DE102018114471A1

DE102018114471A1 - Phasenmessung in einem radarsystem

Info

Publication number: DE102018114471A1
Application number: DE102018114471.7A
Authority: DE
Inventors: Alexander Melzer; Bernhard Gstoettenbauer; Alexander Onic; Clemens Pfeffer; Christian Schmid
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2018-06-15
Filing date: 2018-06-15
Publication date: 2019-12-19
Anticipated expiration: 2038-06-16
Also published as: US20190383929A1; CN110609272A; DE102018114471B4; US11156709B2

Abstract

Es wird ein Radar-System beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist das Radarsystem einen ersten Radar-Chip mit einem ersten externen HF-Kontakt, einen zweiten Radar-Chip mit einem zweiten HF-Kontakt sowie einen HF-Signalpfad auf, der den ersten HF-Kontakt es ersten Radar-Chips mit dem zweiten HF-Kontakt des zweiten Radar-Chips verbindet. Das Radarsystem weist weiter einen im ersten Radar-Chip angeordneten Lokaloszillator auf, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal zu erzeugen, und der mit dem ersten HF-Kontakt gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal an den zweiten Radar-Chip zu übertragen. Eine in dem zweiten Radar-Chip angeordnete Feedback-Schaltung ist schaltbar mit dem zweiten HF-Kontakt verbunden und ist dazu ausgebildet, als HF-Feedback-Signal zumindest einen Teil des über die HF-Leitung ankommen-den HF-Oszillatorsignals zu reflektieren. Eine in dem ersten Radar-Chip angeordnete Messschaltung, die über einen Koppler mit dem ersten HF-Kontakt gekoppelt ist, empfängt das HF-Feedback-Signal und ist dazu ausgebildet, basierend auf dem HF-Feedback-Signal und dem vom Lokaloszillator erzeugten HF-Oszillatorsignal ein Signal, das eine Phasenverschiebung repräsentiert, zu ermitteln.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radarsensoren, insbesondere einen Phasenregelkreis mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO) zur Erzeugung eines HF-Oszillatorsignals.
HINTERGRUND
Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger findet man in einer Vielzahl von Anwendungen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche sämtliche Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Chip-Gehäuse (Single-Chip-Transceiver) enthalten können. Solche HF-Frontends können unter anderem einen HF-Lokaloszillator (LO), Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (low noise amplifiers, LNA) oder Mischer aufweisen. Nichtsdestotrotz können Radar-Vorrichtungen mehrere Radar-Chips aufweisen, um Systeme mit mehreren Sende- (TX-) Kanälen und mehreren Empfangs- (RX-) Kanälen zur Verfügung stellen zu können. Derartige MIMO-Systeme (MIMO = multiple-input multiple-output) können z.B. dazu eingesetzt werden, um zusätzlich zur Entfernung und Geschwindigkeit eines Radar-Targets auch dessen Winkelposition (Azimut- und/oder Elevationswinkel) und damit dessen räumliche Ausdehnung messen zu können. Des Weiteren werden für die Verwendung sogenannter Beam-Formung-Techniken mehrere TX- und/oder RX-Kanäle benötigt.
Bei Systemen mit mehreren TX-Kanälen und mehreren TX-Antennen strahlen die einzelnen TX-Antennen üblicherweise kohärente HF-Radarsignale ab, und zu diesem Zweck benötigen die TX-Kanäle kohärente HF-Eingangssignale (Lokaloszillatorsignale) mit definierter Phase.
ZUSAMMENFASSUNG
Es wird ein Radar-System beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist das Radarsystem einen ersten Radar-Chip mit einem ersten externen HF-Kontakt, einen zweiten Radar-Chip mit einem zweiten HF-Kontakt sowie einen HF-Signalpfad auf, der den ersten HF-Kontakt es ersten Radar-Chips mit dem zweiten HF-Kontakt des zweiten Radar-Chips verbindet. Das Radarsystem weist weiter einen im ersten Radar-Chip angeordneten Lokaloszillator auf, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal zu erzeugen, und der mit dem ersten HF-Kontakt gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal an den zweiten Radar-Chip zu übertragen. Eine in dem zweiten Radar-Chip angeordnete Feedback-Schaltung ist schaltbar mit dem zweiten HF-Kontakt verbunden und ist dazu ausgebildet, als HF-Feedback-Signal zumindest einen Teil des über die HF-Leitung ankommen-den HF-Oszillatorsignals zu reflektieren. Eine in dem ersten Radar-Chip angeordnete Messschaltung, die über einen Koppler mit dem ersten HF-Kontakt gekoppelt ist, empfängt das HF-Feedback-Signal und ist dazu ausgebildet, basierend auf dem HF-Feedback-Signal und dem vom Lokaloszillator erzeugten HF-Oszillatorsignal ein Signal, das eine Phasenverschiebung repräsentiert, zu ermitteln.
Des Weiteren wird ein Radar-Chip beschrieben, der gemäß einem Ausführungsbeispiel folgendes aufweist: einen HF-Kontakt, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal zu empfangen; eine Feedback-Schaltung mit einer Abschlussimpedanz, die schaltbar mit dem HF-Kontakt verbunden ist und die so einen Impedanzwert aufweist, dass das empfangene HF-Oszillatorsignal zumindest teilweise reflektiert wird; einen Sendekanal, dem das am HF-Kontakt empfangene HF-Oszillatorsignal als Eingangssignal zugeführt ist und der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Eingangssignal ein HF-Ausgangssignal zu erzeugen und an einem HF-Ausgang auszugeben.
Darüber hinaus wird ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines HF-Oszillatorsignals mittels eines Lokaloszillators in einem ersten Radar-Chip (1), das Übertragen des HF-Oszillatorsignals von dem ersten Radar-Chip über einen HF-Signalpfad hin zu einem zweiten Radar-Chip; und das Erzeugen eines HF-Feedback-Signals, das auf dem HF-Oszillatorsignals basiert, wobei das HF-Feedbacksignal im zweiten Radar-Chip entweder durch Reflexion von zumindest einem Teil des HF-Oszillatorsignals oder durch Auskoppeln eines Teils des HF-Oszillatorsignals mittels eines Kopplers erzeugt wird. Das Verfahren umfasst weiter das Übertragen des HF-Feedback-Signals über den HF-Signalpfad zurück zu dem ersten Radar-Chip; und das Ermitteln einer Phasenverschiebung basierend auf dem HF-Feedback-Signal und dem HF-Oszillatorsignal.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation (FM) des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Beispiels einer integrierten HF-Frontend-Schaltung eines Radar-Chips.
5 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Beispiels eines Radar-Systems mit mehreren kaskadierten Radar-Chips (Master- und Slave-MMICs).
6 zeigt ein Beispiel eines Master-MMICs mit einer Messschaltung zur Messung der Phase eines von einem Slave-MMIC empfangenen HF-Feedback-Signals.
7 zeigt ein Beispiel eines Slave-MMICs, bei dem das HF-Feedback-Signal dadurch erzeugt wird, dass ein Teil der Leistung des vom Master-MMIC empfangene Lokaloszillatorsignals z.B. unmittelbar vor einem Antennenport ausgekoppelt und als HF-Feedback-Signal an den Master-MMIC zurückgespeist wird.
8 zeigt ein Beispiel Master-MMICs und eines Slave-MMICs, wobei im Slave-MMIC das HF-Feedback-Signal mittels Reflexion des empfangenen Lokaloszillatorsignals an einer nicht angepassten Impedanz erzeugt wird.
9 ist ein Blockdiagramm ähnlich wie 6, jedoch mit detaillierterer Darstellung der Messschaltung.
10 illustriert ein Beispiel der Phasenmessung durch schrittweise Veränderung der Phasenverschiebung des der Messschaltung zugeführten HF-Referenzsignals.
11 ist ein Flussdiagramm zur Illustration eines Beispiels eines Verfahrens zur Messung der Phase eines von einem Master-MMIC empfangenen HF-Feedback-Signals im Master-MMIC.
12 zeigt anhand eines Blockdiagramms eines Beispiels einer alternativen Implementierung zu 9.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 illustriert in einem schematischen Diagramm die Anwendung eines FMCW-Radarsystem als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Ziele (Targets) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 10 separate Sende- (TX-) und Empfangs-(RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein kontinuierliches HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einer Art Sägezahnsignal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute/reflektierte Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis weisen Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen auf, um auch den Einfallswinkel (Direction of Arrival, DoA) der zurückgestreuten/reflektierten Signals y_RF(t) bestimmen und somit das Radar-Target T genauer lokalisieren zu können.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 (oberes Diagramm) dargestellt, ist das abgestrahlte HF-Signal s_RF(t) aus einer Menge von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. das Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusoiden Signalverläufen (waveforms) mit steigender Frequenz (Up-Chirp) oder fallender Frequenz (Down-Chirp). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps beginnend bei einer Startfrequenz f_START innerhalb einer Zeitspanne T_RAMP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter F_START, F_STOP, T_RAMP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein (linearer Chirp). Abhängig von der Implementierung können beispielsweise auch Sendesignale mit exponentieller oder hyperbolischer Frequenzvariation (exponentielle bzw. hyperbolische Chirps) verwendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem Chip integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen (down-conversion) der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem Chip integriert sein, der üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (monolithically microwave integrated circuit, MMIC) bezeichnet wird.
Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechosignale) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle (TX-/RX-Kanäle) mit mehreren TX- und RX-Antennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut.
Im Falle eines FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, umfasst das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos (Chirp-Echosignale), d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) wird z.B. ins Basisband (oder ein ZF-Band) heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller, einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) oder einer anderen Recheneinheit ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welcher ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (optional auch der Analog-Digital-Wandler 30) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung eines Radar-Transceivers 1 gemäß dem Beispiel aus 3 detaillierter. In dem vorliegenden Beispiel ist insbesondere das HF-Frontend 10 des Radar-Transceivers 1 dargestellt. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends 10 mit einem TX-Kanal und einem RX-Kanal zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf.
Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) ist im Betrieb, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz bei manchen automobilen Anwendungen. Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad TX01 (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad RXO1 (im RX-Kanal) verarbeitet. Der Lokaloszillator 101 beinhaltet üblicherweise einen in einem Phasenregelkreis (PLL) verschalteten VCO.
Das Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals s_LO(t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit einem HF-Kontakt TX1 gekoppelt sein, an dem das verstärkt LO-Signal (HF-Sendesignal s_RF(t)) ausgegeben wird. Mit dem HF-Kontakt TX1 ist die TX-Antenne 5 verbunden (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration), welche das HF-Sendesignal als elektromagnetisches Radarsignal abstrahlt. Das Empfangssignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 103 (Verstärkung g) vorverstärkt. Der Mischer 104 empfängt also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t). Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung und eine (z.B. Bandpass- oder Tiefpass-) Filterung bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des digitalisierten Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) zur Detektion von Radar-Targets sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Angesichts des in 4 gezeigten Beispiels wird deutlich, dass die Qualität einer Radarmessung stark von der Qualität des LO-Signals s_LO(t), beispielsweis von dem in dem LO-Signal s_LO(t) enthaltenen Rauschen, welches quantitativ durch das Phasenrauschen des Lokaloszillators 101 und die Bandbreite des Phasenregelkreises bestimmt wird.
Ein Radar-Chip (MMIC) weist in der Regel nur einige wenige Sende- und Empfangskanäle auf. Radarsysteme mit mehreren Kanälen können z.B. durch Kaskadieren mehrerer Radar-Chips aufgebaut werden. Insbesondere für hochauflösende Radarsysteme kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanäle nötig sein. 5 zeigt ein Beispiel mit vier Radar-Chips 1, 2, 3 und 4, wobei Radar-Chip 1 als Master-MMIC 1 arbeitet und die MMICs 2, 3 und 4 als Slave-MMICs arbeiten. Das heißt, die Erzeugung des Lokaloszillatorsignals s_LO(t) findet im Master-MMIC 1 statt, beispielsweise mittels eines in einem Phasenregelkreis (PLL) verschalteten VCOs. Der Master-MMIC 1 weist einen HF-Kontakt LO_out auf, an dem das Lokaloszillatorsignal (LO-Signal) ausgegeben werden kann. Beispielsweise kann dazu der HF-Ausgang TX1 eines Sendekanals als LO-Ausgang (HF-Kontakt LO_out) konfiguriert werden. Im dargestellten Beispiel ist der HF-Kontakt LO_out mit einem Leistungsteiler 50 verbunden, der das am HF-Kontakt LO_out ausgegebene LO-Signal s_LO(t) in drei LO-Signale aufteilt, die den Slave-MMICs 2, 3, und 4 zugeführt werden. Die Slave-MMICs 2, 3 und 4 weisen dazu jeweils einen HF-Kontakt LO_in auf, der als LO-Eingang dient. Die MMICs 1, 2, 3 und 4 sowie der HF-Splitter 50 können auf einer Leiterplatte angeordnet sein. In diesem Fall können die HF-Leitungen zwischen den MMICs und dem Splitter als Streifenleitungen angeordnet sein. Andere Typen von Leitungen (z.B. Wellenleiter, waveguides) können ebenso verwendet werden. Einer oder mehrere der Slave-MMICS können auch in einer anderen Leiterplatte angeordnet sein als der Master-MMIC. In diesem Fall sind die verschiedenen Leiterplatten über Wellenleiter verbunden, um das LO-Signal zu übertragen. Der HF-Teiler 50 kann in einer Metallisierungsschicht der Leiterplatte implementiert sein, beispielsweise als Wilkinson-Teiler, wobei auch andere Teilerstrukturen verwendet werden können. Der Master-MMIC 1 kann auch mehrere als LO-Ausgänge konfigurierte HF-Kontakte LO_out aufweisen. In diesem Fall kann der HF-Splitter im Master-MMIC integriert sein,
In dem in 5 dargestellten Beispiel sind die Slave-MMICs 2 und 3 im Wesentlichen als mehrkanalige HF-Verstärker ausgebildet, die jeweils über vier Antennenausgänge TX1-TX4 verfügen, die jeweils mit Sendeantennen 5 verbunden sind. Die an die Antennen 5 ausgegebenen Sendesignale sind im Wesentlichen verstärkte und ggf. phasenverschobene Versionen der LO-Signale s_LO(t), die an den HF-Kontakten LO_in empfangen werden. Empfangskanäle haben die Slave-MMICs 2 und 3 im dargestellten Beispiel keine. Der Slave-MMIC 4 kann beispielsweise gleich aufgebaut sein, wie der Master-MMIC 1, jedoch als Slave konfiguriert sein. Im dargestellten Beispiel weist der Slave-MMIC 4 einen als LO-Eingang konfigurierten HF-Kontakt LO_in auf. In einer anderen Anwendung könnte dieser HF-Kontakt alternativ auch als HF-Ausgang konfiguriert sein. Sowohl der Master-MMIC 1 als auch der Slave-MMIC 4 weisen jeweils vier Empfangskanäle mit den Antenneneingängen RX1-RX4 auf, die mit den Empfangsantennen 6 verbunden sind. Die Sendekanäle von MMIC 1 und MMIC 4 sind in dem in 5 gezeigten Beispiel nicht mit Antennen verbunden. In einem anderen Ausführungsbeispiele könnten auch die in 5 ungenutzten Sendekanäle der MMICs 1 und 4 mit Antennen verbunden und zum Abstrahlen eines Radarsignals genutzt werden..
In dem in 5 dargestellten Beispiel weist das Radarsystem einen Taktgenerator 51 auf, der in einem separaten Chip integriert ist. Alternativ kann der Taktgenerator auch im Master-MMIC 1, in einem der Slave-MMICs 1-4 oder in dem Controller 50 integriert sein. Die Frequenz des vom Taktgenerator 51 erzeugten und am Takt-Ausgang CLK_out ausgegebenen Taktsignals s_CLK(t) ist signifikant kleiner als die des LO-Signals s_LO(t) und liegt üblicherweise im Bereich von 50-500MHz; größeren und kleinere Frequenzen sind möglich. Im dargestellten Beispiel weist der Controller 50 sowie die MMICs 1-4 jeweils einen Takteingang CLK_in auf, dem das Taktsignals s_CLK(t) zugeführt ist. Der Controller 50 sowie die MMICs 1-4 können jeweils eine Kommunikationsschnittstelle aufweisen, um eine Datenübertragung zwischen Controller 50 und den MMICs 1-4 zu ermöglichen. Im dargestellten Beispiel ist die Kommunikationsschnittstelle ein Serial Peripheral Interface (SPI) zur Verbindung von Controller 50 und MMICs 1-4 über einen digitalen seriellen Bus 8. Andere Typen von Datenübertragung und Schnittstellen sind möglich. Der Controller 50 kann einen oder mehrere Prozessoren (mit einem oder mehreren Prozessorkernen) aufweisen, die es ermöglichen, manche Funktionen des Controllers 50 mittels Software zu implementieren. In einem Ausführungsbeispiel umfasst der Controller 50 einen Mikrocontroller, beispielsweise einen aus der Infineon AURIX Mikrocontroller-Familie.
Ein Teil der bei einer Radar-Messung ausgewerteten Information liegt in der Phase der empfangenen (und ins Basisband heruntergemischten) Radarsignale y(t) (siehe 4). Für eine nützliche Messung müssen die von den Antennen 5 abgestrahlten Sendesignale eine definierte Phase (relativ zueinander) aufweisen. Die Phase eines HF-Sendesignals, welches z.B. am HF-Ausgang TX1 des Slave-MMICs 2 ausgegeben wird, hängt jedoch von verschiedenen Parametern ab, wie z.B. die Länge des HF-Signalpfads zwischen Master-MMIC 1 und Slave-MMIC 2, über den das LO-Signal s_LO(t) übertragen wird. Des Weiteren hängt die Phase von der Temperatur des Master-MMICs 1 und des Slave-MMICs 2 ab. Insbesondere die Länge des HF-Signalpfads, über den das LO-Signal s_LO(t) übertragen wird, liegt nicht im Einflussbereich des Chip-Designers, sondern wird im Wesentlichen erst viel später beim Design der Leiterplatte festgelegt. Darüber hinaus ergibt sich eine Phasenänderung durch die Dehnung oder Stauchung des HF-Signalpfads durch Temperatureinflüsse. Die im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele erlauben die Messung der Phase (relativ zu einer Referenzphase) eines einem Slave-MMIC zugeführten LO-Signals s_LO(t) oder des daraus generierten HF-Sendesignals (Antennensignals), was im normalen Radar-Betrieb die Einstellung einer gewünschten Phase mittels Phasenschieber und somit eine präzise Messung (insbesondere in Bezug auf die Winkelmessung (DoA) von Objekten) ermöglicht.
6 zeigt ein Beispiel eines Master-MMICs 1, wobei nur jene Komponenten dargestellt sind, die für die weitere Diskussion relevant sind. Insbesondere sind keine Empfangskanäle dargestellt. Diese können z.B. so implementiert sein, wie es in dem Beispiel gemäß 4 dargestellt ist. 6 illustriert einen Lokaloszillator 101, einen Sendekanal TX01, und eine Messschaltung 150. Das Ausgangssignal des Lokaloszillators 101 wird als LO-Signal s_LO(t) bezeichnet. Das LO-Signal s_LO(t) ist dem Sendekanal TX01 als Eingangssignal zugeführt. Der Sendekanal TX01 ist im Wesentlichen dazu ausgebildet, das LO-Signal s_LO(t) zu verstärken. Dazu weist der Sendekanal TX01 einen Verstärker 102 auf. Dem Verstärker 102 kann ein Phasenschieber 105 vor- oder nachgeschaltet sein. Der Phasenschieber 105 bewirkt eine einstellbare Phasenverschiebung Δφ_TX01, die auch null sein kann. Das verstärkte und ggf. phasenverschobene LO-Signal wird als s_LO'(t) bezeichnet und am HF-Ausgang des Kanals TX01 (HF-Kontakt LO_out) ausgegeben. Der Phasenschieber 105 und der Verstärker 102 sind für die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele nicht wichtig und können als optional betrachtet werden. Nichtsdestotrotz kann der Phasenschieber 105 im TX-Kanal des Master-MMICs zur Einstellung der Phasenverschiebung des LO-Signals verwendet werden (zusätzlich oder statt des Phasenschiebers 106 in der Messschaltung).
Das an dem HF-Kontakt LO_out ausgegebene (ggf. verstärkte) LO-Signal s_LO'(t) wird über einen HF-Signalpfad (z.B. eine Mikrostreifenleitung oder einen anderen Wellenleiter) zu dem Slave-MMIC 2 hin übertragen. Der Slave-MMIC 2 weist einen als LO-Eingang ausgebildeten HF-Kontakt LO_in auf, an dem das vom Master-MMIC ausgegebene LO-Signal s_LO'(t) empfangen wird. Der Slave-MMIC 2 beinhaltet eine mit dem HF-Kontakt LO_in gekoppelte Feedback-Schaltung FB, welche dazu ausgebildet ist, einen Teil des empfangenen LO-Signals s_LO(t) entweder zu reflektieren oder aus dem LO-Signalpfad im Slave-MMIC 2 auszukoppeln und das ausgekoppelte Signal wieder an den HF-Kontakt LO_in zurückzuspeisen. Das in der Feedbackschaltung FB reflektierte, bzw. durch die Feedbackschaltung zurückgespeiste Signal wird als HF-Feedbacksignal s_RE(t) bezeichnet. Dieses wird am HF-Kontakt LO_in des Slave-MMICs 2 ausgegeben und zum Master-MMIC 1 zurück übertragen und von diesem am HF-Kontakt LO_out wieder empfangen.
Das von Slave-MMIC 2 zurückgespeiste oder durch Reflexion erzeugte Feedbacksignal s_RE(t) wird über einen Koppler 109 der Messschaltung 150 zugeführt. Der Koppler 109 kann ein Richtkoppler sein, wie beispielsweise ein Rat-Race-Koppler, ein Branch-Line-Koppler, ein Tapered-Line-Koppler, oder ein Zirkulator etc. Dieser ist im Sendekanal TX01 nahe an dem HF-Kontakt LO_out angeordnet und dazu ausgebildet, das (z.B. vom Verstärker 102 kommende) LO-Signal s_LO'(t) dem HF-Kontakt LO_out zuzuführen und das ankommende Feedback-Signal s_RE(t) der Messschaltung 150 zuzuführen. Die Funktionsweise und mögliche Implementierungen des Kopplers 109 sind an sich bekannt und werden daher nicht weiter erläutert.
Wie erwähnt, kann das Feedback-Signal s_RE(t) im Slave-MMIC 2 mittels Reflexion oder durch Auskoppeln und Zurückspeisen in den HF-Signalpfad zwischen Master-MMIC 1 und Slave-MMIC 2 erzeugt werden. Das Feedback-Signal s_RE(t) kann sozusagen als Phasen-Feedback betrachtet werden, welches im Master-MMIC 1 eine Messung der Phase des im Slave-MMIC 2 empfangenen LO-Signals s_LO'(t) ermöglicht.
7 zeigt ein Beispiel eines Slave-MMICs 2, wobei nur jene Komponenten dargestellt sind, die für die folgende Diskussion relevant sind. Im dargestellten Beispiel wird das Feedback-Signal s_RE(t) durch Auskoppeln eines Teils des Sendesignals s_TX1(t) (welches eine phasenverschobene und verstärkte Version des empfangenen LO-Signals s_LO'(t) ist) erzeugt, das einer Sendeantenne 5 zugeführt wird. Gemäß 5 weist der Slave-MMIC 2 vier Sendekanäle TX01, TX02, TX03, TX04 auf, die im Wesentlichen gleich aufgebaut sein können. In anderen Ausführungsbeispielen können mehr oder weniger Sendekanäle vorhanden sein. Das am HF-Kontakt LO_in empfangene LO-Signal s_LO'(t) wird den Sendekanälen TX01, TX02, TX03, TX04 zugeführt, wobei die On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 die Verteilung des LO-Signals s_LO'(t) an die Eingänge der Sendekanäle TX01, TX02, TX03, TX04 bewirkt. Die On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 kann einen oder mehrere Leistungsteiler (z.B. Wilkinson-Teiler) aufweisen. Sofern nur ein Sendekanal vorhanden ist, wird keine On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 benötigt.
In dem in 7 dargestellten Beispiel weisen der Sendekanal TX01 einen Phasenschieber 105, einen HF-Verstärker 102 und einen Koppler 109 auf. Wie man sieht, ist der Sendekanal TX01 des Slave-MMICs 2 gleich aufgebaut wie der Sendekanal TX01 des Master-MMICs 1 (siehe 6), was jedoch nicht notwendigerweise der Fall sein muss. Phasenschieber 105 und Verstärker sind in Serie geschaltet und bewirken eine Verstärkung und (einstellbare) Phasenverschiebung des LO-Signals s_LO'(t). Das verstärkte und ggf. phasenverschobene Signal wird als HF-Ausgangssignal s_TX1(t) bezeichnet. Diese wird mittels des Kopplers 109 dem HF-Kontakt TX1 und somit einer Antenne 5 zugeführt, die mit dem HF-Kontakt TX1 verbunden ist. Der Koppler 109 ist weiter dazu ausgebildet, einen Teil des HF-Ausgangssignals s_TX1(t) auszukoppeln. Das ausgekoppelte Signal wird als Feedback-Signal s_RE(t) bezeichnet und ist ebenfalls lediglich eine skalierte und phasenverschobene Version des am HF-Kontakt LO_in empfangenen LO-Signals s_LO'(t) und folglich auch eine skalierte und phasenverschobene Version des LO-Signals s_LO(t) im Master-MMIC 1.
Wenn mehrere Sendekanäle TX02, TX02, TX03, TX04 vorhanden sind, liefert jeder dieser Sendekanäle ein Feedback-Signal, wobei - für die im Folgenden beschriebene Messung der Phase - immer nur ein Sendekanal aktiv ist. Die Ausgänge der in den Sendekanälen angeordneten Koppler 109, an denen die Feedback-Signale s_RE(t) ausgegeben werden, sind mit einer HF-Kombiniererschaltung 202 verbunden, welche als passive Kombiniererschaltung wie z.B. als Wilkinson-Kombinierer implementiert sein kann. Da, wie gesagt, immer nur einer der Sendekanäle TX02, TX02, TX03, TX04 aktiv ist, liefert der Ausgang der HF-Kombiniererschaltung 202 das Feedback-Signal des aktiven Sendekanals. Sofern nur ein Kanal vorhanden ist, wird keine Kombiniererschaltung benötigt.
Mit Hilfe des Kopplers 203 wird das Feedback-Signal s_RE(t) in den HF-Signalpfad zwischen Master-MMIC 1 und Slave-MMIC 2 zurückgespeist. Dazu ist der Koppler 203 mit dem HF-Kontakt LO_in, der On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 und der HF-Kombiniererschaltung 202 verbunden und dazu ausgebildet, das am HF-Kontakt LO_in empfangene LO-Signal s_LO'(t) an die On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 weiterzuleiten und das Feedback-Signal s_RE(t) des aktiven Sendekanals an den HF-Kontakt LO_in weiterzuleiten. Auf diese Weise wird das Feedback-Signal s_RE(t) zum Master-MMIC 1 zurück übertragen.
Im Master-MMIC 1 wird das am HF-Kontakt LO_out empfangene Feedback-Signal s_RE(t) mittels des Kopplers 109 der Messschaltung 150 zugeführt (siehe 6). Bevor detaillierter auf die Messschaltung 150 eingegangen wird, wird noch eine weitere Variante der Erzeugung des Feedback-Signals s_RE(t) erläutert, bei der das Feedback-Signals s_RE(t) mittels Reflexion erzeugt wird. Ein Beispiel dieser Variante ist in 8 dargestellt. Der linke Teil der 8, der den Master-MMIC 1 betrifft, ist identisch mit 6 und es wird auf obige Beschreibung bezuggenommen. Der rechte Teil der 8 betrifft den Slave-MMIC 2, wobei nur die für die folgende Diskussion relevanten Komponenten dargestellt sind. Gemäß 8 weist der Slave-MMIC eine Impedanz Z_T auf, die mittels eines Schalters SW1 mit dem HF-Kontakt LO_in elektrisch verbunden werden kann. Der Schalter SW1 kann dazu ausgebildet sein, entweder die Impedanz Z_T oder die On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 mit dem HF-Kontakt LO_in zu verbinden. Abgesehen von dem Schalter SW1 und der Impedanz Z_T kann der Slave-MMIC 2 im Wesentlichen gleich aufgebaut sein wie in dem vorherigen Beispiel aus 7 und mehrere Sendekanäle TX1, TX2, etc. aufweisen, wobei der in 7 dargestellte Koppler 201 und der Kombinierer 202 im vorliegenden Beispiel nicht benötigt werden.
Für die Messung der Phase des vom Slave-MMIC 2 empfangenen LO-Signals s_LO'(t) ist der Schalter SW1 so eingestellt, dass die Impedanz Z_T mit dem HF-Kontakt LO_in gekoppelt ist. Der Impedanzwert der Impedanz Z_T ist so gewählt, dass ein bestimmter Teil der ankommenden Leistung des LO-Signals s_LO'(t) als Feedback-Signal s_RE(t) reflektiert wird. Das heißt, die Impedanz Z_T ist nicht angepasst (unmatched), wohingegen die On-Chip-Signalverteilungsschaltung 201 üblicherweise eine Eingangsimpedanz aufweist, die an die Systemimpedanz Zo angepasst ist, um Reflexionen möglichst zu vermeiden. Der Impedanzwert kann auch einen Leerlauf (Z_T=∞) oder einen Kurzschluss (Z_T=0) darstellen. Die Stellung des Schalters kann z.B. durch den Controller 50 mittels einer Kommunikationsverbindung gesetzt werden (siehe 5 serieller Bus 8). Wie in dem vorherigen Beispiel (vgl. 6) wird im Master-MMIC 1 das am HF-Kontakt LO_out empfangene reflektierte Signal s_RE(t) (Feedback-Signal) mittels des Kopplers 109 der Messschaltung 150 zugeführt (siehe 6).
Die folgende Beschreibung der Messschaltung 150 betrifft sowohl das in 6 als auch das in 8 dargestellte Beispiel. Die Messschaltung 150 beinhaltet einen Mischer 107, dem einerseits das Feedback-Signal s_RE(t) und andererseits ein Referenzsignal s_TSG(t) zugeführt ist, welches eine phasenverschobene Version des vom Lokaloszillators 101 erzeugten LO-Signals s_LO(t) sein kann. Das heißt, $s_{L O} (t) = A_{L O} \cdot cos (2 π f_{L O} t + φ_{L O}), und$
$s_{T S G} (t) = A_{T S G} \cdot cos (2 π f_{L O} t + φ_{L O} + Δ φ_{T S G}),$
wobei ohne Beschränkung der Allgemeinheit die Amplituden A_LO und A_TSG gleich 1 und der Phasenwinkel φ_LO gleich null gesetzt werden kann. Das Feedback-Signal s_RE(t) kann wie folgt beschrieben werden (wobei A_LO = A_TSG = 1 und φ_LO = 0): $s_{R E} (t) = A_{R E} \cdot cos (2 π f_{L O} t + Δ φ_{T X 01} + φ_{R E})$
Man sieht, das Feedback-Signal s_RE(t) ist lediglich eine skalierte und phasenverschobene Version des LO-Signals s_LO(t), wobei der Phasenwinkel φ_RE jene Phasendrehung anzeigt, welche durch die Übertragung des LO-Signals s_LO(t) vom Lokaloszillator 101, durch den Kanal TX01 des Master-MMICs 1, über den HF-Signalpfad (Übertragungsleitung) hin zum Slave-MMIC 2 und zurück bis zur Messschaltung 150 entsteht (wobei das rücklaufende Signal als Feedback-Signal bezeichnet wird). Die Phasenverschiebung Δφ_TX01 wird von dem Phasenschieber 105 im Sendekanal des Master-MMICs 1 (siehe 6) oder im Sendekanal des Slave-MMICs 2 (siehe 7) bewirkt. Ein nicht aktiver Phasenschieber verursacht keine signifikante Phasenverschiebung. Weiter unten wird noch gezeigt werden, dass statt des Mischers 107 auch ein Leistungsdetektor verwendet werden kann (vgl. 12). Im Mischer 107 werden zwei HF-Signale gleicher Frequenz f_LO überlagert und das resultierende DC-Ausgangssignal hängt nur von der Phasendifferenz der beiden Signale und deren Amplituden ab. Eine ähnliches Ergebnis kann auch dadurch erreicht werden wenn zwei HF-Signale z.B. mittels eines Kopplers am Eingang eines Leistungsdetektors (HF-Leistungssensors) überlagert werden. Die gemessene mittlere Leistung hängt in diesem Fall ebenfalls nur von den Signalamplituden und der Phasendifferenz der überlagerten HF-Signale ab.
Wie in den Beispielen aus 6 und 8 dargestellt, empfängt der Mischer 107 an seinen HF-Eingängen das Referenzsignal s_TSG(t) und das Feedback-Signal s_RE(t). Das Mischerausgangssignal s_DC(t) enthält folglich das Produkt s_TSG(t) · s_RE(t) der beiden Signale, d.h. $\begin{array}{l} s_{D C} (t) = s_{R E} (t) \cdot s_{T S G} (t) = \\ = \frac{A_{R E}}{2} \cdot cos (φ_{R E} + Δ φ_{T X 01} - Δ φ_{T S G}) + r (t), \end{array}$
wobei der Term mit der $r (t) = \frac{A_{R E}}{2} \cdot cos (4 π f_{L O} t + Δ φ_{T X 01} + φ_{R E} + Δ φ_{T S G}) \approx 0$
die doppelte LO-Frequenz 2f_LO aufweist, die aufgrund der begrenzten Bandbreite des Mischers unterdrückt wird. Das Ausgangssignal s_DC(t) des Mischers 107 ist also (bei konstanten Phasenwinkeln Δφ_TX01, Δφ_TSG und φ_RE) eine konstante Spannung. Die Phasendifferenz Δφ_TX01-Δφ_TSG wird mit Δφ₁ bezeichnet. Das Mischerausgangssignal s_DC(t) kann also wie folgt geschrieben werden: $s_{D C} (t) = \frac{A_{R E}}{2} \cdot cos (φ_{R E} + Δ φ_{T X 01} - Δ φ_{T S G}) = \frac{A_{R E}}{2} \cdot cos (φ_{R E} + Δ φ_{1}),$
wobei die Phasendifferenz Δφ₁ durch den Phasenschieber 106 (Phasenverschiebung Δφ_TSG) und einen der Phasenschieber 105 (Phasenverschiebung Δφ_TX01) bewirkt werden.
Das Mischerausgangssignal s_DC(t) kann für verschiedene (einstellbare) Phasendifferenzen Δφ₁ abgetastet werden. Gleichung 6 beinhaltet zwei unbekannte Parameter, nämlich die Amplitude A_RE und die Phase φ_RE des HF-Feedbacksignals s_RE(t). Somit sind - theoretisch - zwei Abtastwerte (Samples) s_DC(t₀), s_DC(t₁) nötig, um die beiden unbekannten Parameter berechnen zu können. Die Samples s_DC(t₀), s_DC(t₁) des Mischerausgangssignal s_DC(t) beinhalten auch Rauschen, das das Ergebnis verschlechtert. Deshalb kann es sinnvoll sein, die unbekannten Parameter A_RE und φ_RE basierend auf einer Vielzahl von Samples s_DC(t₀), s_DC(t₁), s_DC(t₃), etc. zu schätzen. Im Folgenden wird eine Technik zur Schätzung der Amplitude A_RE und insbesondere der Phase φ_RE näher erläutert.
9 entspricht im Wesentlichen dem allgemeinen Beispiel aus 6. Zusätzlich zu den in 6 dargestellten Komponenten zeigt 8 einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 108 zur Abtastung und Digitalisierung des Mischerausgangssignal s_DC(t) und eine Steuereinheit 40, welche die Abtastwerte s_DC[k] des Mischerausgangssignals s_DC(t_k) (s_DC[k] = s_DC(t_k)) empfängt und dazu ausgebildet ist, die Phasenverschiebung Δφ_TSG(und optional Δφ_TX01) einzustellen und zu verändern. Die Steuereinheit 40 kann zumindest teilweise mittels Software implementiert sein, d.h. sie enthält einen Prozessor und einen Speicher, der Instruktionen enthält, die den Prozessor dazu veranlassen, unter anderem die Abtastwerte s_DC[k] zu verarbeiten und die Phasenverschiebungen Δφ_TSG und Δφ_TX01 einzustellen. In einem einfachen Ausführungsbeispiel gibt die Steuereinheit 40 die Abtastwerte einfach über den Bus 8 an den externen Controller 50 weiter (siehe auch 5). In anderen Ausführungsbeispielen ist die Steuereinheit 40 dazu ausgebildet, Schätzwerte für die gesuchten Parameter A_RE und φ_RE zu berechnen und nur die Ergebnisse der Berechnungen an den Controller 50 zu übertragen. Die Steuereinheit kann zumindest teilweise dieselbe Hardware benutzen, wie jene Recheneinheit, welche im normalen Radarbetrieb die Radarmessungen auswertet (vgl. 3, DSP 40).
Ein Beispiel eines Messzyklus für die Bestimmung eines Schätzwertes für die gesuchten Parameter A_RE und φ_RE ist in 10 dargestellt. An dieser Stelle sei noch einmal erwähnt, dass statt des in 9 dargestellten Phasenschiebers 105 im Master-MMIC 1 alternativ auch ein in den Sendekanälen des Slave-MMICs 2 angeordneter Phasenschieber 105 verwendet werden kann (vgl. 7). Dazu kann auch der Slave-MMIC 2 eine Steuereinheit 40 aufweisen, die dazu ausgebildet ist, die Phasenverschiebung in einem bestimmten Sendekanal auf einen gewünschten Wert einzustellen, z.B. basierend auf vom Controller 50 empfangenen Daten. Gemäß 10 wird die Phasendifferenz Δφ₁=Δφ_TSG-Δφ_TX01 in schrittweise erhöht, wobei im vorliegenden Beispiel die vom Phasenschieber 105 bewirkte Phasendifferenz Δφ_TX01 konstant null gesetzt wird, sodass Δφ₁=Δφ_TSG gilt.
Für das obere Diagramm aus 10 gilt $\begin{matrix} Δ φ_{T S G} [k] = Δ φ_{1} [k] = k \cdot π / 4 & (f \ddot{u} r k = 1, 2, \dots, 7) . \end{matrix}$
In jedem Schritt wird das Mischerausgangssignal s_DC(t) abgetastet, wobei s_DC(t) im k-ten Schritt zum Zeitpunkt t_k abgetastet wird, d.h. s_DC[k] = s_DC(t_k). Man erhält demnach für eine Sequenz von einstellbaren Phasendifferenzen Δφ₁[k] eine korrespondierende Sequenz von Abtastwerten s_DC[k]. Wird die Phasendifferenz Δφ₁[k] in gleich großen Schritten verändert, hat die Sequenz von Abtastwerten s_DC[k] einen sinusoiden Signalverlauf (waveform) plus Rauschen. Amplitude und Phase der Grundwelle dieser sinusoiden Sequenz können mit verschiedenen, an sich bekannten Methoden berechnet werden, beispielsweise mittels einer diskreten Fourier-Transformation (z.B. mittels eines FFT-Algorithmus). Amplitude und Phase dieser Grundwelle entsprechen den gesuchten Parametern A_RE und φ_RE.
Die Berechnung von Amplitude und Phase dieser Grundwelle wird dann besonders genau, wenn die Phasendifferenz Δφ₁[k] in einem Messzyklus um ein ganzzahliges Vielfaches von 2π „gedreht“ wird, d.h. mittels des Phasenschiebers 106 (und/oder des Phasenschiebers 105) eine oder mehrere vollständige Phasendrehungen verursacht werden. Die Gleichung 7 kann dann wie folgt verallgemeinert werden: $\begin{matrix} Δ φ_{T S G} [k] = Δ φ_{1} [k] = k \cdot 2 r π / N & (f \ddot{u} r k = 1,2, \dots, N - 1) \end{matrix},$
wobei N die Anzahl der Abtastwerte und damit die Länge der Sequenzen Δφ₁[k] und s_DC[k] bezeichnet und r die (ganzzahlige) Anzahl der Phasendrehungen bezeichnet. 10 zeigt den Fall für r=1 und N=8. Der Fast Fourier Transform (FFT) Algorithmus würde für die in 10 dargestellte Sequenz ein diskretes Spektrum S[n] ergeben, wobei der Spektralwert S[1] (allgemein S[r]) eine komplexe Zahl ist, deren Betrag und Phase den gesuchten Parametern A_RE und φ_RE entsprechen, d.h. $φ_{R E} = arg {S [r]}, und A_{R E} = 2 | S [r] | .$
Ein Leakage-Effekt wird vermieden, wenn die Phasendifferenzen gemäß Gleichung 8 gewählt werden. Das heißt, die übrigen Spektralwerte S[n] für n ≠ r sind vergleichsweise klein und repräsentieren (nur) das in den Abtastwerten enthaltene Rauschen.
An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass eine bestimmte Phasendifferenz Δφ₁[k] durch eine beliebige Kombination der Phasenverschiebungen Δφ_TSG[k] und Δφ_TX01[k] eingestellt werden kann, wobei es keinen Unterschied macht, ob die Phasendifferenz Δφ₁[k]=Δφ_TSG[k]-Δφ_TX01[k] positiv oder negativ ist, solange eine oder mehrere vollständige Phasendrehungen gemacht werden.
In dem Beispiel gemäß 8 (Reflexion an nicht angepasster Impedanz) kann für jeden Slave-MMIC 2-4 (siehe 5) eine Phase φ_RE des Feedback-Signals s_RE(t) ermittelt werden. In dem Beispiel gemäß 8 (Auskopplung des Feedback-Signals am HF-Ausgang eines Sendekanals) kann für jeden Kanal eines jeden Slave-MMICs 2-4 eine Phase φ_RE des Feedback-Signals s_RE(t) ermittelt werden. Man erhält also eine Vielzahl von Phasen φ_RE,i für i=1, 2, K, wobei K entweder die Anzahl der Slave-MMICs oder die insgesamte Anzahl der Sendekanäle der Slave-MMICs bezeichnet. Dabei sind weniger die absoluten Werte der Phasen φ_RE,i von Interesse, sondern die Phasendifferenzen φ_RE,i-φ_RE,j (für i≠j) Mit Hilfe der Phasenschieber 105 in den Sendekanälen TX01, TX02, etc. der Slave-MMICs 2-4 (siehe 7) können diese Phasendifferenzen ausgeglichen (kompensiert) und auf definierte, gewünschte Werte eingestellt werden. Die Messung der Phasen φ_RE,i und die nachfolgende Anpassung der Phasenverschiebungen der Phasenschieber 105 und den in den Sendekanälen der Slave-MMICs kann also als Kalibiertechnik angesehen werden.
Im Folgenden wird die hier beschriebene Technik zum Bestimmen der Phasen φ_RE,i anhand des Beispiels aus 11 zusammengefasst. 11 ist ein Flussdiagramm, welches die von einem Master-MMIC und einem Slave-MMIC durchgeführten Funktionen beschreibt. Der Master-MMIC 1 erzeugt mittels eines Lokaloszillators (siehe z.B. 6, LO 101) ein LO-Signal s_LO(t) (siehe 11, Schritt 91), das über einen HF-Signalpfad (siehe z.B. 9, HF-Leitung L) an einen Slave-MMIC übertragen wird (siehe 11, Schritt 92), beispielsweise an einen der Slave-MMICs 2-4 (vgl. z.B. 5). In dem Slave-MMIC wird basierend auf dem empfangenen LO-Signal s_LO'(t) ein HF-Feedback-Signal s_RE(t) erzeugt (siehe 11, Schritt 93), beispielsweise mittels Reflexion an einer nicht angepassten Impedanz (vgl. 8) oder mittels Auskoppeln eines Teils der Leistung des empfangenen LO-Signal s_LO'(t) aus dem LO-Signalpfad im Slave-MMIC und Zurückspeisen des ausgekoppelten Signals in den HF-Signalpfad (vgl. 7). Das HF-Feedback-Signal s_RE(t) wird über den HF-Signalpfad zurück zum ersten MMIC übertragen (siehe 11, Schritt 94), der dann mittels einer Messschaltung basierend auf dem HF-Feedback-Signal s_RE(t) und dem LO-Signal s_LO(t) die gesuchte Phasenverschiebung φ_RE ermitteln kann (siehe 11, Schritt 95).
Das Ermitteln der gesuchten Phasenverschiebung φ_RE umfasst in einem Ausführungsbeispiel das Mischen des HF-Feedback-Signals s_RE(t) mit einem Referenzsignal, das eine phasenverschobene Version des LO-Signals s_LO(t) sein kann (siehe 9, Referenzsignal s_TSG(t)). Da beide Mischereingangssignale die gleiche Frequenz f_LO aufweisen, ist das Mischerausgangssignal s_DC(t) eine Gleichspannung. Basierend auf dem Mischerausgangssignal s_DC(t) kann die gesuchte Phasenverschiebung φ_RE ermittelt werden. Diese wird z.B. mehrfach abgetastet, wobei zwischen den einzelnen Abtastwerten (Samples) s_DC[k] die Phasenverschiebung eines der Phasenschieber (siehe z.B. 6, Phasenschieber 106, oder 7, Phasenschieber 105) verändert wird (siehe z.B. 10). Auf diese Weise entsteht eine Sequenz von Samples s_DC[k], auf deren Basis die gesuchte Phasenverschiebung φ_RE und auch die Amplitude des HF-Feedback-Signals geschätzt werden können. In dem Beispiel gemäß 7 kann insbesondere der Phasenschieber 105 in dem betrachteten Sendekanal des Slave-MMICs zum Ändern der Phase Δφ₁[k]=Δφ_TSG[k]-Δφ_TX01[k] verwendet werden. In dem Beispiel gemäß 8 ist das nicht möglich; ein Ändern der Phase Δφ₁[k]=Δφ_TSG[k]-Δφ_TX01[k] kann in diesem Fall von dem Phasenschieber 106 der Messschaltung 150 oder dem Phasenschieber 105 im LO-Ausgangskanal des Master-MMICs erreicht werden.
Die Messung/Schätzung der Phase φ_RE kann für jeden Slave-MMIC oder für jeden Sendekanal jedes Slave-MMICs durchgeführt werden. Man erhält somit eine Phase φ_RE,i für jeden Slave-MMIC bzw. für jeden Sendekanal. Mit Hilfe der in den Sendekanälen des Slave-MMICs (siehe z.B. 7) können eventuelle Unterschiede zwischen den Phasen φ_RE,i ausgeglichen werden, oder es können bestimmte Phasenunterschiede φ_RE,i-φ_RE,j (für i≠j) eingestellt werden. Diese Messungen können auch im Radar-Betrieb regelmäßig wiederholt werden, z.B. nachdem sich die Temperatur des Radarsystems um einen vordefinierten Wert verändert hat.
12 zeigt ein Beispiel einer alternativen Implementierung zu der Schaltung aus 9, wobei die Funktionsweise sehr ähnlich ist. Das Beispiel aus 12 ist im Wesentlichen gleich wie 9, wobei die Funktion des Mischers 107 von dem Leistungssensor 107' übernommen wird. Der Mischer 107 wird in diesem Beispiel nicht benötigt und kann Weggelassen werden. Auch der mit dem Mischer 107 gekoppelte Phasenschieber 106 wird nicht mehr benötigt. Integrierte HF-Leistungssensoren sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter erläutert. Üblicherweise werden Dioden zu der Leistungsdetektion eines HF-Signals verwendet. Das Ausgangssignal des Leistungssensors 107' ist ein DC-Signal, welches die Leistung des HF-Signals am Eingang des Leistungssensors 107' anzeigt.
Aufgrund der nicht idealen Isolationseigenschaften wird ein Teil des Ausgangssignals s_TX01(t) des HF-Kanals TX01 vom Koppler 109 an den Eingang des Leistungssensors 107' geleitet. Dieses Leckagesignal s_LEAK(t) ist eine phasenverschobene und abgeschwächte Version des LO-Signals und kann wie folgt berechnet werden $s_{L E A K} (t) = D_{1} \cdot s_{T X 01} (t) = D_{1} \cdot A_{L O} \cdot cos (2 π f_{L O} t + φ_{L O} + Δ φ_{T X 01}),$
wobei Di die Durchgangsdämpfung (transmission loss) des Kopplers 109 ist (z.B. -20dB).
Am Eingang des Leistungssensors 107' überlagert sich das Leckagesignal s_LEAK(t) mit dem Feedback-Signal s_RE(t) (siehe Gleichung 3). Das Summensignal s_SUP(t) berechnet sich wie folgt: $s_{S U P} (t) = s_{L E A K} (t) + s_{R E} (t) .$
Die Leistung P(t) des gemessenen Signals ist proportional zum Quadrat des Summensignals, d.h. $P (t) \sim {[s_{S U P} (t)]}^{2} .$
Durch Kombinieren der Gleichungen 3, 10 und 11 und Berechnen des Quadrats erhält man für die mittlere Leistung P(t) $\bar{P (t)} \sim \frac{1}{2} [{(D_{1} \cdot A_{L O})}^{2} + A_{R E}^{2} + 2 D_{1} A_{L O} A_{R E} \cdot cos (φ_{L O} - φ_{R E})],$
wobei sämtliche Terme mit der doppelten LO-Kreisfrequenz 4πf_LO vernachlässigt werden, weil diese durch die Mittelwertbildung im Leistungssensor eliminiert wurde. Das Ausgangssignal des Leistungssensors wird im Folgenden mit s_DC(t) bezeichnet und kann wie folgt beschrieben werden: $s_{D C} (t) = A_{0} + A_{D C} \cdot cos (φ_{R E} - φ_{L O}) .$
Abgesehen von dem konstanten Offset Ao ist das Ausgangssignal s_DC(t) des Leistungssensors gleich wie das Ausgangssignal des Mischers 107 im Beispiel aus 9 (siehe Gleichung 6) und der Phasenwinkel φ_RE kann auf gleiche Weise bestimmt werden wie bei dem Beispiel aus 9, wenn im Slave-MMIC 2 der Phasenwinkel schrittweise über eine oder mehrere volle Phasendrehungen verändert wird (wie in 10 gezeigt), beispielsweise mittels des Phasenschiebers 105 im Slave-MMIC aus 7. In diesem Fall kann der Phasenwinkel φ_RE ersetzt werden durch φ_RE + Δφ_TX01 und aus Gleichung 14 wird (für (p_L0 = 0) $s_{D C} (t) = A_{0} + A_{D C} \cdot cos (φ_{R E} + Δ φ_{T X 01}) .$
Das Ausgangssignal s_DC(t) des Leistungssensors 107 wird mittels des ADCs 108 digitalisiert und die Auswertung, beispielsweise mittels FFT, kann in der Steuereinheit 40 (d.h. in einer in dieser enthaltenen Recheneinheit) durchgeführt werden. Im Übrigen wird auf die Beschreibung der 6 und 9 verwiesen.

Claims

Radar-System, das folgendes aufweist: einen ersten Radar-Chip (1) mit einem ersten externen HF-Kontakt (LO_out) und zweiten Radar-Chip (2) mit einem zweiten HF-Kontakt (LO_in); einen HF-Signalpfad, der den ersten HF-Kontakt (LO_out) des ersten Radar-Chips (1) mit dem zweiten HF-Kontakt (LO_in) des zweiten Radar-Chips (2) verbindet; einen im ersten Radar-Chip (1) angeordneten Lokaloszillator (101), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu erzeugen, und der mit dem ersten HF-Kontakt (LO_out) gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) an den zweiten Radar-Chip (2) zu übertragen; eine in dem zweiten Radar-Chip (2) angeordnete Feedback-Schaltung, die mit dem zweiten HF-Kontakt (LO_in) gekoppelt ist und die dazu ausgebildet ist, als HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) zumindest einen Teil des über die HF-Leitung ankommenden HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) zu reflektieren; eine in dem ersten Radar-Chip (1) angeordnete Messschaltung (150), die über einen Koppler (109) mit dem ersten HF-Kontakt (LO_out) gekoppelt ist, um das HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) zu empfangen, wobei die Messschaltung (150) dazu ausgebildet ist, basierend auf dem HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) und dem vom Lokaloszillator (101) erzeugten HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) ein Signal (S_DC(t)), das eine Phasenverschiebung repräsentiert, zu ermitteln.
Das Radar-System gemäß Anspruch 1, das weiter aufweist: eine Leiterplatte, auf der der erste Radar-Chip (1) und der zweite Radar-Chip (2) angeordnet sind, wobei der HF-Signalpfad eine auf der Leiterplatte angeordnete Streifenleitung umfasst.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Messschaltung (150) einen Mischer (107) aufweist, der dazu ausgebildet ist, das HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) und das vom Lokaloszillator (101) erzeugte HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu mischen, wobei das die Phasenverschiebung repräsentierende Signal (s_DC(t)) das resultierende Mischerausgangssignal ist.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 3, das weiter aufweist: einen Phasenschieber (105; 106), der im ersten Radar-Chip (1) zwischen den Lokaloszillator (101) und den ersten HF-Kontakt (LO_out) geschaltet ist oder zwischen den Lokaloszillator (101) und den Mischer (107) geschaltet ist.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Messschaltung (150) einen HF-Leistungssensor (107') aufweist, der dazu ausgebildet ist, die mittlere Leistung eines HF-Signals (S_SUP(t)) zu bestimmen, das eine Überlagerung des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)) und des HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) ist, und wobei das die Phasenverschiebung repräsentierende Signal (s_DC(t)) das resultierende Ausgangssignal des HF-Leistungssensors (107') ist.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 3, wobei der HF-Leistungssensor (107') über einen Koppler (109) mit dem HF-Kontakt (LO_out) gekoppelt ist, sodass dem HF-Leistungssensor (107') eine Überlagerung des am HF-Kontakt (LO_out) eingehenden HF-Feedback-Signals (s_RE(t)) und des am HF-Kontakt ausgegebenen HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zugeführt wird.
Das Radarsystem gemäß Anspruch einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Messschaltung (150) weiter einen Analog-Digital-Wandler aufweist, der dazu ausgebildet ist, das die Phasenverschiebung repräsentierende Signal (s_DC(t)) zu digitalisieren.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 7, wobei der Analog-Digital-Wandler weiter dazu ausgebildet ist, das die Phasenverschiebung repräsentierende Signal (s_DC(t)) zu digitalisieren, wobei das Signal (s_DC(t)) mehrfach abgetastet wird und zwischen den Abtastungen die von dem Phasenschieber (105, 106) bewirkte Phasenverschiebung verändert wird; und wobei das Radarsystem weiter eine Recheneinheit, die dazu ausgebildet ist, aus dem abgetasteten Mischerausgangssignal (s_DC[k]) die Phasenverschiebung zu ermitteln.
Das Radarsystem gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Feedback-Schaltung (Z_T) eine Abschlussimpedanz (ZT) aufweist, die schaltbar mit dem zweiten HF-Kontakt (LO_in) verbunden ist und die so einen Impedanzwert aufweist, so dass das über die HF-Signalpfad ankommende HF-Oszillatorsignal (sLO(t)) zumindest teilweise reflektiert wird.
Das Radarsystem gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei HF-Feedbackschaltung umfasst: einen in dem zweiten Radar-Chip (2) angeordneten Sendekanal (TX01), dem das am zweiten HF-Kontakt (LO_in) ankommende HF-Oszillatorsignal (s_LO,0(t), s_LO(t)) als Eingangssignal zugeführt ist und der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Eingangssignal ein HF-Ausgangssignal (s_TX01(t)) zu erzeugen und an einem HF-Ausgang des zweiten Radar-Chips (2) auszugeben, wobei der Sendekanal (TX01) einen Koppler (109) aufweist, der mit dem HF-Ausgang und dem zweiten HF-Kontakt (LO_in) gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, einen Teil der Leistung des HF-Ausgangssignal (s_TX01(t)) als HF-Feedbacksignal (s_RE(t)) auszukoppeln und das HF-Feedbacksignal (s_RE(t)) dem zweiten HF-Kontakt (LO_in) zuzuführen, so dass es über den HF-Signalpfad zurück zum ersten Radar-Chip (1) übertragen wird.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 10, das weiter aufweist: einen Phasenschieber (105), der im Sendekanal (TX01) des zweiten Chips (2) zwischen dem zweiten HF-Kontakt (LO_in) und dem HF-Ausgang angeordnet ist.
Das Radarsystem gemäß Anspruch einem der Ansprüche 1 bis 11, das weiter aufweist: mindestens einen Phasenschieber (105), der im zweiten Chip (2) angeordnet und dazu ausgebildet ist, die Phase des HF-Feedbacksignals (s_RE(t)) zu beeinflussen.
Einen Radar-Chip, der folgendes aufweist: einen HF-Kontakt (LO_in), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu empfangen; eine Feedback-Schaltung mit einer Abschlussimpedanz (Z_T), die schaltbar mit dem HF-Kontakt (LO_in) verbunden ist und die so einen Impedanzwert aufweist, so dass das empfangene HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zumindest teilweise reflektiert wird; einen Sendekanal (TX01), dem das am HF-Kontakt (LO_in) empfangene HF-Oszillatorsignal (s_LO,0(t), _SLO(t)) als Eingangssignal zugeführt ist und der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Eingangssignal ein HF-Ausgangssignal (s_TX01(t)) zu erzeugen und an einem HF-Ausgang auszugeben.
Ein Verfahren für ein Radarsystem, das folgendes umfasst: Erzeugen eines HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) mittels eines Lokaloszillators (101) in einem ersten Radar-Chip (1); Übertragen des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) von dem ersten Radar-Chip (1) über einen HF-Signalpfad hin zu einem zweiten Radar-Chip (2); Erzeugen eines HF-Feedback-Signals (s_RE(t)), das auf dem HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) basiert, wobei das HF-Feedbacksignal (s_RE(t)) im zweiten Radar-Chip (2) entweder durch Reflexion von zumindest einem Teil des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) oder durch Auskoppeln eines Teils des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) mittels eines Kopplers (109) erzeugt wird; Übertragen des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)) über den HF-Signalpfad zurück zu dem ersten Radar-Chip (1); und Ermitteln einer Phasenverschiebung basierend auf dem HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) und dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)).
Das Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei das HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) im zweiten Radar-Chip (2) dadurch erzeugt wird, dass das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) an einer im zweiten Radar-Chip (2) angeordneten, nicht angepassten Abschlussimpedanz reflektiert wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei das HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) im zweiten Radar-Chip (2) dadurch erzeugt wird, dass das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) im zweiten Radar-Chip (2) zu einem HF-Ausgang geleitet wird und über den Koppler (109) ein Teil der am HF-Ausgang ausgegebenen Leistung als HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) ausgekoppelt wird.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Ermitteln der Phasenverschiebung weiter umfasst: Mischen des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)) mit dem HF-Referenzsignal (s_TSG(t)), das auf dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) basiert, mittels eines Mischers (107); Ermitteln der Phasenverschiebung basierend auf dem gemischten Signal (s_DC(t)).
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das Ermitteln der Phasenverschiebung basierend auf dem gemischten Signal (S_DC(t)) weiter umfasst: Verändern der Phase des HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) und/oder Verändern der Phase des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)); Erzeugen eines Digitalsignals durch Abtasten des gemischten Signals (S_DC(t)) für verschiedene Phasenwerte des HF-Referenzsignals (S_TSG(t)) und/oder des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)); wobei das Digitalsignal eine Vielzahl von Samples umfasst, denen jeweils eine bestimmte Phase des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) zugeordnet ist; Berechnen der Phasenverschiebung aus dem Digitalsignal.
Das Verfahren gemäß Anspruch 18, wobei das Verändern der Phase des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)) umfasst: Verändern der Phase des über die HF-Leitung zum zweiten Radar-Chip (2) hin übertragenen HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) oder Verändern der Phase des vom zweiten Radar-Chip (2) empfangenen HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) im zweiten Radar-Chip (2).
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Ermitteln der Phasenverschiebung weiter umfasst: Bestimmen einer Leistung eines HF-Signals (S_SUP(t), das eine Überlagerung des HF-Feedback-Signals (s_RE(t)) und des HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 20, wobei das zum ersten Radar-Chip (1) zurück übertragene HF-Feedback-Signal (s_RE(t)) und das zum zweiten Radar-Chip (2) übertragene HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) mittels eines Kopplers (109) am Eingang eines Leistungssensors (107) überlagert werden.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 21, das weitere umfasst: Einstellen einer von einem Phasenschieber (105) bewirkten Phasenverschiebung (Δφ_TX01) abhängig von der ermittelten Phasenverschiebung, wobei der Phasenschieber (105) in einem Sendekanal (TX01) im zweiten Radar-Chip (2) angeordnet ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 22, das weitere umfasst: Einstellen einer von einem Phasenschieber (105) bewirkten Phasenverschiebung (Δφ_TX01) abhängig von der ermittelten Phasenverschiebung, wobei der Phasenschieber (105) im ersten Radar-Chip (1) angeordnet und dazu ausgebildet ist, die Phase des zum zweiten Radar-Chip (2) übertragenen HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) zu beeinflussen.