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TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radar-Sensorik, insbesondere ein Radarsystem umfassend mehrere Radar-Chips.
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HINTERGRUND
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Radarsensoren werden in einer Vielzahl von Applikationen zum Detektieren von Objekten eingesetzt, wobei das Detektieren üblicherweise das Messen von Abständen und Geschwindigkeiten sowie Azimutwinkel (Direction of Arrival, DoA) der detektierten Objekte umfasst. Insbesondere im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in fortschrittlichen Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist), Kollisionswarnung, Fußgängererkennung und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren sowie Systeme mit mehreren Sensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
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Radaranwendungen, die in Automobilen eingesetzt werden, sind Gegenstand verschiedener Standards betreffend Straßenverkehrssicherheit, beispielsweise des mit „Road Vehicles-Functional Safety“ bezeichneten funktionalen Sicherheitsstandards ISO 26262. Um die funktionale Sicherheit eines Radarsensors sicherzustellen, ist es wichtig zu wissen, ob der gegenwärtige Zustand des Radarsensors eine zuverlässige Abstands- und Geschwindigkeitsmessung zulässt. Allerdings kann Zuverlässigkeit auch bei anderen Anwendungen ein Thema sein. Aus diesem Grund wurden Radarsensoren entwickelt, die in der Lage sind, verschiedene Typen von Selbsttests und eine Kalibrierung gewisser Parameter durchzuführen. Die Publikation
DE 10 2018 130 556 A1 beschreibt beispielsweise ein Verfahren zur Phasenkalibrierung bei FMCW-Radarsystemen.
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Der Erfinder hat es sich zur Aufgabe gemacht, ein Radarsystem bereitzustellen, das verbesserte Möglichkeiten der Kalibrierung bietet.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Die oben genannte Aufgabe wird durch die Verfahren gemäß den Ansprüchen 1 und 21 sowie die Systeme gemäß den Ansprüchen 11 und 24 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Die folgende Beschreibung betrifft ein Verfahren für ein Radarsystem. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten HF-Radarsignals in einem ersten Sendekanal eines ersten Radar-Chips basierend auf einem Oszillatorsignal und Abstrahlen des ersten HF-Radarsignals über eine erste Sendeantenne, wobei das erste HF-Radarsignals abhängig von einem im ersten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignal moduliert wird. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines zweiten HF-Radarsignals in einem ersten Sendekanal eines zweiten Radar-Chips basierend auf dem Oszillatorsignal und Abstrahlen des zweiten HF-Radarsignals über eine zweite Sendeantenne, wobei das zweite HF-Radarsignal abhängig von einem im zweiten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignal moduliert wird. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Empfangen eines HF-Sensorsignals mittels einer Sensorschaltung, welches eine Überlagerung eines Teils der Leistung des ersten HF-Radarsignals und eines Teils der Leistung des zweiten HF-Radarsignals aufweist, und das Ermitteln eines Messsignals, welches von dem Sensorsignal abhängt.
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Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten HF-Radarsignals in einem ersten Sendekanal eines ersten Radar-Chips basierend auf einem Oszillatorsignal und Abstrahlen des ersten HF-Radarsignals über eine erste Sendeantenne, wobei das erste HF-Radarsignals abhängig von einem im ersten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignal moduliert wird. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines zweiten HF-Radarsignals in einem ersten Sendekanal eines zweiten Radar-Chips basierend auf dem Oszillatorsignal und Abstrahlen des zweiten HF-Radarsignals über eine zweite Sendeantenne, wobei das zweite HF-Radarsignal abhängig von einem im zweiten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignal moduliert wird. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Empfangen eines ersten HF-Sensorsignals mittels einer Sensorschaltung, wobei das erste HF-Sensorsignal einen Teil der Leistung des ersten HF-Radarsignal aufweist, und das Empfangen eines zweiten HF-Sensorsignals mittels der Sensorschaltung, wobei das zweite HF-Sensorsignal einen Teil der Leistung des zweiten HF-Radarsignals aufweist. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln eines ersten Messsignals, welches von dem ersten Sensorsignal abhängt, und das Ermitteln eines zweiten Messsignals, welches von dem zweiten Sensorsignal abhängt. Daraus wird ein Wert ermittelt, der den Unterschied der Laufzeiten des im ersten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignals und des im zweiten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignals repräsentiert.
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Weitere Ausführungsbeispiele betreffen Radarsysteme, die dazu ausgebildet sind, die hier beschriebenen Verfahren durchzuführen.
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Figurenliste
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert daraufgelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrundeliegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:
- 1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
- 2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
- 3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
- 4 zeigt ein Beispiel eines Radarsystems mit zwei oder mehr gekoppelten Radar-Chips.
- 5 illustriert exemplarisch zwei in verschiedenen Radar-Chips angeordnete Sendekanäle sowie einen Empfangskanal des Radarsystems aus 4.
- 6 illustriert ein Beispiel eines Sendekanals aus 5 detaillierter.
- 7 illustriert anhand von Timing-Diagrammen exemplarisch das Phasen-Tuning der von den Radar-Chips verwendeten Systemtaktsignale.
- 8 illustriert ein Beispiel einer Alternative zu dem Beispiel aus 5.
- 9 illustriert ein Beispiel einer Steuerschaltung zur Anpassung der Laufzeitverzögerung des von einem Radar-Chip empfangenen Systemtaktsignals und zur Angleichen der Phase am Ausgang eines Sendekanals mit einem korrespondierenden Sendekanal eines benachbarten Radar-Chips.
- 10 illustriert ein Beispiel eines Teils der Steuerschaltung aus 9.
- 11 illustriert ein Beispiel des hier beschriebenen Verfahrens anhand eines Flussdiagramms.
- 12 illustriert ein weiteres Ausführungsbeispiel des hier beschriebenen Verfahrens, welches eine Alternative zu dem Verfahren aus 11 darstellt.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Detektion (umfassend die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten und ggf. DoA) von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs-(RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein HF-Signal sRF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal sRF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal yRF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, und das HF-Signal sRF(t) beinhaltet eine Vielzahl von Sequenzen mit jeweils einer definierten Anzahl von Chirps.
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2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals sRF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal sRF(t) aus einer Vielzahl von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. das Signal sRF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz fLO(t) eines Chirps beginnend bei einer Startfrequenz fSTART innerhalb einer Zeitspanne TRAMP linear auf eine Stopfrequenz fSTOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. In 2 ist eine Sequenz mit drei identischen linearen Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter fSTART, FSTOP, TRAMP sowie die Pausen zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein. Es können alternativ zu einer Frequenzmodulation auch andere Modulationstechniken verwendet werden. Es können auch andere Modulationsarten wie z.B. PMCW (Phase-Modulated Continuous Wave, phasenmoduliertes Dauerstrichsignal) eingesetzt werden. Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele sind nicht auf FMCW-Radarsysteme beschränkt.
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3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine vereinfachte Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem Radar-Chip integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, Phasenschieber, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, kapazitive Koppler, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 ist - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in dem Radar-Chip integriert, der auch als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC, monolithic microwace integrated circuit) MMIC bezeichnet wird.
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In Radaranwendungen liegt das vom Lokaloszillator erzeugte Lokaloszillatorsignal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF-(Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz oder im 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific and Medical Band) bei manchen automobilen Anwendungen.
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Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction of arrival), aus der die Radar-Echos empfangen werden, ermöglicht. Diese Richtung wird üblicherweise durch einen Winkel (Azimutwinkel) repräsentiert. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut. Das heißt, das Radar-Frontend 10 kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanälen aufweisen, die auch auf mehrere Radar-Chips verteilt sein können. In praktischen Anwendungen sind die Sende- und Empfangskanäle eines Radarsystems auf einige wenige (z.B. zwei bis 10 oder auch mehr) miteinander verbundene Radar-Chips verteilt.
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Im Falle eines PMCW oder FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Die abgestrahlten HF-Signale sind also Millimeterwellen. Wie erwähnt, beinhaltet das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal yRF(t) wird z.B. ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiterverarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Bei Radarsystemen wird begrifflich oft nicht präzise zwischen Basisband und Zwischenfrequenzband (IF-Band) unterschieden. im Folgenden wird der Begriff Basisband verwendet. Die genannte analoge Basisband-Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung (z.B. Hoch- und Tiefpass) und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet.
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Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise mittels Software implementiert sein, welche beispielsweise auf einem Prozessor ausgeführt werden kann. Zusätzlich oder alternativ kann die digitale Signalverarbeitungskette auch festverdrahtete Recheneinheiten beinhalten. Allgemein ausgedrückt wird die digitale Basisband-Signalverarbeitung von einer Recheneinheit 40 durchgeführt (vgl. 3), die sowohl festverdrahtete digitale Rechenschaltungen und einmal-programmierbare (one-time programmable, OTP) digitale Rechenschaltungen als auch einen oder mehrere Prozessoren (beispielsweise einen Mikrocontroller oder einen digitalen Signalprozessor) enthalten kann, die Softwareinstruktionen ausführen. Demnach wird unter einer Recheneinheit jede Schaltung oder Gruppe von Schaltungen verstanden, die in der Lage ist, die hier beschriebenen Funktionen und Berechnungen durchzuführen. Verschiedenste geeignete Implementierungen von Recheneinheiten sind dem Fachmann hinlänglich bekannt und werden hier deshalb nicht näher diskutiert. Die Recheneinheit 40 kann auch auf mehrere Chips oder räumlich voneinander getrennte Einheiten verteilt sein.
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Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welcher ebenfalls zumindest teilweise mittels Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (und optional auch der Analog-Digital-Wandler 30 und Teile der digitalen Signalverarbeitung) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein. Die Recheneinheit 40 kann auch zusammen mit dem System-Controller in einem Chip integriert sein, was jedoch nicht notwendigerweise der Fall ist.
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4 illustriert ein Beispiel eines Systems mit mehreren Radar-Chips, die auf einer Platine angeordnet sein können. Im vorliegenden Beispiel sind zwei Radar-Chips 1, 2 dargestellt. Beide Radar-Chips 1, 2 weisen mehrere Sendekanäle TX1.1, TX1.2, TX1.3, TX1.4 bzw. TX2.1, TX2.2, TX2.3, TX2.4 sowie mehrere Empfangskanäle RX1.1, RX1.2, RX1.3, RX1.4 bzw. RX2.1, RX2.2, RX2.3, RX2.4 auf. Die HF-Ausgänge der Sendekanäle sind mit zugehörigen Antennen gekoppelt. In dem in 4 dargestellten Beispiel ist der Sendekanal TX1.4 des Radar-Chips 1 mit der Sendeantenne TA1.4 verbunden und der Sendekanal TX2.1 des Radar-Chips 2 mit der Sendeantenne TA2.1. Es muss nicht jeder der Radar-Chips notwendigerweise Empfangskanäle aufweisen. In manchen Ausführungsbeispielen umfasst das Radar-System Radar-Chips, welche nur Sendekanäle (aber keine Empfangskanäle) aufweisen. In 4 ist nur eine Empfangsantenne 62 eingezeichnet, welche mit dem HF-Eingang des Empfangskanals RX2.1 verbunden ist. Die übrigen Empfangsantennen wurden in 4 weggelassen um die Darstellung übersichtlich zu halten. In dem Beispiel aus 4 ist die Empfangsantenne 63 mit einem Empfangskanal eines weiteren Radar-Chips (nicht dargestellt) verbunden.
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Die Radar-Chips 1, 2 empfangen (an einem Takteingangs-Pin CLKIN) jeweils ein Systemtaktsignal sCLK(t), deren Frequenz fCLK beispielsweise im Bereich von einigen zehn bis einigen hundert MHz liegt, d.h. üblicherweise im VHF-Band (Very High Frequency, 20-300 MHz). Die von den Radar-Chips 1, 2 empfangenen Taktsignale sCLK(t) basieren auf derselben Signalquelle (Taktgenerator), die beispielsweise in dem Systemcontroller 50 oder in einem separaten Chip angeordnet sein kann. Der Taktgenerator kann ein Quarzoszillator sein. Die von den Radar-Chips 1, 2 empfangenen Taktsignale sCLK(t) sind folglich synchron und haben dieselbe Frequenz fCLK, jedoch können die Phasen der in den Radar-Chips 1, 2 empfangenen Taktsignale aufgrund von Laufzeitunterschieden voneinander abweichen. Die Radar-Chips 1, 2 benötigen das Taktsignal sCLK(t) unter anderem für das Takten von Analog-Digital-Wandlern und für den Betrieb verschiedener digitaler Schaltkreise.
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Bei den Radar-Chips 1, 2 unterscheidet man zwischen Master-Chip und Slave-Chip, wobei - wie in dem Beispiel aus 4 - der Master-Chip (Radar-Chip 1) üblicherweise einen Lokaloszillator enthält, der ein Lokaloszillatorsignal sLO(t) erzeugt. Der Lokaloszillator kann beispielsweise einen Phasenregelkreis (Phase-locked Loop, PLL) beinhalten, wobei das Referenzsignal des Phasenregelkreises auf dem Taktsignal fCLK basiert. In Bezug auf das Lokaloszillatorsignal sLO(t) können die Radar-Chips 1, 2, etc. beispielsweise ähnlich zu einer Daisy-Chain-Anordnung gekoppelt werden. Das heißt, der Master-Chip 1 gibt das Lokaloszillatorsignal sLO(t) an einem HF-Kontakt LOOUT (LO-Ausgang) aus und der Slave-Chip 2 empfängt dieses Lokaloszillatorsignal sLO(t) an einem korrespondierenden LO-Kontakt LOIN (LO-Eingang). Der Slave-Chip 2 kann ebenfalls einen LO-Ausgang LOOUT aufweisen, an dem das Lokaloszillatorsignal sLO(t) für einen weiteren Slave-Chip (in 4 nicht dargestellt) zur Verfügung gestellt wird. Eine Vielzahl von Radar-Chips können auf diese Art zu einem MIMO-System gekoppelt werden, wobei das LO-Signal nicht notwendigerweise in der Art einer Daisy-Chain-Anordnung verteilt werden muss. In anderen Ausführungsbeispielen kann mit dem LO-Ausgang des Master-Chips 1 ein Leistungsteiler (Splitter) verbunden sein, der das LO-Signal aufspaltet und jeweils einen Teil der Leistung an die LO-Eingänge der Slave-Chips weiterleitet. Bei dem Beispiel aus 4 ist es offensichtlich, dass die von den einzelnen Radar-Chips verwendeten LO-Signale sLO(t) zwar alle kohärent sind (d.h. es handelt sich im Wesentlichen um dieselbe Signalform des Signals sLO(t)), jedoch können aufgrund von Laufzeitunterschieden die Phasen der in den einzelnen Radar-Chips verwendeten LO-Signale sLO(t) unterschiedlich sein. Die Radar-Chips 1, 2 können mit einer Recheneinheit 40 und einem System-Controller 50 verbunden sein (vgl. 3) und mit diesen kommunizieren (z.B. über eine oder mehrere serielle Datenverbindungen).
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Für eine genaue Detektion von Radar-Targets, insbesondere für eine genaue Bestimmung des Einfallswinkels (DoA) der Radarechos, sind stabile und definierte Phasenbeziehungen zwischen den von den einzelnen Sendeantennen abgestrahlten Radarsignale (die alle auf dem LO-Signal des jeweiligen Chips basieren) wichtig. Aus diesem Grund wurden verschiedene Konzepte und Techniken zum Messen und Kalibrieren der Phasen entwickelt. Ein neues Konzept wird im Folgenden genauer beschrieben.
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5 illustriert eine exemplarische Implementierung der Sendekanäle TX1.4 und TX2.1, die in unterschiedlichen Chips angeordnet sind, und des Empfangskanals RX2.1. An dieser Stelle sei angemerkt, dass 5 ein vereinfachtes Schaltbild ist, um die grundlegende Struktur eines HF-Frontends 10 zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf. Des Weiteren sind in 5 nur jene Komponenten des Empfangskanals RX1 und des Sendekanals TX1 gezeigt, die für die folgende Diskussion der Ausführungsbeispiele notwendig sind. Es versteht sich, dass tatsächliche Implementierungen komplexer sind und weitere Schaltungskomponenten (z.B. Koppler, HF-Leistungssensoren, Phasenschieber, etc.) aufweisen können. Die Empfangskanäle sind im Wesentlichen gleich aufgebaut und umfassen jeweils einen HF-Leistungsverstärker 102 und einen Phasenschieber 104. Der Leistungsverstärker 102 verstärkt das Lokaloszillator-Signal sLO(t), welches im jeweiligen Radar-Chip vorliegt. Der Phasenschieber 104 ist dazu ausgebildet, die Phase des dem Eingang des Leistungsverstärkers 102 zugeführten Lokaloszillatorsignals sLO(t) um einen einstellbaren Wert ΔΦ1.4 (für Kanal TX1.4) bzw. ΔΦ2.1 (für Kanal TX2.1) zu verändern. Verschiedene Implementierungen von Leistungsverstärker 102 und Phasenschieber 104 sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter diskutiert. Die Ausgangssignale der Leistungsverstärker 102 sind auch die Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) der zugehörigen Sendekanäle TX1.4 bzw. TX2.1 und können von den zugehörigen Antennen TA1.4 bzw. TA2.1 abgestrahlt werden.
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Der in 5 dargestellte Empfangskanal RX2.1 umfasst einen HF-Verstärker 103 (z.B. LNA=Low Noise Amplifier), einen Mischer 105, sowie die Basisband-Signalverarbeitungskette 20 und den Analog-Digital-Wandler 20 (vgl. 3). Der Verstärker 103 empfängt das am HF-Eingang des Empfangskanals RX2.1 anliegende Antennensignal yRX.2.1(t). Das vorverstärkte Antennensignal wird dem ersten HF-Eingang des Mischers 105 zugeführt, wohingegen dem zweiten HF-Eingang (Referenzeingang) des Mischers 105 das Lokaloszillatorsignal sLO(t) zugeführt wird. Der Mischer 105 ist dazu ausgebildet, mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals sLO(t) das verstärkte Antennensignal g·yRX.2.1(t) (Verstärkung g) in das Basisband herunterzumischen. Das resultierende Basisbandsignal yBB(t) wird in der analogen Basisgang-Signalverarbeitungskette 20 weiterverarbeitet. Das analoge Ausgangssignal des Empfangskanals RX2.1 ist mit y(t) bezeichnet. Dieses wir mittels des Analog-Digital-Wandlers 30 digitalisiert und das korrespondierende digitale Ausgangssignal ist mit y[n] bezeichnet (n ist der Zeitindex). Das digitale Radarsignal y[n] wird z.B. von der Recheneinheit 40 weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitung wird später noch genauer beschrieben.
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Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 105 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·yRF(t) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 105 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. In manchen Radarsystemen werden IQ-Demodulatoren als Mischer verwendet, um ein analytisches Basisbandsignal (mit Inphase- und Quadraturkomponente) zu erhalten.
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In den Beispielen aus 4 und 5 ist die Empfangsantenne 62 genau zwischen den Antennen TA1.4 und TA2.1 angeordnet. Das heißt der Abstand zwischen der Sendeantenne TA1.4, die mit dem ersten Radar-Chip 1 verbunden ist, und der Empfangsantenne 62, und der Abstand zwischen der Empfangsantenne und der Sendeantenne TA2.1, die mit dem zweiten Radar-Chip 2 verbunden ist, sind gleich. Damit sind auch die Signallaufzeiten von den Antennen TA1.4 bzw. TA2.1 und der Empfangsantenne 62 gleich (Abstand d), was gewisse Vorteile hat, die später noch erläutert werden.
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Im Folgenden wird Übersprechen oder sogenanntes Short-Range-Leakage betrachtet, d.h. HF-Signale, die direkt (ohne Reflexion an einem Radar-Target im Messbereich des Sensorsystems) von den Sendeantennen TA1.4 bzw. TA2.1 zu der Empfangsantenne 62 übertragen werden. Die gleichen Abstände d bewirken eine gleiche Laufzeit zwischen den Antennen. Im Folgenden wird davon ausgegangen, dass das Lokaloszillatorsignal sLO(t) ein CW-Signal ohne Frequenzmodulation ist und beide Sendeantennen TA1.4 und TA2.1 das korrespondierende Radarsignal sTX1.4(t) bzw. sTX2.1(t) gleichzeitig abstrahlen, weshalb die Empfangsantenne eine Überlagerung der beiden Signale sTX1.4(t)+sTX2.1(t) empfängt. Diese Überlagerung sTX1.4(t)+sTX2.1(t) wird im Folgenden auch als Sensorsignal bezeichnet, da die Empfangsantenne 62 zum Zweck der Durchführung von Kalibriermessungen auch als Sensor oder Sonde (probe) betrachtet werden kann. Die Amplitude des resultierenden Basisbandsignals (und damit auch die Amplitude des resultierenden digitalen Radarsignals y[n] am Ausgang des Empfangskanals RX2.1) hängt von der Leistung und der Phase der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) ab.
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Beispielsweise werden sich die Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) im Signalpfad des Empfangskanals RX2.1 destruktiv überlagern, wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen sTX1.4(t) und sTX2.1(t) ungefähr 180° (π rad) beträgt. Umgekehrt werden sich die Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) im Signalpfad des Empfangskanals RX2.1 konstruktiv überlagern, wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen sTX1.4(t) und sTX2.1(t) ungefähr 0° (0 rad) beträgt. Destruktive Interferenz bedeutet, die Amplituden der beiden Signale subtrahieren sich, d.h. es kommt zu einer (teilweisen) Auslöschung der Signalleistung. Konstruktive Interferenz bedeutet, die Amplituden der beiden Signale addieren sich, d.h. es kommt zu einer Addition der Signalleistung. Das digitale Radarsignal y[n] am Ausgang des Empfangskanals RX2.1 kann als Messwert für die Signalleistung des Sensorsignals sTX1.4(t)+sTX2.1(t) (d.h. der Superposition der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t)) betrachtet werden.
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In einem ersten Kalibriervorgang wird die Phase des Sendesignals sTX1.4(t) mit Hilfe des im Sendekanal TX1.4 angeordneten Phasenschiebers 105 (Phasenverschiebung ΦTX1.4) variiert, während die Amplitude des digitalen Radarsignals y[n] überwacht wird. In Bezug auf die durchgeführten Kalibiermessungen kann das digitale Radarsignal y[n] auch als Messsignal betrachtet werden, welches von der Amplitude oder der Leistung der Überlagerung sTX1.4(t)+sTX2.1(t) (des Sensorsignals) abhängt und damit auch die Amplitude bzw. die Leistung der Überlagerung sTX1.4(t)+sTX2.1(t) repräsentiert.
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Wenn die Amplitude des digitalen Radarsignals y[n] (Messsignal) ein Maximum erreicht, dann liegt eine konstruktive Interferenz vor, und die Phasen der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) sind gleich. Der Phasenwert ΦTX1.4, mit dem das digitale Radarsignal y[n] einen maximalen Pegel erreicht, wird gespeichert. Die Phasenverschiebung ΦTX2.1 wird dabei nicht verändert und bleibt konstant. Alternativ kann natürlich auch die Phasenverschiebung ΦTX2.1 variiert werden während die der Phasenwert ΦTX1.4 konstant gehalten wird. Es können auch beide Phasenverschiebungen ΦTX1.4 und ΦTX2.1 variiert werden. Dabei soll erreicht werden, dass eine Kombination von ΦTX1.4 und ΦTX2.1 gefunden wird, bei der die Amplitude des digitalen Radarsignals y[n] ein Maximum erreicht.
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Alternativ kann die Phasenverschiebung ΦTX1.4 solange variiert werden, bis dass der Pegel des digitalen Radarsignals y[n] ein Minimum erreicht. In diesem Fall liegt eine destruktive Interferenz vor, und die Phasen der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) unterscheiden sich um 180°. Durch anschließendes Invertieren (d.h. Verändern um 180°) einer der Phasenverschiebungen ΦTX1.4 oder ΦTX2.1 kann dann ebenfalls eine Phasengleichheit hergestellt werden. Das heißt, der Phasenwert ΦTX1.4, mit dem das digitale Radarsignal y[n] einen minimalen Pegel erreicht, wird invertiert und gespeichert. Nach Abschluss des Kalibriervorgangs sind im späteren normalen Radarbetrieb (d.h. beim Durchführen von Radar-Messungen) die Phasen der Ausgangssignale der Sendekanäle TX1.4 und TX2.1 kalibriert.
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An dieser Stelle sei angemerkt, dass die mit dem hier beschriebenen Konzept die Phasen der Ausgangssignale zweier Sendekanäle in unterschiedlichen Radar-Chips abgeglichen (balanced) werden können. Das Abgleichen der Phasen der Ausgangssignale von Sendekanälen innerhalb desselben Radar-Chips kann mittels weiterer, an sich bekannten Methoden erreicht werden. Bei Systemen mit mehr als zwei Radar-Chips kann der Kalibriervorgang wiederholt werden. In dem Beispiel aus 4 könnte der Kalibriervorgang mit dem Sendekanal TX2.4 des zweiten Radar-Chips 2 und dem Sendekanal TX3.1 und einem Empfangskanal RX3.1 eines dritten Radar-Chips (in 4 nicht dargestellt) wiederholt werden.
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Das oben beschriebene Konzept zur Phasenkalibrierung erlaubt durch geringfügige Modifikation des Systems auch ein Balancing der Phasen der von den Radar-Chips verwendeten Taktsignale sCLK(t). Das Taktsignal sCLK(t) wird auch als Synchronisationssignal bezeichnet, weil der Betrieb der Schaltungen (insbesondere der digitalen Schaltungen) in den Radar-Chips 1 und 2 mit Hilfe des Synchronisationssignals synchronisiert wird. Daher können auch die Phasen der in den einzelnen Radar-Chips 1, 2 empfangenen Taktsignale/Synchronisationssignale sCLK(t) einen Einfluss auf die Genauigkeit der Radarmessungen haben, beispielsweise weil die Taktsignale sCLK(t) die Abtastzeitpunkte der Analog-Digital-Wandler festlegen. Für das Balancing der Phasen der Taktsignale sCLK(t) werden die Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) mit dem im jeweiligen Radar-Chip 1 bzw. 2 vorliegenden Taktsignal sCLK(t) amplitudenmoduliert. Wie in dem oben beschriebenen Phasenkalibriervorgang werden die amplitudenmodulierten Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) der Sendekanäle TX1.4 und TX2.1 gleichzeitig über die Antennen TA1.4 bzw. TA2.1 abgestrahlt, und der Empfangskanal RX2.1 empfängt eine Überlagerung sTX1.4(t)+sTX2.1(t) der beiden amplitudenmodulierten Signale.
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Bei der Amplitudenmodulation des Taktsignals/Synchronisationssignals sCLK(t) in den einzelnen Radar-Chips 1, 2 handelt es sich bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen um eine Amplitudenumtastung (Amplitude Shift Keying, ASK). Das heißt, bei einem ersten Pegel des Taktsignals sCLK(t) (z.B. ein High-Pegel) wird das Ausgangssignal sTX1.4(t) des Sendekanals TX1.4 mit einer ersten (z.B. relativ hohen) Amplitude A1 erzeugt und bei einem zweiten Pegel des Taktsignals sCLK(t) (z.B. ein Low-Pegel) wird das Ausgangssignal sTX1.4(t) des Sendekanals TX1.4 mit einer zweiten (z.B. relativ niedrigen) Amplitude A2 erzeugt. Die Hüllkurve des resultierenden amplitudenmodulierten Signals sTX1.4(t) entspricht dann im Wesentlichen dem Verlauf des Taktsignals sCLK(t). In 7 sind jeweils die Peak-to-Peak-Amplitudenwerte 2·A1 bzw. 2 · A2 eingezeichnet.
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Eine Möglichkeit der Amplitudenmodulation ist das Verändern der Verstärkung der in den Sendekanälen TX1.4 und TX2.1 angeordneten Leistungsverstärker 102. Das Beispiel aus 6 illustriert exemplarisch den Sendekanal TX4.1. Die mit ASK bezeichnete Schaltung ist dazu ausgebildet, synchron zu dem Taktsignal sCLK(t) die Verstärkung des Verstärkers 102 zu ändern, wobei die Verstärkung zwischen G1 und G2 hin- und hergeschaltet wird, was im Wesentlichen eine Amplitudenmodulation (Amplitudenumtastung, ASK) des Ausgangssignals sTX1.4(t) bewirkt. An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Verstärkung G1 beispielsweise auch null sein kann (d.h. der Verstärker wird ein- und ausgeschaltet). In diesem Fall ist der Modulationsgrad 100%.
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Der Effekt der Amplitudenmodulation auf die Signalleistung der Superposition sTX1.4(t)+sTX2.1(t) ist in 7 dargestellt. Das Diagramm (a) aus 7 zeigt schematisch das amplitudenmodulierte Ausgangssignal sTX1.4(t) des Sendekanals TX1.4 des ersten Radar-Chips 1, und das Diagramm (b) aus 7 zeigt schematisch das amplitudenmodulierte Ausgangssignal sTX2.1(t) des Sendekanals TX2.1 des zweiten Radar-Chips 2. In dem dargestellten Beispiel sind die Hüllkurven der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) phasenverschoben, weil das in dem zweiten Radar-Chip 2 verwendete Taktsignal in Bezug auf das in dem ersten Radar-Chip 1 verwendete Taktsignal leicht verzögert ist. Die Verzögerung ist ein Resultat unterschiedlicher Signallaufzeiten (signal propagation times) und ist in 7 mit Δt bezeichnet. Die Verzögerung Δt kann auch als Laufzeitunterschied der in den Radar-Chips 1 und 2 verwendeten Taktsignale sCLK(t) betrachtet werden.
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Das Diagramm (c) aus 7 zeigt die von der Empfangsantenne 62 empfangene Überlagerung yRX2.1(t) ~ sTX1.4(t)+sTX2.1(t) der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) für den Fall, dass der Laufzeitunterschied Δt nicht ausgeglichen wurde. Im Gegensatz dazu zeigt 7, Diagramm (d), die von der Empfangsantenne 62 empfangene Überlagerung sTX1.4(t)+sTX2.1(t) der Signale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) für den Fall ausgeglichener (balanced) Laufzeiten. Man sieht in den Diagrammen (c) und (d), dass bei nicht ausgeglichenen Signallaufzeiten die Hüllkurve des empfangenen HF-Signals yRX2.1(t) drei verschiedene Amplitudenwerte aufweist (siehe Diagramm (c) aus 7), wohingegen bei ausgeglichenen Signallaufzeiten die Hüllkurve des empfangenen HF-Signals yRX2.1(t) nur zwei verschiedene Amplitudenwerte aufweist (siehe Diagramm (d) aus 7). Das Hüllkurvensignal wird durch das Heruntermischen des HF-Signals yRX2.1(t) im Empfangskanal RX2.1 ermittelt. Das heißt, das digitale Signal y[t] entspricht im Wesentlichen dem Hüllkurvensignal. Die in 7, Diagramm (c), dargestellte Amplitudendifferenz ΔA beispielsweise kann in der Recheneinheit mittels Signalverarbeitung relativ leicht ermittelt werden. Wenn diese Amplitudendifferenz ΔA null ist, dann kann daraus geschlossen werden, dass die Laufzeiten der Taktsignale sCLK(t) ausgeglichen sind. In einem Einstell-Vorgang (Tuning) kann z.B. das in dem zweiten Radar-Chip 2 empfangene Taktsignal mittels einer Verzögerungsschaltung so verzögert werden, bis dass die gemessene Amplitudendifferenz ΔA verschwindet. Das heißt, das im zweiten Radar-Chip 2 empfangene Taktsignal wird ausgehend von der in Diagramm (c) der 7 schrittweise immer stärker verzögert, bis dass die Laufzeiten ausgeglichen sind und die in Diagramm (d) der 7 dargestellte Situation erreicht ist.
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Zusätzlich oder alternativ, kann in dem Hüllkurvensignal (im vorliegenden Beispiel das Ausgangssignal y[n] des Empfangskanals RX2.1) auch direkt die Laufzeitverzögerung Δt ermittelt werden. Signalverarbeitungsalgorithmen zur Bestimmung von Δt sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter erläutert. Beispielsweise kann die Verbreiterung der Pulsbreite gegenüber der normalen Pulsbreite TCLK/2 in der in 7, Diagramm (c), dargestellten Situation ermittelt werden (TCLK=fCLK -1).
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In den bisherigen Beispielen empfängt die Antenne 62 die von den Antennen TA1.4 TA2.1 abgestrahlten Signale aufgrund direktem Übersprechen und/oder Short-Range-Leakage (Reflexionen an sehr nahen Objekten, die unmittelbar vor den Antennen angeordnet sind und nicht im Messbereich des Radarsystems liegen). Alternativ kann statt der Antenne 62 auch eine symmetrische Koppler-Struktur vorgesehen sein, die dazu ausgebildet ist, die Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) (oder zumindest einen Teil deren Leistung) zu überlagern und die Überlagerung in den Eingang des Empfangskanal RX2.1 einzuspeisen. Symmetrisch ist diese Struktur dann, wenn die Signalwege vom HF-Ausgang des Sendekanals TX1.4 zum HF-Eingang des Empfangskanals RX2.1 sowie vom HF-Ausgang des Sendekanals TX2.1 zum HF-Eingang des Empfangskanal RX2.1 gleich lang sind.
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8 illustriert ein weiteres Ausführungsbeispiel, welches eine Alternative zu dem Beispiel aus 5 darstellt. Die Sendekanäle TX1.4 und TX2.1 sowie der Empfangskanal RX2.1 können Teil des Radar-Systems aus 4 sein. Die Sende- und Empfangskanäle TX1.4, TX2.1, RX2.1 in 8 können gleich aufgebaut sein wie die korrespondierenden Komponenten aus 5. Jedoch umfasst das Beispiel aus 8 anstatt der Empfangsantenne 62 eine etwas komplexere Sensorschaltung mit zwei Kopplern 106 und dem einen Leistungskombinierer 62' (power combiner). Ein erster der Koppler 106 ist mit dem Ausgang des Sendekanals TX1.4 verbunden und dazu ausgebildet, einen Teil der Leistung des Ausgangssignals sTX1.4(t) auszukoppeln. Gleichermaßen ist ein zweiter der Koppler 106 ist mit dem Ausgang des Sendekanals TX2.1 verbunden und dazu ausgebildet, einen Teil der Leistung des Ausgangssignals sTX2.1(t) auszukoppeln. Die zugehörigen ausgekoppelten HF-Signale sind mit sTX1.4'(t) bzw. sTX1.4'(t) bezeichnet. Im Leistungskombinierer 62' werden die beiden an den Ausgängen der Sendekanäle TX1.4 und TX2.1 ausgekoppelten HF-Signale sTX1.4'(t) und sTX1.4'(t) kombiniert, d.h. es findet eine Überlagerung statt. Das Ausgangssignal yRX2.1(t) des Leistungskombinierer 62' ist folglich das Summensignal sTX1.4'(t) + sTX1.4'(t).
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Der Leistungskombinierer 62' kann beispielsweise als Wilkinson-Kombinierer implementiert sein. Es sind jedoch auch andere an sich bekannte Schaltungen als Leistungskombinierer einsetzbar. Die Koppler 106 können als Richtkoppler ausgebildet sein. Geeignete Schaltungen (z.B. Kopplerschaltungen in Microstrip-Technologie) sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter erläutert. Damit die ausgekoppelten HF-Signale sTX1.4'(t) und sTX1.4'(t) die gleiche Laufzeit durch die Sensorschaltung (bis zum Eingang des Empfangskanals RX2.1 haben, sind die Leitungslängen der Signalpfade zwischen den beiden Kopplern 106 und den zugehörigen Eingängen des Leistungskombinierers 62 gleich. Die Sensorschaltung mit Koppler 106 und Leistungskombinierer 62' bewirkt dann im Wesentlichen das gleiche Ergebnis wie die (Sensor-) Antenne 62 in dem Beispiel aus 5. Die Implementierung aus 8 kann im Vergleich zu der Implementierung aus 5 den Vorteil aufweisen, dass ein Mehrwegempfang (multipath reception) aufgrund Interferenzen mehrfacher Reflexionen (multipath interference) verhindert wird.
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9 illustriert ein Beispiel einer Steuerschaltung zu der oben beschriebenen Anpassung der Laufzeitverzögerung des von einem Radar-Chip (z.B. Radar-Chip 2, vgl. 4 und 5) empfangenen Systemtaktsignals sCLK(t) und zum Angleichen (Balancing) der Phase am Ausgang eines Sendekanals (z.B. TX2.1) mit einem korrespondierenden Sendekanal (z.B. TX1.4, siehe 5) eines benachbarten Radar-Chips (z.B. Radar-Chip 1). Die Steuerschaltung 41 kann als Teil der Recheneinheit 40 gesehen werden und sie ist - in dem vorliegenden Beispiel in dem Radar-Chip 2 enthalten. Teile der Steuerschaltung können jedoch auch z.B. in dem System-Controller 50 (vgl. 3) oder in anderen Subsystemen enthalten sein.
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In einem Kalibriervorgang zum Abgleichen der Phasenverschiebungen ΦTX2.1 und/oder ΦTX1.4 empfängt die Steuerschaltung das digitale Radarsignal y[n], welches als Messsignal für die Amplitude der Überlagerung der beiden HF-Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) herangezogen wird (vgl. 5 und 8). Wie oben erläutert, ist der Pegel des Messsignals y[n] maximal, wenn die Phasen der HF-Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) gleich sind, und minimal, wenn die Phasen der der HF-Ausgangssignale sTx1.4(t) und sTX2.1(t) invertiert sind (d.h. um 180° versetzt). Die Steuerschaltung ist dazu ausgebildet für eine Vielzahl von Phasenverschiebungen ΦTX2.1 des im Sendekanal TX2.1 angeordneten Phasenschiebers 104 das Messsignal y[n] zu überwachen und jene Phasenverschiebung ΦTX2.1 zu ermitteln, bei der das Messsignal y[n] maximal wird. In der Praxis kann diese Maximumsuche auch so erfolgen, dass zuerst die Phasenverschiebung ΦTX2.1 ermittelt wird, bei der das Messsignal y[n] ein Minimum annimmt, und anschließend die Phasenverschiebung ΦTX2.1 invertiert wird. Während dieses Vorgangs bleibt die Phasenverschiebung ΦTX1.4 des im Sendekanal TX1.4 angeordneten Phasenschiebers 104 auf einem voreingestellten Wert. Es versteht sich, dass alternativ auch die Phasenverschiebung ΦTX1.4 variiert werden kann bis dass das Messsignal y[n] ein Maximum annimmt, während die Phasenverschiebung ΦTX2.1 auf einem vordefinierten Wert bleibt. Es ist dabei vorgesehen, dass nach dem Kalibrier-/Balancing-Vorgang eine Kombination von Phasenverschiebungen ΦTX1.4 und ΦTX2.1 eingestellt ist, bei der das Messsignal y[n] ein Maximum annimmt. Dann sind die Phasen der HF-Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) gleich (balanced).
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Zusätzlich oder alternativ kann die Steuerschaltung 41 auch eine Laufzeitverzögerung Δt2 des vom zweiten Radar-Chip 2 empfangenen Taktsignals sCLK(t) anpassen, sodass die in den beiden benachbarten Radar-Chips 1, 2 verwendeten Taktsignale in Bezug auf die Taktquelle die gleiche Laufzeitverzögerung aufweisen. Wie bereits mit Bezugnahme auf 7 erläutert gibt es viele Möglichkeiten unterschiedliche Laufzeitverzögerungen (in Bezug auf die gemeinsame Taktsignalquelle) der in den einzelnen Radar-Chips empfangenen Taktsignale sCLK(t) zu ermitteln. Beispielsweise kann mittels digitaler Signalverarbeitung eine Differenz Δt zweier Laufzeitverzögerungen (z.B. die Differenz der Laufzeitverzögerungen der in den Radar-Chips 1 und 2 ankommenden Taktsignale sCKL(t) direkt bestimmt werden. Alternativ kann die in 7 dargestellte Amplitudendifferenz ΔA bestimmt werden. Wenn die Amplitudendifferenz ΔA null ist, dann ist auch die Differenz Δt null.
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In einem Ausführungsbeispiel ist die Steuerschaltung 41 demnach dazu ausgebildet, die Laufzeitverzögerung des in dem zweiten Radar-Chip 2 empfangenen Taktsignals sCLK(t) um einen Verzögerungswert Δt2 so anzupassen, dass die Amplitudendifferenz ΔA minimal (d.h. null) wird. In einem anderen Ausführungsbeispiel ist die Steuerschaltung dazu ausgebildet, den in 7 dargestellten Zeitversatz Δt direkt zu messen und den Verzögerungswert Δt2 so anzupassen, dass dieser Zeitversatz Δt minimal (d.h. null) wird. In einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Steuerschaltung dazu ausgebildet, das Messsignale y[n] mit einer digitalen Version sCLK[n] des Taktsignals logisch zu verknüpfen (z.B. eine UND-Verknüpfung) und das resultierende Signal mittels Filterung zu mitteln. Das gefilterte Signal M wird dann einen maximalen Pegel aufweisen, wenn der Zeitversatz Δt null ist. Der Verzögerungswert Δt2, bei dem der Zeitversatz Δt null ist, wird gespeichert und bei den nachfolgenden Kalibriermessungen verwendet. Ein Beispiel dieses Konzepts ist in 10 dargestellt. Das UND-Gatter 411 verknüpft die Signale y[n] und sCLK[n] und der Filter 412 bildet einen gleitenden Mittelwert M. Dieser ist von der eingestellten Laufzeitverzögerung Δt2 abhängig und maximal wenn die Laufzeitverzögerungen der in den Radarchips 1 und 2 empfangenen Taktsignale in Bezug auf die Signalquelle gleich sind. In einer anderen Implementierung kann statt einer UND-Verknüpfung eine XOR-Verknüpfung verwendet werden. In diesem Fall wird der Mittelwert M minimal, wenn die Laufzeitverzögerungen der in den Radarchips 1 und 2 empfangenen Taktsignale in Bezug auf die Signalquelle gleich sind.
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Verschiedene Ausführungsbeispiele der hier beschriebenen Verfahren und Konzepte werden im Folgenden zusammengefasst. Ein erstes Beispiel eines Verfahrens für ein Radarsystem ist in dem Flussdiagramm aus 11 dargestellt. Gemäß 11 umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten HF-Radarsignals (siehe 4, Signal sTX1.4(t)) in einem ersten Sendekanal (siehe 4, Kanal TX1.4) eines ersten Radar-Chips (1) basierend auf einem Oszillatorsignal (siehe 4, LO Signal sLO(t)) sowie das Abstrahlen des ersten HF-Radarsignals über eine erste Sendeantenne (11, Schritt S1a). Dabei wird das erste HF-Radarsignal abhängig von einem im ersten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignal (siehe 4, Taktsignal sCLK(t)) moduliert (11, Schritt S2a). Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines zweiten HF-Radarsignals (siehe 4, Signal sTX2.1(t)) in einem ersten Sendekanal (siehe 4, Kanal TX2.1) eines zweiten Radar-Chips basierend auf dem Oszillatorsignal sowie das Abstrahlen des zweiten HF-Radarsignals über eine zweite Sendeantenne (11, Schritt S1b). Dabei wird das zweite HF-Radarsignal abhängig von einem im zweiten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignal (siehe 4, Taktsignal sCLK(t)) moduliert (11, Schritt S2b).
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Wie oben beschrieben kann eine Überlagerung der beiden HF-Radarsignale (siehe 4, Signale sTX1.4(t) und sTX2.1 (t)) auf verschiedene Weise erreicht werden. In dem Beispiel aus 5 empfängt eine Empfangsantenne (Sensorantenne) das direkte übersprechen der beiden benachbarten Antennen und damit die genannte Überlagerung. In dem Beispiel aus 8 werden für den gleichen Zweck HF-Koppler verwendet. Das in 11 dargestellte Verfahren umfasst weiter das Empfangen eines HF-Sensorsignals (siehe 4 Signal yRX2.1(t)), welches eine Überlagerung eines Teils der Leistung des ersten und des zweiten HF-Radarsignals ist (11, Schritt S3). Im nächsten Schritt wird ein Messsignal (siehe 5, Signal y[n]) ermittelt, welches von dem Sensorsignal abhängt (11, Schritt S3). Wie oben erläutert kann das Messsignal ein digitales Signal sein, welches die Hüllkurve des Sensorsignals repräsentiert.
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Das Messsignal kann nun ausgewertet werden, beispielsweise um zu detektieren, ob die an den Takteingängen CLKIN der einzelnen Radar-Chips empfangenen Taktsignale (vgl. Fig., 4) ungefähr dieselbe Phase (entspricht einer Laufzeitverzögerung) in Bezug auf die Taktsignalquelle haben. Wie erwähnt können für diesen Zweck unterschiedliche Methoden der Signalverarbeitung zum Einsatz kommen. Sofern festgestellt wird, dass die an den Takteingängen CLKIN der einzelnen Radar-Chips empfangenen Taktsignale eine unterschiedliche Phase/Laufzeitverzögerung aufweisen ist eine Kalibrierung/Anpassung der Laufzeitverzögerung möglich. In dem in 11 gezeigten Beispiel (Schritt S5) umfasst das Verfahren daher das Anpassen einer Laufzeitverzögerung Δt2 des im zweiten Radar-Chip verwendeten Taktsignals abhängig von dem Messsignal. Zusätzlich oder alternativ kann natürlich auch die Laufzeitverzögerung des Taktsignals im anderen Chip angepasst werden.
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Der in 11 gezeigte Schritt S5 ist optional, da in manchen Ausführungsbeispielen die im Messsignal enthaltene Information über die Phasen-/Laufzeitunterschiede der Taktsignale später im normalen Radar-Messbetrieb auch zur Korrektur der Radarmessungen verwendet werden kann, weshalb eine Anpassung der Laufzeitverzögerung nicht unbedingt notwendig ist. Es versteht sich, dass die im Flussdiagramm gezeigten Schritte nicht notwendigerweise in der dargestellten Reihenfolge ausgeführt werden müssen. In der Praxis können die dargestellten Schritte im Wesentlichen gleichzeitig ausgeführt werden.
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Das Ermitteln des Messsignals (11, Schritt S5) kann ein Heruntermischen des HF-Sensorsignals ins Basisband umfassen. Das resultierende Basisbandsignal kann dann als Messsignal herangezogen werden. In den hier beschriebenen Beispielen wird das Messsignal digitalisiert und digital weiterverarbeitet. Jedoch ist zum Zwecke der Kalibrierung von Phasen-/Laufzeitverzögerung auch eine analoge Verarbeitung möglich. In den hier beschriebenen Beispielen wird das HF-Sensorsignal in einem Empfangskanal (siehe 4, Kanal RX2.1) auf ähnliche Weise verarbeitet wie ein empfangenes Radarsignal.
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Das Modulieren des ersten und zweiten HF-Radarsignals kann eine Amplitudenmodulation, beispielsweise eine Amplitudenumtastung (ASK) umfassen, wobei abhängig vom Pegel des im ersten bzw. zweiten Radar-Chip verwendeten Synchronisationssignals die Amplitude des jeweiligen HF-Radarsignals (High oder Low) auf einen ersten bzw. zweiten Wert eingestellt wird. Wie erwähnt sind die im ersten und im zweiten Radar-Chip verwendeten Taktsignale binäre Signale, die in Bezug auf eine Taktsignalquelle verschiedene Laufzeitverzögerungen aufweisen können.
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Zusätzlich oder alternativ zu der Kalibration der Laufzeitverzögerungen der Taktsignale erlauben die Schaltungsstrukturen aus 4, 5, und 8 auch eine Phasenkalibration der in den Radar-Chips empfangenen LO-Signale. Dazu kann das in 11 gezeigte Verfahren zusätzlich eine Anpassung (mittels mindestens eines Phasenschiebers) der Phase des ersten HF-Radarsignals (siehe 4, Signal, sTX1.4(t)) und/oder einer Phase des zweiten HF-Radarsignals (siehe 4, Signal sTX2.1(t)) mittels mindestens eines Phasenschiebers (siehe 4, Phasenschieber 104) umfassen. Die Phase des HF-Radarsignals wird dann in dem betrachteten Sendekanal derart angepasst, dass das ermittelte Messsignal ungefähr einen Extremwert (z.B. ein Maximum) annimmt.
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Schließlich sei darauf hingewiesen, dass für die Ermittlung der Unterschiede der Laufzeiten der in den einzelnen Radar-Chips verwendeten Taktsignale die amplitudenmodulierten HF-Radarsignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) (vgl. 4 und 5) nicht notwendigerweise gleichzeitig erzeugt werden müssen. In diesem Fall findet keine Überlagerung im HF-Bereich statt. Dabei ist zunächst nur der Sendekanal TX1.4 aktiv und das HF-Sensorsignal yRX2.1(t) ist nur ein Teil der Leistung des HF-Ausgangssignals sTX1.4(t). Folglich repräsentiert das resultierende Messsignal y[n] nur die Hüllkurve von sTX1.4(t). Anschließend ist nur der Sendekanal TX2.1 aktiv und das HF-Sensorsignal yRX2.1(t) ist nur ein Teil der Leistung des HF-Ausgangssignals sTX2.1(t). Folglich repräsentiert das resultierende Messsignal y[n] nur die Hüllkurve von sTX2.1(t) (nicht die Hüllkurve der Überlagerung). Für beide Fälle kann eine Phase des Messsignals y[n] ermittelt werden (z.B. in Bezug auf das im zweiten Radar-Chip empfangene Taktsignal). Die Differenz der Phasen repräsentiert die Differenz der Laufzeitverzögerungen der in den beiden betrachteten Radar-Chips empfangenen Taktsignale. Diese Variante des hier beschriebenen Konzepts ist in 12 dargestellt.
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Das in dem Flussdiagramm aus 12 zusammengefasste Verfahren kann als Alternative zu dem Beispiel aus 11 gesehen werden. Für die Durchführung des Verfahrens aus 12 sind die Schaltungsstrukturen aus 5 und 8 grundsätzlich geeignet. Lediglich die Signalverarbeitung der Messsignale y[n] (Ausgangssignal des Kanals RX2.1) unterscheidet sich bei den beiden Varianten. Die in 12 dargestellten Schritte T1a, T1b sowie T2a und T2b sind gleich wie die Schritte S1a, S1b, S2a und S2b in 11, jedoch werden die Schritte T1a und T1b nicht gleichzeitig sondern hintereinander ausgeführt, sodass es zu keiner Überlagerung der HF-Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t). Je nachdem, welcher Sendekanal aktiv ist (in dem Beispiel aus 4 und 5, TX1.4 oder TX2.1), wird als (erstes bzw. zweites) HF-Sensorkanal yRX2.1(t) ein Teil der Leistung des HF-Ausgangssignale sTX1.4(t) (Schritt T3a) oder ein Teil der Leistung des HF-Ausgangssignale sTX2.1(t) empfangen (Schritt T3a).
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Das beutet für das vorliegende Beispiel: Wenn der Sendekanal TX1.4 aktiv ist, dann wird in der Sensorschaltung (die den Empfangskanal RX2.1 beinhaltet) ein Ausgangssignal y[n] (erstes Messsignal) erzeugt, welches von dem ersten HF-Sensorsignal abhängt (12, Schritt T4a). Wenn der Sendekanal TX2.1 aktiv ist, dann wird in der Sensorschaltung ein Ausgangssignal y[n] (zweites Messsignal) erzeugt, welches von dem zweiten HF-Sensorsignal abhängt (12, Schritt T4a). Wie weiter oben bereits erwähnt, repräsentiert das Signal die Hüllkurve des jeweiligen HF-Sensorsignals. Aufgrund der Amplitudenmodulation (z.B. ASK) der HF-Ausgangssignale sTX1.4(t) und sTX2.1(t) werden zu zugehörigen Messsignale eine korrespondierende Signalform haben. Die Messsignale y[n] haben jeweils eine bestimmte Phase (entspricht einer Laufzeitverzögerung) relativ zu dem im zweiten Radar-Chip 2 vorhandenen Taktsignal sCLK(t), die einfach mit an sich bekannten Mitteln bestimmt werden kann.
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Die absolute Phase des Taktsignals sCLK(t) bezogen auf die Signalquelle ist für die Bestimmung der Phase nicht relevant, solange für die Bestimmung der Phase/Laufzeitverzögerung des ersten Messsignals (y[n] wenn TX1.4 aktiv ist) und des zweiten Messsignals (y[n] wenn TX2.1 aktiv ist) dasselbe Taktsignal sCLK(t) als Referenz verwendet wird. Die Differenz der so ermittelten Phasen entspricht einer Laufzeitverzögerung Δt2, um die das im Radar-Chip 2 verwendete Taktsignal dem Taktsignal, das im Radar-Chip 1 verwendet wird, nacheilt (oder vorauseilt). Mit einem Verzögerungselement (vgl. 9, Verzögerungsschaltung DEL) kann dieser Laufzeitunterschied ausgeglichen werden. In einer bestimmten Ausführungsform, wird der Abstimmprozess solange mit variierenden Verzögerungswerten Δt2 durchgeführt, bis der gemittelte Laufzeitunterschied annähernd null ist.