CN112470030B - 雷达传感器 - Google Patents

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Abstract

示例实施例描述了雷达传感器，其中，雷达传感器包括各自具有彼此相邻设置的漏波天线的一对连续波(CW)雷达收发器。每个CW雷达收发器包括微波频率传输电路，其被配置为发射和接收被附近物体反射的信号。所发射和接收的信号随后由雷达传感器处理以确定被检测物体与雷达传感器之间的相对位移。所确定的相对位移随后可以与机器学习技术一起使用以识别雷达传感器的检测范围内做出的动态手势。

Description

雷达传感器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2018年7月25日提交的标题为“A Microwave Based 3D Sensor forDynamic Gesture Recognition(用于动态手势识别的基于微波的3D传感器)”、新加坡专利申请No.10201806351Y的权益，该申请的全部以引用方式明确地并入本文中。
技术领域
本发明涉及一种雷达传感器，其中，雷达传感器包括各自具有彼此相邻设置的漏波天线的一对连续波(CW)雷达收发器。具体地，每个CW雷达收发器包括微波频率传输电路，其被配置为发送和接收被附近物体反射的信号。所发送和接收的信号随后由雷达传感器处理，以确定被检测物体与雷达传感器之间的相对位移。所确定的相对位移随后可以与机器学习技术一起使用，以识别雷达传感器的检测范围内做出的动态手势。
背景技术
随着物联网(IoT)的快速发展和移动装置的日益普及，人与机器之间的交互变得更加便捷。这导致了各种形式的非接触式交互的发展，其目的是促进人与机器/计算机之间的交互的容易性。非接触式交互允许人的动态手势容易被机器识别并且允许机器响应于所识别的动态手势。
本领域技术人员已经提出了各种形式的非接触式交互，诸如光学高分辨率无接触距离测量技术或雷达测量技术。光学高分辨率测量技术通常涉及激光干涉测量法或激光脉冲时差测量，这些技术具有优势，因为它们提供高度精确的读数、高分辨率和宽动态范围。然而，这种光学测量技术在恶劣的环境中无法穿透灰尘和雾气，因为在这样的环境下的光学扩散导致发生测量误差。
发现雷达测量系统比光学测量技术更具优势，因为与光信号的传输相比，测量概念是基于微波信号的传播和反射。此外，由于在制造印刷电路板(PCB)和单片微波集成电路(MMIC)中取得的技术进步，在过去的十年中，微波电路的制造成本已经降低。因此，生产基于雷达的MMIC测量系统比等效的光学测量系统更具成本效益。
许多雷达技术(诸如脉冲雷达和频率调制的连续波(FMCW)雷达)已经使用了数十年。脉冲雷达通过向目标发射短的微波脉冲信号来工作，并且当其撞击目标时，该信号反射回发射器。接收到的信号相对于发送器发送的信号被延迟，并且延迟的长度取决于信号到目标并返回的往返飞行时间。这意味着，如果可以测量信号的往返飞行时间，则可以有效地得出到目标的距离。然而，由于在非常短的时间间隔测量中相对低的精度，这样的技术不能用于短距离测量或高精度距离检测。
与脉冲雷达不同，FMCW雷达被配置为发送经过频率调制的连续微波信号。由于频率调制，FMCW雷达检测到的发射信号与反射信号之间的时间延迟可以被测量为这两种信号之间的频率差。然而，为了使FMCW雷达在短距离上获得高的空间分辨率，需要极陡的频率斜坡来驱动雷达，因为陡的频率斜坡允许系统在发射信号与反射信号之间产生较大的频移。如此，用于FMCW雷达的压控振荡器(VCO)通常针对以稳定谐振频率输出的、具有谐振电路的长时间常数的连续波(CW)进行优化以确保精确生成载波频率，或者优化为快速调整。这两种属性之间的折衷导致不利于雷达系统的性能的非线性输出信号的生成。
为了提高FMCW雷达系统的测量精度，已经提出将附加的相位评估步骤引入这些雷达系统。通过检测反射信号相对于发射信号的相位的相移，可以极大地改善雷达系统的空间分辨率。结果，通过使用基带范围内的附加的相位测量技术，已经为现有雷达系统实现了亚波长分辨率。然而，当从目标测量的距离大于单个波长时，出现相位模糊的问题。在这样的情况下，由于在相应的相位差超过一个波长时雷达系统无法区分不同的距离，因此由于距离变化的周期性重复，相位评估技术将产生模糊的结果。简而言之，只有当目标在发射信号的波长范围内时，才能测量雷达系统与目标之间的位移，从而严重限制了雷达系统的检测范围。
由于上述原因，本领域技术人员一直在努力提出可以在宽范围内使用的具有高空间分辨率的雷达传感器。
发明内容
通过根据本发明的实施例提供的系统和方法，解决了以上和其它问题，并且在本领域取得了进步。
根据本发明的系统和方法的实施例的第一优点在于，与常规的连续波(CW)收发器的可检测范围相比，该雷达传感器具有更大的可检测范围。
根据本发明的系统和方法的实施例的第二优点在于，雷达传感器不受使用相位测量技术的现有雷达系统通常面临的相位模糊问题的影响。
根据本发明的系统和方法的实施例的第三优点在于，来自雷达传感器的测量可以与机器学习技术结合以执行动态手势识别功能。
通过以下面的方式操作的根据本发明的系统和方法的实施例来提供以上优点。
根据本发明的第一方面，公开了包括第一连续波(CW)雷达收发器和第二连续波(CW)雷达收发器的雷达传感器，其中，每个CW雷达收发器包括：压控振荡器(VCO)，其被配置为生成具有特定频率的输出信号；以及划分器电路，其被配置为将来自VCO的输出信号分为参考信号和传输信号。每个CW雷达收发器还具有双周期复合右/左手(CRLH)衬底集成波导(SIW)漏波天线，该漏波天线被配置为：从划分器电路接收传输信号；发射后向或前向主波束，其中，所发射的主波束的方向由接收的传输信号的特定频率确定，并且当主波束被与传感器相邻的物体反射回天线时，天线还被配置为基于所反射的主波束生成后向散射信号。设置在每个CW雷达收发器内的划分器电路还被配置为对从天线接收的后向散射信号进行划分，并且设置在每个CW雷达收发器内的六端口干涉仪被配置为通过六端口干涉仪的输入端口从划分器电路接收参考信号和划分后的后向散射信号，其中，六端口干涉仪被配置为基于接收的参考信号和划分后的后向散射信号在六端口干涉仪的输出端口处生成功率信号，其中，功率信号用于计算物体与雷达传感器之间的相对位移L。此外，第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线与第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线相邻设置，并且第一CW雷达收发器的VCO和第二CW雷达收发器的VCO各自被调整为生成各自具有不同的特定频率的输出信号，使得第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线的主波束的方向和第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线的主波束的方向相同。
参照本发明的第一方面，六端口干涉仪包括：第一功率划分器，其具有耦接至划分器电路以接收参考信号的输入端口；第一定向耦合器，其具有耦接至第一功率划分器的输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；第二定向耦合器，其具有耦接至第一功率划分器的另一输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；第二功率划分器，其具有耦接至划分器电路以接收划分后的后向散射信号的输入端口，并且具有耦接至宽带移相器的输入端口的输出端口，并且具有耦接至第二定向耦合器的另一输入端口的另一输出端口，其中，宽带移相器的输出端口耦接至第一定向耦合器的另一输入端口。
参照本发明的第一方面，梯度折射率(GRIN)衬底设置在第一定向耦合器和第二定向耦合器的耦接区域处。
参照本发明的第一方面，划分器电路包括功率划分器，其被配置为将来自VCO的输出信号均分为参考信号和划分后的输出信号，并且将参考信号提供至六端口干涉仪的输入端口中的一个；环形耦合器(rat race coupler)，其被配置为在环形耦合器的和端口(sumport)处接收划分后的输出信号，并且在环形耦合器的第一端口处生成传输信号；并且环形耦合器还被配置为在环形耦合器的第一端口处从天线接收后向散射信号，并且在环形耦合器的不同端口处产生后向散射信号，其中，不同端口耦接至六端口干涉仪的输入端口中的另一个。
参照本发明的第一方面，环形耦合器的中央耦接区域包括具有变化的介电常数值的区域。
参照本发明的第一方面，第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线与第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线背对背设置。
参照本发明的第一方面，雷达传感器还包括：计算模块，其耦接至第一CW雷达收发器和第二CW雷达收发器的六端口干涉仪的输出端口；计算模块，其被配置为使用来自第一CW雷达收发器和第二CW雷达收发器的功率信号，以计算物体与雷达传感器之间的相对位移L。
根据本发明的第二方面，公开了使用设置在雷达传感器内的第一连续波(CW)雷达收发器和第二连续波(CW)雷达收发器来确定物体与雷达传感器之间的相对位移L的方法，其中，所述方法包括：通过设置在每个CW雷达收发器内的压控振荡器(VCO)生成具有特定频率的输出信号；通过设置在每个CW雷达收发器内的划分器电路将来自VCO的输出信号划分为参考信号和传输信号；通过设置在每个CW雷达收发器内的双周期复合右/左手(CRLH)衬底集成波导(SIW)漏波天线接收来自划分器电路的传输信号，并发射后向或前向主波束，其中，所发射的主波束的方向由所接收的传输信号的特定频率确定，并且当主波束被与传感器相邻的物体反射回天线时，基于所反射的主波束由CRLH SIW漏波天线生成后向散射信号；通过划分器电路对从天线接收的后向散射信号进行划分；通过设置在每个CW雷达收发器内的六端口干涉仪的输入端口，从划分器电路接收参考信号和划分后的后向散射信号，其中，六端口干涉仪基于所接收的参考信号和划分后的后向散射信号在六端口干涉仪的输出端口处生成功率信号，功率信号用于计算物体与雷达传感器之间的相对位移L。此外，第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线与第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线相邻设置，并且第一CW雷达收发器的VCO和第二CW雷达收发器的VCO各自被调整为生成各自具有不同的特定频率的输出信号，使得第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线的主波束和第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线的主波束指向同一方向。
参照本发明的第二方面，六端口干涉仪包括：第一功率划分器，其具有耦接至划分器电路以接收参考信号的输入端口；第一定向耦合器，其具有耦接至第一功率划分器的输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；第二定向耦合器，其具有耦接至第一功率划分器的输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；第二功率划分器，其具有耦接至划分器电路以接收划分后的后向散射信号的输入端口，并且具有耦接至宽带移相器的输入端口的输出端口，并且具有耦接至第二定向耦合器的另一输入端口的另一输出端口，其中，宽带移相器的输出端口耦接至第一定向耦合器的另一输入端口。
参照本发明的第二方面，梯度折射率(GRIN)衬底设置在第一定向耦合器和第二定向耦合器的耦接区域处。
参照本发明的第二方面，通过划分器电路进行划分包括：通过设置在每个CW雷达收发器内的功率划分器将来自VCO的输出信号均分为参考信号和划分后的输出信号，并且将参考信号提供至六端口干涉仪的输入端口中的一个；通过设置在每个CW雷达收发器内的环形耦合器，在环形耦合器的和端口处接收划分后的输出信号，并且在环形耦合器的第一端口处生成传输信号；以及通过环形耦合器在环形耦合器的第一端口处从天线接收后向散射信号，并且在环形耦合器的不同端口处产生后向散射信号，其中，不同端口耦接至六端口干涉仪的输入端口中的另一个。
参照本发明的第二方面，环形耦合器的中央耦接区域包括具有变化的介电常数值的区域。
参照本发明的第二方面，第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线与第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线背对背设置。
参照本发明的第二方面，所述方法还包括通过计算模块基于从第一CW雷达收发器和第二CW雷达收发器的六端口干涉仪接收的功率信号来计算物体与雷达传感器之间的相对位移L，所述计算模块设置在第一CW雷达收发器和第二CW雷达收发器中的每一个内，并且耦接至设置在第一CW雷达收发器和第二CW雷达收发器中的每一个内的六端口干涉仪的输出端口。
附图说明
根据本公开的以上优点和特征在下面的详细描述中进行了描述，并且示出在下面的附图中：
图1(a)示出了根据本发明的实施例的雷达传感器的框图表示；
图1(b)示出了根据本发明的实施例的雷达传感器的连续波(CW)雷达收发器的框图表示；
图2示出了根据本发明的实施例的图1(b)中所示的连续波(CW)雷达收发器的划分器电路的框图表示；
图3(a)示出了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的单位单元；
图3(b)示出了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的单位单元的电路图；
图3(c)示出了根据本发明的实施例的双周期复合右/左手(CRLH)衬底集成波导(SIW)漏波天线；
图4示出了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线相对于变化的输入频率的波束扫描角度；
图5(a)示出了根据本发明的实施例的当天线在后向扫描模式下操作时的双周期CRLH-SIW漏波天线的模拟远场辐射图案；
图5(b)示出了根据本发明的实施例的当天线在宽边扫描模式下操作时的双周期CRLH-SIW漏波天线的模拟远场辐射图案；
图5(c)示出了根据本发明的实施例的当天线在前向扫描模式下操作时的双周期CRLH-SIW漏波天线的模拟远场辐射图案；
图6(a)示出了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的单位单元的分散图；
图6(b)示出了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的经模拟和测量的反射系数S11；
图6(c)示出了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的经模拟和测量的增益S21；
图6(d)示出了用于以变化的频率辐射的信号的根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的经模拟和测量的主波束方向；
图7(a)示出了根据本发明的实施例的六端口干涉仪的框图；
图7(b)示出了根据本发明的实施例的已经设计有梯度折射率(GRIN)衬底的定向耦合器的框图；
图7(c)示出了根据本发明的实施例的具有沿着x轴的杆的加载了分裂互补Omega(SCO)阵列的衬底集成波导(SIW)和具有沿着z轴的杆的加载了SCO阵列的SIW的分散图分析；
图7(d)示出了根据本发明的实施例的制造的宽带移相器；
图8(a)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪的顶视图；
图8(b)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪的底视图；
图8(c)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪的放大视图；
图9(a)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S11和S22；
图9(b)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S21和S12；
图10(a)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S31、S41、S51和S61的幅度；
图10(b)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S31、S41、S51和S61的相位；
图11(a)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S32、S42、S52和S62的幅度；
图11(b)示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S32、S42、S52和S62的相位；
图12示出了根据本发明的实施例的图7(a)中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S42和S62的相位之间的相位差；
图13示出了根据本发明的实施例的在频率9.9GHz和频率11GHz下的模拟相位测量结果以及这两种频率之间的相位差；
图14示出了根据本发明的实施例的六端口干涉仪的框图；
图15(a)示出了根据本发明的实施例的图14中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S11和S22；
图15(b)示出了根据本发明的实施例的图14中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S21和S12；
图16(a)示出了根据本发明的实施例的图14中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S32、S42、S52和S62的幅度；
图16(b)示出了根据本发明的实施例的图14中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S31、S41、S51和S61的幅度；
图17(a)示出了根据本发明的实施例的图14中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S31、S41、S51和S61的相位；以及
图17(b)示出了根据本发明的实施例的图14中所示的六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S32、S42、S52和S62的相位。
具体实施方式
本发明涉及雷达传感器和使用雷达传感器检测附近物体的方法，并且在本发明的实施例中，雷达传感器可以用于动态手势识别，并且本领域技术人员将认识到，雷达传感器可以在不脱离本发明的情况下用于其它相似应用。具体地，雷达传感器包括各自具有彼此相邻设置的漏波天线的一对连续波(CW)雷达收发器。
在更具体的实施例中，雷达传感器中的每个CW雷达收发器包括压控振荡器(VCO)、划分器电路、双周期复合右/左手(CRLH)衬底集成波导(SIW)漏波天线和六端口干涉仪，其中，第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线与第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线相邻设置。
在操作中，第一CW雷达收发器的VCO和第二CW雷达收发器的VCO各自通过改变其输入电压来进行调整，以生成各自具有不同特定频率的输出信号，使得第一CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线的主波束的方向和第二CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线的主波束的方向相同。在每个CW雷达收发器中，来自VCO的信号被提供至划分器电路，该划分器电路被配置为将信号划分为参考信号和传输信号。双周期CRLH SIW漏波天线随后用于发射传输信号，并且后续用于接收被附近物体反射的信号。
六端口干涉仪随后用于将由漏波天线接收的反射信号与由划分器电路提供的参考信号进行比较，以确定反射信号与参考信号之间的相位差。从每个CW雷达收发器获得的相位差随后用于计算被检测物体与雷达传感器之间的相对位移。所确定的相对位移随后可以与机器学习技术一起使用，以识别在雷达传感器的检测范围内做出的动态手势，或者任何其它相似类型的移动或者移动物体。
图1(a)示出了根据本发明的实施例的雷达传感器的框图表示。雷达传感器100包括第一连续波(CW)雷达收发器101和第二CW雷达收发器102，其被布置为使得两个CW雷达收发器的双周期CRLH SIW漏波天线115被定位为彼此相邻。
图1(b)示出了根据本发明的实施例的雷达传感器100的CW雷达收发器101/102的框图表示。CW雷达收发器101/102各自包括压控振荡器(VCO)105、划分器电路110、双周期复合右/左手(CRLH)衬底集成波导(SIW)漏波天线115、六端口干涉仪120和计算模块125。VCO105是电子振荡器，其瞬时振荡频率可以由施加到VCO 105的输入电压确定。这意味着来自VCO 105的输出信号的频率可以通过简单地改变VCO 105的输入电压而在宽频率光谱上进行改变。
在本发明的实施例中，VCO 105被配置为生成微波频率输出信号。在本发明的其它实施例中，由VCO 105生成的输出信号具有在8GHz与14GHz之间的频率范围。由VCO 105生成的输出信号随后被提供至划分器电路110。本领域技术人员将认识到，VCO 105可以被配置为在不脱离本发明的情况下生成具有其它频率值的信号。
根据本发明的实施例，划分器电路110包括被配置为将来自VCO 105的输出信号均分为参考信号和传输信号的部件或逻辑电路的任意组合。来自划分器电路110的传输信号随后被提供至双周期CRLH-SIW漏波天线115，而参考信号被提供至六端口干涉仪120。将在该描述的后续部分中更加详细地描述双周期CRLH-SIW漏波天线115的详细工作。在接收到传输信号之后，漏波天线115将发射辐射图案，其中，辐射图案的主波束相对于漏波天线115可以在前向方向、宽边方向或后向方向上。根据本发明的实施例，辐射主波束的方向由通过漏波天线115接收的传输信号的频率确定。
当辐射主波束被与CW雷达收发器101/102相邻定位的物体130反射时，反射主波束将被漏波天线115检测到。漏波天线115随后将基于检测的反射主波束生成后向散射信号，并且该后向散射信号将通过划分器电路110被提供至六端口干涉仪120。
六端口干涉仪120随后将利用参考信号和后向散射信号来在其四个输出端口中的每一个处生成功率信号。稍后将在该描述中描述六端口干涉仪120的详细配置。干涉仪120的四个输出端口耦接至计算模块125，并且计算模块125被配置为使用接收的功率信号计算参考信号与后向散射信号之间的相位差以及物体130与CW雷达收发器101/102之间的相对位移L。
在本发明的实施例中，为了增大雷达传感器100的可检测范围，当CW雷达收发器101的漏波天线115沿着特定方向辐射具有第一谐振频率的第一信号时，CW雷达收发器102的对应漏波天线115还将被配置为沿着同一特定方向辐射具有第二谐振频率的第二信号。应注意，即使第一信号和第二信号两者沿着同一方向辐射，由CW雷达收发器101辐射的第一信号的第一谐振频率也不等于由CW雷达收发器102辐射的第二信号的第二谐振频率(频率间隔fspace存在于这两种辐射信号之间)。
用于第一信号和第二信号的辐射信号与接收的后向散射信号之间的相位差随后分别由CW雷达收发器101和102的计算模块125来进行计算。从CW雷达收发器101和102的计算模块125获得的测量结果随后用于计算拍频(beat frequency)的相位或频率间隔fspace的相位。随后通过CW雷达收发器101或102中的计算模块125使用所计算的拍频的相位来进行距离计算。通过这样做，雷达传感器100能够有效地解决CW收发器通常所面临的相位模糊问题，从而有效地将其检测范围扩大到超过辐射信号的一个波长。
图2示出了CW雷达收发器101或102的划分器电路110(如图1(b)中所示)的实施例的框图表示。划分器电路110可以包括功率划分器205和环形耦合器210。功率划分器205被配置为将从VCO 105接收的信号均分为提供至六端口干涉仪120的参考信号和提供至环形耦合器210的划分后的输出信号。环形耦合器210包括四个端口，即，端口一，其还可以被识别为和∑端口；端口二(2)；端口三(3)；以及端口四，其可以被称为差Δ端口。当信号被施加到端口一(即，和∑端口)时，该信号将在端口二和端口三处均分为两个同相位分量，而端口四将被隔离。如果改为将该信号施加到端口四，则该信号将在端口二和端口三处被均分为具有180°相位差的两个分量，并且端口一被隔离。可替换地，如果分别在端口二和端口三处施加两个输入信号，则这两个信号之和将形成在端口一(即，在和∑端口)处，而这两个信号之间的差将形成在端口四(即，在差Δ端口)处。
如图2中所示，和∑端口耦接至功率划分器205的输出端之一，差Δ端口耦接至六端口干涉仪120的输入端口，端口二(2)接地，并且端口三(3)耦接至漏波天线115。因此，当从功率划分器205向环形耦合器210的和∑端口(即，端口一)提供划分后的输出信号时，划分后的输出信号在端口二(2)和端口三(3)处被均分为两个同相位信号。被定义为传输信号的来自端口三(3)的信号随后被提供至漏波天线115。
环形耦合器210还被配置为经由端口三(3)从漏波天线115接收后向散射信号，其中，后向散射信号基于由漏波天线115检测到的反射信号来生成。后向散射信号随后在差Δ端口处产生，并且后续被提供至六端口干涉仪120的输入端口，以如先前描述的进行进一步地处理。在本发明的实施例中，环形耦合器的中央耦接区域包括具有变化的介电常数值的区域，并且这允许环形耦合器实现宽带宽或任意功率分配比。
双周期复合右/左手(CRLH)衬底集成波导(SIW)漏波天线(LWA)
在该部分中更加详细地描述了双周期CRLH-SIW漏波天线115的详细工作。如本领域的技术人员已知的，漏波天线(LWA)是一种周期性地嵌有谐振器(诸如缝隙)的行波结构(travelling wave structure)。谐振器的布置、周期和取向确定LWA的辐射特性，如此，LWA能够通过改变提供至LWA的信号的频率来指定其主波束的辐射的方向。
复合右/左手(CRLH)传输线是在特定输入频率范围上呈现左手辐射行为并在特定输入频率范围上呈现右手辐射行为的结构。左手辐射行为通过将串联电容和并联电感并入右手主介质中来实现。因此，已经在基于衬底集成波导(SIW)的漏波天线中集成CRLH结构，以实现后向至前向波束扫描。在本发明的实施例中，已经设计了基于双周期(DP)CRLH SIW的漏波天线。除了常规CRLH-SIW漏波结构的左手漏波区域和右手漏波区域之外，DPCRLHSIW漏波天线在较低的频率范围还拥有一个附加的右手漏波区域。在本发明的实施例中，漏波天线115包括这样的DPCRLH SIW漏波天线，由此可以通过改变提供至漏波天线115的信号的频率来指定该天线的主波束的辐射的方向。
根据以上实施例的漏波天线115是通过使诸如衬底集成波导(SIW)的导波结构周期性地加载有谐振结构而设计的。漏波天线115由多个单位单元构成，其中，单位单元的取向和总数确定漏波天线115的性质，诸如其主波束角度、增益、极化等。DPCRLH-SIW结构的单位单元是具有纵向和横向缝隙的单层SIW结构，其中，缝隙的大小被调制为实现双周期特性。
该工作中提出的单位单元的布局包括两个子单位单元，并且其在图3(a)中作为子单位单元325和子单位单元340示出，其中，整个单位单元结构(即，子单位单元325和340的组合)包括具有纵向和横向缝隙的单层结构。两个子单位单元325和340提供具有4个自由度的设计，从而允许漏波天线115实现期望的分散特性和辐射性能。沿着单位单元的长度调制纵向缝隙的尺寸以实现所需的分散特性。在本发明的实施例中，用于设计漏波天线115的衬底是Rogers 4003C(h＝0.8128mm，δ＝0.0027，∈r＝3.55)，其中(参照图3(a))，用于DPCRLHSIW单位单元的值如下：p＝1.5mm，d＝1mm，llat1＝9mm，llat2＝9.9mm，wlat＝0.4mm，llong1＝4mm，l＝2mm，llong3＝1mm，wlong＝0.5mm，并且ΔDP＝17.5mm。
图3(b)中示出了双周期CRLH单位单元的等效电路，其中，LR和CR是右手主介质的串联电感和并联电容，而LL1、CL1、LL2和CL2是DPCRLH单位单元的左手参数。Δsp和ΔDP分别是子单位单元和超级单位单元的周期。
在本发明的实施例中，CW雷达收发器101和102中使用的双周期CRLH-SIW漏波天线115包括八个级联的单位单元。天线测量5.16λ0×0.8λ0×0.0271λ0，其中，λ0表示自由空间波长。在本发明的该实施例中，可以针对10GHz的谐振频率计算自由空间波长λ0，图3(c)中示出了所制造的原型305，其中，310表示所制造的单位单元中的一个。使用具有锥形过渡的50微带线来馈送所制造的原型305，以用于匹配SIW输入阻抗。
图4示出了基于以上关于输入频率的变化所述的参数的漏波天线115的模拟波束扫描角度。基于曲线400，可以观察到在左手区域405和右手区域410中几乎可实现均匀的行为。对于该模拟，波束扫描角度的范围在频率范围7.9GHz至14GHz上介于–45度与45度之间，并且可以看出主波束在10GHz附近从左手区域405过渡到右手区域。-45度至45度的该宽覆盖范围确保了漏波天线115的主波束能够扫描与雷达传感器相邻的物体的整个表面面积。
图5中示出了用于各种输入频率的模拟远场辐射图案，其用于按照背对背配置彼此相邻放置的两个漏波天线。换言之，为了该模拟，CW雷达收发器101的漏波天线115的后部面对CW雷达收发器102的漏波天线115的后部(按照背对背布置)放置，因此即使由CW雷达收发器101的漏波天线115传输的信号频率不同于由CW雷达收发器102的漏波天线115传输的信号频率，由CW雷达收发器101和102的漏波天线115辐射的两个主波束也将在同一方向上。在本发明的实施例中，CW雷达收发器101的漏波天线115位于距离CW雷达收发器102的漏波天线115不超过λ/2半波长处，其中，λ表示自由空间波长。在本发明的该实施例中，可以针对10GHz的谐振频率计算自由空间波长λ。
以下的表1示出了分别在CW雷达收发器101和102的漏波天线115处对于各种主波束方向的信号的各种频率。
Figure BDA0002908850680000151
表1
从表1可以看出，尽管提供至CW雷达收发器101的漏波天线115的信号的频率不同于提供至CW雷达收发器102的漏波天线115的信号的频率，但是两个漏波天线115的主波束能够沿着同一方向，前提条件是两个天线背对背布置，或者可替换地，两个天线按照前向至前向布置。本领域技术人员将认识到，漏波天线可以按照其它配置或布置来布置，或者可以被配置为不脱离本发明的情况下发射具有其它谐振频率的信号，只要由各个漏波天线发射的信号之间存在频率差并且只要两个天线的主波束沿着同一方向辐射即可。
图5(a)示出了当漏波天线505a在后向扫描模式下操作并且漏波天线505b在前向扫描模式下操作使得模拟远场辐射图案的组合方向在整个后向方向上时的双周期CRLH-SIW漏波天线505a和505b的模拟远场辐射图案。
可替换地，漏波天线还可以被配置为沿着大体宽边方向辐射波束。图5(b)示出了当漏波天线510a在宽边扫描模式下操作并且漏波天线510b在宽边扫描模式下操作使得可以理解模拟远场辐射图案的组合方向在整个宽边方向上时的双周期CRLH-SIW漏波天线510a和510b的模拟远场辐射图案。
漏波天线还可以被配置为沿着总体宽边前向方向辐射波束，从而示出了漏波天线115的这样的布置极大地增大其整体检测范围。图5(c)示出了当漏波天线515a在后向扫描模式下操作并且当漏波天线515b在前向扫描模式下操作使得可以理解模拟远场辐射图案的组合方向在整个后向方向上时的双周期CRLH-SIW漏波天线515a和515b的模拟远场辐射图案。
可以使用全波模拟来获得如图3(a)和图3(b)中先前示出的单个双周期CRLH单位单元的分散图。还可以说，分散图可以用于确定天线的物理尺寸。可以通过确定不同组参数的分散图来估算天线的物理尺寸。可以针对单位单元来确定ABCD矩阵，并且可以使用下面的等式(1)来确定传播常数γ。
Figure BDA0002908850680000161
其中，α是衰减常数，β是相位常数，并且参数A和D是传输参数。
从图6(a)中所示的分散图可以看出存在三个不同的操作范围。第一右手区域601在从f1＝5.7GHz至f3＝7.3GHz的范围内，第一左手区域在从f3＝7.3GHz至f5＝10.37GHz的范围内，并且第二右手区域603在从f5＝10.37GHz值f6＝13.87GHz的范围内。从图6(a)可以观察到第一左手区域602的带宽在f5与f3之间为大约3.1GHz，并且第二右手区域603的带宽在f6与f5之间为大约3.5GHz，即，这两个区域的带宽几乎相同。这暗示着以下内容：
Figure BDA0002908850680000162
使用空气线路等式
Figure BDA0002908850680000163
来确定漏波天线的辐射锥(radiation cone)，其中，辐射锥内部的区域是确定双周期CRLH传输线结构辐射的频率范围的快波区域/漏波区域。换言之，如图6(a)中所示，第一右手漏波区域601从f1＝5.7GHz延伸至f2＝6.73GHz，左手漏波区域602从f4＝7.6GHz延伸至f5＝10.37GHz，并且第二右手漏波区域603从f5＝10.37GHz延伸至f6＝13.87GHz。
基于以上参数，图6(b)中绘制了根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的模拟|S11|曲线611和测量|S11|曲线610。三个不同的频率区域被示出为在从f1＝5.7GHz至f3＝7.3GHz的范围内的第一右手区域、在从f3＝7.3GHz至f5＝10.37GHz的范围内的左手区域和在从f5＝10.37GHz至f6＝13.87GHz的范围内的第二右手区域。在这三个漏波区域中，|S11|<-10dB。
根据本发明的实施例的双周期CRLH-SIW漏波天线的模拟宽带增益和测量宽带增益在图6(b)中被绘制为曲线620。可以看出，在从7.8至10.37GHz的范围内的左手区域中，增益>5dBi，并且在从10.37至13.87GHz的范围内的右手区域中，增益>8dBi。由于在较低频率下较小孔径的相互作用，左手区域和第一右手区域中的增益低于第二右手区域中的增益。
在图6(d)中绘制了根据本发明的实施例的针对辐射信号当信号的频率改变时的双周期CRLH-SIW漏波天线的模拟主波束方向和测量主波束方向。在第一右手漏波区域630a中，在频率f1至f2之间，主波束在前向方向上扫描，并且可以看出，扫描范围在30°与65°之间变化。在左手漏波区域630b中，在频率f4与f5之间，主波束在后向方向上扫描，并且扫描范围在-55°与0°之间变化。在右手漏波区域630c中，在频率f5与f6之间，主波束在前向方向上扫描，并且扫描范围在0°与40°之间变化。从下面的等式(3)和等式(4)可以看出，
Figure BDA0002908850680000171
接近
Figure BDA0002908850680000172
因此，这允许双周期CRLH-SIW漏波天线具有频率线性波束扫描特性。
Figure BDA0002908850680000173
Figure BDA0002908850680000174
该部分中描述的双周期CRLH-SIW漏波天线随后可以用于根据本发明的实施例的雷达传感器100的CW收发器101和102中。
六端口干涉仪
在该部分中更加详细地描述六端口干涉仪120的实施例的详细工作。六端口干涉仪或六端口接收器能够直接区分两个信号之间的相位差。这是由于六端口接收器在微波域中的连续波干涉测量性质，因为六端口干涉仪被配置为以微波频率执行接收的信号的多相移叠加。
图7(a)示出了六端口干涉仪120，其包括两个定向耦合器715、720，两个功率划分器705、710以及90度移相器725。功率划分器705具有输入端口，其可以被配置为接收输入信号In705。在本发明的实施例中，功率划分器705的输入端口可以耦接至划分器电路110的输出端口。定向耦合器715具有输入端口，其耦接至功率划分器705的输出端口Out1，并且定向耦合器720具有输入端口，其耦接至功率划分器705的另一输出端口Out2。功率划分器710具有输入端口，其可以被配置为接收输入信号In710，并且具有耦接至宽带移相器725的输入端口的输出端口Out1以及耦接至定向耦合器720的另一输入端口的另一输出端口Out2以提供信号In2_720。宽带移相器725的输出端口Out725随后又耦接至定向耦合器715的另一输入端口以提供信号In2_715。应注意，六端口干涉仪120中的所有部件在内部彼此匹配。
参照图7(a)，可以看出，当两个信号In705和In710被提供至六端口干涉仪120时，将生成四个不同的输出信号，即，Out1_715、Out2_715、Out1_720和Out2_720。
Out1_715＝0.5(In705+j*In710)...等式(5)
Out2_715＝0.5(In710+j*In705)...等式(6)
Out1_720＝0.5(In705-In710)...等式(7)
Out2_720＝0.5(In705+In710)...等式(8)
随后可以通过基于二极管的功率检测器(未显示)将这四个不同的输出信号下变频为基带信号，该基于二极管的功率检测器提供与输入信号In705与In710之间的相对相移直接相关的电压P1_715、P2_715、P1_720和P22_720。由于基带输出的正交关系，复数将以差分形式形成，并且该数的自变量将等效于输入信号In705与In710之间的相移
Figure BDA0002908850680000191
一旦获得了相位差
Figure BDA0002908850680000192
随后就可以相对于微波信号波长λ计算相对距离位移L。然后可以从以下等式获得相位差
Figure BDA0002908850680000193
和相对距离位移L：
Figure BDA0002908850680000194
Figure BDA0002908850680000195
因此，一旦获得了来自六端口干涉仪120的输出信号并将其下变频为基带功率信号，计算模块125随后就可以使用等式(5)-(10)计算参考信号与后向散射信号(即，In705和In710)之间的相位差
Figure BDA0002908850680000196
以及物体130与CW雷达收发器101/102之间的相对位移L。
梯度折射率(GRIN)定向耦合器
根据本发明的实施例，图7(a)中的定向耦合器715和720可以包括基于梯度折射率(GRIN)的衬底集成波导(SIW)定向耦合器。通过将具有变化半径的气孔插入SIW定向耦合器的耦接区域中将GRIN引入该区域中。定向耦合器的操作带宽随后可以由定向耦合器的耦接区域中的TE20模式的截止频率和TE30模式的截止频率来确定。定向耦合器的耦接区域中的TE20模式的截止频率和TE30模式的截止频率又由耦接区域的宽度和耦接区域中的有效介电常数来确定。结果，当耦接区域中的有效介电常数降低时，定向耦合器的操作带宽增大。
如图7(b)中所示，可以通过将耦接区域755细分为变化的介电常数的子区域750(a)-(g)来在定向耦合器的耦接区域中实现梯度折射率区域750。随后可以使用矩形带条来物理实现每个子区域，该矩形带条具有一系列具体半径为r的气孔，并且在相邻气孔之间具有特定的分隔间隙g，如耦接区域755中所示。随后可以根据可以通过全波提取方法获得的S参数来确定有限厚度的衬底的折射率和固有阻抗。通过调整该结构直至获得如下表2中所示的期望的有效介电常数来确定每个子区域的r和g的值。随后可以将包含该系列气孔的子区域750(a)至750(g)识别为定向耦合器的GRIN衬底。
介电常数 r(mm) g(mm)
3.55 - -
2.96 0.4 1.5
2.47 0.72 2.5
2.05 0.95 2.5
2.47 0.72 2.5
2.96 0.4 1.6
3.55 - -
表2
梯度折射率(GRIN)环形耦合器
基于与定向耦合器中的GRIN区域的概念相同的概念，根据本发明的实施例，图2中的环形耦合器210可以包括基于梯度折射率(GRIN)的衬底集成波导(SIW)区域。通过将具有变化的半径的气孔插入环形耦合器的耦接区域中将GRIN引入该区域中。可以使用高斯过程回归(GPR)技术来计算气孔的半径，并且为了简洁，该描述中将省略GPR技术的详细描述，因为这是本领域技术人员已知的。
具有加载了方形互补Omega(SCO)阵列的衬底集成波导(SIW)的紧凑宽带移相器
在本发明的实施例中，移相器725可以包括宽带移相器，该宽带移相器包括在移相器的衬底集成波导(SIW)的接地平面中被蚀刻的方形互补omega(SCO)结构。单个SCO的尺寸可以由针对各个SCO绘制并且基于要求的相移量选择的分散图确定。在图7(c)中针对简单的SIW线(具有沿着z轴的杆的加载了SCO阵列的SIW和具有沿着x轴的杆的加载了SCO阵列的SIW)绘制了示例性分散图。具体地，曲线770示出了针对简单的SIW线的分散图，曲线771示出了具有沿着z轴的杆的加载了SCO阵列的SIW，曲线772示出了具有沿着x轴的杆的加载了SCO阵列的SIW。
随后基于曲线770-772来制造加载了SCO阵列的SIW移相器，并且所得移相器示出在图7(d)中。具体地，通过重复加载了SCO阵列780的SIW的五个单位单元来设计45°移相器。沿着z方向的SCO阵列780点的杆781由此导致在较大频率范围上的恒定相移(与具有沿着x轴的杆的加载了SCO阵列的SIW相比)，并且使用Rogers4003C衬底(h＝0.8128mm，tanδ＝0.0027，∈r＝3.55)进行该设计。移相器在10GHz下测量0.83λg，而ltaper＝4mm，wtaper＝2.95mm，d＝0.5mm，p＝1.5mm，aSIW＝11mm，lSIW＝12.5mm，aloop＝1.4mm，wloop＝0.2mm，并且lstem＝0.55mm。当测试时，移相器能够在从8GHz延伸至14GHz(55％)的宽频率范围上实现45°的恒定相移，其中，返回损耗大于10dB，插入损耗小于1dB，并且精度为±5°。
根据本发明的实施例的所制造的六端口干涉仪120的顶视图示出在图8(a)中。所制造的六端口干涉仪800的顶视图示出了以上述基于梯度折射率(GRIN)的衬底集成波导(SIW)定向耦合器和所制造的功率划分器810为基础设计的两个所制造的定向耦合器805。为了简洁起见，省略了所制造的功率划分器810的设计，因为这种电路的设计是本领域技术人员已知的。根据本发明的实施例的所制造的六端口干涉仪120的顶视图示出在图8(b)中。所制造的六端口干涉仪830的底视图示出了如先前部分中所述的具有方形互补omega(SCO)结构的所制造的宽带移相器830，其中，移相器的输入端耦接至功率划分器(如图7(a)中所示)的输出端。为了完整起见，所制造的六端口干涉仪的各种部件的放大视图示出在图8(c)中。具体地，图8(c)示出了两个定向耦合器的GRIN区域850、移相器的气孔855和SCO结构860的放大视图。应注意，气孔855产生了45度的相位提前，而SCO结构860产生了45度的相位滞后。因此，当将气孔855和SCO结构860组合时，这产生了90度的总相移。
图9至图12示出了针对图7(a)和图8中所示的六端口干涉仪获得的S参数结果。具体地，图9(a)示出了六端口干涉仪的S参数曲线S11 905和S22 910，而图9(b)示出了六端口干涉仪的S参数曲线S21 955和S12。曲线905、910和955示出了六端口干涉仪的匹配和隔离性质。曲线S11 905和S22 910示出了在输入端口处反射了多少功率，而曲线S21 955示出了多少功率从一个输入端口到达另一输入端口。由于S12和S21相等，两条曲线重叠，如此，不能清楚地看到曲线中的一个。图10(a)示出了六端口干涉仪的S参数S31、S41、S51和S61的幅度，图10(b)示出了六端口干涉仪的S参数S31、S41、S51和S61的相位，图11(a)示出了六端口干涉仪的S参数S32、S42、S52和S62的幅度，并且图11(b)示出了六端口干涉仪的S参数S32、S42、S52和S62的相位。在10GHz与13GHz之间的频率范围中获得±8度的相位失衡，并且在8.86GHz与13GHz之间的频率范围中获得±15度的相位失衡，并且这示出在图11(a)和图11(b)中。图12示出了六端口干涉仪在变化的频率上的S参数S42与S62的相位之间的相位差。从图9至图12还可以看出，与本领域已知的六端口干涉仪相比，图8中所示的六端口干涉仪具有延伸的带宽。
如更早的部分中提及的，参照图1，为了增大雷达传感器100的可检测范围，当CW雷达收发器101的漏波天线115沿着特定方向辐射具有第一谐振频率的第一信号时，CW雷达收发器102的对应漏波天线115还将被配置为沿着同一特定方向辐射具有第二谐振频率的第二信号。随后分别使用等式(5)-(10)由CW雷达收发器101和102的计算模块125来生成针对第一信号和第二信号的辐射信号与接收的后向散射信号之间的相位差。
为了示出这一点，假设CW雷达收发器101被配置为以9.9GHz发射信号，这导致主波束沿着特定方向辐射，并且CW雷达收发器102被配置为在11GHz下发射信号，这导致主波束还与CW雷达收发器101的主波束沿着同一特定方向辐射。当等式(5)-(10)用于绘制分别针对CW雷达收发器101和102的辐射信号与接收的后向散射信号之间的相位差时，来自两个收发器的相位差随后可以在图13中被绘制为在0与250mm之间的距离上的Phi1 1305(针对CW雷达收发器101)和Phi2 1310(针对CW雷达收发器102)。当从曲线Phi1 1305减去曲线Phi21310时，这产生了沿两个收发器的主波束方向具有明显增加的明确范围的曲线1300。
根据本发明的另一实施例的所制造的六端口干涉仪120的顶视图示出在图14中。六端口干涉仪1400的顶视图示出了以上述基于梯度折射率(GRIN)的衬底集成波导(SIW)定向耦合器和所制造的功率划分器为基础设计的三个所制造的定向耦合器1405、1410、1415。存在于输入端中的一个处的定向耦合器在馈送其它两个定向耦合器的两个输出端之间提供90度的所需的相移。
图15至图18示出了针对图14中所示的六端口干涉仪获得的S参数结果。具体地，图15(a)示出了六端口干涉仪的S参数S11和S22的曲线1505和1506，而图15(b)示出了六端口干涉仪的S参数S21和S12的曲线1510和1511。曲线1506、1505、1510和1511示出了主题六端口干涉仪的匹配和隔离性质。曲线1505和1506示出了在输入端口处反射了多少功率，而曲线1510和1511示出了多少功率从一个输入端口到达另一输入端口。图16(a)示出了六端口干涉仪的S参数S32、S42、S52和S62的幅度，图16(b)示出了六端口干涉仪的S参数S31、S41、S51和S61的相位，图17(a)示出了六端口干涉仪的S参数S31、S41、S51和S61的相位，图17(b)示出了六端口干涉仪的S参数S32、S42、S52和S62的相位。
为了评估用于手势识别的雷达传感器100的有用性，记录了单个手势的25次重复，并通过添加加性高斯白噪声将其重复4次，针对每次手势类使其重复125次。因此，可以从所有四个手势获得500组数据。机器学习算法已在WEKA和Python中运行。基于此方法，使用从用户那里获得的360个手势数据实例对有监督的学习分类器进行训练，并使用三个相同尺寸的不同测试集对训练后的模型进行验证。发现使用随机森林分类器获得的针对三个测试集1、2和3的准确度得分分别为92.86％、96.43％和100％。发现使用支持向量分类器获得的针对三个测试集1、2和3的准确度得分分别为89.29％、95.71％和97.14％，使用线性支持向量分类器获得的针对三个测试集1、2和3的准确度得分分别为99.29％、93.57％和96.43％。使用各种分类器实现的结果列于下面的表3中。
Figure BDA0002908850680000241
表3
从上表可以看出，当使用500个数据集来训练每个手势的分类器时，针对四个静态手势实现96％的分类准确度。这显示了用作动态手势识别系统的感测机构的雷达传感器100的适用性。
上面是对如所附权利要求书中阐述的根据本发明的系统和过程的实施例的描述。可以预见，其他人可以并且将设计落入所附权利要求书的范围内的替代方案。

Claims (14)

1.一种雷达传感器，包括：
第一连续波雷达收发器和第二连续波雷达收发器，其中，每个连续波雷达收发器包括：
压控振荡器，其被配置为生成具有特定频率的输出信号；
划分器电路，其被配置为将来自所述压控振荡器的输出信号分为参考信号和传输信号；
双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线，其被配置为：
从所述划分器电路接收所述传输信号；
发射后向或前向主波束，其中，所发射的主波束的方向由所接收的传输信号的特定频率确定，并且当所述主波束通过与所述传感器相邻的物体反射回所述天线时，所述天线还被配置为基于所反射的主波束生成后向散射信号；
所述划分器电路还被配置为对从所述天线接收的所述后向散射信号进行划分；
六端口干涉仪，其被配置为通过所述六端口干涉仪的输入端口从所述划分器电路接收所述参考信号和划分后的后向散射信号，其中，所述六端口干涉仪被配置为基于所接收的参考信号和划分后的后向散射信号在所述六端口干涉仪的输出端口处生成功率信号，所述功率信号用于计算所述物体与所述雷达传感器之间的相对位移L，
其中，所述第一连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线与所述第二连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线相邻设置，并且
其中，所述第一连续波雷达收发器的压控振荡器和所述第二连续波雷达收发器的压控振荡器各自被调整为生成各自具有不同的特定频率的输出信号，使得所述第一连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线的主波束的方向和所述第二连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线的主波束的方向相同。
2.根据权利要求1所述的雷达传感器，其中，所述六端口干涉仪包括：
第一功率划分器，其具有耦接至所述划分器电路以接收所述参考信号的输入端口；
第一定向耦合器，其具有耦接至所述第一功率划分器的输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；
第二定向耦合器，其具有耦接至所述第一功率划分器的另一输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；
第二功率划分器，其具有耦接至所述划分器电路以接收划分后的后向散射信号的输入端口，并且具有耦接至宽带移相器的输入端口的输出端口，并且具有耦接至所述第二定向耦合器的另一输入端口的另一输出端口，
其中，所述宽带移相器的输出端口耦接至所述第一定向耦合器的另一输入端口。
3.根据权利要求2所述的雷达传感器，其中，梯度折射率衬底设置在所述第一定向耦合器和所述第二定向耦合器的耦接区域处。
4.根据权利要求1所述的雷达传感器，其中，所述划分器电路包括：
功率划分器，其被配置为将来自所述压控振荡器的输出信号均分为所述参考信号和划分后的输出信号，并且将所述参考信号提供至所述六端口干涉仪的输入端口中的一个；
环形耦合器，其被配置为在所述环形耦合器的和端口处接收划分后的输出信号，并且在所述环形耦合器的第一端口处生成所述传输信号；并且
所述环形耦合器还被配置为在所述环形耦合器的第一端口处从所述天线接收所述后向散射信号，并且在所述环形耦合器的差端口处产生所述后向散射信号，其中，所述差端口耦接至所述六端口干涉仪的输入端口中的另一个。
5.根据权利要求4所述的雷达传感器，其中，所述环形耦合器的中央耦接区域包括具有变化的介电常数值的区域。
6.根据权利要求1所述的雷达传感器，其中，所述第一连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线与所述第二连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线背对背设置。
7.根据权利要求1所述的雷达传感器，还包括：
计算模块，其耦接至所述第一连续波雷达收发器和所述第二连续波雷达收发器的六端口干涉仪的输出端口，所述计算模块被配置为使用来自所述第一连续波雷达收发器和所述第二连续波雷达收发器的功率信号，以计算所述物体与所述雷达传感器之间的相对位移L。
8.一种使用设置在雷达传感器内的第一连续波雷达收发器和第二连续波雷达收发器来确定物体与所述雷达传感器之间的相对位移L的方法，其中，所述方法包括：
通过设置在每个连续波雷达收发器内的压控振荡器生成具有特定频率的输出信号；
通过设置在每个连续波雷达收发器内的划分器电路将来自所述压控振荡器的所述输出信号划分为参考信号和传输信号；
通过设置在每个连续波雷达收发器内的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线接收来自所述划分器电路的所述传输信号，并且发射后向或前向主波束，其中，所发射的主波束的方向由所接收的传输信号的特定频率确定，并且当所述主波束被与所述传感器相邻的物体反射回所述天线时，基于所反射的主波束由所述复合右/左手衬底集成波导漏波天线生成后向散射信号；
通过所述划分器电路对从所述天线接收的后向散射信号进行划分；
通过设置在每个连续波雷达收发器内的六端口干涉仪的输入端口，从所述划分器电路接收所述参考信号和划分后的后向散射信号，其中，所述六端口干涉仪基于所接收的参考信号和划分后的后向散射信号在所述六端口干涉仪的输出端口处生成功率信号，所述功率信号用于计算所述物体与所述雷达传感器之间的相对位移L，
其中，所述第一连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线与所述第二连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线相邻设置，并且
其中，所述第一连续波雷达收发器的压控振荡器和所述第二连续波雷达收发器的压控振荡器各自被调整为生成各自具有不同的特定频率的输出信号，使得所述第一连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线的主波束和所述第二连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线的主波束指向同一方向。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述六端口干涉仪包括：
第一功率划分器，其具有耦接至所述划分器电路以接收所述参考信号的输入端口；
第一定向耦合器，其具有耦接至所述第一功率划分器的输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；
第二定向耦合器，其具有耦接至所述第一功率划分器的输出端口的输入端口，并且具有两个输出端口；
第二功率划分器，其具有耦接至所述划分器电路以接收划分后的后向散射信号的输入端口，并且具有耦接至宽带移相器的输入端口的输出端口和耦接至所述第二定向耦合器的另一输入端口的另一输出端口，
其中，所述宽带移相器的输出端口耦接至所述第一定向耦合器的另一输入端口。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，梯度折射率衬底设置在所述第一定向耦合器和所述第二定向耦合器的耦接区域处。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，通过所述划分器电路进行划分包括：
通过设置在每个连续波雷达收发器内的功率划分器将来自所述压控振荡器的所述输出信号均分为所述参考信号和划分后的输出信号，并且将所述参考信号提供至所述六端口干涉仪的输入端口中的一个；
通过设置在每个连续波雷达收发器内的环形耦合器，在所述环形耦合器的和端口处接收划分后的输出信号，并且在所述环形耦合器的第一端口处生成所述传输信号；以及
通过所述环形耦合器在所述环形耦合器的第一端口处从所述天线接收所述后向散射信号，并且在所述环形耦合器的差端口处产生所述后向散射信号，其中，所述差端口耦接至所述六端口干涉仪的输入端口中的另一个。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述环形耦合器的中央耦接区域包括具有变化的介电常数值的区域。
13.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线与所述第二连续波雷达收发器的双周期复合右/左手衬底集成波导漏波天线背对背设置。
14.根据权利要求8所述的方法，还包括：
通过计算模块基于从所述第一连续波雷达收发器和所述第二连续波雷达收发器的六端口干涉仪接收的所述功率信号来计算所述物体与所述雷达传感器之间的相对位移L，所述计算模块设置在所述第一连续波雷达收发器和所述第二连续波雷达收发器中的每一个内，并且耦接至设置在所述第一连续波雷达收发器和所述第二连续波雷达收发器中的每一个内的六端口干涉仪的输出端口。
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