CN104991231A - 一种中频对消技术 - Google Patents

Abstract

一种中频对消技术，包括天线装置、发射器、接收器以及控制器，其中天线装置由发射天线和接收天线组成；发射器由滤波放大模块、上变频模块和功率放大器组成；接收器由低噪声放大器、下变频模块、滤波放大模块和正交解调模块组成；控制器包含模拟信号调理和数字信号处理单元两部分电路。通过对正交解调后的信号进行采样以及信号的实时自适应对消，实现对泄露信号的抑制，提高了系统的测量精度。同时，本发明中的视频对消系统还具有方案简单、易于实现等特点。

Description

一种中频对消技术

技术领域

本发明涉及一种中频对消技术，是针对着陆导航连续波测速雷达的视频泄露信号对消技术，是一种新的泄露信号抑制方法。

背景技术

微波泄漏对消技术是解决雷达发射机信号直接泄露到接收机的信号之间的隔离即收发隔离问题的主要技术，也是几乎所有要求较高的连续波雷达所必须采用的。微波泄漏对消技术的重要性不仅在于其对微波泄漏信号有一定的抑制作用，而且在于其能保证雷达回波信号有适中的动态。

当前解决连续波雷达隔离度的泄露抑制技术主要包含射频对消、中频对消以及视频对消，但目前国内外几乎都采用射频对消或中频对消，或者射频对消与中频对消相结合的技术，之所以要利用射频对消，是由于天线隔离度太低导致泄露信号足以使得接收机前端的放大器饱和，此时必须利用射频对消，而采用中频对消和视频对消的场合是在射频前端未存在饱和的前提条件下，能够利用对消技术获得良好的信号动态。另外，由于泄露信号会随着电磁环境的变化而变化，需要自适应调整以获得较高的对消比。无论是那种对消技术，实质上都是基于相位补偿的相消技术，即产生一个对消信号调整其幅度和相位使其与泄露信号抵消，从而降低发射信号到接收机的泄露，保证雷达系统正常工作。

在连续波测速雷达中，当对低速测量甚至零速测量精度要求较高时，就对载波泄露抑制提出较高的要求，因此，如何获得高的泄露抑制比是连续波雷达的一个关键技术。

早期的连续波泄露信号对消采用的是模拟信号，但是利用模拟信号完成实时自适应对消处理就存在较大的难度，而随着数字技术的发展，连续波泄露信号对消开始在数字域完成，从而能够完成实时自适应调整并获得高的泄露抑制比。

在美国apollo登月着陆雷达中采用的泄露抑制技术为视频对消技术，它是通过分立元器件搭建泄露滤波器完成的，未实现实时自适应处理，其所能实现的对消抑制比

仅仅为35dB～45dB，总之，连续波雷达视频实时自适应对消技术目前并无公开的具体资料。

Kaihui Lin在IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVETHEORYANDTECHNIQUES，VOL.54，NO.12，ECEMBER 2006发表的题为″AKa-Band FMCW Radar Front-End With AdaptiveLeakage Cancellation″文中针对单站调频连续波的泄露信号抑制问题，提出一种实时数字信号处理的方法来对消发射机泄露到接收机前端的信号，从而获得高的隔离度。提出的外差法方案很好地克服了直流偏置的问题，它首先将误差信号转换到参考频率，从而利用带通滤波器将模拟混频器的直流偏置从误差信号中分离出来，由于获得调制的误差信号包含泄露信号的幅度和相位信息，这样通过比较调制的误差信号和参考的外差信号获得误差矢量，从而完成泄露信号的对消。

前面叙述的连续波雷达泄露信号对消方法有三点不足：a泄露信号对消比较低，最高达到50dB左右；b对消设备实现较为复杂；c泄露信号快速准确匹配实现较为困难。对于着陆器导航雷达而言，其最主要的是能够获得精确的速度(频率)测量结果，尤其是有时需要获得低速(低频)测量精度，由于泄露信号的存在，其一，它可能会大于回波信号，这将导致回波信号的动态较小，从而影响测量精度；其二、由于泄露信号对应的是频率为零频，而目标信号对应的多普勒信号为窄带信号，且存在一定的带宽，此时，泄露信号和回波信号的频谱会混叠在一起，在进行低速测量时，泄露信号会影响到测量的精度，因此，将对消后的泄露信号控制在低于目标信号15dB以上，对于高精度测速极其重要。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供一种中频对消技术及对消方法，可在每个测量周期对I、Q两个通道分别进行泄露信号的估算，进而实现对泄露信号的对消处理，通过加入易于实现的放大调理电路实现了系统所要求的高隔离度。

本发明的技术解决方案是：

一种中频对消技术，色括发射天线、接收天线、发射器、接收器和控制器，所述发射器由滤波放大模块、上变频模块以及功率放大器组成；所述接收器由低噪声放大器、下变频模块、滤波放大模块以及正交解调模块组成；所述控制器包含模拟信号调理电路和数字信号处理电路；

将中频信号同时送入发射器中的滤波放大模块中和接收器中的正交解调模块中，在发射器中，所述中频信号通过滤波放大模块进行滤波放大，之后通过上变频模块将信号上变频至所需要的射频信号，然后通过功率放大器的放大最终由发射天线将信号发射出去；同时，接收天线将接收雷达回波信号并将雷达回波信号输入到接收器中的低噪声放大器中对雷达回波信号进行低噪声放大，之后将低噪声放大的信号送入下变频模块进行下变频处理，之后再通过滤波放大模块进行滤波放大，将放大之后的信号送入正交解调模块进行正交解调处理，将解调后的同相信号I和正交信号Q输出到控制器；由控制器的模拟信号调理电路和数字信号处理电路将接收器输出的信号进行视频放大，即对经过解调后的信号通过运算放大器进行放大，并在放大后分别获得对同相信号I和正交信号Q这两路泄露信号电平的进行估算，

所述对泄露信号电平进行估算是指根据预先设定的采样点数，分别选择I、Q两路信号中的离散信号电平，然后将所述离散信号电平与A/D的最大采样电平进行比较，若离散信号电平大于等于A/D的最大采样电平，则所述离散信号电平即是泄露信号电平，将离散信号电平进行D/A转换之后送入运算放大器的负反馈端，通过运算放大器中进行反向和求和运算对泄露信号进行对消和补偿；若离散信号电平小于A/D的最大采样电平，则根据公式 ${\tilde{V}}_I=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}I\left(n\right),n=0,1,...,N-1$ 和 ${\tilde{V}}_Q=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}Q\left(n\right),n=0,1,...,N-1$

计算泄露电平，并将该泄露电平经过D/A转换之后送入运算放大器的负反馈端，通过运算放大器中进行反向和求和运算对泄露信号进行对消和补偿；控制器对经过泄露对消和补偿之后的模拟回波信号进行采集，并通过数字信号处理电路输出进而完成雷达测量。

所述模拟信号调理电路包括第一级运算放大器、第二级运算放大器、第三级运算放大器，以及多路A/D转换器和多路D/A转换器，当接收器输出的I、Q信号输入至模拟信号调理电路后，首先依次经过所述的第一级运算放大器、第二级运算放大器和第三级运算放大器对信号进行放大，然后通过A/D进行采样，将采样后的信号送入数字信号处理电路中，由数字信号处理电路计算出泄露电平的估算值，再将获得的估算值通过D/A转换为模拟信号，再送至运算放大器的负反馈端，实时对泄露信号进行对消和补偿。

所述数字信号处理电路由FPGA芯片实现。

其连续波雷达泄露对消方法，步骤如下：

(1)判断雷达系统是否收到测量信号的指令，若未收到，则继续等待所述测量信号的指令；若收到测量信号的指令，则雷达系统同时进行信号发射和信号接收，并由接收器最终输出同相信号I和正交信号Q，之后进入步骤(2)；

(2)由控制器中的运算放大器对步骤(1)中的同相信号I和正交信号Q进行放大，经过A/D采样之后进入步骤(3)；

(3)根据步骤(2)中得到的A/D采样之后的信号，若所述A/D采样之后的信号电平值小于A/D的最大采样电平，则通过公式

${\tilde{V}}_I=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}I\left(n\right),n=0,1,...,N-1,{\tilde{V}}_Q=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}Q\left(n\right),n=0,1,...,N-1$

计算泄露信号电平，其中N为采样点数，I(n)＝a₀cos(φ₀)，Q(n|)＝a₀sin(φ₀)，a₀为泄露信号的幅度值中。为泄露信号的初始相位，之后进入步骤(4)；若所述A/D采样之后的信号电平值大于等于A/D的最大采样电平，则将所述A/D采样之后的信号电平值作为泄露信号电平，之后进入步骤(4)；

(4)根据步骤(3)中得到的泄露信号电平与预设的电平阈值进行比较判断泄露信号对消是否完成，若泄露信号电平大于等于预设的电平阈值，则未完成，利用D/A将泄露信号电平从数字信号转换成模拟信号并送入运算放大器的负反馈端，运算放大器将接收到的泄露信号电平反相并进进行求和与放大，实时对泄露信号对消，之后进入步骤(3)；若泄露信号电平小于预设的电平阈值，则泄露信号对消已经完成，进入步骤(5)；

(5)对完成泄露信号对消的雷达回波信号进行A/D信号采样之后送入数字信号处理电路，进行后继处理和应用。

本发明与现有技术相比的有益效果是：

(1)本发明的泄露信号对消系统可在泄露信号未使得接收器前端的低噪声放大器饱和以及进入信号处理单元之前的正交解调器饱和的情况下，通过将雷达接收信号的总增益分解为接收器增益和对正交解调后的视频信号执行的视频增益，并通过对采样后的泄露信号进行估算，将估算值经过D/A转换之后送入运算放大器的负反馈端形成负反馈回路，在运算放大器内部，将负反馈端输入的信号和从接收器接收到的I/Q信号进行求和运算，从而实现泄露信号的对消，获得高的泄露信号抑制比，同时，降低对天线隔离度的要求。

(2)本发明的泄露信号对消系统可在视频I、Q两个通道实现对泄露电平的测量，同时，由于采用的是负反馈的对消结构，因此，可以在每个测量周期内实时自适应调整泄露信号的大小，且不影响I、Q通道的正交一致性，在此基上，获得对低频信号的精确测量。

附图说明

图1为本发明泄露信号对消系统的系统框图；

图2为泄露信号对消电路的原理框图；

图3为本发明的泄露信号对消方法流程图；

图4为本发明控制器的时序示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的详细描述。

如图1所示为本发明连续波雷达泄露信号对消系统的系统框图，本发明泄露信号对消系统包括：发射天线、接收天线、发射器、接收器和控制器，发射天线将发射器的信号辐射出去，而接收天线对回波信号和发射天线泄露过来的直达波信号进行接收，发射器由滤波放大模块、上变频模块以及功率放大器组成；接收器由低噪声放大器、下变频模块、滤波放大模块以及正交解调模块组成；控制器包含模拟信号调理电路和数字信号处理电路，其中，泄露对消作为控制器的一部分。从图中可见各个部分的连接关系，由频率源或频率综合器产生的中频信号同时送入发射器中的滤波放大模块中和接收器中的正交解调模块中，在发射器中，所述中频信号通过滤波放大模块进行滤波放大，之后通过上变频模块将信号上变频至所需要的射频信号，然后通过功率放大器的放大最终由发射天线将信号发射出去；同时，接收天线将接收雷达回波信号并将雷达回波信号输入到接收器中的低噪声放大器中对雷达回波信号进行低噪声放大，之后将低噪声放大的信号送入下变频模块进行下变频处理，之后再通过滤波放大模块进行滤波放大，将放大之后的信号送入正交解调模块进行正交解调处理，将解调后的同相信号I和正交信号Q输出到控制器；由控制器的模拟信号调理电路和数字信号处理电路将接收器输出的信号进行视频放大，即通过运算放大器对经过解调后的信号进行放大，并在放大之后分别获得对I、Q两路泄露信号的估算值，估算过程通过数字信号处理电路中的FPGA实现，所述对泄露信号的估算是指首先根据预先设定的采样点数，分别选择I、Q两路信号中的离散信号，然后将其与A/D采样的最大电平进行比较，A/D采样的最大电平为A/D的固有参数，比较就是将I、Q信号的离散信号电压值减去A/D采样的最大电平，这样得到的就分别是I、Q两路信号的补偿电平，再将此补偿电平通过D/A转换获得相应的模拟信号电平，并将此模拟信号电平输出到运算放大器的反馈端，运算放大器将负反馈端的输入电平先进行反向处理，然后将该电平与从接收器发送过来的I/Q电平进行求和计算，从而实时对泄露信号进行对消和补偿；

控制器对经过泄露对消和补偿之后的模拟回波信号进行采集，并通过数字信号处理电路获得频率跟踪和处理，从而完成雷达测量。

其中，I路反馈通路构成I路对消通道，Q路反馈通路构成Q路对消通道。

在每一个测量周期内，采用本系统首先可以对当前周期内经过正交混频解调后的两个通道(I、Q)的泄露信号进行测量，分别获得需要对消的信号。然后将其反馈至泄露信号调理电路的信号输入端，通过差分运算放大器的负反馈端，获得对输入信号的调整。

在连续波雷达实际工作时，经过功率放大后的微波信号经由发射天线辐射出去，当经过一定的延迟后，目标散射的回波信号与从发射天线直接泄露到接收天线的信号一起进入到接收器，通过低噪声放大以及中放滤波后进入正交混频器，经过混频后的信号成为正交的两路信号，进入控制器前端的信号调理电路，此调理电路完成信号的视频放大以及与其后的采样电路等构成泄露对消电路。

泄露对消电路由模拟信号调理电路和数字信号处理单元组成，其中模拟信号调理电路由三级运算放大器级联、A/D采样电路以及D/A组成，数字电路由FPGA和DSP组成，泄露对消电路工作时，首先通过运算放大器对信号进行放大，然后通过A/D对信号进行采样，再利用数字信号处理电路(FPGA)对采样后的信号进行泄露信号电平的估算值，获得实部和虚部的泄露电平，再将泄露电平通过D/A转换成模拟信号，输入到运算放大器的负反馈端，由于整个对消过程是根据采集到的信号自适应调整，从而，实现了泄露信号的自适应对消，当剩余泄露信号的幅度低于要求的幅度大小时，再对I、Q通道的数据进行多普勒的测量。

发射器包含混频器、SSPA固态功率放大器、数控衰减器以及滤波放大模块，它将中频信号上变频至所需要的射频信号，输出到发射天线。接收器包含低噪声放大器、数控衰减器、中放滤波以及正交混频等，它将接收天线的射频信号进行低噪声放大、下变频处理以及正交解调，形成基带信号后输出至控制器。

控制器包括两个部分，第一部分为模拟信号调理电路，其主要作用是将回波信号放大到合适的电平以进行A/D采样，同时将泄露信号降低到预先设定的电平，为了保证在天线现有隔离度情况下，接收器不发生饱和，需要将部分增益放到视频来实现，这也就是视频泄露对消能够降低天线收发隔离度的原因所在。本实施例中，主要技术指标要求：输入信号幅度为：-7ldBm～-5ldBm，输入泄露信号幅度为：-34dBm～-14dBm，视频增益为：50±ldB，A/D位数：12位，D/A位数为：8位。

采用以上技术指标，在视频对泄露信号进行对消时，将回波信号放大至-2ldBm～-ldBm，泄露信号调整至-40dBm以下，而泄露信号抑制比为70dB以上，此时，泄露信号相对于回波而言可以忽略，而此时对低频信号进行测量，其测量精度就不会受到影响。

第二部分为数字信号处理电路，数字信号处理电路主要用于在每个周期内对输入信号进行计算。在泄露信号对消时，利用FPGA完成对I、Q通道泄露电平的计算并通过FPGA将计算得出的电平值送到运算放大器的负补偿端进行补偿对消。

下面结合图2、3、4对本发明中的泄露信号对消方法作介绍。

以着陆雷达为例，如图4所示的雷达信号处理的时序图，在每一个雷达信号处理周期，先利用65ms时间来完成泄露信号的对消，然后利用50ms的时间对回波数据进行采样，最后利用5ms的时间来完成目标频率信息(速度信息)的提取和测量。

图3所示为本发明泄露信号对消方法的流程图，首先判断控制信号类型，即雷达系统是不是收到了测量的指令，当收到了测量指令时，系统进入测量模式，开始发射连续波信号，然后经过接收器进行放大滤波以及正交解调的处理，然后，进入控制器，执行泄露信号对消处理，在完成对消后，进行回波信号采样和处理。

泄露信号获取过程如下：

中频信号为：S(t)＝a(t)Cos[2πfit+0(t)]其中a(t)和巾(t)分别为信号的幅度和相位函数，f；为中频频率。

将中频信号和相干基准信号相乘并通过低通滤波后，可以得到：

u(t)＝a(t)e^jφ(t)＝a(t)cos(φ(t))+ja(t)sin(φ(t))

然后对其进行正交双通路处理，输出信号为：

$\left\{\begin{array}{c}I\left(t\right)=a\left(t\right)cos\left(\mathrm{\φ}\right(t\left)\right)\\ Q\left(t\right)=a\left(t\right)sin\left(\mathrm{\φ}\right(t\left)\right)\end{array}\right.$

对于发射泄露的直达波而言，中(t)＝中。，此时，正交解调后的信号为：

$\left\{\begin{array}{c}I\left(t\right)=a\left(t\right)cos\left({\mathrm{\φ}}_0\right)\\ Q\left(t\right)=a\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_0\right)\end{array}\right.$

另外，由于a(t)为时间的慢变函数，在处理周期内可以近似认为a(t)为常数，此时，直达波泄露信号为：

$\left\{\begin{array}{c}I\left(t\right)=a_{0}cos\left({\mathrm{\φ}}_0\right)\\ Q\left(t\right)=a_0\sin \left({\mathrm{\φ}}_0\right)\end{array}\right.$ 式中a₀为泄露信号的幅度值，φ₀为泄露信号的初始相位。

这样，在进行泄露信号抑制时，只需要估算值出I(t)和Q(t)即可完成泄露信号的抑制。

利用下式对采集的信号进行估算，可以获得泄露信号，并对其进行补偿。以下的计算过程即泄露信号电平的提取。

采样获得的I、Q通道信号电平分别为：I(n)，n＝0，1，...N-I与Q(n)，n＝0，1，...，N-I，其中N为采样点数，A/D的饱和电平(A/D的最大采样电平)为V.，VQ，若|I(n)|≥V_I，n＝0，1，…，N-1，或|Q(n)|＜V_Q，n＝0，1，...，N-I则判断泄露信号饱和，则将I、Q通道信号电平进行D/A转换之后输出至放大器的负反馈端，调整泄露电平的大小，直至||(n)|＜V.，n＝0，1，...，N-I，或Io(n)|＜Vo，n＝0，1，...，N-I，之后进行剩余泄露信号的补偿，其中剩余泄露信号通过下式进行计算：

${\tilde{V}}_I=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}I\left(n\right),n=0,1,...,N-1,{\tilde{V}}_Q=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}Q\left(n\right),n=0,1,...,N-1.$

控制器包括FPGA、两路A/D、两路D/A和两路运算放大器，在进行泄露电平补偿时，需要将采样获得的信号送入FPGA，通过FPGA判断A/D是否饱和，若饱和，则需要将饱和值通过负反馈至运算放大器的负反馈端，完成一次调整，依此类推，就能够获得泄露信号的抑制，其实现原理框图见图2。

在本实施例中，泄露对消所需要的时间为65ms，分为多次粗调和1次细调，粗调保证回波信号不饱和，每次以32个采样点进行分析，若正饱和则步进向上调整补偿电平，若负饱和则步进向下调整补偿电平；细调32768个采样点进行泄露电平的估算值，并将估算值出的值经过D/A直接转换为补偿电平，输出到运算放大器的负反馈端，从而完成连续波雷达泄露信号的补偿，降低系统对天线隔离度的要求。

本发明应用在某系统的制导、导航和控制系统，通过测量三个天线波束中心的速度为其提供运动平台的三维速度，目前该项目已经完成工程样机和电性产品的研制和开发，其连续波泄露抑制方法有效、实现了所需要的测速(测频)精度。

本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知常识。

Claims (1)

1.一种中频对消技术，其特征在于包括发射天线、接收天线、发射器、接收器和控制器，所述发射器由滤波放大模块、上变频模块以及功率放大器组成；所述接收器由低噪声放大器、下变频模块、滤波放大模块以及正交解调模块组成；所述控制器包含模拟信号调理电路和数字信号处理电路；将中频信号同时送入发射器中的滤波放大模块中和接收器中的正交解调模块中，在发射器中，所述中频信号通过滤波放大模块进行滤波放大，之后通过上变频模块将信号上变频至所需要的射频信号，然后通过功率放大器的放大最终由发射天线将信号发射出去；同时，接收天线将接收雷达回波信号并将雷达回波信号输入到接收器中的低噪声放大器中对雷达回波信号进行低噪声放大，之后将低噪声放大的信号送入下变频模块进行下变频处理，之后再通过滤波放大模块进行滤波放大，将放大之后的信号送入正交解调模块进行正交解调处理，将解调后的同相信号I和正交信号Q输出到控制器；由控制器的模拟信号调理电路和数字信号处理电路将接收器输出的信号进行视频放大，即对经过解调后的信号通过运算放大器进行放大，并在放大后分别获得对同相信号I和正交信号Q这两路泄露信号电平的进行估算，

所述对泄露信号电平进行估算是指根据预先设定的采样点数，分别选择I、Q两路信号中的离散信号电平，然后将所述离散信号电平与A/D的最大采样电平进行比较，若离散信号电平大于等于A/D的最大采样电平，则所述离散信号电平即是泄露信号电平，将离散信号电平进行D/A转换之后送入运算放大器的负反馈端，通过运算放大器中进行反向和求和运算对泄露信号进行对消和补偿；若离散信号电平小于A/D的最大采样电平，则根据公式 ${\tilde{V}}_I=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}I\left(n\right),n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1$ 和 ${\tilde{V}}_Q=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Q\left(n\right),n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1$

计算泄露电平，并将该泄露电平经过D/A转换之后送入运算放大器的负反馈端，通过运算放大器中进行反向和求和运算对泄露信号进行对消和补偿；控制器对经过泄露对消和补偿之后的模拟回波信号进行采集，并通过数字信号处理电路输出进而完成雷达测量；

所述模拟信号调理电路包括第一级运算放大器、第二级运算放大器、第三级运算放大器，以及多路A/D转换器和多路D/A转换器，当接收器输出的I、Q信号输入至模拟信号调理电路后，首先依次经过所述的第一级运算放大器、第二级运算放大器和第三级运算放大器对信号进行放大，然后通过A/D进行采样，将采样后的信号送入数字信号处理电路中，由数字信号处理电路计算出泄露电平的估算值，再将获得的估算值通过D/A转换为模拟信号，再送至运算放大器的负反馈端，实时对泄露信号进行对消和补偿；

所述数字信号处理电路由FPGA芯片实现；

其连续波雷达泄露对消方法，步骤如下：

(1)判断雷达系统是否收到测量信号的指令，若未收到，则继续等待所述测量信号的指令；若收到测量信号的指令，则雷达系统同时进行信号发射和信号接收，并由接收器最终输出同相信号I和正交信号Q，之后进入步骤(2)；

(2)由控制器中的运算放大器对步骤(1)中的同相信号I和正交信号Q进行放大，经过A/D采样之后进入步骤(3)；

(3)根据步骤(2)中得到的A/D采样之后的信号，若所述A/D采样之后的信号电平值小于A/D的最大采样电平，则通过公式 ${\tilde{V}}_I=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}I\left(n\right),n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1,$ ${\tilde{V}}_Q=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Q\left(n\right),n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1$

计算泄露信号电平，其中N为采样点数，I(n)＝a₀，cos(φ₀)，Q(n)＝a₀ sin(φ₀)，a₀为泄露信号的幅度值，φ₀为泄露信号的初始相位，之后进入步骤(4)；若所述A/D采样之后的信号电平值大于等于A/D的最大采样电平，则将所述A/D采样之后的信号电平值作为泄露信号电平，之后进入步骤(4)；

(4)根据步骤(3)中得到的泄露信号电平与预设的电平阈值进行比较判断泄露信号对消是否完成，若泄露信号电平大于等于预设的电平阈值，则未完成，利用D/A将泄露信号电平从数字信号转换成模拟信号并送入运算放大器的负反馈端，运算放大器将接收到的泄露信号电平反相并进进行求和与放大，实时对泄露信号对消，之后进入步骤(3)；若泄露信号电平小于预设的电平阈值，则泄露信号对消已经完成，进入步骤(5)；

(5)对完成泄露信号对消的雷达回波信号进行A/D信号采样之后送入数字信号处理电路，进行后继处理和应用。