DE102019131677A1

DE102019131677A1 - Phasenmessung in einem radar-system

Info

Publication number: DE102019131677A1
Application number: DE102019131677.4A
Authority: DE
Inventors: Jonas Eric Sebastian Fritzin; Gunther Kraut
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2019-11-22
Filing date: 2019-11-22
Publication date: 2021-05-27
Anticipated expiration: 2039-11-23
Also published as: US11796629B2; DE102019131677B4; US20210156983A1

Abstract

In dieser Patentanmeldung ist ein Verfahren zur Bestimmung von Phaseninformation in einem Radarsystem sowie eine korrespondierende Schaltung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Empfangen eines ersten HF-Oszillatorsignals an einem ersten Eingangsknoten und das Empfangen eines zweiten HF-Oszillatorsignals an einem zweiten Eingangsknoten, wobei zwischen den ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen geschaltet ist und wobei an unterschiedlichen Positionen der Anordnung entsprechende HF-Signale vorliegen, die eine Überlagerung von erstem HF-Oszillatorsignal und zweitem HF-Oszillatorsignal darstellen. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen von Messwerten, die die Amplituden der HF-Signale repräsentieren, das Erzeugen digitaler Repräsentationen der Messwerte sowie das Berechnen eines relativen Phasenwertes, der die Differenz der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals und der Phase des ersten HF-Oszillatorsignals repräsentiert, basierend auf den digitalen Repräsentationen der Messwerte.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Hochfrequenz- (HF-) Schaltungen. Manche Ausführungsbeispiele betreffen eine Vorrichtung
HINTERGRUND
Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger findet man in einer Vielzahl von Anwendungen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren sowie Systeme mit mehreren Sensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (Single-Chip-Radar-Transceiver) vereinen können. Solche hochintegrierten HF-Schaltungen werden üblicherweise als MMICs bezeichnet. Ein HF-Frontend beinhaltet üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) unter anderem einen in einem Phasenregelkreis geschalteten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, Voltage Controlled Oscillator), Leistungsverstärker (PA, Power Amplifiers), Richtkoppler, Mischer sowie zugehörige Steuerschaltungsanordnungen zum Steuern und Überwachen des HF-Frontends. Ein MMIC kann auch Schaltungen für die analoge Signalverarbeitung im Basisband (oder einem Zwischenfrequenzband) sowie Analog-Digitalwandler (ADC, Analog-to-Digital-Converters) aufweisen, um eine digitale Signalverarbeitung zu ermöglichen.
In Sensoranwendungen können auch mehrere MMICs zusammengeschaltet (kaskadiert) werden, beispielsweise um HF-Radarsignale über mehrere Antennen abzustrahlen und/oder zu empfangen. Derartige Anordnungen mit mehreren MMICs und eine Vielzahl von Antennen können beispielsweise für Beam-Forming-Techniken eingesetzt werden. Mehrere Sende- und Empfangsantennen sind unter anderem dann nötig, wenn der Einfallswinkel der empfangenen Radarechos (DoA, Direction of Arrival) ermittelt werden soll. Um eine zuverlässige Messung zu ermöglichen, müssen die Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignale in einer definierten Beziehung zueinander stehen. Für eine Kalibrierung der Phasen wird eine Phasenmessung benötigt, was bei Frequenzen im EHF- (Extremely High Frequency) Bereich eine gewisse Herausforderung darstellt.
ZUSAMMENFASSUNG
Im Folgenden wird eine Schaltung für die Bestimmung von Phaseninformation in einem Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Schaltung folgendes auf: einen ersten Eingangsknoten, der dazu ausgebildet ist, ein erstes HF-Oszillatorsignal zu empfangen; einen zweiten Eingangsknoten, der dazu ausgebildet ist, ein zweites HF-Oszillatorsignal zu empfangen; eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen, die zwischen den ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind; eine Messschaltung, die dazu ausgebildet ist, HF-Signale, die an unterschiedlichen Positionen der Anordnung vorliegenden, zu empfangen, und die weiter dazu ausgebildet ist, Ausgangssignale zu erzeugen, welche die Amplitudenwerte der empfangenen HF-Signale repräsentieren; eine Analog/Digital- (A/D-) Wandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, basierend auf den Ausgangssignalen der Messschaltung entsprechende digitale Repräsentationen der Amplitudenwerte zu erzeugen; sowie eine Recheneinheit, die dazu ausgebildet ist, basierend auf den digitalen Repräsentationen der Amplitudenwerte einen relativen Phasenwert zu berechnen, der die Differenz der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals und der Phase des HF-Oszillatorsignals repräsentiert.
Des Weiteren wird ein Verfahren zur Bestimmung von Phaseninformation in einem Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Empfangen eines ersten HF-Oszillatorsignals an einem ersten Eingangsknoten und das Empfangen eines zweiten HF-Oszillatorsignals an einem zweiten Eingangsknoten, wobei zwischen den ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen geschaltet ist und wobei an unterschiedlichen Positionen der Anordnung entsprechende HF-Signale vorliegen, die eine Überlagerung von erstem HF-Oszillatorsignal und zweitem HF-Oszillatorsignal darstellen. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen von Messwerten, die die Amplituden der HF-Signale repräsentieren, das Erzeugen digitaler Repräsentationen der Messwerte sowie das Berechnen eines relativen Phasenwertes, der die Differenz der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals und der Phase des ersten HF-Oszillatorsignals repräsentiert, basierend auf den digitalen Repräsentationen der Messwerte.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. Zu den Abbildungen:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Sendekanals und eines Empfangskanals eines Radarsystems.
5 ist ein Blockdiagram zur Illustration eines exemplarischen Radarsystems mit einer Vielzahl von HF-Ausgangskanälen und einer Messschaltung zum Messen der Phasen der HF-Ausgangssignale der HF-Ausgangskanäle.
6 illustriert ein exemplarisches Radarsystem mit einem ersten Ausführungsbeispiel einer Messschaltung zum Messen der Phasen der HF-Ausgangssignale der HF-Ausgangskanäle; die Messschaltung ist eine Alternative zu der Messschaltung aus 5.
7 illustriert die Messschaltung aus 6 detaillierter.
8 und 9 illustrieren exemplarisch alternative Implementierungen der Messschaltung aus 7
10 enthält Diagramme zur Illustration der Signalverarbeitung, die zur Auswertung der von der Messschaltung gelieferten Digitalwerte verwendet werden kann.
11 illustriert eine Modifikation des Beispiels aus 8.
12 ist ein Flussdiagramm zur Illustration eines Beispiels des hier beschriebenen Verfahrens zur Phasenmessung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis weisen sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, und das HF-Signal s_RF(t) beinhaltet eine Sequenz von Chirps.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal s_RF(t) aus einer Vielzahl von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps bei einer Startfrequenz f_START beginnend innerhalb einer Zeitspanne T_RAMP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f_START, f_STOP, T_RAMP sowie die Pausen zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein. Es können alternativ zu einer Frequenzmodulation auch andere Modulationstechniken verwendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem MMIC integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, Phasenschieber, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem MMIC (Radar-Chip) integriert sein. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudomonostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction of arrival), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Diese Richtung wird üblicherweise durch einen Winkel (Azimutwinkel) repräsentiert. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut. Das heißt, das Radar-Frontend 10 kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanälen aufweisen, die auf mehrere Radar-Chips verteilt sein können. Bei MIMO-Systemen sind die Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignale relativ zu einender von Bedeutung.
Im Falle eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (FMCW-Radarsystems) können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, beinhaltet das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) wird z.B. ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche beispielsweise auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (und optional auch der Analog-Digital-Wandler 30 und Teile der digitalen Signalverarbeitung) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends 10 mit nachgeschalteter Basisbandsignalverarbeitungskette 20, welche Teil des Radarsensors aus 3 sein können. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX01) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX01) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf. Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) kann, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert sein und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz oder im 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific and Medical Band) bei manchen automobilen Anwendungen. Es verstehst sich, dass auch andere Frequenzbänder verwendet werden können.
Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad (im RX-Kanal) verarbeitet. Das Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals s_LO(t). Der Phasenschieber 103 kann optional eine zusätzliche Anpassung der Phase des Sendesignals s_RF(t) um eine Phasenverschiebung ϕ₁ bewirken. Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration). Das Empfangssignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 105 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 104 wird also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RP(t) zugeführt. Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung (Verstärker 22) und eine Filterung (z.B. Bandpass 21 oder eine Kombination von Hochpass und Tiefpass) bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. In manchen Radarsystemen werden IQ-Demodulatoren als Mischer verwendet, um ein analytisches Basisbandsignal (mit Inphase und Quadraturkomponente) zu erhalten.
5 illustriert ein Beispiel eines Teils eines Radar-Transceivers, wobei im Wesentlichen jene Komponenten dargestellt sind, die für die weitere Diskussion nötig sind. Das Beispiel aus 5 illustriert einen Radar-Transceiver mit mehreren TX-Kanälen TX1, TX2. TX3 und TX4, deren HF-Ausgangssignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t) über entsprechende TX-Antennen abgestrahlt werden. Die einzelnen TX-Kanäle können beispielsweise wie der TX-Kanal in 4 aufgebaut sein. Darüber hinaus ist in jedem der TX-Kanäle TX1, TX2. TX3 und TX4 im HF-Signalpfad vor (und möglichst nah an) dem Antennenport ein Koppler 106 angeordnet, der dazu ausgebildet ist, einen Teil der Signalleistung des jeweiligen HF-Ausgangsignals s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t) abzuzweigen und als Testsignal zur Verfügung zu stellen. Die Testsignale sind mit s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t) bezeichnet und sind im Wesentlichen eine skalierte Versionen der korrespondierenden HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t). Insbesondere weisen die Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t) im Wesentlichen die gleiche Phase auf wie die korrespondierenden HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t).
Die TX-Kanäle TX1, TX2. TX3 und TX4 erzeugen die jeweiligen HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) und s_RF,4(t) (sowie auch die zugehörigen Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t)) aus dem LO-Signal s_LO(t), das allen TX-Kanälen zugeführt ist. Im Wesentlichen sind die HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) und s_RF,4(t) phasenverschobene und verstärkte Versionen des LO-Signals s_LO(t). Das LO-Signal s_LO(t) von einem Lokaloszillator 101 erzeugt und über die Signalverteilungsschaltung 100 an die einzelnen TX-Kanäle TX1, TX2, TX3 und TX4 verteilt. Die Signalverteilungsschaltung kann z.B. ein rein passives HF-Bauelement sein und beispielsweise einen oder mehrere Leistungsteiler (power divider) beinhalten.
Das Beispiel aus 5 beinhaltet auch eine Messschaltung 300 zur Messung der Phasen der Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t). Wie erwähnt weisen die Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t) im Wesentlichen die gleiche Phase auf wie die korrespondierenden HF-Ausgangsignale s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t), und folglich repräsentiert das Messergebnis auch die Phasen der von den TX-Antennen abgestrahlten Radarsignale. Für die Durchführung einer Phasenmessung ist der Lokaloszillator 101 im Dauerstrich- (continuous wave, CW) Betrieb und es ist jeweils nur einer der TX-Kanäle aktiv, während die übrigen TX-Kanäle deaktiviert sind (beispielsweise durch Deaktivieren der jeweiligen Leistungsverstärker 102). Für die folgende Erläuterung wird angenommen, dass der erste TX-Kanal TX1 aktiv ist. Das der Messschaltung 300 zugeführte Testsignal ist mit h₁(t) bezeichnet und es gilt h₁(t) = s_FB,1(t). Allgemein wird in 5 der aktuell aktive TX-Kanal mit TXk bezeichnet und das der Messschaltung 300 zugeführte Testsignal ist h_k(t) = s_FB,k(t).
Die Messschaltung 300 empfängt wie erwähnt das Testsignal h₁(t) des aktiven TX-Kanals TX1 sowie das von der Signalverteilungsschaltung 100 bereitgestellte LO-Signal s_LO(t). Die Messschaltung 300 beinhaltet einen Phasenschieber 301, der die Phase des LO-Signals s_LO(t) um den Phasenwert ϕ_TSG verschiebt. Das phasenverschobene LO-Signal ist mit s_TSG(t) bezeichnet. Die Messschaltung 300 beinhaltet weiter den einen Mischer 302, der dazu ausgebildet ist, die Signale s_TSG(t) und h₁(t) zu mischen. Da der Lokaloszillator 101 wie erwähnt im CW-Betrieb ist, haben alle HF-Signale die gleiche Frequenz f_LO , und das Ausgangssignal des Mischers 302 ist nach einer Tiefpassfilterung eine Gleichspannung (DC voltage), die von dem Phasenwert ϕ_TSG abhängt. Das dem Testsignal h₁(t) zugeordnete Mischerausgangssignal ist mit m₁(ϕ_TSG) bezeichnet, und das Signal m₁(ϕ_TSG) beinhaltet Information über die Phase des Testsignals h₁(t) und somit auch über die Phase des zugehörigen HF-Radarsignals s_RF,1(t). Der Analog-Digital-Wandler 303 ist dazu ausgebildet, das Signal m₁(ϕ_TSG) zu digitalisieren; das korrespondierende Digitalsignal ist mit m₁[ϕ_TSG] bezeichnet. Die Phaseninformation lässt sich sehr einfach aus dem Digitalsignal m₁[ϕ_TSG] ermitteln, wenn der Analog-Digital-Wandler 303 das Mischerausgangssignal m₁(ϕ_TSG) für unterschiedliche Phasenwerte ϕ_TSG abtastet. Die Berechnung der gesuchten Phase mittels digitaler Signalverarbeitung ist besonders einfach, wenn die Phasenwerte die Form ϕ_TSG=n·360/N, mit n=0, ..., N-1, aufweist. Wenn beispielsweise N=8 ist, dann kann der ϕ_TSG die Werte 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 und 315 annehmen, d.h. die Phase ϕ_TSG wird in äquidistanten Schritten um eine volle 360°-Periode gedreht. In diesem Fall kann aus der Folge m₁[ϕ_TSG] = m₁[n-360/N] (für n=0, ..., N-1) mittels Fourier-Transformation in einfacher Weise die Phase ermittelt werden. Auf die Berechnung der Phase wird später noch detaillierter eingegangen.
Das Beispiel aus 5 basiert auf der Mischung von HF-Signal s_TSG(t) (phasenverschobenes LO-Signal) und Testsignal h_k(t), wobei die Phase ϕ_TSG=n·360/N sukzessive inkrementiert und das resultierende Pegel des Mischerausgangssignal m_k(ϕ_TSG) abgetastet und digitalisiert werden muss. 6 illustriert ein weiteres Beispiel eines Radar-Transceivers mit einer Phasenmessschaltung, bei der die Phase des LO-Signals s_LO(t) nicht schrittweise verschoben werden muss und die folglich eine schnellere Erfassung der Folge m₁[n·360/N] erlaubt. Gemäß 6 weist die Messschaltung 300 einen ersten Eingangsknoten, dem das LO-Signal s_LO(t) zugeführt ist, und einen zweiten Eingangsknoten auf, dem das Testsignal h_k(t) zugeführt ist. Wie im vorherigen Beispiel entspricht das Testsignal hk(t) einem der Testsignale s_FB,1(t), s_FB,2(t), s_FB,3(t) und s_FB,4(t), je nachdem, welcher TX-Kanal gerade aktiv ist. Zwischen den beiden Eingangsknoten ist eine Anordnung umfassend eine Vielzahl von Verzögerungselementen geschaltet, wobei an unterschiedlichen Position der Anordnung jeweils unterschiedliche HF-Signale abgegriffen (tapped) werden können. 7 zeigt die Messschaltung 300 aus 6 und die nachfolgende digitale Signalverarbeitung detaillierter. Die folgenden Erläuterungen beziehen sich auf 7.
Die in 7 gezeigten Spannungsquellen mit Serienwiderstand Zo symbolisieren die Erzeugung des LO-Signals s_LO(t) und des Testsignals h_k(t). Die Serienwiderstände Zo sind so dimensioniert, dass möglichst keine Reflexionen auftreten. D.h. die Serienwiderstände Zo repräsentieren den Wellenwiderstand der HF-Leitungen. Zwischen beiden Spannungsquellen ist die erwähnte Anordnung mit N Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 geschaltet. Die Anzahl N der Verzögerungselemente kann die Form N=2^b haben, wobei b eine ganze Zahl größer 1 ist. Dies muss aber nicht notwendigerweise der Fall sein. Die Verzögerungselemente können beispielsweise mittels einer oder mehrerer Streifenleitungen implementiert sein. In einem einfachen Ausführungsbeispiel umfasst die Anordnung eine Streifenleitung zwischen dem ersten Eingangsknoten E₁ und dem zweiten Eingangsknoten E₂ , die an unterschiedlichen Positionen angezapft ist. Die HF-Signale an diesen unterschiedlichen Positionen sind mit v_RF,0 , v_RF,1 , ..., v_RF,N-1 bezeichnet. Die Leitungsabschnitte (Segmente) zwischen den Anzapfungspunkten bilden die erwähnten Verzögerungselemente. In einem anderen Ausführungsbeispiel können die Verzögerungselemente durch jeweils eine LC-Schaltungen (Schaltungen mit jeweils einer Induktivität und einer Kapazität) implementiert werden. Jedem Verzögerungselement ist ein Detektor PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 zugeordnet, der dazu ausgebildet ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches die Amplitude (und folglich auch die Leistung) des jeweiligen HF-Signals v_RF,0 , v_RF,1 , ..., v_RF,N-1 repräsentiert. Gemäß dem Beispiel aus 7 ist jeder der Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 mit einem Anschluss eines Abgriffs (tap) der Kette von N Verzögerungselementen verbunden.
Unterschiedliche Möglichkeiten der Implementierung der Detektoren PD₁ , PD₂ , ... PD_N-1 sind an sich bekannt und werden hier nicht weiter diskutiert. Integrierte Power Detectors und ähnliche Schaltungen können problemlos in das HF-Frontend eines Radar-Transceivers integriert werden. Die von den Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 gelieferten Ausgangssignale werden digitalisiert (siehe 7, Analog-Digital-Wandlerschaltung 320), und die digitalisierten Werte werden gespeichert. Bei N Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 und folglich N Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 erhält man N digitale Werte. In dem Beispiel gemäß 7 beinhaltet die Analog-Digital-Wandlerschaltung 320 einen Multiplexer 304 und einen Analog-Digital-Wandler 303. Mit Hilfe des Multiplexeres 304 können die Ausgangssignale der Detektoren PD₁ , PD₂ , ... PD_N-1 nacheinander abgetastet und digitalisiert werden. Um eine parallele Abtastung der Ausgangssignale der Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 zu ermöglichen, können zwischen den Eingängen des Multiplexers 304 und den einzelnen Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 Sample & Hold-Schaltungen geschaltet sein, welche eine parallele Abtastung und eine anschließende sequentielle Digitalisierung ermöglichen.
Das Beispiel aus 8 unterscheidet sich von dem Beispiel aus 7 nur durch den Aufbau der Analog-Digital-Wandlerschaltung 320. Gemäß 8 umfasst die Analog-Digital-Wandlerschaltung 320 für jeden der Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 einen Analog-Digital-Wandler 303.0, 303.1, ..., 303.N-1. Ein Multiplexer ist in diesem Fall nicht nötig und die Ausgangssignale der Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 können parallel in einem Schritt digitalisiert werden. Die digitalisierten Werte können wie in dem Beispiel aus 7 in einem in einer Recheneinheit 40 enthaltenen Speicher gespeichert werden. Die Recheneinheit 40 ist dazu ausgebildet, aus den gespeicherten Werten (digitalisierte Ausgangswerte der Detektoren PD₀ , PD₁ , ... PD_N-1 ) die Phase ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3 oder ϕ_TX4 des jeweiligen Testsignals h_k(t) (für k=1, 2, 3, 4) zu berechnen. Wie erwähnt entspricht die Phase des Testsignals der Phase ϕ_RF,1, ϕ_RF,2, ϕ_RF,3, oder ϕ_RF,4 des korrespondierenden HF-Ausgangssignals s_RF,1(t), s_RF,2(t), s_RF,3(t) bzw. s_RF,4(t).
In dem Beispiel aus 9 ist ein HF-Multiplexer 304' zwischen die Verzögerungselemente DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 geschaltet. In diesem Fall ist nur ein Detektor PD nötig, der mit Hilfe des Multiplexers 304' sequentiell mit allen Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 verbunden wird, um die Amplitude/Leistung der HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ..., v_RF,N-1 zu ermitteln. In diesem Beispiel ist ebenfalls nur ein Analog-Digital-Wandler 303 nötig, um die analogen Ausgangswerte des Detektors PD sequentiell zu digitalisieren. Im Übrigen funktioniert die Schaltung aus 9 im Wesentlichen gleich wie die Schaltung aus 7 (lediglich die Reihenfolge von Multiplexer und Detektor(en) sind vertauscht, weshalb nur ein Detektor nötig ist). An dieser Stelle sei erwähnt, dass ein HF-Multiplexer 304' schwieriger zu implementieren sein kann als der Multiplexer 304 in dem Beispiel aus 7.
Bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen findet in der Kette (Serienschaltung) von Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 eine Überlagerung der Signale s_LO(t) und h_k(t) statt. Diese Überlagerung führt zu einer stehenden Welle in der Kette von Verzögerungselementen. Alle Verzögerungselemente bewirken die gleiche Verzögerung Δt. Dies muss nicht notwendigerweise der Fall sein, kann aber die nachfolgende Signalverarbeitung vereinfachen. Zusammen bewirken die N Verzögerungselemente DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 eine Gesamtverzögerung von N·Δt, wobei die Gesamtverzögerung N·Δt gleich einer Periodendauer T_LO=f_LO ^-1 des Lokaloszillators sein kann (oder einem ganzzahligen Vielfachen davon). Auch das muss nicht notwendigerweise der Fall sein, vereinfacht jedoch die nachfolgende Signalverarbeitung. Die Anzahl N der Verzögerungselemente kann eine Zweierpotenz sein, d.h. N=2^b, wobei b eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist. Bei einer Frequenz von f_LO=80 GHz ist die Periodendauer T_LO 12,5 ps, was einer Wellenlänge λ_LO von ca. 1,9 mm entspricht (bei einer relativen Permittivität von ε_R ≈ 4). Bei beispielsweise N=8 Verzögerungselementen kann jedes Verzögerungselement durch einen Leitungsabschnitt mit einer Länge von rund 235µm implementiert werden. Die Leitungsabschnitte können z.B. in einer Metallisierungslage (metallization layer) eines Halbleiterchips integriert sein.
Aufgrund der erwähnten Überlagerung der Signale s_LO(t) und h_k(t) und weil alle HF-Signale dieselbe Frequenz f_LO aufweisen, kann an den einzelnen Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 jeweils ein HF-Signal abgegriffen werden, dessen Amplitude konstant ist und von der Phase des Testsignals h_k(t) abhängt (gemeint ist hier die Phase des Testsignals relativ zur Phase ϕ_LO des LO-Signals s_LO(t), wobei die Phase ϕ_LO ohne Beschränkung der Allgemeinheit im Folgenden mit null angenommen wird). Das heißt, in der Kette von Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 (zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsknoten) bildet sich eine stehende Welle, die durch eine komplexe Amplitude v_RF,n* charakterisiert werden kann. Diese komplexe Amplitude v_RF,n * hängt von der Position entlang der Kette von Verzögerungselementen DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 ; diese Position wird durch den Index n (n = 0, ..., N-1) repräsentiert. In dem Fall, dass die Verzögerungselemente DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N-1 alle die gleiche Verzögerung Δt bewirken, ist der Phasenunterschied Δϕ zwischen zwei benachbarten komplexen Amplituden v_RF,n * und v_RF,n+1 * ebenfalls gleich (d.h. arg {v_RF,n*} - arg {v_RF,n+1*} = Δϕ, für alle n von 0 bis N-2). Diese Sachverhalt ist in 10, Diagramm (a), dargestellt.
Der Betrag |v_RF,n*| der komplexen Amplitude v_RF,n* variiert positionsabhängig also mit dem Index n, der die Position in der Kette von Verzögerungselementen bezeichnet, an der das HF-Signal v_RF,n abgegriffen wird, wobei in den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen die Detektoren PD₀ , ..., PD_N-1 jeweils den Betrag der |v_RF,n*| zugehörigen komplexen Amplitude bilden, , d.h. die Detektoren PD₀ , ..., PD_N-1 verhalten sich im Wesentlichen wie Spitzenwertgleichrichter und das Ausgangssignal des Detektors PD_n ist gleich dem Betrag der jeweiligen Amplitude. Der zugehörige Digitalwert m_k[n] repräsentiert dann den Ausgangswert |v_RF,n*| des jeweiligen Detektors PD_n (n = 0, ..., N-1). Das heißt, m_k[n] = |v_RF,n*|. Diese Sachverhalt ist auch in 10, Diagramm (b), dargestellt. Man kann sehen, dass die Sequenz m_k[n] für die Positionen n=0, ..., N-1 einen gleichgerichteten, sinusoiden Verlauf aufweist, dessen Phase die Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t) repräsentiert (für die TX-Kanäle TXk, k= 1, 2, etc.). Es kann mittels einfacher Berechnungen gezeigt werden, dass die Phase ϕ_m der Sequenz m_k[n] der halben Phase ϕ_TXk/2 des Testsignals h_k(t) entspricht (ϕ_m = ϕ_TXk/2). Das heißt, $m_{k} [n] = | cos (2 π n/N + ϕ_{m}) | = | cos (2 π /N + ϕ_{TXk} / 2) | .$
10, Diagramm (b), zeigt die Situation für eine Phase ϕ_TXk des Testsignals hk(t) von ϕ_TXk = 240° (ϕ_m = 120°) und Diagramm (c) die Situation für eine Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t) von ϕ_TXk = 300° (ϕ_m = 150°). Würde man - theoretisch - die Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t) von 0° bis 360° variieren (Phasen-Sweep), dann würde jeder der Werte m_k[0], m_k[1], etc. entsprechend einer gleichgerichteten Sinuswelle zwischen einem Minimalwert (destruktive Interferenz von h_k(t) und s_LO(t)) und einem Maximalwert (konstruktive Interferenz von h_k(t) und s_LO(t)) variieren. Der Minimalwert ist null wenn die Amplituden von Testsignal h_k(t) und LO-Signal s_LO(t) gleich sind, was im Allgemeinen nicht der Fall ist, aber für die folgende Beschreibung ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen werden kann, um den Sachverhalt nicht zu verkomplizieren.
Die Information über die Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t) (relativ zur Phase ϕ_LO) steckt bereits in einem einzigen Digitalwert, z.B. m_k[0], der in der Praxis von Rauschen und Messfehler beeinträchtigt sein wird. Aus diesem Grund werden mehrere (insbesondere alle N) Digitalwerte m_k[0], ..., m_k[N-1] ausgewertet. Diese Auswertung kann mittels einer digitalen Fourier-Transformation (insbesondere des Fast-Fourier-Transform (FFT) Algorithmus) effizient implementiert werden.
Der FFT-Algorithmus berechnet im Wesentlichen die Koeffizienten einer Fourier-Reihe eines periodischen Signals. Zur Verdeutlichung der folgenden Erläuterungen wird die Fourier-Reihe für die Funktion f(x) = |sin(x)| betrachtet. Die Fourier-Reihe kann wie folgt berechnet werden: $f (x) \approx 2 / π - 4 / π (cos (2 x) / (1 \cdot 3) + cos (4 x) / (3 \cdot 5) + cos (6 x) / (5 \cdot 7) + ...) .$
In Anbetracht der obigen Gleichung kann man feststellen, dass die Sequenz m_k[n] mehrere Harmonische bei geradzahligen Vielfachen der Grundfrequenz aufweist. Wie erwähnt entspricht die Phase ϕ_m der Sequenz m_k[n] der halben Phase ϕ_TXk/2 des betrachteten Testsignals h_k(t). Das bedeutet, die gesuchte Phaseninformation ϕ_TXk kann aus der Phase 2ϕ_m der ersten Harmonischen direkt ermittelt werden (die erste Harmonische hat die doppelte Phase der Grundwelle). Die Phase 2ϕ_m = ϕ_TXk kann wie oben erwähnt in einfacher Weise mittels diskreter Fourier-Transformation berechnet werden. Wenn - wie in dem in 10 dargestellten Beispiel - die Kette von Verzögerungselementen sich über eine volle Periode der stehenden Welle (komplexe Amplitude v_RF,k*) erstreckt (d.h. der Indexbereich n = 0, ..., N-1 entspricht einer Wellenlänge λ_LO bzw. einer LO-Periode T_LO ), dann ist der relevante „Bin“ der diskreten Fourier-Transformation der dritte Bin (der erste Bin repräsentiert den Gleichanteil und der erste Bin die Grundwelle).
Die Fourier-Transformierte der Sequenz m_k[n] (m_k[n] = |v_RF,n*|) ist eine Sequenz gleicher Länge, nämlich $M_{k} [j] = FFT {m_{k} [n]}$
mit dem Frequenzindex j, wobei j = 0, ...., N-1. Die Elemente der Sequenz M_k[j] werden auch als „Bins“ bezeichnet und sind jeweils komplexe Spektralwerte. Der Spektralwert M_k[0] repräsentiert den Gleichanteil (erster Bin), der Spektralwert M_k[1] repräsentiert die Grundwelle und ist (zumindest theoretisch) null (zweiter Bin), und der Spektralwert M_k[2] repräsentiert die erste Harmonische (dritter Bin). Die gesuchte Phaseninformation (d.h. die Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t)) ist im Spektralwert M_k[2] enthalten, der die erste Oberwelle repräsentiert. Die gesuchte Phase 2ϕ_m = ϕ_TXk ist gleich arg{Mk[2] }.
Es versteht sich, dass der Spektralwert M_k[2] der ersten Oberwelle auch auf andere Weise berechnet werden kann, beispielsweise mit Hilfe des bekannten Goertzel-Algorithmus. Die für die Ermittlung der gesuchten Phase ϕ_TXk notwendigen Berechnungen können durch eine Recheneinheit durchgeführt werden. Die Recheneinheit kann einen Prozessor enthalten, der Software-Instruktionen ausführt, welche den Prozessor dazu veranlassen, die erwähnten Berechnungen durchzuführen. Die Berechnungen können ganz oder teilweise auch durch festverdrahtete Digitalschaltungen (z.B. Multiplier-Accumulator (MAC) Einheiten) der Recheneinheit durchgeführt werden. Insbesondere eine FFT kann mittels MAC Einheiten effizient implementiert werden. Die Recheneinheit kann beispielsweise der digitale Signalprozessor 40 sein (siehe 3). Es versteht sich, dass zumindest manche Berechnungen auch in der Systemsteuerung 50 (siehe 3) durchgeführt werden können. Der Begriff „Recheneinheit“ bezeichnet also nicht eine spezielle Einheit aus Hard- und Software, sondern ist als funktionale Einheit zu verstehen, wobei die gewünschten Funktionen in einer oder in mehreren Hardwareeinheiten implementiert sein können.
Die in 11 gezeigte Schaltung ist eine Modifikation des Beispiels aus 8. Gemäß 11 enthält die Kette von Verzögerungselemente nur N/2 Verzögerungselemente DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N/2-1 in Serie zu einem weiteren Verzögerungselement DEL_⌷/2, welches im Wesentlichen die gleiche Verzögerung bewirkt wie die N/2 Verzögerungselemente DEL₀ , DEL₁ , ..., DEL_N/2-1 zusammen. Man benötigt daher im Vergleich zu dem Beispiel aus 8 nur halb so viele Detektoren und entsprechend halb so viele ADCs. Entsprechend erhält man auch nur die Hälfte der Digitalwerte m_k[0], ..., m_k[N/2-1]. Die „fehlende“ Hälfte der Digitalwerte m_k[N/2], ..., m_k[N-1] wird nicht unbedingt benötigt, da sie ohnehin nur redundante Information enthält. Dies kann man auch in 10, Diagramm (b) und (c), erkennen. In 10 ist m_k[0] ≈ m_k[4], m_k[1] ≈ m_k[5], m_k[2] ≈ m_k[6], etc. Nichtsdestotrotz können Rauschen und Messfehler zu Unterschieden führen. In dem vorherigen Beispiel aus 8 sind die zusätzlichen Digitalwerte m_k[N/2], ..., m_k[N-1] jedoch nicht unnötig, da die zusätzlichen Messwerte das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) verbessern können.
In den hier beschriebenen Beispielen sind die Detektoren PD_n dazu ausgebildet, an ihrem Ausgang ein Signal bereit zu stellen, das die Amplitude des HF-Signals v_RF,n am jeweiligen Eingang repräsentiert. Als Folge dessen repräsentiert die Sequenz m_k[n] (digitalisierte Ausgangssignale der Detektoren PD_n) eine gleichgerichtete Sinuswelle (siehe z.B. 10, Diagramm (b)). Alternativ können auch Detektoren eingesetzt werden, deren Ausgangssignale im Wesentlichen proportional zum Quadrat der Amplituden der HF-Signale v_RF,n sind, was die Leistung HF-Signale v_RF,n entspricht. In diesem Fall repräsentiert die Sequenz m_k[n] eine Kosinuswelle mit doppelter Frequenz. Die Fourier-Reihe aus Gleichung (2) ist in diesem Fall endlich und folgt aus der Identität ${| sin (x) |}^{2} = sin {(x)}^{2} = 1 / 2 - cos (2 x) / 2.$
In diesem Fall existiert (theoretisch) nur die erste Harmonische und die höheren Harmonischen sind null. Die digitale Signalverarbeitung zur Ermittlung der Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t)) aus dem Spektrum der Sequenz m_k[n] ändert sich dadurch nicht. Auch in diesem Fall ist der Spektralwert mit der gesuchten Phaseninformation der Spektralwert der ersten Oberwelle und damit im dritten Bin M_k[2] der diskreten Fourier-Transformierten M_k[n], wobei n=0,...N-1. Selbst wenn die Detektoren die Amplituden |v_RF,n*| nicht „sauber“ quadrieren, sondern diese nichtlinear verzerren, ändert sich dadurch die für die Phasenbestimmung notwendige Signalverarbeitung nicht. Das gemäß Gleichung (3) berechnete Spektrum mag von dem Übertragungsverhalten der Detektoren abhängen, aber die gesuchte Phaseninformation wird dadurch nicht nennenswert beeinflusst.
An dieser Stelle sein noch einmal erwähnt, dass die von den Detektoren gelieferten Signale (und auch die korrespondierenden digitalen Messwerte), welche die Amplitude der HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ... v_RF,N-1 repräsentieren (siehe 6 und 10), auch die Leistung der HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ... v_RF,N-1 repräsentieren. Für die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele repräsentieren Amplitude und Leistung im Wesentlichen dieselbe Information, da die Signalleistung proportional zum Quadrat der Amplitude ist und damit direkt von der Amplitude abhängt. Auch jeder andere Wert, der eine lineare oder nichtlineare Verzerrung (z.B. aufgrund einer nichtlinearen Charakteristik der Detektoren) der Amplitude ist, repräsentiert dennoch die Amplitude. Wie oben erwähnt, bleibt die gesuchte Phaseninformation auch bei nichtlinearer Verzerrung der gemessenen Amplitudenwerte mit ausreichender Genauigkeit erhalten.
Die Messung der Phase ϕ_TXk des Testsignals h_k(t) = s_FB,_k(t) kann für jeden Sendekanal TXk wiederholt werden (k=1, 2, etc.). Dazu kann - einer nach dem anderen - ein bestimmter Sendekanal (z.B. TX1) ausgewählt werden, um die zugehörige Phase (z.B. ϕ_TX1) zu bestimmen. Im Anschluss wird der nächste Sendekanal (z.B. TX2) ausgewählt und die nächste Phase (z.B. ϕ_TX2) bestimmt, und so weiter. Um einen bestimmten Sendekanal TXj auszuwählen, können beispielsweise die übrigen Sendekanäle TXk (mit k ≠ j) deaktiviert werden. Um einen Sendekanal zu deaktivieren kann beispielsweise der im jeweiligen Sendekanal enthaltene Verstärker 102 deaktiviert werden (z.B. über ein Enable-Signal EN mit geeignetem Pegel, siehe 6). Alternativ kann das Testsignal s_FB,j(t) des ausgewählten Sendekanals TXj selektiv der Messschaltung 300 zugeführt werden (z.B. über einen HF-Multiplexer, in den Abbildungen nicht dargestellt). Verschiedene Techniken zum selektiven Routen von HF-Signalen sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter erläutert.
12 ist ein Flussdiagramm zur weiteren Illustration eines Beispiels des oben beschriebenen Verfahrens zur Messung der (relativen) Phase des Signals h_k(t). Gemäß 12 umfasst das Verfahren das Empfangen eines ersten HF-Oszillatorsignals (vgl. 7-9, LO-Signal s_LO(t)) an einem ersten Eingangsknoten und Empfangen eines zweiten HF-Oszillatorsignals (vgl. 7-9, Testsignal h_k(t)) an einem zweiten Eingangsknoten (12, Schritt S1). Zwischen den ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten ist eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen (vgl. 7-9, Verzögerungselemente DEL₀ , ... DEL_N-1 ) geschaltet. In dieser Anordnung findet eine Überlagerung von dem ersten HF-Oszillatorsignal und dem zweiten HF-Oszillatorsignal statt (siehe 12, Schritt S2), wobei an unterschiedlichen Positionen der Anordnung entsprechende HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ... v_RF,N-1 vorliegen, die ein Resultat dieser Überlagerung sind. Die HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ... v_RF,N-1 können an den erwähnten unterschiedlichen Positionen der Anordnung abgegriffen (tapped) werden. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen von Messwerten m_k(0), m_k(1), ..., m_k(N-1), welche die Amplituden der HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ... v_RF,N-1 repräsentieren (siehe 12, Schritt S3). Die Messwerte werden digitalisiert (siehe 12, Schritt S4) und man erhält eine korrespondierende Sequenz digitaler Messwerte m_k[0], m_k[1], ..., m_k[N-1] (siehe auch 10, Diagramme b und c). Das Verfahren umfasst weiter das Berechnen eines relativen Phasenwertes (z.B. Phase ϕ_TX1 für Sendekanal TX1) basierend auf den digitalisierten Messwerten. Dieser relative Phasenwert repräsentiert die Differenz zwischen der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals und der Phase des ersten HF-Oszillatorsignals.
Wie bereits erwähnt kann der relative Phasenwert aus einem komplexen Spektralwert berechnet werden, der beispielsweise mittels einer Fast-Fourier-Transform (z.B. Spektralwert M_k[2] im dritten Bin einer FFT) oder eines Goertzel-Algorithmus ermittelt werden kann. Die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen DELo, ... DEL_N-1 kann eine Streifenleitung aufweisen, die eine Vielzahl von Segmenten umfasst. Die HF-Signale v_RF,0 , v_RF,1 , ... v_RF,N-1 können jeweils an einem ersten Schaltungsknoten der Segmente abgegriffen werden (vgl. 7-9 und 11). Die Vielzahl von Segmenten der Streifenleitung kann ein erstes Segment DEL_λ/2 und mehrere zweite Segmente DEL₀ , ..., DE_N/2-1 aufweisen. Die zweiten Segmente DEL₀ , ..., DE_N/2-1 können alle die gleiche Länge aufweisen (z.B. λ/N), wohingegen das erste Segment eine Leitungslänge λ/2 hat, die der Summe der Leitungslängen (d.h. (N/2)×(λ/N) = λ/2) der zweiten Segmente entspricht. Diese Situation ist auch in 11 dargestellt. In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen bewirkt die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1 ) insgesamt eine Verzögerung, die einer Periodendauer T_LO = f_LO ^-1 = λ/c (mit der Wellenausbreitungsgeschwindigkeit c) des ersten HF-Oszillatorsignals (LO-Signal s_LO(t)) oder einem ganzzahligen Vielfachen davon entspricht. Für den Fall, dass die Gesamtverzögerung ein Vielfaches der Periodendauer T_LO beträgt, ist der relevante Spektralwert, aus dem die gesuchte relative Phase bestimmt wird, nicht im zweiten Bin der diskreten Fourier-Transformierten, welches die erste Harmonische repräsentiert, sondern bei einer höheren Harmonischen.
Die oben beschriebene Messung der Phasendifferenz kann verwendet werden, um Sendekanäle, beispielsweise einer Radarvorrichtung, hinsichtlich ihrer Phasenlage zu kalibrieren. Hierzu können abwechselnd die entsprechenden Sendekanäle aktiviert werden und für jeden Kanal die entsprechende Messung durchgeführt werden. Die erhaltenen Kalibrationsparameter können gespeichert werden und beispielsweise bei der Einstellung der jeweiligen Phasenschieber berücksichtigt werden.

Claims

Eine Schaltung, die aufweist: einen ersten Eingangsknoten, der dazu ausgebildet ist, ein erstes HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu empfangen, einen zweiten Eingangsknoten, der dazu ausgebildet ist, ein zweites HF-Oszillatorsignal (h_k(t); s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) zu empfangen, eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1), die zwischen den ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind, eine Messschaltung (310), die dazu ausgebildet ist, HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1), die an unterschiedlichen Positionen der Anordnung vorliegenden, zu empfangen, und die weiter dazu ausgebildet ist, Ausgangssignale zu erzeugen, die Amplitudenwerte der empfangenen HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) repräsentieren; eine A/D-Wandlerschaltung (320), die dazu ausgebildet ist, basierend auf den Ausgangssignalen der Messschaltung (310) entsprechende digitale Repräsentationen der Amplitudenwerte (mk[0], mk[1], ..., mk[N-1]) zu erzeugen; und eine Recheneinheit (40), die dazu ausgebildet ist, basierend auf den digitalen Repräsentationen der Amplitudenwerte einen relativen Phasenwert zu berechnen, der die Differenz der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals (h_k(t); s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) und der Phase des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) repräsentiert.
Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei die Messschaltung (310) eine Vielzahl von Detektoren (PDo, PD₁, ... PD_N-1) aufweist, wobei jeder der Detektoren (PD₀, PD₁, ... PD_N-1) an einer der unterschiedlichen Positionen der Anordnung mit dieser gekoppelt ist.
Die Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei jeder der Detektoren (PD₀, PD₁, ... PD_N-1) mit einem korrespondierenden Verzögerungselement der Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1) gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist als Ausgangssignal ein Signal bereitzustellen, welches die Amplitude oder die Leistung des jeweiligen HF-Signals (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) anzeigt.
Die Schaltung gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei die A/D-Wandlerschaltung (320) einen A/D-Wandler (303) und einen Multiplexer (304) aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Analog-Eingang des A/D-Wandlers (303) selektiv mit einem Ausgang eines ausgewählten der Detektoren (PD₀, PD₁, ... PD_N-1) zu koppeln.
Die Schaltung gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei die A/D-Wandlerschaltung (320) eine Vielzahl von A/D-Wandlern (303.0, 303.1, ..., 303.N-1) aufweist, wobei jeder der A/D-Wandler (303., 303.1, ..., 303.N-1) einem korrespondierenden Detektor (PD₀, PD₁, ... PD_N-1) nachgeschaltet ist.
Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei die Messschaltung (310) einen HF-Multiplexer (304') und einen Detektor (PD) aufweist, wobei der HF-Multiplexer (304') dazu ausgebildet ist, einen Eingang des Detektors (PD) selektiv mit einem ausgewählten der Vielzahl von Verzögerungselemente (DEL₀, ... DEL_N-1) zu koppeln, und wobei ein Ausgang des Detektors (PD) mit der A/D-Wandlerschaltung (320) gekoppelt ist.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Recheneinheit (40) dazu ausgebildet ist, aus den digitalen Repräsentationen der Amplitudenwerte einen Spektralwert zu berechnen, wobei der Phasenwert basierend auf dem Spektralwert berechnet wird.
Die Schaltung gemäß Anspruch 7, wobei der Spektralwert mittels Fourier-Transformation oder mittels eines Goertzel-Algorithmus berechnet wird.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1) eine Streifenleitung aufweist, die eine Vielzahl von gleich langen Segmenten umfasst, wobei jeder Segmente der Streifenleitung ein Verzögerungselement bildet.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen (DEL₀, ... DEL_N/2-1, DEL_N/2) eine Streifenleitung aufweist, die ein erstes Segment (DEL_N/2) und eine Vielzahl von zweiten Segmenten (DEL₀, ... DEL_N/2-1) gleicher Länge umfasst, wobei das erste Segment (DEL_N/2) eine Leitungslänge hat, die der Summe der Leitungslänge der zweiten Segmente (DEL₀, ... DEL_N/2-1) entspricht.
Die Schaltung gemäß Anspruch 9 oder 10, wobei die Vielzahl gleich langer Segmenten eine Leitungslänge aufweist, die der Wellenlänge des ersten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) entspricht.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen eine Verzögerung von einer Periodendauer des ersten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) oder ein ganzzahliges Vielfaches davon bewirkt.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Amplitudenwerte der empfangenen HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) von der jeweiligen Positionen in der Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen abhängt und einen sinusoiden Verlauf oder den Verlauf eines gleichgerichteten Sinus aufweisen.
Ein Radar-System, das folgendes aufweist: einen Lokaloszillator (101), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu erzeugen; mindestens einen Sendekanal (TX1, TX2, TX3, TX4), dem das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zugeführt ist und der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) eine HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t)), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) zu erzeugen und des Weiteren ein Testsignal (s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) zu erzeugen, welches das HF-Ausgangssignal (s_RF,1(t)), s_RF,2(t), s_RF,3(t), s_RF,4(t)) repräsentiert; eine Phasenmessschaltung mit einem ersten Eingangsknoten, dem das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zugeführt ist, und mit einem zweiten Eingangsknoten, dem das Testsignal (s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) zugeführt ist; wobei die Phasenmessschaltung weiter folgendes aufweist: eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1), die zwischen dem ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind, eine Messschaltung (310), die dazu ausgebildet ist, HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1), die an unterschiedlichen Positionen der Anordnung vorliegenden, zu empfangen, und die weiter dazu ausgebildet ist, Ausgangssignale zu erzeugen, die Amplitudenwerte der empfangenen HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) repräsentieren; eine A/D-Wandlerschaltung (320), die dazu ausgebildet ist, basierend auf den Ausgangssignalen der Messschaltung (310) entsprechende digitale Repräsentationen der Amplitudenwerte (mk[0], mk[1], ..., mk[N-1]) zu erzeugen; und eine Recheneinheit (40), die dazu ausgebildet ist, basierend auf den digitalen Repräsentationen der Amplitudenwerte einen relativen Phasenwert zu berechnen, der die Differenz der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals (h_k(t); s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) und der Phase des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) repräsentiert.
Verfahren zur Phasenmessung, das folgendes aufweist: Empfangen eines ersten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) an einem ersten Eingangsknoten und Empfangen eines zweiten HF-Oszillatorsignals (hk(t); s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) an einem zweiten Eingangsknoten, wobei zwischen den ersten Eingangsknoten und den zweiten Eingangsknoten eine Anordnung mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1) geschaltet ist, und wobei an unterschiedlichen Positionen der Anordnung entsprechende HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) vorliegen, die eine Überlagerung von erstem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) und zweitem HF-Oszillatorsignal (h_k(t); s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) darstellen; Erzeugen von Messwerten, die die Amplituden der HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) repräsentieren; Erzeugen digitaler Repräsentationen der Messwerte; und Berechnen eines relativen Phasenwertes (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3, ϕ_TX4), der die Differenz der Phase des zweiten HF-Oszillatorsignals (hk(t); s_FB,1(t)), s_FB,2(t), s_FB,3(t), s_FB,4(t)) und der Phase des ersten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) repräsentiert, basierend auf den digitalen Repräsentationen der Messwerte.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15, wobei das Berechnen eines Phasenwertes (ϕ_TX1, ϕ_TX2, ϕ_TX3, ϕ_TX4) weiter aufweist: Speichern der digitalen Repräsentationen der Messwerte, und Berechnen eines Spektralwertes basierend auf den gespeicherten Werte und Berechnen des relativen Phasenwertes aus dem Spektralwert.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15 und 16, wobei die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1) eine Streifenleitung aufweist, die eine Vielzahl von Segmenten umfasst, und wobei HF-Signale (v_RF,0, v_RF,1, ... v_RF,N-1) jeweils an einem ersten Schaltungsknoten der Segmente abgegriffen werden.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei die Vielzahl von Segmenten der Streifenleitung ein erstes Segment und mehrere zweite Segmente aufweisen, wobei die zweiten Segmente die gleiche Länge aufweisen und wobei das erste Segment eine Leitungslänge hat, die der Summe der Leitungslängen der zweiten Segmente entspricht.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 15 bis 18, wobei die Anordnung mit der Vielzahl von Verzögerungselementen (DELo, ... DEL_N-1) insgesamt eine Verzögerung bewirkt, die einer Periodendauer des ersten HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) oder einem ganzzahligen Vielfachen davon entspricht.