in erster Linie die Nutzsignalanteile. Die Störsignalanteile im ersten Mischersignal und die Störsignalanteile im zweiten Mischersignal heben sich bei der Differenzbildung in etwa gegeneinander auf.
Auf diese Weise gelingt es, die überkopplungsbedingten Störsignalanteile zu verringern oder zumindest größtenteils zu unterdrücken. Dadurch können die Nutzsignalkomponenten im resultierenden Differenzsignal besser, einfacher und mit höherer Genauigkeit ausgewertet werden. Der erfindungsgemäße Empfangsmischer versucht nicht, Überkopplungseffekte von vornherein zu verhindern, sondern beseitigt diese Effekte durch eine Differenzkanalauswertung. Dadurch gibt es keine erhöhten Anforderungen an die Bauteile, es können Standardbauteile verwendet werden. Der bauliche Aufwand bei dem erfindungsgemäßen Empfangsmischer ist gering.
Je besser die Störsignalanteile des zweiten Mischersignals den Störsignalanteilen des ersten Mischersignals entsprechen, desto besser werden die Störsignalanteile im Differenzsignal unterdrückt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der zweite Mischer mit einem Vergleichssignalpfad gekoppelt, der dem Empfangssignalpfad möglichst weitgehend nachgebildet ist. Vorzugsweise werden von den beiden Signalpfaden einander zumindest weitgehend entsprechende Signalreflektionen und Signalveränderungen hervorgerufen. Dadurch kann erreicht werden, dass die Störsignalkomponenten im zweiten Mischersignal den Störsignalkomponenten im ersten Mischersignal möglichst weitgehend entsprechen und deshalb durch die Differenzbildung weitgehend reduziert werden können.
Der erfindungsgemäße Empfangsmischer eignet sich insbesondere zur Verwendung in einer Radareinheit. Eine erfindungsgemäße Radareinheit umfasst einen Sendezweig, welcher ein Sendesignal erzeugt und sendet, wobei der Sendezweig einen Signalgenerator und ein Sendetor aufweist, und einen Empfangszweig, welcher ein an mindestens einem Ziel reflektiertes Empfangssignal empfängt und auswertet. Der Empfangszweig umfasst ein Empfangstor, einen erfindungsgemäßen Empfangsmischer wie oben beschrieben und eine Signalauswerteeinheit, welche dazu ausgelegt ist, das Differenzsignal oder ein davon abgeleitetes Signal auszuwerten.
Im Empfangszweig der Radareinheit wird das Radarempfangssignal in einem Empfangsmischer mit dem Lokaloszillatorsignal gemischt, um so ein Basisbandsignal zu erzeugen. Durch Einsatz des erfindungsgemäßen Empfangsmischers können die überkopplungsbedingten Störsignalanteile im heruntergemischten Signal deutlich verringert werden. Insbesondere kann so der Rauschanteil im heruntergemischten Signal deutlich reduziert werden. Dadurch wird die Signalauswertung vereinfacht.
Nachfolgend ist die Erfindung anhand mehrerer in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer Radareinheit, welche nach dem FMCW-Prinzip arbeitet;
2 den zeitlichen Verlauf der Frequenz des Sende- und Empfangssignals;
3 ein Oszillatorsignal, welches durch Amplituden- und/oder Phasenrauschen verursachte Rauschseitenbänder aufweist;
4 ein Blockschaltbild einer Radareinheit mit einem erfindungsgemäßen Empfangsmischer; und
5 einen Vergleich der Rauschleistungsdichte mit und ohne Differenzkanalauswertung.
In 1 ist ein Blockschaltbild einer Radareinheit gezeigt, welche nach dem FMCW-(Frequency Modulated Continuous Wave)Prinzip arbeitet. Der Sendezweig der Radareinheit umfasst eine Hochfrequenzquelle 100, welche ein frequenzmoduliertes Sendesignal 101 erzeugt. Das frequenzmodulierte Sendesignal 101 wird einem Dreitorelement 102 zugeführt und dort in eine erste Sendesignalkomponente 103 und eine zweite Sendesignalkomponente 104 aufgeteilt. Die erste Sendesignalkomponente 103 wird an ein Sendetor 105 abgegeben und über eine Antenne als Radarsignal abgestrahlt. Die zweite Sendesignalkomponente 104 dient als Lokaloszillatorsignal und wird dem Mischer 106 zugeführt.
In 2 ist die Frequenz des frequenzmodulierten Sendesignals 200 als Funktion der Zeit dargestellt. Es ist zu erkennen, dass die Frequenz des Sendesignals 200 abwechselnd linear ansteigt und wieder absinkt, so dass sich insgesamt ein dreiecksförmiger Verlauf ergibt. Während einer ersten Modulationsperiodendauer T₀ wird die Frequenz des Sendesignals linear von der Frequenz f₀ auf die Frequenz f₀ + Δf₀ erhöht, wobei die Größe Δf₀ als Frequenzhub bezeichnet wird. Während einer darauffolgenden zweiten Modulationsperiodendauer T₀ wird die Frequenz ausgehend von f₀ + Δf₀ wieder linear auf f₀ zurückgeführt. Alternativ zu dem dreiecksförmigen Verlauf könnte die Frequenz des Sendesignals auch einen sägezahnförmigen Frequenzverlauf aufweisen.
Die Frequenzen von Radar-Sendesignalen bewegen sich beispielsweise im Bereich von etwa 20 GHz bis 100 GHz. Der Frequenzhub Δf₀ könnte beispielsweise einige GHz betragen. Die Modulationsperiodendauer könnte beispielsweise aus dem Bereich zwischen etwa 0,1 msec und 5 msec gewählt werden. Diese Angaben dienen lediglich zur Illustration typischer Größenordnungen, es sind allerdings auch Lösungen außerhalb dieser Bereiche möglich.
Wie in 1 gezeigt ist, wird ein Teil des abgestrahlten Sendesignals durch ein im Abstand R von der Radareinheit befindliches Ziel 107 zur Radareinheit zurückreflektiert. Das reflektierte Signal wird von der Antenne der Radareinheit empfangen und gelangt zum Empfangstor 108. Das Empfangssignal 109 wird von einem Verstärker 110 verstärkt und dem Mischer 106 zugeführt, der das verstärkte Empfangssignal mit der Sendesignalkomponente 104 mischt. Am Ausgang des Mischers 106 wird ein Mischersignal 111 erzeugt.
Für den Weg vom Sendetor 105 zum Ziel 107 und zurück zum Empfangstor 108 benötigt das Radarsignal eine Laufzeit τ, die sich darstellen lässt als τ = 2·Rc , wobei R den Zielabstand und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet.
In 2 ist zusätzlich zum Sendesignal 200 auch das um die Laufzeit τ zeitversetzte Empfangssignal 201 eingezeichnet. Während der vom Radarsignal benötigten Laufzeit τ steigt das vom Signalgenerator erzeugte Sendesignal 200 weiter an, so dass die Frequenz des momentan abgestrahlten Sendesignals höher ist als die Frequenz des Empfangssignals. Infolge der Laufzeit τ des Radarsignals ergibt sich daher ein für die Laufzeit τ und damit für die Zielentfernung charakteristischer Frequenzunterschied zwischen Sende- und Empfangssignal, der als Zielfrequenz f_Ziel bezeichnet wird. Die Zielfrequenz f_Ziel ist in 2 ebenfalls eingezeichnet.
Die Zielfrequenz f_Ziel lässt sich aus dem Frequenzhub Δf₀ und der Modulationsperiodendauer T₀ des Sendesignals und aus der Laufzeit τ herleiten. Die Zielfrequenz f_Ziel ergibt sich zu
Da die Größen Δf₀, T₀, c konstant sind, ergibt sich eine direkte Proportionalität zwischen der Zielfrequenz f_Ziel. und der zugehörigen Zielentfernung R. Das vom Mischer 106 in 1 erzeugte Mischersignal 111 enthält daher Zielfrequenzkomponenten zu einem oder mehreren Zielen, aus denen sich jeweils die zugehörigen Zielentfernungen bestimmen lassen.
Das Mischersignal 111 wird durch einen Abtasttiefpass 112 gefiltert, welcher Frequenzkomponenten oberhalb einer Grenzfrequenz unterdrückt. Durch den Abtasttiefpass 112 wird die Bandbreite des Mischersignals 111 vor der Digitalisierung begrenzt. Außerdem wird durch die Grenzfrequenz eine maximale Zielentfernung R_max festgelegt. Das tiefpassgefilterte Mischersignal wird durch einen Analog-Digital-Wandler 113 abgetastet und digitalisiert. Die so erhaltenen Abtastwerte werden der digitalen Signalverarbeitungseinheit 114 zur Auswertung zugeführt, welche die im Mischersignal enthaltenen Zielfrequenzkomponenten bestimmt. Vorzugsweise führt die digitale Signalverarbeitungseinheit 114 eine Fouriertransformation (Fast Fourier Transform, FFT) der Abtastwerte durch, wobei aus den lokalen Maxima des Fourierspektrums dann unmittelbar die Zielentfernungen bestimmt werden können.
Bei der in 1 gezeigten Radareinheit kommt es infolge der begrenzten Isolation innerhalb des Mischers 106 zu einer Überkopplung der Sendesignalkomponente 104 auf das Eingangstor 115, an dem das Empfangssignal anliegt. Ein Bruchteil der Sendesignalkomponente 104 wird direkt auf das Eingangtor 115 des Mischers 106 gekoppelt. Ein Teil der überkoppelten Signalintensität breitet sich zunächst in Richtung zum Verstärker 110 aus und wird dann am Ausgang des Verstärkers 110 zum Mischer 106 zurückreflektiert. Darüber hinaus kann es beispielsweise an Leitungsdiskontinuitäten im Empfangszweig zu weiteren Signalreflektionen kommen. Diese Überkopplungseffekte sind in 1 durch einen Pfeil 116 veranschaulicht. Infolge dieser Überkopplungseffekte gelangt neben dem Empfangssignal auch ein Bruchteil der Sendesignalkomponente 104 zu dem Eingangstor 115, an dem das Empfangssignal anliegt. Dies hat zur Folge, dass die Sendesignalkomponente 104 im Mischer 106 mit einem geringfügig verzögerten Abbild ihrer selbst multipliziert und auf diese Weise ins Basisband heruntergemischt wird. Da die Sendesignalkomponente 104 mit einem gewissen Maß an Amplituden- und/oder Phasenrauschen behaftet ist, werden die durch das Rauschen verursachten spektralen Seitenbänder der Sendesignalkomponente 104 ins Basisband heruntergemischt und überlagern sich dort auf unvorteilhafte Weise mit den eigentlichen Zielfrequenzkomponenten.
Zur Illustration ist in 3 ist ein Oszillatorsignal gezeigt, welches infolge von Amplituden- und/oder Phasenrauschen spektral verbreitert ist. Nach rechts ist die Frequenz und nach oben die Intensität des Signals aufgetragen. Zusätzlich zu der gewünschten Frequenzkomponente bei der Oszillatorfrequenz f_osz kommt es zur Ausbildung von zwei Rauschseitenbändern 300, 301 im Spektrum des Oszillatorsignals. Wenn man das Oszillatorsignal s(t) darstellt als s(t) = A(1 + a(t))sin(ωt + φ(t)),dann repräsentiert der Term φ(t) geringfügige Fluktuationen des Nulldurchgangs des Sinussignals und der Term a(t) geringfügige Amplitudenschwankungen des Sinussignals. Diese Amplituden- und/oder Phasenfluktuationen sind der Grund für die Entstehung der beiden spektralen Seitenbänder 300, 301 in dem in 3 gezeigten Spektrum. Derartige Amplituden- bzw. Phasenfluktuationen werden gemeinhin als Amplituden- bzw. Phasenrauschen bezeichnet. Je geringer die Güte des verwendeten Oszillators ist, desto stärker ist die spektrale Verbreiterung des Oszillatorsignals.
Auch die in 1 gezeigte Hochfrequenzquelle 100 erzeugt ein mit Amplituden- und/oder Phasenrauschen behaftetes Sendesignal. Insofern weist auch die Sendesignalkomponente 104, die dem Mischer 106 zugeführt wird, spektrale Seitenbänder der in 3 gezeigten Art auf, welche durch Amplituden- und/oder Phasenrauschen verursacht werden. Als Folge der beschriebenen Überkopplungseffekte werden diese Seitenbänder des Sendesignals ins Basisband heruntergemischt und überlagern sich mit den Zielfrequenzkomponenten. Dadurch kommt es insbesondere im Bereich kleiner Zielabstände zu einem hohen Störsignalanteil im Basisband.
Bei der erfindungsgemäßen Lösung werden diese Überkopplungseffekte durch Verwendung eines Zweikanalmischers deutlich reduziert. In 4 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Radareinheit gezeigt. Der Sendezweig der Radareinheit umfasst eine Hochfrequenzquelle 400 zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Radarsignals 401. Das frequenzmodulierte Radarsignal 401 wird durch ein Dreitorelement 402 in eine erste Sendesignalkomponente 403 und eine zweite Sendesignalkomponente 404 aufgeteilt. Die erste Sendesignalkomponente 403 wird dem Sendetor 405 zugeführt und über eine Antenne abgestrahlt, während die zweite Sendesignalkomponente 404 als Lokaloszillatorsignal dient und dem Zweikanalmischer 406 zugeführt wird. Der Zweikanalmischer 406 umfasst einen ersten Mischer 407 und einen zweiten Mischer 408, der identisch aufgebaut ist wie der erste Mischer 407. Vorzugsweise sind der erste Mischer 407 und der zweite Mischer 408 gemeinsam auf einem integrierten Mikrowellenbaustein (Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC) implementiert.
Das an einem oder mehreren Zielobjekten 409 reflektierte Radarsignal wird von einer Antenne empfangen und dem Empfangstor 410 zugeführt. Das so erhaltene Empfangssignal 411 kann optional durch einen gestrichelt eingezeichneten Verstärker 412 verstärkt werden, bevor es dem Eingang 413 des ersten Mischers 407 zugeführt wird. Alternativ oder zusätzlich dazu kann der Verstärker 412 auch weggelassen werden, so dass das Empfangssignal 411 unmittelbar am Eingang 413 des ersten Mischers 407 anliegt. Alternativ dazu könnte zwischen dem Empfangstor 410 und dem ersten Mischer 407 beispielsweise eine Filtereinheit angeordnet sein.
Im ersten Mischer 407 wird das Empfangssignal 411 mit der Sendesignalkomponente 404 multipliziert. Auf diese Weise wird das Empfangssignal 411 ins Basisband heruntergemischt. Am Ausgang des ersten Mischers 407 erscheint ein erstes Mischersignal 414, das die Zielfrequenzkomponenten des Empfangssignals 411 enthält.
Sowohl beim ersten Mischer 407 als auch beim zweiten Mischer 408 kommt es zu mischerinternen Überkopplungseffekten. Im ersten Mischer 407 überkoppelt ein Teil der als Lokaloszillatorsignal dienenden Sendesignalkomponente 404 auf den Eingang 413, an dem das Empfangssignal 411 anliegt. Wie durch den Pfeil 415 veranschaulicht wird, wird die Sendesignalkomponente 404 im ersten Mischer 407 mit einem geringfügig verzögerten Abbild ihrer selbst gemischt. Insofern enthält das erste Mischersignal 414 zusätzlich zu den Zielfrequenzkomponenten auch Störsignalanteile, die durch die mischerinternen Überkopplungseffekte verursacht sind.
Der zweite Mischer 408 dient zur Erzeugung eines Vergleichssignals, welches ausschließlich die durch mischerinterne Überkopplungseffekte bedingten Störanteile enthält. Zu diesem Zweck ist der Eingang 416 des zweiten Mischers 408 mit einem Vergleichssignalpfad 417 gekoppelt, der durch einen reflektionsfreien Abschluss 418 abgeschlossen wird. Der Vergleichssignalpfad 417 wird soweit wie möglich dem Empfangszweig der Radareinheit nachgebildet. Wenn der Empfangszweig einen Verstärker 412 aufweist, wird auch der Vergleichssignalpfad 413 mit einem entsprechenden Verstärker 419 versehen.
Im zweiten Mischer 408 treten daher wegen des symmetrischen Aufbaus dieselben Überkopplungseffekte auf wie beim ersten Mischer 407. Im zweiten Mischer 408 überkoppelt ein Teil der als Lokaloszillatorsignal dienenden Sendesignalkomponente 404 auf das Eingangstor 416. Wie durch den Pfeil 420 veranschaulicht ist, wird auch im zweiten Mischer 408 die Sendesignalkomponente 404 mit einem geringfügig verzögerten Abbild ihrer selbst gemischt. Da dem Eingang 416 des zweiten Mischers 408 keine Empfangssignalkomponenten zugeführt werden, enthält das am Ausgang des zweiten Mischers 408 erscheinende zweite Mischersignal 421 lediglich die durch Überkopplungseffekte verursachten Störsignalanteile. Wegen des weitgehend symmetrischen Aufbaus von Empfangszweig und Vergleichssignalpfad entsprechen die Störsignalanteile im zweiten Mischersignal 421 weitgehend den im ersten Mischersignal 414 enthaltenen Störsignalanteilen.
Bei der in 4 gezeigten erfindungsgemäßen Lösung werden diese Störsignalanteile weitestgehend verringert bzw. beseitigt, indem das zweite Mischersignal 421 vom ersten Mischersignal 414 subtrahiert wird. Um die Differenz zwischen dem ersten Mischersignal 414 und dem zweiten Mischersignal 421 zu bilden, ist ein analoger Differenzverstärker 422 vorgesehen. Bei dem analogen Differenzverstärker 422 kann es sich beispielsweise um einen Operationsverstärker handeln. Das erste Mischersignal 414 wird dem nicht-invertierenden Eingang und das zweite Mischersignal 421 wird dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 422 zugeführt, und am Ausgang des Differenzverstärkers 422 erhält man ein Differenzsignal 423.
Infolge der Differenzbildung sind die durch Überkopplungseffekte verursachten Störsignalanteile im Differenzsignal 423 deutlich reduziert, während die im ersten Mischersignal 414 enthaltenen Zielfrequenzkomponenten weitgehend unverändert erhalten bleiben.
Zur weiteren Signalauswertung wird das Differenzsignal 423 durch einen Abtasttiefpass 424 tiefpassgefiltert und anschließend durch einen Analog-Digital-Wandler 425 digitalisiert. Die so erhaltenen digitalisierten Abtastwerte können dann durch eine digitale Signalverarbeitungseinheit 426 weiter ausgewertet werden, wobei insbesondere die enthaltenen Zielfrequenzkomponenten bestimmt werden. Durch die erfindungsgemäße Verringerung der Störsignal- und Rauschanteile können die Zielfrequenzkomponenten mit höherer Genauigkeit ausgewertet werden.
Voraussetzung für eine möglichst weitgehende Unterdrückung der durch Überkopplung verursachten Störsignalkomponenten ist eine möglichst symmetrische Auslegung von Empfangszweig und Vergleichssignalpfad. Dabei kommt es auch auf eine symmetrische äußere Beschaltung der Mischer an, beispielsweise sollten die Verbindungen zwischen den Mischern und den Verstärkern 412, 419 (sofern vorhanden) symmetrisch ausgelegt werden.
Falls Verstärker 412, 419 vorgesehen werden, ist es vorteilhaft, die beiden Verstärker 412, 419 auf einem gemeinsamen Substrat zu implementieren, um so eine möglichst symmetrische Auslegung von Empfangszweig und Vergleichssignalpfad zu ermöglichen. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform werden die beiden Mischer 407, 408 gemeinsam auf einem Halbleitersubstrat implementiert, während die beiden Verstärker 412, 419 auf einem anderen Halbleitersubstrat implementiert werden, da in dem angegebenen typischen Frequenzbereich von 20 GHz–100 GHz für Verstärker in der Regel eine andere Fertigungstechnologie verwendet wird als für die Mischer. Es ist jedoch zu erwarten, dass Halbleitertechnologien wie beispielsweise Heterobipolartransistoren fortentwickelt werden, so dass in Zukunft eine Integration von Mischern und Verstärkern auf einem gemeinsamen Substrat sinnvoll werden könnte.
Darüber hinaus ist es von Vorteil, Verstärker 412, 419 mit hoher Rückwärtsdämpfung zu verwenden, um so die Überkopplungseffekte vom Rest der Schaltung zu isolieren. Zur Verwendung als Verstärker 412, 419 bieten sich insbesondere sogenannte Low Noise Amplifier (LNAs) an, welche eine hohe Rückwärtsdämpfung aufweisen.
Alternativ dazu ist es auch möglich, auf die Verstärker 412, 419 im Empfangszweig und im Vergleichssignalpfad völlig zu verzichten. In diesem Fall muss jedoch der Empfangszweig durch den Vergleichssignalpfad 417 genauer nachgebildet werden, um auch im Vergleichssignalpfad 417 sämtliche Signalreflektionen, beispielsweise an Leitungsdiskontinuitäten, richtig nachzubilden.
In den bisher beschriebenen Ausführungsformen ist der erfindungsgemäße Empfangsmischer in Zusammenhang mit FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave)-Radar erläutert worden, welches im Dauerstrichbetrieb zur Entfernungsmessung verwendet wird. Der erfindungsgemäße Empfangsmischer kann darüber hinaus aber auch bei anderen Radaranwendungen eingesetzt werden, beispielsweise beim SFCW(Stepped Frequency Continuous Wave)-Radar. Beim SFCW-Radar wird die Frequenz eines abgestrahlten Radarsendesignals von der Radareinheit entsprechend einem treppenförmigen Verlauf variiert, und entsprechend weist dann auch das Radarempfangssignal einen treppenförmigen Frequenzverlauf auf.
Neben diesen Radartechniken, die vor allem zur Entfernungsmessung dienen, kann der erfindungsgemäße Empfangsmischer auch im Bereich des für Geschwindigkeitsmessungen verwendeten CW(Continuous Wave)-Radars eingesetzt werden. Beim CW-Radar verursacht die Geschwindigkeit eines Objekts eine Dopplerverschiebung zwischen Sende- und Empfangssignal.
Darüber hinaus kann der erfindungsgemäße Empfangsmischer auch für Anwendungen außerhalb der Radartechnik eingesetzt werden, um mischerinterne Überkopplungseffekte zu verringern, beispielsweise im Mobilfunkbereich.
5 zeigt einen Vergleich der Rauschleistungsdichte mit und ohne die erfindungsgemäße Differenzkanalauswertung. Nach oben ist die Rauschleistungsdichte in dBm aufgetragen, während nach rechts der Zielabstand R in Metern aufgetragen ist. Kurve 500 zeigt die Rauschleistungsdichte eines FMCW-Radars mit konventionellem Mischer, während Kurve 501 die Rauschleistungsdichte bei Einsatz des erfindungsgemäßen Empfangsmischers zeigt. Insbesondere für Entfernungen bis ca. 30 m erkennt man eine deutliche Absenkung des Rauschpegels um bis zu 9 dB.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

- Artikel „Automotive FM-CW Radar with Heterodyne Receiver” von Tamio Saito et al., IEICE Transactions on Communication, Vol. E 79-B, No. 12, December 1996 [0003]
- Artikel „An FM-CW Radar Module with Front-End Switching Heterodyne Receiver” von Tamio Saito et al., IEEE International Microwave Symposium Digest, June 1992 [0003]
- Artikel „A Digital Leakage Cancellation Scheme for Monostatic FMCW Radar” von Kaihui Lin et al., IEEE International Microwave Symposium Digest, June 2004 [0004]

Claims

Empfangsmischer für einen homodynen Empfangszweig einer Radareinheit, welcher aufweist: einen ersten Mischer (407), der dazu ausgelegt ist, ein Empfangssignal (411) oder ein davon abgeleitetes Signal mit einem Lokaloszillatorsignal (404) zu mischen und so ein erstes Mischersignal (414) zu erzeugen, einen zweiten Mischer (408), der dazu ausgelegt ist, ein Überkopplungssignal, welches basierend auf mischerinternen Überkopplungseffekten aus dem Lokaloszillatorsignal (404) entsteht, mit dem Lokaloszillatorsignal (404) zu mischen und so ein zweites Mischersignal (421) zu erzeugen, einen Differenzverstärker (422), der dazu ausgelegt ist, aus dem ersten und dem zweiten Mischersignal (414, 421) ein Differenzsignal (423) zu erzeugen.
Empfangsmischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Mischer einen ersten Mischereingang aufweist, an dem das Empfangssignal oder das davon abgeleitete Signal anliegt, und einen zweiten Mischereingang aufweist, an dem das Lokaloszillatorsignal anliegt.
Empfangsmischer nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Mischer einen ersten Mischereingang aufweist, an dem das Überkopplungssignal anliegt, und einen zweiten Mischereingang aufweist, an dem das Lokaloszillatorsignal anliegt.
Empfangsmischer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass es sich beim ersten Mischer und beim zweiten Mischer um identisch aufgebaute Mischer handelt
Empfangsmischer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Mischer und der zweite Mischer auf einem gemeinsamen Substrat monolithisch integriert aufgebaut sind.
Empfangsmischer nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Mischer ein erster Verstärker vorgeschaltet ist, und dass dem zweiten Mischer ein zweiter Verstärker vorgeschaltet ist.
Empfangsmischer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Differenzverstärker um einen Operationsverstärker handelt.
Radareinheit mit einem Sendezweig, welcher ein Sendesignal erzeugt und sendet, wobei der Sendezweig aufweist: einen Signalgenerator (400), ein Sendetor (405), und mit einem Empfangszweig, welcher ein an mindestens einem Ziel (409) reflektiertes Empfangssignal (411) empfängt und auswertet, wobei der Empfangszweig aufweist: ein Empfangstor (410), einen Empfangsmischer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, und eine Signalauswerteeinheit (426), welche dazu ausgelegt ist, das Differenzsignal (423) oder ein davon abgeleitetes Signal auszuwerten.
Radareinheit nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Sendesignal oder ein vom Sendesignal abgeleitetes Signal als Lokaloszillatorsignal verwendet wird.
Radareinheit nach Anspruch 8 oder Anspruch 9, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale: der Sendezweig der Radareinheit ist dazu ausgelegt, ein frequenzmoduliertes Sendesignal zu erzeugen und zu senden; bei der Radareinheit handelt es sich um eine Radareinheit nach dem Frequency Modulated Continous Wave-Prinzip; bei der Radareinheit handelt es sich um eine Radareinheit nach dem Stepped Frequency Continuous Wave-Prinzip; die Radareinheit ist für die Geschwindigkeitsmessung mittels Radar im Dauerstrichbetrieb ausgelegt; bei der Radareinheit handelt es sich um eine Radareinheit für die Entfernungsmessung; die Radareinheit ist als Entfernungssensor für die Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb ausgelegt; bei der Radareinheit handelt es sich um eine Radareinheit für den Homodynbetrieb.
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass sowohl das erste Mischersignal als auch das zweite Mischersignal demodulierte Amplituden- und/oder Phasenrauschanteile des Sendesignals aufweisen
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Mischer mit einem Vergleichssignalpfad gekoppelt ist, welcher das Überkopplungssignal zur Verfügung stellt.
Radareinheit nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale: der Vergleichssignalpfad ist dem Empfangszweig dergestalt nachgebildet, dass beide Signalpfade einander zumindest weitgehend entsprechende Funktionselemente und Leitungsdiskontinuitäten aufweisen; der Vergleichssignalpfad ist dem Empfangszweig dergestalt nachgebildet, dass beide Signalpfade einander zumindest weitgehend entsprechende Signalreflektionen und Signalveränderungen hervorrufen; der Vergleichssignalpfad ist durch einen reflektionsfreien Abschluss abgeschlossen.
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dass dem ersten Mischer ein erster Verstärker vorgeschaltet ist, und dass dem zweiten Mischer ein zweiter Verstärker vorgeschaltet ist.
Radareinheit nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei den Verstärkern um Verstärker mit hoher Rückwärtsdämpfung handelt.
Radareinheit nach Anspruch 14 oder Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Verstärker und der zweite Verstärker auf einem gemeinsamen Substrat monolithisch integriert aufgebaut sind.
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfangszweig eines oder mehrere der folgenden Merkmale aufweist: einen Abtasttiefpass zur Tiefpassfilterung des Differenzsignals oder eines davon abgeleiteten Signals; einen Analog-Digital-Wandler, der dazu ausgelegt ist, das Differenzsignal oder ein davon abgeleitetes Signal zu digitalisieren.
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 17, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale: die Signalauswerteeinheit ist dazu ausgelegt, die im Differenzsignal enthaltenen Frequenzkomponenten auszuwerten; die Signalauswerteeinheit ist dazu ausgelegt, eine Fouriertransformation des Differenzsignals durchzuführen; die Signalauswerteeinheit ist dazu ausgelegt, durch Analyse der Zielfrequenzkomponenten des Empfangssignals eine jeweilige Entfernung eines Ziels vom Entfernungssensor zu bestimmen.
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 18, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale: eine Modulationsperiodendauer des Sendesignals liegt im Bereich von 0,1 msec bis 5 msec; die Maximalfrequenz der Zielfrequenzkomponenten im Empfangssignal liegt im Bereich von 0,5 MHz bis 5 MHz; eine mittlere Sendefrequenz des Sendesignals liegt im Bereich von 20 bis 100 GHz.
Radareinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Radareinheit als Feldgerät zur Füllstandsmessung eingesetzt wird.
Verfahren zur Verringerung von durch Signalüberkopplung verursachten Störsignalkomponenten in einem Empfangszweig einer Radareinheit, welches aufweist Erzeugen eines ersten Mischersignals (414) durch Mischen eines Empfangssignals (411) oder eines davon abgeleiteten Signal mit einem Lokaloszillatorsignal (404), Erzeugen eines zweiten Mischersignals (421) durch Mischen eines Überkopplungssignals, welches basierend auf mischerinternen Überkopplungseffekten aus dem Lokaloszillatorsignal (404) entsteht, mit dem Lokaloszillatorsignal (404), und Erzeugen eines Differenzsignals (423) aus dem ersten und dem zweiten Mischersignal (414, 421).