DE102016120185B4

DE102016120185B4 - Radar-Transceiver mit Kompensation von Phasenrauschen

Info

Publication number: DE102016120185B4
Application number: DE102016120185.5A
Authority: DE
Inventors: Mario Huemer; Alexander Melzer; Alexander Onic; Rainer Stuhlberger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2016-10-24
Filing date: 2016-10-24
Publication date: 2018-05-30
Anticipated expiration: 2036-10-25
Also published as: US20180113193A1; US10663559B2; CN107976656B; CN107976656A; DE102016120185A1

Abstract

Hier wird ein Verfahren zur Kompensation von Phasenrauschen in einem Radarsignal beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Senden eines HF-Oszillatorsignals, welches ein Lokaloszillatorsignal mit Phasenrauschen repräsentiert, an einen Radarkanal sowie das Empfangen eines entsprechenden ersten HF-Radarsignals von dem Radarkanal. Das erste HF-Radarsignal beinhaltet zumindest ein Radarecho des gesendeten HF-Oszillatorsignals. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Anlegen des HF-Oszillatorsignals an ein künstliches Radar-Target, welches aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Radarsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Das zweite HF-Radarsignal wird mit einem Modulationssignal moduliert, wodurch ein frequenzverschobenes HF-Radarsignal erzeugt wird. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Subtrahieren des frequenzverschobenen HF-Radarsignals von dem ersten HF-Radarsignal

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft allgemein das Gebiet der Radar-Sensorsysteme und -vorrichtungen, sowie die in derartigen Systemen und Vorrichtungen eingesetzte Signalverarbeitung. Insbesondere betrifft die Erfindung die Schätzung und Kompensation von Phasenrauschen, welches durch unerwünschte Radar-Echos von Zielen (Targets) aus kurzer Distanz (Short-Range, SR) verursacht werden kann.
Radarsysteme sind weitläufig bekannt und können im Allgemeinen unterteilt werden in Impulsradarsysteme und Dauerstrichradarsystme (continuous wave (CW) radar systems). Ein Impulsradarsystem misst einen Abstand zu einem Objekt (üblicherweise als Ziel (Target) bezeichnet) durch Aussenden eines kurzen Hochfrequenz- (HF-) Pulses zu einem Objekt sowie Messen der Zeit, welche der reflektierte Puls (d.h. das Echo) bis zum Empfang benötigt. Da die Geschwindigkeit des Pulses bekannt ist (d.h. die Lichtgeschwindigkeit), kann der Abstand zu einem Objekt in einfacher Weise berechnet werden. Jedoch sind Impulsradarsysteme nicht zur Messung von Abständen von nur einigen 100 Metern geeignet, insbesondere weil die Pulslänge reduziert werden muss, wenn die Laufzeit (d.h. der Abstand zum Ziel) kleiner wird. Mit kleiner werdender Pulslänge wird auch die im Puls enthaltene Energie kleiner bis zu dem Punkt, an dem es unmöglich wird, das reflektierte Signal zu detektieren. Zur Messung von vergleichsweise kurzen Abständen werden stattdessen Dauerstrichradarsysteme verwendet. In vielen Anwendungen, wie z.B. Automobilanwendungen, werden sogenannte frequenzmodulierte Dauerstrichradarsysteme (frequency-modulated continuous wave (FMCW) radar systems) verwendet, um Ziele vor der Radarvorrichtung zu detektieren und die Anstände zu den Zielen sowie deren Geschwindigkeit zu messen.
Anders als bei Impulsradarsystemen, bei denen die Isolation zwischen dem Sendesignalpfad und dem Empfangssignalpfad aufgrund des gepulsten Betriebs des Transmitters nicht von spezieller Relevanz ist, ist ein als Leckage (leakage) bezeichnetes Phänomen bei FMCW-Radarsystemen ein Thema. Leckage beschreibt allgemein das Problem, dass ein kleiner Bruchteil des frequenzmodulierten Sendesignals in den Empfangssignalpfad des Radar-Transceivers hinein „leckt“, ohne dass es an einem Ziel zurückgestreut wurde. Wenn die Ursache der Leckage in dem HF-Frontend des Radar-Transceivers liegt (d.h. eine unvollkommene Isolation des Zirkulators, der in einer monostatischen Radarkonfiguration das Empfangssignal und das Sendesignal trennt), wird die Leckage auch als Übersprechen (crosstalk) zwischen Sendesignalpfad und Empfangssignalpfad bezeichnet. Bei der Integration des Radarsystems in einen einzigen monolithisch integrierten Mikrowellenschaltkreis (monolithic microwave integrated circuit, MMIC) ist Übersprechen oder sogenannte Leckage am Chip (on-chip leakage, On-Chip-Leckage) üblicherweise ein Thema.
Eine andere Ursache für Leckage können Objekte sein, welche sehr nah an der Radarantenne sind (wie z.B. eine Befestigung oder eine Abdeckung, welche ein paar Zentimeter vor den Radarantennen montiert ist). Derartige Objekte werden als Ziele in kurzer Distanz (short-range (SR) targets, Short-Range- (SR-) Ziele) bezeichnet. In Anwendungen aus dem Automobilbereich kann die Stoßstange des Autos, hinter der die Radar-Vorrichtung eingebaut ist, ein SR-Ziel sein. Hier werden Reflektionen der ausgesendeten Radarsignale an solchen Objekten als Leckage aus kurzer Distanz (short-range leakage) bezeichnet, welche ein Bruchteil des von der Sendeantenne abgestrahlten und an einem oder mehreren SR-Zielen zu der Empfangsantenne des FMCW-Radarsystems zurückreflektierten (zurückgestreuten) Sendesignals ist. Die mit einer derartigen Short-Range-Leckage verbundene Problematik ist allgemein beispielsweise in der Publikation DE 10 2015 100 804 A1 beschrieben. Auch die Publikation A. Melzer et al.: „Short-Range Leakage Cancelation in FMCW Radar Transceivers Using an Artificial On-Chip Target", in: IEEE Journal of Selected Topics in Signal Processing. 2015, Bd. 9, H. 8, S. 1650-1660, widmet sich dieser Thematik.
In Radarsystemen begrenzt das Gesamtgrundrauchen die Empfindlichkeit, mit der Radarziele detektiert werden können, und folglich begrenzt dieses auch die Genauigkeit der Abstandsmessung. Im Allgemeinen wird das Grundrauschen von dem additiven Rauschen des Übertragungskanals dominiert. Jedoch kann im Falle, dass ein SR-Ziel das ausgesendete Radarsignal mit vergleichsweise hoher Amplitude reflektiert (d.h. Short-Range-Leckage verursacht), das Phasenrauschen (phase noise, PN) des ausgesendeten Radarsignals das Grundrauschen dominieren. Das Phasenrauschen bewirkt eine verschlechterte Signaldetektionsqualität oder macht sogar die Detektion von Radar-Zielen mit kleinen Radar-Querschnitten unmöglich.
ZUSAMMENFASSUNG
Hier wird ein Verfahren zur Kompensation von Phasenrauschen in einem Radarsignal beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Senden eines HF-Oszillatorsignals, welches ein Lokaloszillatorsignal mit Phasenrauschen repräsentiert, an einen Radarkanal sowie das Empfangen eines entsprechenden ersten HF-Radarsignals von dem Radarkanal. Das erste HF-Radarsignal beinhaltet zumindest ein Radarecho des gesendeten HF-Oszillatorsignals. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Anlegen des HF-Oszillatorsignals an ein künstliches Radar-Target, welches aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Radarsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Das zweite HF-Radarsignal wird mit einem Modulationssignal moduliert, wodurch ein frequenzverschobenes HF-Radarsignal erzeugt wird. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Subtrahieren des frequenzverschobenen HF-Radarsignals von dem ersten HF-Radarsignal
Des Weiteren wird ein Radar-Transceiver beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist der Radar-Transceiver einen Lokaloszillator (LO) auf, der im Betrieb ein HF-Oszillatorsignal erzeugt, welches Phasenrauschen beinhaltet. Weiter weist der Transceiver zumindest eine Sendeantenne, welche zum Senden des HF-Oszillatorsignals an einen Radarkanal mit dem LO gekoppelt ist, sowie zumindest eine Empfangsantenne zum Empfangen eines ersten HF-Radarsignals von dem Radarkanal auf. Das erste HF-Radarsignal beinhaltet zumindest ein Radarecho des gesendeten HF-Oszillatorsignals. Der Transceiver weist weiter ein künstliches Radar-Target auf, welches mit dem LO gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal zu empfangen, und aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung und eine Verstärkung auf das HF-Radarsignal anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal zu erzeugen. Weiter weist der Transceiver einen Modulator auf, der mit dem künstlichen Radar-Target gekoppelt ist, um das zweite HF-Radarsignal zu empfangen, und der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal mit einem Modulationssignal zu modulieren, um ein frequenzverschobenes HF-Radarsignal zu erzeugen. Eine HF-Subtrahiererschaltung ist mit der zumindest einen Empfangsantenne und dem Modulator gekoppelt und dazu ausgebildet, das frequenzverschobene HF-Radarsignal von dem ersten HF-Radarsignal zu subtrahieren.
Figurenliste
Die Erfindung lässt sicher mit Bezug auf die folgenden Abbildungen und Beschreibungen besser verstehen. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip zu erläutern. Des Weiteren bezeichnen in den Abbildungen gleiche Bezugsziechen korrespondierende Teile. Zu den Abbildungen:

1 ist eine Skizze, welches das Funktionsprinzip eines FMCW-Radar-Systems für die Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung illustriert.
2 beinhaltet Timing-Diagramme, welche die Frequenzmodulation und die Demodulation der HF-Signale darstellen, die in FMCW-Radarsystemen verwendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, das die grundlegende Struktur einer FMCW-Radarvorrichtung darstellt.
4 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel eines analogen HF-Frontends darstellt, das in der FMCW-Radarvorrichtung aus 3 enthalten sein kann.
5 ist ein Blockdiagramm, das ein Systemmodell eines Radar-Transceivers mit einem On-Chip-Target (OCT) zur Kompensation von SR-Leckage darstellt.
6 ist ein Blockdiagramm, das ein Systemmodell eines Radar-Transceivers mit einem On-Chip-Target (OCT) zur Kompensation von SR-Leckage gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel darstellt.
7 ist ein Blockdiagramm, das eine exemplarische Implementierung des Ausführungsbeispiels aus 6 detaillierter darstellt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Wie oben erwähnt, können Radarechos, die von dem ausgesendeten Radarsignal durch Rückstreuung an einem Short-Range-Target verursacht werden, Phasenrauschen mit vergleichsweise hoher Signalleistung in den Empfangspfad des Radar-Transceivers einbringen. Dies gilt sowohl für monostatische Radarsysteme (mit einer gemeinsamen Sende- /Empfangsantenne) als auch für bistatische (und pseudo-monostatische) Radarsysteme (mit getrennten Sende-/Empfangsantennen). Für die Kompensation von SR-Leckage in Echtzeit existieren einige Ansätze. Jedoch erlauben nicht alle Ansätze eine vollständige Integration des HF-Frontends des Radar-Transceivers in eine monolithisch integrierte Mikrowellen Schaltung (monolithic microwave integrated circuit, MMIC).
Ein Ansatz zur Kompensation von SR-Leckage im digitalen Zwischenfrequenz-(intermediate frequency, IF) Bereich eines integrierten Radar-Transceivers bedient sich eines sogenannten künstlichen On-Chip-Targets (OCT). Ein OCT ist im Wesentlichen aus einer in dem MMIC integrierten Verzögerungsleitung aufgebaut. Im Zwischenfrequenzbereich existiert eine signifikante Kreuzkorrelation zwischen dem Phasenrauschen (phase noise, PN) in der SR-Leckage und dem OCT-Ausgangssignal, obwohl die Zeitverzögerung des OCT signifikant kleiner ist als die Hin- und Rücklaufzeit (round trip delay time, RTDT) der SR-Leckage. Die RTDT ist jene Zeit, welches das Radarsignal benötigt, um von der Sendeantenne zum SR-Target und zurück zur Empfangsantenne zu laufen. Da die tatsächliche Kompensation der SR-Leckage im IF-Bereich erfolgt, ist die Qualität der Kompensation durch das intrinsische Grundrauschen (noise floor) des MMIC begrenzt (z.B. Mischerrauschen, Quantisierungsrauschen des Analog-Digital-Wandlers (ADC), etc.). Tatsächlich besteht ein Zielkonflikt zwischen der Verzögerungszeit des OCT und dem intrinsischen Grundrauschen.
Der neue hier beschriebene Ansatz bedient sich einer Signalverarbeitungsarchitektur, welche unter Verwendung des künstlichen OCTs die SR-Leckagekompensation im Hochfrequenz- (HF-) Bereich durchführt. Damit werden die Anforderungen in Bezug auf das intrinsische Grundrauschen gelockert Bevor der neue Ansatz zur SR-Leckagekompensation detaillierter diskutiert wird, werden einige allgemeine Aspekte integrierter FMCW-Radarsysteme vorgestellt.
1 illustriert ein frequenzmodulierendes Dauerstrich- (FMCW-) Radarsystem mit einer Radarvorrichtung 1 (Radar-Transceiver) und einem Radar-Target T, das sich in dem Radarkanal innerhalb des Messbereichs der Radarvorrichtung befindet. In dem vorliegenden Beispiel werden separate Sende- (TX) und Empfangs- (RX) Antennen 5 bzw. 6 verwendet. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass eine einzelne Antenne verwendet werden kann, sodass Empfangsantenne und Sendeantenne physikalisch dieselbe sind (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne strahlt kontinuierlich ein HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mittels eines Sägezahlsignals (periodisches, lineares Rampensignal, siehe auch 2) frequenzmoduliert ist. Das ausgesendete Signal s_RF(t)wird zurückgestreut an einem Ziel (Target) T, welches sich in dem Radar-Kanal befindet, und das zurückgestreute Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. Das zurückgestreute Signal wird mit y_RF(t) bezeichnet.
In dem Radar-Transceiver 1 wird das empfangene Signal y_RF(t) demoduliert durch Mischen des Signals y_RF(t) mit einer Kopie des Sendesignals s_RF(t)(Referenzsignal), um ein Heruntermischen (down-conversion) des HF-Signals y_RF(t) in das Basisband zu bewirken. Dieses Heruntermischen ist in 2 dargestellt. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) eilt aufgrund der Zeit (round trip delay time, RTDT), die das abgestrahlte Signal benötigt, um zu dem Target T_i hin und zu der Radarvorrichtung 1 zurück zu laufen, dem ausgesendeten HF-Signal s_RF(t)nach. Als Konsequenz besteht eine Frequenzdifferenz zwischen dem empfangenen HF-Signal y_RF(t) und dem Referenzsignal. Wenn die beiden Signale s_RF(t)und y_RF(t) gemischt (d.h. demoduliert) werden, erhält man (im Falle einer linearen Frequenzmodulation) ein demoduliertes Signal y(t) mit (beinah) konstanter Frequenz (auch als Schwebungsfrequenz (beatfrequency) bezeichnet). Die Schwebungsfrequenz des empfangenen und demodulierten Signals y(t) kann (z.B. mittels Fourieranalyse) bestimmt und dazu verwendet werden, den Abstand zwischen der Radarvorrichtung 100 und dem Ziel T_i zu berechnen.
Wie in dem ersten Timing-Diagramm aus 2 dargestellt kann das Signal s_RF(r) aus einer Folge von „Chirps“ zusammengesetzt sein, d.h. sinusförmige Signalverläufe mit ansteigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz. Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps innerhalb einer definierten Zeitspanne T_R Chirp-Dauer) linear von einer Startfrequenz f₀ bis zu einer Stopfrequenz f₁ an. Ein derartiger Chirp wird auch als lineare Frequenzrampe bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die Parameter f₀, f₁, T_R sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen abhängig von der tatsächlichen Implementierung und Verwendung des Radar-Transceivers 1 variieren kann. In der Praxis können die Frequenzvariationen beispielsweise linear (linearer Chirp, Frequenzrampe), exponentiell (exponentieller Chirp) oder hyperbolisch (hyperbolischer Chirp) sein.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine exemplarische Struktur eines Radar-Transceivers 1 (Radarsensors) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem HF-Frontend 10 verbunden, welches in einer monolithisch integrierten Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert sein kann. Das HF-Frontend 10 kann alle jene Schaltungskomponenten enthalten, welche für die HF-Signalverarbeitung gebraucht werden. Derartige Schaltungskomponenten können beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (low-noise amplifier, LNAs), Richtkoppler wie z.B. Rat-Race-Koppler und Zirkulatoren sowie Mischer umfassen für das Heruntermischen der HF-Signale (z.B. das empfangene Signal y_RF(t), siehe 1) in das Basis- bzw. IF-Band. ES wird daraufhingewiesen, dass statt einzelnen Antennen auch Antennen-Arrays verwendet werden können. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems kann eine einzelne Antenne oder ein einzelnes Antennen-Array sowohl zum Empfangen als auch zum Senden elektromagnetischer (Radar-) Signale verwendet werden. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator oder ein Rat-Race-Koppler) dazu verwendet werden, an den Radarkanal zu sendende HF-Signale von HF-Signalen (Radarsignalen) zu separieren, die von dem Radarkanal empfangen wurden.
In einem frequenzmodulierenden Dauerstrichradar (FMCW) System liegen die von der TX-Antenne 5 ausgesendeten HF-Signale üblicherweise im Bereich zwischen ungefähr 20 GHz (z.B. 24 GHz) und 81 GHz (z.B. 77 GHz in Automobilanwendungen). Jedoch können auch andere Frequenzbereiche verwendet werden. Wie erwähnt, beinhalten die von der RX-Antenne 6 empfangenen HF-Signale die Radarechos, d.h. Signale, die an den sogenannten Radar-Targets zurückgestreut wurden. Die empfangenen HF-Signale y _RF(t) werden in das Basisband heruntergemischt und im Basis bzw. IF-Band mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, Basisbandsignalverarbeitung), welche im Wesentlichen eine Filterung und eine Verstärkung des Basisbandsignals umfasst. Das Basisbandsignal wird schließlich mittels eines oder mehrerer Analog-Digital-Wandler 30 digitalisiert, und wird im Digitalbereich weiterverarbeitet (siehe 3, digitale Signalverarbeitungskette, implementiert z.B. im Prozessor 40). Das Gesamtsystem wird von einem System-Controller 50 gesteuert, der zumindest teilweise mittels eines Prozessors implementiert sein kann, der geeignete Software ausführt. Das HF-Frontend 10 und die analoge Signalverarbeitungskette 20 (und optional der ADC 30) können in einem einzigen MMIC integriert sein. Jedoch können die Komponenten auch auf zwei oder mehr integrierte Schaltungen verteilt sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends 10, welche in dem in 3 gezeigten Radarsensor enthalten sein kann. Es sei darauf hingewiesen, dass 4 ein vereinfachtes Schaltbild ist, welches die grundlegende Struktur eines HF-Frontends illustriert. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der Anwendung abhängen können, sind natürlich komplexer. Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Signal s_LO(t) erzeugt, welches wie oben mit Bezug auf 2 erläutert frequenzmoduliert sein kann. Das Signal s_LO(t) wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency) oder im EHF (Extremely High Frequency) Band, z.B. in Automobilanwendungen zwischen 76 GHz und 81 GHz.
Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl in dem Sendepfad als auch in dem Empfangssignalpfad verarbeitet. Das Sendesignal s_RF(t), welches von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t) erzeugt, z.B. mittels eines HF-Leistungsverstärkers 102. Der Ausgang des Verstärkers 102 ist mit der TX-Antenne 5 gekoppelt. Der Übertragungskanal (d.h. der elektromagnetische Übertragungsweg), in dem sich die Radar-Targets befinden und in dem das das Radarsignal mit Rauschen w(t) überlagert wird (z.B. additives weißes Gauß‘sches Rauschen, additive white Gaussian noise, AWGN), ist in 4 als separater, mit CH bezeichneter Block dargestellt. Das von der RX-Antenne 6 empfangene Signal y_RF(t) wird für die erwähnte Heruntermischung in das Basisband bzw. IF-Band einem Mischer 104 zugeführt.
Im vorliegenden Beispiel wird das empfangene Signal y_RF(t) (d.h. das Antennensignal) durch den Verstärker 103 vorverstärkt (Verstärkung G_L), sodass der Mischer an seinem HF-Eingang das verstärkte Signal G_L· y_RF(t) empfängt. Der Mischer 104 empfängt weiter das LO-Signal s_LO(t) an seinem Referenzeingang und ist dazu ausgebildet, das verstärkte Signal G_L · y_RF(t) in das Basisband herunterzumischen. Das resultierende Basisbandsignal am Mischerausgang wird mit y_BB(t) bezeichnet. Das Basisbandsignal y_BB(t) wird von der analogen Signalverarbeitungskette 20 (siehe auch 3) weiterverarbeitet, die im Wesentlichen einen oder mehrere Filter (z.B. Bandpass 21) für die Entfernung unerwünschter Seitenbänder und Spiegelfrequenzen sowie einen oder mehrere Verstärker aufweist (wie z.B. Verstärker 22). Das analoge Ausgangssignal, das einem Analog-Digital-Wandler zugeführt sein kann (vgl. 3) wird mit y(t) bezeichnet.
In dem vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das HF-Signal G_L · y_RF(t) (verstärktes Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das entsprechende Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y_BB(t) bezeichnet. Das Hinuntermischen kann in einer einzigen Stufe (d.h. vom HF-Band ins Basisband) geschehen oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (vom HF-Band in ein IF-Band und nachfolgend ins Basisband). Das Basisband- oder IF-Bandsignal y(t) wird digitalisiert (siehe 3, ADC 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet (siehe 3, DSP 40).
5 ist ein Blockdiagramm, das ein Systemmodell eines Radar-Transceivers mit einem On-Chip-Target (OCT), welches für eine einfache Kompensation von SR-Leckage verwendet werden kann, illustriert. Es versteht sich, dass das Systemmodell aus 5 lediglich den Signalfluss in dem System zeigt und vereinfacht ist, damit daraus ein mathematisches Modell hergeleitet werden kann. Jedoch ist das Modell adäquat, um reale Implementierungen mit ausreichender Genauigkeit zu repräsentieren. Abgesehen von dem OCT ist das in 5 dargestellte System im Wesentlichen gleich zu dem in dem vorherigen Beispiel aus 4. Des Weiteren illustriert das Systemmodell aus 5 den Radarkanal detaillierter.
Gemäß dem Systemmodell aus 5 erzeugt ein Lokaloszillator (LO) 101 ein HF-Oszillatorsignal (LO-Signal) s_LO(t). Der LO 101 kann einen Phasenregelkreis (phase locked loop, PLL) aufweisen, der für die Erzeugung einer Chirp-Sequenz wie beispielsweise in 2 dargestellt abgestimmt werden kann. Das LO-Signal s_LO(t) wird durch den Verstärker 102 mit einer Verstärkung G_T verstärkt und (über die in 5 nicht gezeigte Antenne) an den Radarkanal CH gesendet. Des Weiteren wird das LO-Signal s_LO(t) dem Eingang des OCT 3 zugeführt sowie dem Referenzeingang des Mischers 104.
In dem vorliegenden Beispiel beinhaltet der Radarkanal CH ein Short-Range-(SR-) Target T_S (welches sich näher am Radar-Transceiver befindet als die untere Grenze des spezifizierten Messbereichs) sowie ein oder mehrere normale Radar-Targets Ti, welche sich in einem Abstand von dem Radar-Transceiver befinden, der innerhalb des spezifizierten Messbereichs liegt. Das SR-Target wird als Serienschaltung eines Verzögerungselements, welches eine Verzögerung τ_S bewirkt, und einen Abschwächer (attenuator) mit einer Verstärkung A_S, wobei A_S<1 ist, modelliert. Dementsprechend kann die SR-Leckage y_RF,s(t) ausgedrückt werden als: $y_{R F, S} (t) = G_{T} \cdot A_{S} \cdot s_{L O} (t - τ_{S}) .$
Die normalen Radar-Targets T_i können ebenfalls mittels einer Verzögerung und einer Verstärkung modelliert werden. Während die Radarsignale den Radarkanal CH durchlaufen, wird dem gesendeten Radarsignal G_T · s_LO(t) sowie dem zurückgestreuten Radarsignal Rauschen überlagert. In dem Systemmodell aus 5 wird additives weißes Gauß‘sches Rauchen (AWGN) w(t) zur Summe der Ausgangssignale der Radar-Targets T_i und dem SR-Target Ts addiert. Folglich entspricht das Ausgangssignal y_RF(t) des Radarkanals der Summe der an normalen Radar-Targets T_i zurückgestreuten Radarechos y_RF,Ti(t), der SR-Leckage y_RF,s(t) und AWGN w(t). Das heißt, $y_{R F} (t) = y_{R F, S} (t) + w (t) + \sum_{i = 1}^{N} y_{R F, T_{i}} (t),$
wobei y_RF,Ti(t) das am Target T_i (i=1, ..., N) zurückgestreute Radarecho ist.
Wie erwähnt ist das OCT 3 aus einer Serienschaltung aus einem Verzögerungselement, das eine Verzögerungszeit τ_O bewirkt, und einer Verstärkung Ao aufgebaut. Das Lokaloszillatorsignal s_LO(t) wird dem Eingang des OCT 3 zugeführt, und folglich kann das Ausgangssignal y_RF,O(t) des OCTs 3 ausgedrückt werden als: $y_{R F, O} (t) = A_{O} \cdot s_{L O} (t - τ_{O}) .$
Gemäß dem Systemmodell aus 5 wird das Ausgangssignal y_RF,O(t) des OCTs von dem empfangenen Radarsignal y_RF(t) (Ausgang des Radarkanals CH) am Subtraktionsknoten S1 subtrahiert. Das resultierende Differenzsignal wird vom Verstärker 103 (Verstärkung G_L) verstärkt und dem HF-Eingang des Mischers 104 zugeführt. Demnach ist das Signal am HF-Eingang des Mischers $y_{R F} (t) - y_{R F, O} (t) = y_{R F, S} (t) - y_{R F, O} (t) + w (t) + \sum_{i = 1}^{N} y_{R F, T_{i}} (t) .$
Man kann aus Gleichung 4 sehen, dass die SR-Leckage y_RF,S(t) vollständig kompensiert werden kann, wenn das Ausgangssignal y_RF,O(t) des OCT 3 gleich der SR-Leckage y_RF,s(t) ist. Dies ist dann der Fall, wenn die Verszögerungszeit (RTDT) τ_S des SR-Targets Ts gleich der Verzögerung τ_O des OCTs 3 (τ_S = τ_O) ist und wenn die Verstärkung Ao des OCTs 3 gleich G_TA_S ist (siehe Gleichungen 2 und 3). Jedoch ist die Bedingung τ_S = τ_O schwer zu erfüllen, wenn der Radar-Transceiver (oder zumindest das HF-Frontend) in einen einzigen MMIC integriert werden soll. In realistischen Beispielen liegen die RTDTs τ_S des Short-Rage-Targets T_S im Bereich von einigen wenigen hundert Pikosekunden bis hin zu einigen Nanosekunden, wohingegen die Verzögerung τ_O eines OCTs praktisch auf einige wenige Pikosekunden limitiert ist, wenn man den Radar-Transceiver in einem einzigen MMIC integriert. In einem Einzelchip-Radar hätten höhere Werte für die Verzögerung τ_O (die man benötigen würde um τ_S = τ_O sicherzustellen) eine unerwünschte (oder sogar unrealistische) Vergrößerung der Chipfläche zur Folge. Des Weiteren wäre die Einfügedämpfung einer Verzögerungsleitung, die eine Verzögerung τ_S = τ_O in Silizium implementiert, schwerwiegend. Folglich kann das Konzept aus 5 (in einer ökonomisch machbaren Weise) durchgeführt werden, wenn man (zumindest für das OCT) diskrete Schaltungskomponenten verwendet.
Im Hinblick auf obige Erläuterungen sei darauf hingewiesen, dass - für eine realistische Implementierung eines OCTs in einer MMIC - die Bedingung τ_O < τ_S beachtet werden sollte. Tatsächlich ist eine Kompensation der SR-Leckage mit einem OCT mit einer kurzen Verzögerung τ_O (kürzer als die RTDT τ_S des SR-Targets T_S) nicht möglich mit dem in 5 dargestellten System. Vor der Diskussion von Modifikationen des Systems aus 5 wird die Auswirkung der Verzögerung τ_O auf das OCT-Ausgangssignal detaillierter erläutert. Wie oben mit Bezug auf 2 erwähnt ist das LO-Signal s_LO(t), welches dem Eingang des OCTs zugeführt wird, eine Chirp-Sequenz mit linearen Chirps. Im Falle eines Up-Chirps ist das LO-Signal s_LO(t) $s_{L O} (t) = A_{L O} \cdot c o s (2 π f_{0} t + π k t^{2} + Φ_{L O} + φ (t)),$
wobei A_LO, f₀, k, und Φ_LO die Amplitude, die Startfrequenz des Chirps, die Frequenzrampensteilheit des Chirps bzw. die Anfangsphase bezeichnen. Weiter bezeichnet φ(t) das Phasenrauschen (PN) des Lokaloszillators. Gleichung 5 wird ausgewertet für t∈[0, T_R], wobei T_R die Dauer eines Chirps bezeichnet.
Da das vom Mischer 104 durchgeführte Hinuntermischen eine lineare Operation ist, kann das Mischerausgangssignal y(t) - nach der Unterdrückung von Rauschen und unerwünschten Seitenbändern und Spiegelfrequenzen durch den Filter 20 - ausgedrückt werden als (vgl. Gleichung 4): $y (t) = y_{S} (t) - y_{O} (t) + \sum_{i = 1}^{N} y_{T_{i}} (t),$
wobei ys(t), yo(t), und y_Ti(t) die Beiträge aufgrund des SR-Targets, des OCTs bzw. der normalen Radar-Targets sind. Es sei darauf hingewiesen, dass die vollständige Unterdrückung des AWGN w(t) eine Vereinfachung darstellt, welche für die vorliegende Diskussion jedoch ausreichend ist. Mit dem Sendesignal gemäß Gleichung 5 kann der Beitrag des OCTs berechnet werden als: $y_{O} (t) = \frac{A_{L O}^{2} A_{O} G_{L}}{2} \cdot c o s (2 π f_{B O} t + Φ_{O} + Δ φ_{O} (t))$
wobei f_BO die von dem OCT verursachte Schwebungsfrequenz, Φ_O eine konstante Phase und Δφ_O(t) das sogenannte dekorrelierte Phasenrauschen (decorrelated phase noise, DPN) bezeichnet, und wobei $\begin{array}{l} f_{B O} = k τ_{O,} \\ Φ_{O} = 2 π f_{0} τ_{O} - k π τ_{O}^{2}, and \\ Δ φ_{O} (t) = φ (t) - φ (t - τ_{O}) . \end{array}$
Man sieht aus Gleichungen 7 und 8, dass die resultierende Schwebungsfrequenz f_BO direkt proportional ist zu der Verzögerung τ_O des OCTs.
Die Beiträge der SR-Leckage y_RF,S(t) zu dem gefilterten Mischerausgangssignal y(t) kann auf die gleiche Weise berechnet werden wie Gleichungen 7 und 8, Demnach gilt: $y_{S} (t) = \frac{A_{L O}^{2} G_{T} A_{S} G_{L}}{2} \cdot c o s (2 π f_{B S} t + Φ_{S} + Δ φ_{S} (t))$
wobei f_BS die von dem SR-Target verursachte Schwebungsfrequenz, Φ_S eine konstante Phase, und Δφ_S(t) das entsprechende DPN bezeichnet, und wobei $\begin{array}{l} f_{B S} = k τ_{S}, \\ Φ_{S} = 2 π f_{0} τ_{S} - k π τ_{S}^{2}, and \\ Δ φ_{S} (t) = φ (t) - φ (t - τ_{S}) . \end{array}$
Es sei darauf hingewiesen, dass Gleichungen 7 bis 10 auf der Annahme basieren, dass kein AWGN w(t) vorhanden ist, und die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 (im Wesentlichen ein Filter 20) das Signal im Durchlassbereich (pass band) nicht verzerrt. Des Weiteren kann man aus den Gleichungen 8 und 10 sehen, dass zwischen den Schwebungsfrequenzen f_BO und f_BS aufgrund des OCTs bzw. des SR-Targets ein Zusammenhang besteht: $f_{B O} = \frac{τ_{O}}{τ_{S}} f_{B S} .$
Demnach gilt, wenn τ_O < τ_S, dann ist die Schwebungsfrequenz f_BO aufgrund des OCTs um einen Faktor τ_O/τ_S kleiner als die Schwebungsfrequenz f_BS aufgrund des SR-Targets (τ_O/τ_S < 1). An diesem Punkt sei daraufhingewiesen, dass die Verzögerung τ_O aufgrund des OCTs und die RTDT τ_S des SR-Targets Systemparameter sind, welche entweder bekannt sind oder für einen bestimmten Transceiver gemessen werden können.
Des Weiteren sei darauf hingewiesen, dass in Gleichung 9 das DPN Δφ_S(t) aus dem Term cos(·) extrahiert werden und als separater Phasenrauschterm geschrieben werden kann, wenn man die Approximationen sin(Δφ_S(t)) ≈ Δφ_S(t) und cos(Δφ_S(t)) ≈ 1 verwendet. Dieser Phasenrauschterm würde auch einer Filterung durch die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 unterliegen. Jedoch ist dieser Effekt für die vorliegende Diskussion nicht wichtig und wird hier daher vernachlässigt. Das heißt, es wird angenommen, dass die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Durchlassbereich die gefilterten Signale nicht beeinflusst. In der Praxis wird die Tiefpassfilterung in der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 20 durch ein modifiziertes DPN mit einem Skalierungsfaktor berücksichtig (siehe Gleichung 18 unten).
Um den Frequenzoffset zwischen f_BO und f_BS (siehe Gleichung 11) zu kompensieren, bedient sich der hier beschriebene neue Ansatz zur Kompensation der SR-Leckage eines I/Q-Modulators im HF-Bereich. Für diesen Zweck kann das Systemmodell aus 5 wie in 6 dargestellt modifiziert und erweitert werden. Im Verglich mit dem vorhergehenden Beispiel aus 5 beinhaltet die Erweiterung im Wesentlichen einen Modulator 4, der zwischen das OCT 3 und den Subtraktionsknoten S₁ geschaltet ist. Demnach ist dem Modulator 4 das OCT-Ausgangssignal y_RF,O(t) zugeführt, und er erzeugt ein moduliertes OCT-Ausgangssignal y_RF,OM(t). Der Modulator 4 ist dazu ausgebildet, das OCT-Ausgangssignal y_RF,O(t) mit einem Modulationssignal m(t) zu modulieren, wobei $m (t) = A_{M} c o s (2 π f_{M} t + Φ_{M}), and$
$y_{R F, O M} (t) = y_{R F, O} (t) \cdot m (t) = y_{R F, O} (t) \cdot A_{M} c o s (2 π f_{M} t + Φ_{M}) .$
Die Generierung des Modulationssignal m(t) wird später erläutert und kann zunächst als Systemeingangsgröße betrachtet werden. Abgesehen von dem zusätzlichen Modulator 4 ist das in 6 gezeigte System im Wesentlichen dasselbe wie das vorherige Beispiel aus 5 und es wird auf die jeweilige Beschreibung Bezug genommen, um redundante Erläuterungen zu vermeiden.
Um die Funktion und den Effekt des zusätzlichen Modulators 4 darzulegen, wird das hinuntergemischte und gefilterte Mischerausgangssignal y(t) betrachtet. Da das vom Mischer 104 durchgeführte Hinuntermischen eine lineare Operation ist, ist, kann das Mischerausgangssignal y(t) - nach der Unterdrückung von Rauschen und unerwünschten Seitenbändern und Spiegelfrequenzen durch den Filter 20 - ausgedrückt werden als (vgl. Gleichung 6): $y (t) = y_{S} (t) - y_{O M} (t) + \sum_{i = 1}^{N} y_{t_{i}} (t),$
wobei ys(t), y_OM(t), und y_Ti(t) die Beiträge aufgrund der SR-Leckage, des modulierten OCT-Ausgangssignals bzw. der Echos von den normalen Radar-Targets T_i sind. Die Signalkomponente ys(t) ist in Gleichungen 9 und 10 definiert. Die Signalkomponente y_OM(t) kann durch Kombinieren der Gleichungen 3, 5 und 13 und darauffolgendes Hinuntermischen ins Basisband berechnet werden. Das Ergebnis kann durch eine ähnliche Rechnung wie in Gleichungen 7 und 8 erreicht werden, und folglich ist y_OM(t) $y_{O M} (t) = \frac{A_{L O}^{2} A_{O} A_{M} G_{L}}{2} \cdot c o s (2 π f_{B O M} t + Φ_{O M} + Δ φ_{O} (t)),$
wobei $\begin{array}{l} f_{B O M} = k τ_{O} + f_{M} = f_{B O} + f_{M}, \\ Φ_{O M} = 2 π f_{0} τ_{O} - k π τ_{O}^{2} + Φ_{M} = Φ_{O} + Φ_{M}, and \\ Δ φ_{O} (t) = φ (t) - φ (t - τ_{O}) . \end{array}$
Mit obigem Ergebnis können die Parameter A_M, f_M, and Φ_M so bestimmt werden, dass eine Kompensation der SR-Leckage im HF-Bereich erreicht wird (man beachte, der Subtraktionsknoten S₁ befindet sich vor dem Mischer 104). Wenn man die Gleichungen 14 und 15 mit den Gleichungen 9 und 10 vergleicht, kann man sehen, dass die Kompensation der SR-Leckage dann erreicht werden kann, wenn $\begin{array}{l} A_{M} = \frac{G_{T} A_{S}}{A_{O}}, \\ f_{M} = f_{B S} - f_{B O} = k τ_{S} - k τ_{O} = k \cdot (τ_{S} - τ_{O}), and \\ Φ_{M} = Φ_{S} - Φ_{O} . \end{array}$
Obwohl eine Kompensation der SR-Leckage durch Wahl der Parameter A_M, f_M, und Φ_M gemäß Gleichung 16 erreicht werden kann, wird das korrespondierende DPN nicht vollständig eliminiert, weil das in der SR-Leckage enthaltene DPN nicht gleich dem im OCT-Ausgangssignal enthaltenen DPN ist. Das heißt, $\begin{array}{l} Δ φ_{O} (t) \neq Δ φ_{S} (t), and \\ Δ φ_{S} (t) - Δ φ_{O} (t) = φ (t - τ_{O}) - φ (t - τ_{S}) . \end{array}$
An diesem Punkt sei jedoch darauf hingewiesen, dass die Kompensation der aus der SR-Leckage resultierenden Schwebungsfrequenz nicht das primäre Ziel ist, sondern vielmehr die Kompensation des von der SR-Leckage in den Empfangspfad des Radar-Transceivers eingebrachte DPN. Wie erwähnt, kann das von der SR-Leckage eingebrachte DPN das gesamte Grundrauschen in dem Radar-Transceiver erhöhen, und folglich könnte eine Kompensation des DPN die Performanz der Radarmessungen signifikant verbessern.
Man kann zeigen (siehe, e.g., A. Melzer, A. Onic, F. Starzer, and M. Huemer, „Short-Range Leakage Cancelation in FMCW Radar Transceivers Using an Artificial On-Chip Target", in IEEE Journal of Selected Topics in Signal Processing, Vol. 9, No. 8, pp. 1650-1660, Dec. 2015), dass die Terme φ(t-τ_O) und φ(t-τ_S) stark korreliert sind, auch wenn die OCT-Verzögerung τ_O signifikant kleiner ist als die dem SR-Target zugeordnete RTDT. Deshalb kann das in der SR-Leckage enthaltene DPN approximiert werden als: $Δ φ_{S} (t) \approx α_{L} \cdot Δ φ_{O} (t),$
wobei α_L als DPN-Skalierungsfaktor bezeichnet wird, der im Wesentlichen basierend auf den Verzögerungswerten τ_O und τ_S und dem Leistungsdichtespektrum des Phasenrauschens φ(t) berechnet werden kann, welches mittels bekannter Messmethoden bestimmt werden kann. Der DPN-Skalierungsfaktor α_L ist ein Maß, wie stark das in dem OCT-Ausgangssignal enthaltene DPN verstärkt werden muss, sodass es das in der SR-Leckage enthaltene DPN approximiert. Beispielsweise ergibt mit einem typischen Leistungsdichtespektrum des Phasenrauschens τ_S = 800 ps und τ_O = 80 ps eine DPN-Verstärkung von α_L= 9,987.
Im Vergleich zur SR-Leckage selbst sind die DPN-Terme Δφ_O(t) und Δφ_S(t) klein genug, um eine weitere Approximation zu ermöglichen (z.B. cos(Δφ_O(t)) ≈ 1 und sin(Δφ_O(t)) ≈ Δφ_O(t)), wodurch das DPN in ein Amplitudenrauschen „transformiert“ werden kann. Indem man die erwähnte Approximation auf die Gleichungen 9 und 14 anwendet, kann gezeigt werden, dass eine Kompensation des in der SR-Leckage enthaltenen Rauschens erreicht werden kann, wenn der Amplitudenwert A_M des Modulationssignals m(t) eingestellt wird auf $A_{M} = \frac{G_{T} A_{S}}{A_{O}} α_{L} .$
Es sei darauf hingewiesen, dass mit dieser Einstellung der Amplitude A_M die Schwebungsfrequenz f_BS der SR-Leckage (siehe Gleichungen 9 und 10) nicht perfekt kompensiert wird (was sein könnte, wenn man A_M gemäß Gleichung 16 wählte). Jedoch ermöglicht die Verwendung eines Modulationssignals m(t) mit einer gemäß Gleichung 19 eingestellten Amplitude eine bessere Kompensation des DPNs Δφ_O(t), welches in der SR-Leckage enthalten ist. DPN-Kompensation kann als wichtiger erachtet werden als die vollständige Kompensation der Schwebungsfrequenz, da das DPN für eine Verschlechterung der Empfindlichkeit des Radarsensors verantwortlich ist. Der einzige Nachteil ist das verbleibende Maximum (Peak) bei der Schwebungsfrequenz f_BS (im Spektrum des Mixerausgangssignals) nach der Kompensation, was jedoch auf die Abstands- und Geschwindigkeitsmessung keine negative Auswirkung hat. Da das mit der Schwebungsfrequenz f_BS oszillierende Signal eine relativ hohe Amplitude haben kann, kann nichtsdestotrotz eine Unterdrückung dieser Signalkomponente wünschenswert sein, um die Analog-Digital-Wandlung (siehe 7, ADC 30) im Hinblick auf Quantisierungsrauschen zu optimieren. Die Schwebungsfrequenz kann daher mit einem in der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 enthaltenen Hochpassfilter leicht unterdrückt werden. Demnach hat das in der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 enthaltene Hochpassfilter eine untere Grenzfrequenz, welche oberhalb der Schwebungsfrequenz f_BS liegt. Anstatt eines Tiefpassfilters und eines Hochpassfilters kann die Basisbandsignalverarbeitungskette 20 auch einen analogen Bandpassfilter enthalten.
7 illustriert eine exemplarische Implementierung des allgemeineren Ausführungsbeispiels aus 6. Das Ausführungsbeispiel aus 7 ist im Wesentlichen das gleiche wie das vorherige Beispiel aus 6 abgesehen davon, dass in 7 eine exemplarische Implementierung des Modulators 4 sowie weitere Schaltungskomponenten enthalten sind, die für die Erzeugung des Modulationssignals m(t) und für die Digitalisierung des gefilterten Mischerausgangssignals. y(t) verwendet werden. Demnach beinhaltet der Modulator 4 einen ersten 90°-Hybridkoppler, der das Modulatorsignal m(t) empfängt und dieses in ein In-Phase-Signal m_I(t) und ein Quadratursignal m_Q(t) „aufspaltet“. Das Signal m_I(t) ist in Phase mit dem eingehenden Modulatorsignals m(t), und das Signals m_Q(t) eilt dem eingehenden Modulatorsignal m_Q(t) um eine Phasenverschiebung von 90° nach. Die Amplituden der Signale m_I(t) und m_Q(t) können (im Vergleich zum eingehenden Modulatorsignal m(t)) um ungefähr 3 dB abgeschwächt werden, wenn man z.B. einen Zweigleitungskoppler (Branch Line Coupler) verwendet.
Der Modulator 41 beinhaltet weiter einen ersten Mischer 41 und einen zweiten Mischer 42, die beide das OCT-Ausgangssignal an ihren Signaleingängen empfangen. Der erste Mischer 41 empfängt das Signal m_Q(t) an seinem Referenzeingang, und der zweite Mischer 42 empfängt das Signal m_I(t) an seinem Referenzeingang. Folglich erzeugt der erste Mischer 41 als Ausgangssignal ein Quadratursignal, und der zweite Mischer 41 erzeugt ein In-Phasen-Signal I(t) als Ausgangssignal. Beide Ausgangssignale I(t) und Q(t) werden einem zweiten Hybridkoppler 44 zugeführt, der dazu ausgebildet ist, die beiden Signale zu kombinieren, um das Modulatorausgangssignal m_RF,OM(t) zu erzeugen. Der in diesem Beispiel verwendete Modulator 4 ist an sich als I/Q-Modulator bekannt und wird daher hier nicht detaillierter diskutiert. Im Wesentlichen „verschiebt“ der I/Q-Modulator die Schwebungsfrequenz f_BO, die aus dem OCT-Ausgang folgt, um einen Frequenzwert f_M. Demnach ist die aus dem modulierten OCT-Ausgang folgende frequenzverschobene Schwebungsfrequenz f_BOM gleich f_BO+f_M, was wiederum gleich f_BS ist, wenn f_M = f_BS - f_BO wie durch Gleichung 16 gegeben.
Das Modulationssignal m(t) kann im Digitalbereich als Digitalsignal m[n] erzeugt (n ist ein diskreter Zeitindex) und mittels eines Digital-Analog-Wandlers (DAC) 45 in ein analoges Signal umgewandelt werden. Das Digitalsignal m[n] kann mittels einer beliebigen bekannten Technik zur digitalen Erzeugung sinusförmiger Signale synthetisiert werden (z.B. Direct Digital Synthesis, DDS). Im vorliegenden Beispiel wird das Digitalsignal m[n] durch einen digitalen Oszillator OSC erzeugt, der eine Amplitude A_M, einen Frequenz f_M und eine Phase Φ_M als Eingangsparameter empfängt. Der digitale Oszillator OSC kann mittels dedizierter Hardware in dem MMIC integriert oder alternativ mittels eines digitalen Signalprozessors, z.B. DSP 40 (siehe 3), der Softwareinstruktionen ausführt, implementiert werden.
In 7 ist auch ein Analog-Digital-Wandler (ADC) 30 gezeigt (siehe auch 3), der dazu ausgebildet ist, das gefilterte Mischerausgangssignal y(t) zu digitalisieren (sampeln und quantisieren), um ein entsprechendes digitales Radarsignal y[n] zu erzeugen. ADC 30 und DAC 45 können von demselben Taktsignal mit einer Taktperiode Ts getaktet sein, welches die Abtastperiode bestimmt. Das digitale Radarsignal y[n] kann mittels eines digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) weiter verarbeitet werden, der dazu programmiert ist, geeignete Software auszuführen. Wie oben erwähnt repräsentiert die Software üblicherweise Algorithmen für die Range-Doppler-Analyse (Range Doppler Processing), um sogenannte Range-Doppler-Maps zu berechnen, welche für die Detektion von Radar-Targets T_i verwendet werden können, die sich in dem Radarkanal in einem Abstand befinden, der im spezifizierten Messbereich der Radarvorrichtung enthalten ist.
Mit dem hier mit Bezug auf 6 und 7 beschrieben Verfahren und System kann eine gute Kompensation des Phasenrauschens erreicht werden, welches von SR-Leckage in den Empfangspfad des Radar-Transceivers eingebracht wird. Die Kompensation erfolgt nur im HF-Bereich, d.h. bevor das empfangene Radarsignal (siehe z.B. Signal y_RF(t) in 6) in das Basisband/IF-Band hinuntergemischt wird. Die Kompensation im HF-Band wird nicht durch das intrinsische Rauschen des Mischers und des ADCs (siehe z.B. 7, Misher 104, ADC 30) beeinflusst und folglich können die jeweiligen Anforderungen betreffend das intrinsische Rauschen gelockert werden.
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und/oder Modifizierungen vorgenommen werden, ohne den Geist und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponente zu beschreiben, auch jeder anderen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d.h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung die Funktion ausführt, nicht strukturell gleichwertig ist.
Des Weiteren, obwohl ein bestimmtes Merkmal der Erfindung nur in Bezug auf eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, können solche Eigenschaften mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Implementierungen kombiniert werden, falls wünschenswert oder vorteilhaft für eine beliebige oder bestimmte Anwendung. Des Weiteren, insoweit Bezeichnungen wie „einschließlich“, einschließen“, „aufweisend“, „hat“, „mit“ oder Variationen derselben entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Bezeichnungen einschließend verstanden werden, ähnlich der Bezeichnung „umfassen“.

Claims

Ein Verfahren zur Kompensation von Phasenrauschen in einem Radarsignal; das Verfahren umfasst: Senden eines HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)), welches ein Lokaloszillatorsignal mit Phasenrauschen repräsentiert, an einen Radarkanal (CH); und Empfangen eines entsprechenden ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) von dem Radarkanal (CH), wobei das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) zumindest ein Radarecho des gesendeten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) beinhaltet; Anlegen des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) an ein künstliches Radar-Target (3), welches aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung (τ₀) und eine Verstärkung (A₀) auf das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; Modulieren des zweiten HF-Radarsignals (y_RF,O(t)) mit einem Modulationssignal (m(t)), wodurch ein frequenzverschobenes HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) erzeugt wird; Subtrahieren des frequenzverschobenen HF-Radarsignals (y_RF,OM(t)) von dem ersten HF-Radarsignal (y_RF(t)).
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei ein Radarecho des zumindest einen Radarechos ein Short-Range-(SR-) Leckagesignal (y_RF,S(t)) ist, das durch ein SR-Target (Ts) verursacht wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das in dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) enthaltene Phasenrauschen auch in dem ersten HF-Radarsignal (y_RF(t)) und in dem zweiten HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) vorhanden ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei ein erstes Radarecho des zumindest einen Radarechos ein Short-Range- (SR-) Leckagesignal (y_RF,S(t)) ist, das durch ein SR-Target (Ts) verursacht wird; wobei das erste Radarecho durch eine Hin- und Rücklaufzeit (RTDT) (τ_S) charakterisiert ist, und wobei die Verzögerung (τ₀) des künstlichen Radar-Targets (3) signifikant kleiner als die RTDT (τ_S) des ersten Radarechos ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei das in dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) enthaltene Phasenrauschen durch das erste Radarecho in das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) eingebracht wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 5, wobei das Phasenrauschen, das von dem ersten Radarecho in das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) eingebracht wird, durch ein im zweiten HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) enthaltenes Phasenrauschen approximiert wird, das um eine Rauschverstärkung verstärkt ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei das Modulationssignal (m(t)) eine Amplitude (A_M) hat, welche abhängig von der Rauschverstärkung eingestellt ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei die Rauschverstärkung basierend auf der Verzögerung (τ₀) des künstlichen Radar-Targets (3), der RTDT (τ_S) des ersten Radarechos und einer spektralen Leistungsdichte des in dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t) ) enthaltenen Phasenrauschens eingestellt ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei das Modulationssignal (m(t)) eine Modulationsfrequenz (f_M) hat, die von der RTDT (τ_S) des ersten Radarechos und der Verzögerung des künstlichen Radar-Targets (τ₀) abhängt.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei das Modulationssignal (m(t)) eine Modulationsfrequenz (f_M) hat, die proportional zu der Differenz zwischen der RTDT (τ_S) des ersten Radarechos und der Verzögerung (τ₀) des künstlichen Radar-Targets (3) ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, das weiter umfasst: Hinuntermischen eines dritten HF-Radarsignals, welches das Ergebnis einer Subtraktion des frequenzverschobenen HF-Radarsignals (y_RF,OM(t)) von dem ersten HF-Radarsignal (y_RF(t)) ist, in ein Basisband, wodurch ein Basisband-Radarsignal (y(t)) erzeugt wird, welches zumindest eine Schwebungsfrequenz enthält, die mit dem zumindest einen Radarecho korrespondiert.
Das Verfahren gemäß Anspruch 11, das weiter umfasst: Hochpassfiltern des Basisband-Radarsignals (y(t)), um zumindest eine der zumindest einen Schwebungsfrequenz aus dem Basisband-Radarsignal (y(t)) zu entfernen, welche von einem SR-Target (Ts) verursacht wird, und/oder Tiefpassfiltern des Basisband-Radarsignals (y(t)), um unerwünschte, durch das Hinuntermischen verursachte Spiegelfrequenzen zu entfernen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei das Hochpassfiltern vor oder nach dem Tiefpassfiltern erfolgt, oder wobei das Hochpassfiltern und das Tiefpassfiltern durch einem Bandpassfilter erfolgt.
Ein Radar-Transceiver, der aufweist: einen Lokaloszillator (LO) (101), der im Betrieb ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) erzeugt, welches Phasenrauschen beinhaltet; zumindest eine Sendeantenne (5), welche mit dem LO (101) gekoppelt ist zum Senden des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) an einen Radarkanal (CH); zumindest eine Empfangsantenne (6) zum Empfangen eines ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) von dem Radarkanal (CH), wobei das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) zumindest ein Radarecho des gesendeten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) beinhaltet; ein künstliches Radar-Target (3), welches mit dem LO (101) gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal(s_LO(t)) zu empfangen, und aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung (τ₀) und eine Verstärkung (A₀) auf das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; einen Modulator (4), der mit dem künstlichen Radar-Target (3) gekoppelt ist, um das zweite HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu empfangen, und der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) mit einem Modulationssignal (m(t)) zu modulieren, um ein frequenzverschobenes HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) zu erzeugen; eine HF-Subtraktionsschaltung (S₁), die mit der zumindest einen Empfangsantenne (6) und dem Modulator (4) gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, das frequenzverschobene HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) von dem ersten HF-Radarsignal y_RF(t)) zu subtrahieren.
Der Radar-Transceiver gemäß Anspruch 14, wobei die zumindest eine Sendeantenne (5) und die zumindest eine Empfangsantenne (6) in einer monostatischen Radarkonfiguration identisch sind.
Der Radar-Transceiver gemäß Anspruch 14 oder 15, der weiter aufweist: einen ersten HF-Verstärker (102), der zwischen den LO (101) und der zumindest einen Sendeantenne (5) geschaltet ist zum Verstärken des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)).
Der Radar-Transceiver gemäß einem der Ansprüche 14 bis 16, der weiter aufweist: einen zweiten HF-Verstärker (103), der mit der zumindest einen Empfangsantenne (6) gekoppelt ist zur Verstärkung des ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)).
Der Radar-Transceiver gemäß Anspruch 17, wobei der zweite HF-Verstärker (103) mit der zumindest einen Empfangsantenne (6) in Signalflussrichtung nach der HF-Subtraktionsschaltung (Si) gekoppelt ist.
Der Radar-Transceiver gemäß einem der Ansprüche 14 bis 18, wobei der Modulator (4) ein I/Q-Modulator ist, der einen ersten Mischer (42) und einen zweiten Mischer (41) aufweist, um ein In-Phasensignal (I(t)) bzw. ein Quadratursignal (Q(t)) zu erzeugen, und weiter einen Hybrid-Koppler (44) aufweist, der dazu ausgebildet ist, das In-Phasensignal (I(t)) und das Quadratursignal (Q(t)) zu kombinieren, um das frequenzverschobene HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) zu erzeugen.
Der Radar-Transceiver gemäß Anspruch 19, wobei der I/Q-Modulator einen weiteren Hybrid-Kopper (43) aufweist, der dazu ausgebildet ist, das Modulationssignal (m(t)) sowohl zum ersten Mischer (42) als auch zum zweiten Mischer (41) zu leiten.
Der Radar-Transceiver gemäß einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei ein erstes Radarecho des zumindest einen Radarechos ein Short-Range- (SR-) Leckagesignal (y_RF,S(t)) ist, das von einem SR-Target (Ts) verursacht wird; wobei das erste Radarecho ist durch eine Hin- und Rücklaufzeit (RTDT) (τ_S) charakterisiert, wobei die Verzögerung (τ₀) des künstlichen Radar-Targets (3) signifikant kleiner ist als die RTDT (τ_S) des ersten Radarechos.
Der Radar-Transceiver gemäß Anspruch 21, der weiter aufweist: einen Oszillator, der dazu ausgebildet ist, das Modulationssignal (m(t)) für den Modulator (4) mit einer Frequenz (f_M) zu erzeugen, welche von der Verzögerung (τ₀) des künstlichen Radar-Targets (3) und der RTDT (τ_S) des ersten Radarechos abhängt.
Der Radar-Transceiver gemäß einem der Ansprüche 14 bis 22, ein Mischer (104), der mit der Subtraktionsschaltung (Si) gekoppelt ist, um ein Ausgangssignal der HF-Subtraktionsschaltung (S₁), das die Differenz zwischen dem ersten HF-Radarsignal (y_RF(t)) und dem frequenzverschobenen HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) repräsentiert, in ein Basisband hinunterzumischen.
Der Radar-Transceiver gemäß Anspruch 23, eine Basisbandsignalverarbeitungskette (20), die mit dem Mischer (104) gekoppelt und diesem nachgeschaltet ist, wobei die Basisbandsignalverarbeitungskette (20) zumindest eines der folgenden aufweist: einen Hochpassfilter, einen Tiefpassfilter.
Der Radar-Transceiver gemäß einem der Ansprüche 14 bis 24, wobei der LO (101), der Modulator (4) und das künstliche Radar-Target (3) in eine einzige monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert sind.
Eine monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung, die aufweist: einen Lokaloszillator (LO) (101), der im Betrieb ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) erzeugt, welches Phasenrauschen beinhaltet; zumindest einen Antennenausgang zum Anschluss von zumindest einer Sendeantenne (5), wobei der Antennenausgang zum Senden des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) an einen Radarkanal (CH) mit dem LO (101) gekoppelt ist; zumindest einen Antenneneingang zum Anschluss einer Empfangsantenne (6) zum Empfangen eines ersten HF-Radarsignals (y_RF(t)) von dem Radarkanal (CH), wobei das erste HF-Radarsignal (y_RF(t)) zumindest ein Radarecho des gesendeten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) beinhaltet; ein künstliches Radar-Target (3), welches mit dem LO (101) gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal(s_LO(t)) zu empfangen, und aus einer Schaltungsanordnung aufgebaut ist, die eine Verzögerung (τ₀) und eine Verstärkung (A₀) auf das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) anwendet, um ein zweites HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu erzeugen; einen Modulator (4), der mit dem künstlichen Radar-Target (3) gekoppelt ist, um das zweite HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) zu empfangen, und der dazu ausgebildet ist, das zweite HF-Radarsignal (y_RF,O(t)) mit einem Modulationssignal (m(t)) zu modulieren, um ein frequenzverschobenes HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) zu erzeugen; eine HF-Subtraktionsschaltung (S₁), die mit der zumindest einen Empfangsantenne (6) und dem Modulator (4) gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, das frequenzverschobene HF-Radarsignal (y_RF,OM(t)) von dem ersten HF-Radarsignal y_RF(t)) zu subtrahieren.