DE102008050117A1

DE102008050117A1 - Kalibration einer Radareinheit mit gerätespezifischen Korrekturkurven

Info

Publication number: DE102008050117A1
Application number: DE102008050117A
Authority: DE
Inventors: Peter Dipl.-Ing. Feil
Original assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Current assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date: 2008-10-06
Filing date: 2008-10-06
Publication date: 2010-04-08
Also published as: US8847816B2; WO2010040584A3; WO2010040584A2; US20110181458A1

Abstract

Ein Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals in einer Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb, welches folgende Schritte umfasst: Aufzeichnen eines Referenzsignals als Funktion der Zeit in einer Referenzmessung, Ableiten eines Fehlerkorrektursignals aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, wobei das Fehlerkorrektursignal überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind, Aufzeichnen eines Messsignals, und Korrigieren des Messsignals entsprechend dem Fehlerkorrektursignal mittels digitaler Signalverarbeitung (Fig. 3).

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals in einer Radareinheit gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Des weiteren betrifft die Erfindung eine Signalauswerteeinheit für eine Radareinheit gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 20, sowie eine Radareinheit mit einem Sendezweig und einem Empfangszweig gemäß dem Oberbegriff des Anspruch 22.
Bei Radareinheiten, die nach dem FMCW-(Frequency Modulated Continuous Wave)Prinzip arbeiten, treten im Empfangssignal eine Reihe verschiedener Störungen auf. Ursache für derartige Störungen ist beispielsweise, dass die Signalstärke über die gesendete Frequenzrampe hinweg variiert, dass geräteinterne Signalüberkopplungen und Signalreflexionen auftreten, etc. Außerdem werden durch die Signalerzeugung und Frequenzgänge der verwendeten Bauelemente Effekte verursacht, die entsprechende Störungen im Empfangssignal zur Folge haben.
In der Europäischen Patentschrift EP 0963561 B1 ist ein Sensorsystem beschrieben, bei dem mittels einer internen Verzögerungseinrichtung ein mit dem Messsignal vergleichbares Bezugssignal erzeugt wird. Zu allen Zeitpunkten, an denen dieses Bezugssignal eine definierte Phase, z. B. einen Nulldurchgang, aufweist, wird das Messsignal vorzugsweise in digitalisierter Form abgespeichert. Diese Werte des Messsignals können dann ausgewertet werden, unabhängig von den fehlerhaften Schwankungen der Phase, die von der Signalquelle oder anderen Komponenten der Vorrichtung hervorgerufen werden.
In der US-Patentanmeldung US2005/0001761 ist ein Verfahren zur Linearisierung des nichtlinearen rampenförmigen Verlaufs der Sendefrequenz bei FMCW-Radareinheiten beschrieben. Das Verfahren umfasst einen Schritt des Korrigierens eines Phasenterms auf der Empfängerseite des FMCW-Radargeräts. Die Korrektur dient dazu, einen Phasenfehler im Empfangssignal zu kompensieren. Dabei wird der Korrekturterm zur Kompensation des Phasenfehlers iterativ bestimmt. Die Iteration wird dann gestoppt, wenn sich die Parameter bei aufeinanderfolgenden Iterationen um weniger als einen vorgegebenen Grenzwert ε ändern.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verringerung von Störungen sowie eine Signalauswerteeinheit für eine Radareinheit zur Verfügung zu stellen, welche eine effektive Korrektur von geräteintern verursachten Fehlern ermöglichen.
Gelöst wird diese Aufgabe durch die in den Ansprüchen 1, 20 und 22 angegebenen Merkmale.
Vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals in einer Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb umfasst die Schritte des Aufzeichnens eines Referenzsignals als Funktion der Zeit in einer Referenzmessung; des Ableitens eines Fehlerkorrektursignals aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, wobei das Fehlerkorrektursignal überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind; des Aufzeichnens eines Messsignals; und des Korrigierens des Messsignals entsprechend dem Fehlerkorrektursignal mittels digitaler Signalverarbeitung.
In Radareinheiten, die entsprechend dem FMCW-(Frequency Modulated Continuous Wave)Prinzip arbeiten, treten typischerweise eine Mehrzahl von geräteinternen Fehlern auf, die das Empfangssignal beeinträchtigen und eine Auswertung der Zielfrequenzkomponenten erschweren.
Zur Beseitigung dieser gerätespezifischen Fehler wird vorgeschlagen, eine Referenzmessung durchzuführen und eine Referenzkurve aufzuzeichnen, welche die jeweiligen Fehler der Radareinheit aufzeigt. Aus dieser Referenzkurve kann dann beispielsweise durch Filterung ein Fehlerkorrektursignal abgeleitet werden, das dann zur Korrektur des jeweiligen Fehlers verwendet werden kann. Beispielsweise können in dem Fehlerkorrektursignal diejenigen Spektralbereiche isoliert bzw. hervorgehoben werden, die durch den jeweiligen Fehler geprägt sind.
Das so ermittelte Fehlerkorrektursignal kann dann zur Korrektur von Messsignalen eingesetzt werden. Mittels digitaler Signalverarbeitung können insbesondere die fehlerbehafteten Bereiche des Messsignals mit Hilfe des Fehlerkorrektursignals korrigiert werden. Als Ergebnis erhält man ein korrigiertes Messsignal von verbesserter Qualität. Dadurch wird insbesondere eine genauere Analyse der im Messsignal enthaltenen Zielfrequenzkomponenten ermöglicht.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform wird das erfindungsgemäße Verfahren zur Verringerung von Nahbereichs-Störsignalanteilen eingesetzt. Dabei umfasst das Verfahren die Schritte des Aufzeichnens des Referenzsignals, des Ableitens des Fehlerkorrektursignals aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, wobei das Fehlerkorrektursignal Nahbereichs-Störsignalanteile, aber keine Zielfrequenzkomponenten aufweist, des Aufzeichnens des Messsignals, sowie des Erzeugens eines korrigierten Messsignal mit verringertem Anteil von Nahbereichs-Störsignalanteilen durch Subtraktion des Fehlerkorrektursignals von dem Messsignal.
Niederfrequente Störsignalanteile, welche auch als „Nahbereichs-Clutter” bezeichnet werden, können beispielsweise durch geräteinterne Überkopplungen oder Signalreflexionen entstehen. Zur Verringerung bzw. Beseitigung dieser niederfrequenten Störsignalanteile wird aus einem aufgezeichneten Referenzsignal ein Fehlerkorrektursignal abgeleitet, das lediglich die niederfrequenten Störsignalanteile aufweist. Dies kann beispielsweise durch Tiefpassfilterung geschehen.
Mittels digitaler Signalverarbeitung kann der Nahbereichs-Clutter anschließend durch phasentreue Subtraktion des Fehlerkorrektursignals eliminiert werden. Dadurch werden die Störsignalanteile, die die Zielfrequenzen im Nahbereich überlagern, beseitigt. Nach Durchführung einer derartigen Nullkalibration können insbesondere die Zielfrequenzen im Nahbereich besser und mit höherer Empfindlichkeit als bisher analysiert werden.
Gemäß einer anderen vorteilhaften Ausführungsform wird das erfindungsgemäße Verfahren zur Dispersionskorrektur eines Messsignals eingesetzt. Dabei umfasst das Verfahren die Schritte des Aufzeichnens des Referenzsignals, welches eine definierte Zielfrequenzkomponente aufweist, welche von einem einzelnen Ziel verursacht wird, des Ableitens von mindestens einem Fehlerkorrektursignal zur Korrektur von gerätespezifischen Dispersionsfehlern aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, des Aufzeichnens des Messsignals, und des Korrigierens des Messsignals entsprechend dem mindestens einen Fehlerkorrektursignal und Erzeugen eines um die gerätespezifischen Dispersionsfehler korrigierten Messsignals mittels digitaler Signalverarbeitung.
Als Dispersionsfehler werden Amplitudenfehler und Phasenfehler eines Messsignals bezeichnet, die in Abhängigkeit von der Frequenz variieren. Dispersionsfehler können beispielsweise infolge von Nichtlinearitäten im Verlauf der Frequenzrampe des Sendesignals, aber auch als Folge der Frequenzgänge der verwendeten Komponenten entstehen. Zur Verringerung bzw. Beseitigung dieser Dispersionsfehler wird ein Referenzsignal aufgezeichnet, das eine von einem einzelnen Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente umfasst. Aus diesem Referenzsignal können ein oder mehrere Fehlerkorrektursignale zur Korrektur der Amplituden- und/oder Phasenfehler abgeleitet werden. Mittels digitaler Signalverarbeitung können die Dispersionsfehler von aufgezeichneten Messsignalen entsprechend diesen Fehlerkorrektursignalen korrigiert werden.
Auf diese Weise wird ein korrigiertes Messsignal erzeugt, das beispielsweise eine konstante Signalamplitude oder eine linear ansteigende Phase aufweist. Das korrigierte Messsignal ist besser auswertbar und ermöglicht eine genauere Analyse der Zielfrequenzkomponenten.
Nachfolgend ist die Erfindung anhand mehrerer in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer Radareinheit, welche nach dem FMCW-Prinzip arbeitet;
2 den zeitlichen Verlauf der Frequenz des Sende- und Empfangssignals;
3 ein Referenzsignal für die Nullkalibration vor und nach einer Tiefpassfilterung;
4 einen Frequenzgang eines zum Filtern der Referenzkurve geeigneten Tiefpassfilters;
5 eine Messanordnung zur Aufzeichnen eines Referenzsignals für die Dispersionskalibration;
6 ein Referenzsignal für die Dispersionskalibration vor und nach der Bandpassfilterung;
7 einen Frequenzgang eines zum Filtern der Referenzkurve geeigneten Bandpassfilters;
8 ein Amplitudenkorrektursignal und ein Phasenkorrektursignal zur Kompensation von Amplituden- und Phasenvariationen des Zwischenfrequenzsignals; und
9 ein Messsignal sowie ein Frequenzspektrum des Messsignals vor und nach der Durchführung von verschiedenen Korrekturen.
In 1 ist ein Blockschaltbild einer Radareinheit gezeigt, welche nach dem FMCW-(Frequency Modulated Continuous Wave)Prinzip arbeitet. Der Sendezweig der Radareinheit umfasst eine Hochfrequenzquelle 100, welche ein frequenzmoduliertes Sendesignal 101 erzeugt. Das frequenzmodulierte Sendesignal 101 wird einem Dreitorelement 102 zugeführt und dort in eine erste Sendesignalkomponente 103 und eine zweite Sendesignalkomponente 104 aufgeteilt. Die erste Sendesignalkomponente 103 wird an ein Sendetor 105 abgegeben und über eine Antenne als Radarsignal abgestrahlt. Die zweite Sendesignalkomponente 104 dient als Lokaloszillatorsignal und wird dem Mischer 106 zugeführt.
In 2 ist die Frequenz des frequenzmodulierten Sendesignals 200 als Funktion der Zeit dargestellt. Es ist zu erkennen, dass die Frequenz des Sendesignals 200 abwechselnd linear ansteigt und wieder absinkt, so dass sich insgesamt ein dreiecksförmiger Verlauf ergibt. Während einer ersten Modulationsperiodendauer T₀ wird die Frequenz des Sendesignals linear von der Frequenz f₀ auf die Frequenz f₀ + Δf₀ erhöht, wobei die Größe Δf₀ als Frequenzhub bezeichnet wird. Während einer darauffolgenden zweiten Modulationsperiodendauer T₀ wird die Frequenz ausgehend von f₀ + Δf₀ wieder linear auf f₀ zurückgeführt. Alternativ zu dem dreiecksförmigen Verlauf könnte die Frequenz des Sendesignals auch einen sägezahnförmigen Frequenzverlauf aufweisen.
Die Frequenzen von Radar-Sendesignalen bewegen sich beispielsweise im Bereich von etwa 5 GHz bis 100 GHz. Der Frequenzhub Δf₀ könnte beispielsweise einige GHz betragen. Die Modulationsperiodendauer könnte beispielsweise aus dem Bereich zwischen etwa 0,1 msec und 5 msec gewählt werden. Diese Angaben dienen lediglich zur Illustration typischer Größenordnungen, es sind allerdings auch Lösungen außerhalb dieser Bereiche möglich.
Wie in 1 gezeigt ist, wird ein Teil des abgestrahlten Sendesignals durch ein im Abstand R von der Radareinheit befindliches Ziel 107 zur Radareinheit zurückreflektiert. Das reflektierte Signal wird von der Antenne der Radareinheit empfangen und gelangt zum Empfangstor 108. Eventuell wird das Empfangssignal 109 durch einen Verstärker 110 (gestrichelt eingezeichnet) verstärkt. Anschließend wird das Empfangssignal dem Mischer 106 zugeführt, der das Empfangssignal mit der Sendesignalkomponente 104 mischt. Am Ausgang des Mischers 106 erhält man ein Zwischenfrequenzsignal 111.
Für den Weg vom Sendetor 105 zum Ziel 107 und zurück zum Empfangstor 108 benötigt das Radarsignal eine Laufzeit τ, die sich darstellen lässt als τ = 2·Rc , wobei R den Zielabstand und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet.
In 2 ist zusätzlich zum Sendesignal 200 auch das um die Laufzeit τ zeitversetzte Empfangssignal 201 eingezeichnet. Während der vom Radarsignal benötigten Laufzeit τ steigt das vom Signalgenerator erzeugte Sendesignal 200 weiter an, so dass die Frequenz des momentan abgestrahlten Sendesignals höher ist als die Frequenz des Empfangssignals. Infolge der Laufzeit τ des Radarsignals ergibt sich daher ein für die Laufzeit τ und damit für die Zielentfernung charakteristischer Frequenzunterschied zwischen Sende- und Empfangssignal, der als Zielfrequenz f_Ziel bezeichnet wird. Die Zielfrequenz f_Ziel ist in 2 ebenfalls eingezeichnet.
Die Zielfrequenz f_Ziel lässt sich aus dem Frequenzhub Δf₀ und der Modulationsperiodendauer T₀ des Sendesignals und aus der Laufzeit τ herleiten. Die Zielfrequenz f_Ziel ergibt sich zu
Da die Größen Δf₀, T₀, c konstant sind, ergibt sich eine direkte Proportionalität zwischen der Zielfrequenz f_Ziel. und der zugehörigen Zielentfernung R. Das vom Mischer 106 in 1 erzeugte Zwischenfrequenzsignal 111 enthält daher Zielfrequenzkomponenten zu einem oder mehreren Zielen, aus denen sich jeweils die zugehörigen Zielentfernungen bestimmen lassen.
Das Zwischenfrequenzsignal 111 wird durch einen Abtasttiefpass 112 gefiltert, welcher Frequenzkomponenten oberhalb einer Grenzfrequenz unterdrückt. Das tiefpassgefilterte Mischersignal wird durch einen Analog-Digital-Wandler 113 abgetastet und digitalisiert. Die so erhaltenen Abtastwerte werden der digitalen Signalverarbeitungseinheit 114 zur Auswertung zugeführt, welche die im Zwischenfrequenzsignal 111 enthaltenen Zielfrequenzkomponenten bestimmt. Vorzugsweise führt die digitale Signalverarbeitungseinheit 114 eine Fouriertransformation (Fast Fourier Transform, FFT) der Abtastwerte durch, wobei aus den Peaks des Fourierspektrums dann unmittelbar die Zielentfernungen bestimmt werden können.
Zur Erzeugung des frequenzmodulierten Sendesignals 101 mit einem weitgehend linearen Frequenzverlauf umfasst die Hochfrequenzquelle 100 einen spannungsgesteuerten Oszillator 115 (VCO, Voltage Controlled Oscillator), der ein frequenzmoduliertes Signal mit einer Frequenz in der Größenordnung von 6,5 GHz erzeugt. Die Frequenz dieses Signals wird durch einen Frequenzvervielfacher 116 verdoppelt, anschließend wird das Signal durch einen Verstärker 117 verstärkt und durch einen weiteren Frequenzvervielfacher 118 auf die gewünschte Radarfrequenz in der Größenordnung von 78 GHz gebracht.
Zur Erzeugung eines weitgehend linearen Frequenzrampe wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 115 phasenstarr über einen Teiler 119 und einen Phasenregelkreis 120 (PLL, Phase Locked Loop) an ein präzises Frequenzsignal 121 angekoppelt, das den gewünschten Frequenzverlauf aufweist. Das präzise Frequenzsignal 121 wird von einem DDS-Baustein 122 (DDS, Direct Digital Synthesis) zur Verfügung gestellt, der einen Quartzoszillator umfasst. Der Phasenregler 120 liefert das zur Steuerung der Frequenzrampe des spannungsgesteuerten Oszillators 115 benötigte Spannungssignal 123.
Durch diese Schaltungsanordnung wird erreicht, dass die Frequenzrampe des hochfrequenten Sendesignals 101 der präzisen niederfrequenten Frequenzrampe des DDS-Bausteins 122 phasenstarr folgt. Diese Tatsache hat zur Folge, dass Messungen jederzeit phasenrichtig reproduzierbar sind.
Insbesondere durch die Trägheit des Phasenregelkreises zeigt der Frequenzverlauf des Sendesignals 101 trotz dieser aufwändigen Schaltungsanordnung geringfügige nichtlineare Abweichungen vom idealen linearen Verlauf.
Darüber hinaus treten bei der in 1 gezeigten Radareinheit innerhalb des Mischers 106 Signalüberkopplungen der Sendesignalkomponente 104 auf das Eingangstor 124 des Mischers 106 auf. Ein Bruchteil der Sendesignalkomponente 104 wird direkt auf das Eingangtor 124 des Mischers 106 gekoppelt. Ein Teil der überkoppelten Signalintensität breitet sich zunächst in Richtung zum Verstärker 110 aus und wird dann (beispielsweise am Ausgang des Verstärkers 110) zum Mischer 106 zurückreflektiert. Darüber hinaus kann es beispielsweise an Leitungsdiskontinuitäten im Empfangszweig zu weiteren Signalreflexionen kommen. Diese Überkopplungseffekte sind in 1 durch einen Pfeil 125 veranschaulicht. Infolge dieser Überkopplungseffekte gelangt neben dem Empfangssignal auch ein Bruchteil der Sendesignalkomponente 104 zu dem Eingangstor 124, an dem das Empfangssignal anliegt. Dies hat zur Folge, dass die Sendesignalkomponente 104 im Mischer 106 mit einem geringfügig verzögerten Abbild ihrer selbst multipliziert wird. Dadurch kommt es insbesondere im Bereich kleiner Zielabstände, also im niederfrequenten Nahbereich, zu Störsignalanteilen im Basisband, dem sog. Nahbereichs-Clutter.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können diese Störsignalanteile dadurch verringert bzw. unterdrückt werden, indem zuerst eine Korrekturkurve für die Korrektur der niederfrequenten Störanteile aufgezeichnet wird. Anschließend wird diese Korrekturkurve dann von einem digitalisierten Messsignal subtrahiert, um so die niederfrequenten Störanteile weitgehend zu beseitigen.
Eine erste Vorgehensweise zur Aufzeichnung der Korrekturkurve ist, in einer weitgehend reflexionsfreien Messumgebung ein Referenzsignal aufzuzeichnen, das lediglich die geräteinternen Störsignalanteile aufweist und keine Zielfrequenzkomponenten enthält. Die Messumgebung ist so gestaltet, dass keine Reflexionen auftreten, die zur Entstehung von Zielfrequenzkomponenten führen würden. Nachdem das Referenzsignal in der spezifischen Messumgebung aufgezeichnet wurde, wird es abgespeichert und kann fortan als Fehlerkorrektursignal zur Korrektur der niederfrequenten Störsignalanteile verwendet werden.
Gemäß einer zweiten Vorgehensweise wird ein aufgezeichnetes Referenzsignal einer digitalen Tiefpassfilterung unterworfen, um auf diese Weise ein Fehlerkorrektursignal zu erhalten. Bei dieser Vorgehensweise muss die Radarmesseinheit nicht in einer spezifischen Messumgebung vermessen werden, sondern kann zur Aufzeichnung des Referenzsignals in der normalen Messumgebung bleiben. Dabei kann das aufgezeichnete Referenzsignal beispielsweise sowohl niederfrequente Störsignalanteile als auch höherfrequente Zielfrequenzkomponenten enthalten, welche von Zielen innerhalb der Messumgebung verursacht werden. Diese höherfrequenten Zielfrequenzkomponenten werden durch die anschließende Tiefpassfilterung weggefiltert. Eine derartige Tiefpassfilterung kann mittels digitaler Signalverarbeitung durchgeführt werden. Als Ergebnis der Tiefpassfilterung erhält man ein Fehlerkorrektursignal, welches nur die niederfrequenten Störsignalanteile umfasst, und welches daher zur Korrektur der niederfrequenten Störsignalanteile im eigentlichen Messsignal herangezogen werden kann.
3 zeigt eine gemessene gerätespezifische Referenzkurve 300 als Funktion der Zeit. Es wurden 1,5 × 10⁴ Abtastwerte gemessen, die restlichen Abtastwerte ab der gestrichelten Linie 301 wurden durch autoregressive Extrapolation ergänzt, um die digitale Tiefpassfilterung später besser durchführen zu können. Anhand von 3 kann erkannt werden, dass die gerätespezifische Referenzkurve 300 sowohl einen niederfrequenten Störsignalanteil als auch eine höherfrequente Oszillation aufweist.
Als nächstes wird die Referenzkurve 300, die aus einer Folge von Abtastwerten besteht, mittels digitaler Signalverarbeitung einer Tiefpassfilterung unterzogen. In 4 ist die Filtercharakteristik 400 des Tiefpasses in Dezibel als Funktion der Zielentfernung R gezeigt. Die obere Grenzfrequenz des Tiefpasses entspricht einem maximalen Zielabstand von ca. 0,9 m. Zielfrequenzkomponenten von Zielen, die mehr als 0,9 m von der Radareinheit entfernt sind, werden unterdrückt, während Zielfrequenzen im Nahbereich durchgelassen werden.
In der digitalen Signalverarbeitung sind verschiedene Möglichkeiten zur Realisierung eines digitalen Tiefpassfilters bekannt. Wichtig ist, dass zur Tiefpassfilterung ein nullphasiges Filter verwendet wird, um die Phasenbeziehung des Messsignals zu erhalten.
Eine erste Möglichkeit ist, ein sog. FIR-Filter (Finite Impulse Response Filter), also ein digitales Filter mit endlicher Impulsantwort zur Realisierung eines nullphasigen Tiefpassfilters zu verwenden. Zur Realisierung des benötigten Tiefpasses sollte ein FIR-Filter von relativ hoher Ordnung verwendet werden.
Als weitere vorteilhafte Möglichkeit kann die nullphasige Tiefpassfilterung auch mit einem IIR-Filter (Infinite Impulse Response Filter) durchgeführt werden. Für die Tiefpassfilterung hat es sich als vorteilhaft erweisen, zuerst eine Vorwärtsfilterung und anschließend eine Rückwärtsfilterung mit einem rekursiven IIR-Filter niedriger Ordnung durchzuführen. Um insbesondere bei der Rückwärtsfilterung Transienten, also durch das Einschwingen des Filters bedingte Artefakte zu vermeiden, ist es vorteilhaft, das Referenzsignal 300 wie in 3 gezeigt mittels autoregressiver Analyse zu extrapolieren, um so die Folge der gemessenen Abtastwerte mit zusätzlichen rechnerisch bestimmten Werten fortzusetzen. Mit einer derartigen Extrapolation wird erreicht, dass die digitale Filterfunktion über den gesamten Bereich der gemessenen Abtastwerte hinweg genaue Resultate liefert.
In 3 ist zusätzlich zur Referenzkurve 300 auch eine tiefpassgefilterte Fehlerkorrekturkurve 302 gezeigt, die durch Tiefpassfiltern der Referenzkurve 300 erzeugt wurde. Dabei wurde ein digitales Tiefpassfilter mit der in 4 gezeigten Frequenzcharakteristik verwendet. In der tiefpassgefilterten Korrekturkurve 302 fehlen die in der Referenzkurve vorhandenen höherfrequenten Zielfrequenzkomponenten. Die tiefpassgefilterte Korrekturkurve 302 umfasst lediglich die niederfrequenten Störsignalanteile, die beispielsweise durch interne Überkopplungen oder Reflexionen hervorgerufen sein könnten.
Die so erhaltene Fehlerkorrekturkurve 302 dient zur Nullkalibration einer Messkurve, also zur Verringerung bzw. Unterdrückung von niederfrequenten Störsignalanteilen in einer Messkurve. Dazu wird die Korrekturkurve 302 gespeichert und von allen folgenden Messkurven subtrahiert. Auf diese Weise können die niederfrequenten Störanteile, der sog. Nahbereichs-Clutter, in der Messkurve beseitigt werden. Dies ermöglicht eine verbesserte Empfindlichkeit bei der Auswertung der Messkurve und insbesondere bei der Bestimmung von Zielfrequenzkomponenten im Nahbereich, die bei bisherigen Lösungen von den niederfrequenten Störanteilen überlagert wurden.
Alternativ oder zusätzlich zur Korrektur von Störfrequenzanteilen im Nahbereich können auch Dispersionsfehler, die infolge von Amplituden- und Phasengängen der Hochfrequenzkomponenten, infolge von einer nicht exakt linearen Frequenzmodulation des Sendesignals, und infolge der Variation der Sendestärke über die Frequenzrampe hinweg entstehen, mithilfe geeigneter Korrekturkurven korrigiert werden.
Bei einem idealen FMCW-Radarsystem würde man als Antwort auf ein einzelnes Radarziel ein Empfangssignal mit einer einzigen Zielfrequenzkomponente erhalten, also ein Sinussignal mit konstanter Amplitude und linear ansteigender Phase. Infolge der oben beschriebenen Dispersionseffekte kommt es zu einer Amplituden- und Phasenvariation des Zwischenfrequenzsignals, das durch folgende Formel beschrieben werden kann: sZF(t) = AZF(t)·cos[S·τ·t + ΦZF(t)]
Der Parameter S bezeichnet die Steilheit der Frequenzmodulation des Sendesignals und τ bezeichnet die Laufzeit zum Ziel und wieder zurück. A_ZF(t) beschreibt die Amplitudenvariation als Funktion der Zeit, während Φ_ZF(t) die Phasenvariation als Funktion der Zeit beschreibt. In einem idealen System wären A_ZF(t) und Φ_ZF(t) konstant.
Eine Kalibrationsmessung zur Eliminierung von Dispersionseffekten wird vorzugsweise mit einem einzelnen isolierten und starken Ziel in einer reflexionsarmen Messumgebung durchgeführt. Eine derartige Messumgebung ist in 5 dargestellt. 5 zeigt eine Radareinheit 500 mit einer Antenne 501 zum Abstrahlen und Empfangen eines frequenzmodulierten Radarsignals. Das Radarsignal wird an einem einzigen isolierten Ziel reflektiert, nämlich an dem Reflektor 502. Das reflektierte Signal wird von der Antenne 501 empfangen. Die Messumgebung ist außerdem mit Absorbern 503, 504 ausgestattet, um weitere Reflexionen an anderen Zielen zu verhindern. Daher enthält das von der Radareinheit 500 empfangene Signal lediglich die vom Reflektor 502 verursachte Zielfrequenzkomponente. Dieses Signal wird von der Radareinheit 500 aufgezeichnet und dient als Referenzsignal für die Dispersionskorrektur.
In 6 ist das so ermittelte Referenzsignal 600 dargestellt. Das Referenzsignal 600 umfasst 1,5 × 10⁴ gemessene Abtastwerte, die bis zu der gestrichelten Linie 601 reichen.
Weitere Abtastwerte wurden mittels autoregressiver Extrapolation ergänzt. Das Referenzsignal 600 umfasst eine niederfrequente Störkomponente, die wie oben beschrieben durch geräteinterne Überkopplungen oder Reflexionen verursacht wird, sowie eine hochfrequente Zielfrequenzkomponente, die von dem einzelnen isolierten Ziel herrührt.
Alternativ oder zusätzlich zur Verwendung einer reflexionsarmen Messumgebung kann auch bei der Kalibrationsmessung für die Dispersionskorrektur der Entfernungsbereich mittels nullphasiger Filterung eingeschränkt werden. Bevorzugt wird dazu ein digitales Bandpassfilter verwendet, dessen Durchlassbereich so liegt, dass die von dem einzelnen isolierten Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente durchgelassen wird.
In 7 ist der Frequenzgang 700 eines geeigneten Bandpassfilters dargestellt. Durch die Bandpassfilterung werden die im Referenzsignal 600 enthaltenen niederfrequenten Störkomponenten weggefiltert. Die von dem einzelnen isolierten Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente wird durchgelassen. Frequenzen oberhalb der Zielfrequenzkomponente werden unterdrückt.
6 zeigt zusätzlich zu dem Referenzsignal 600 auch das bandpassgefilterte Referenzsignal 602, das keine niederfrequenten Störanteile mehr aufweist. In dem bandpassgefilterten Referenzsignal 602 ist die von dem isolierten Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente zu erkennen, wobei die Amplitude der Zielfrequenzkomponente als Funktion der Zeit langsam abnimmt. Dies ist durch die einhüllende Kurve 603 veranschaulicht. Der Grund für diese Abnahme der Amplitude liegt darin, dass die Signalstärke im Sendezweig der Radareinheit während der in 2 gezeigten Frequenzmodulation mit zunehmender Sendefrequenz abnimmt. Durch diese Variation der Sendestärke über die Frequenzrampe hinweg wird die in 6 eingezeichnete Abnahme der Amplitude der Zielfrequenzkomponente verursacht.
Bei einer Hilberttransformation wird ein reellwertiges Signal in ein komplexwertiges Signal umgewandelt, indem zu dem reellwertigen Signal der um 90° phasenverschobene Realteil mit i multipliziert als Imaginärteil hinzuaddiert wird. Mittels einer Hilberttransformation erhält man aus dem reellwertigen Signal s_ZF(t) das sogenannte analytische Signal saZF (t):
Nach Abspaltung des linearen Phasenterms erhält man eine komplexe Hüllkurve envaZF (t) der Amplituden- und Phasenvariation, welche die gerätespezifischen Dispersionseffekte beschreibt:
Der Amplitudenterm A_ZF(t) beschreibt die Amplitudenvariation des Zwischenfrequenzsignals als Funktion der Zeit. Diese Amplitudenvariation wird in erster Linie dadurch verursacht, dass die Stärke des von der Radareinheit erzeugten Sendesignals während der in 2 gezeigten Frequenzmodulation variiert.
Der Phasenterm
beschreibt die Abweichung der Phase des Zwischenfrequenzsignals vom idealen Verhalten. Die Phasenvariation Φ_ZF(t) wird zum einen durch nichtlineare Abweichungen von der idealerweise linearen Frequenzrampe des Sendesignals verursacht. Auch bei der aufwändigen Realisierung der in 1 gezeigten Hochfrequenzquelle 100 treten derartige nichtlineare Abweichungen auf. Des weiteren werden auch durch die Frequenzgänge der in der Radareinheit verwendeten Bauelemente Phasenabweichungen hervorgerufen.
Diese komplexwertige Hüllkurve envaZF (t) kann nun zur Korrektur der geräteintern verursachten Dispersionseffekte verwendet werden. Zu diesem Zweck werden alle folgenden Messungen durch diesen Term envaZF (t) dividiert, um so die geräteintern verursachte Amplituden- und Phasenvariation zu kompensieren.
Hierzu kann die komplexe Hüllkurve in ein Amplitudenkorrektursignal zur Korrektur der Amplitudenvariation und ein Phasenkorrektursignal zur Korrektur der Phasenvariation des Zwischenfrequenzsignals aufgeteilt werden. In 8A ist ein aus dem Referenzsignal 602 abgeleitetes Amplitudenkorrektursignal 800 gezeigt, welches zum Ausgleich der Amplitudenvariation mit einem aufgezeichneten Messsignal multipliziert werden kann. Um die in 6 erkennbare Verringerung der Amplitude zu kompensieren, ist im Amplitudenkorrektursignal 800 ein entsprechender Anstieg zu erkennen.
In 8B ist ein aus dem Referenzsignal 602 abgeleitetes Phasenkorrektursignal 801 dargestellt, wobei die Phasenkorrektur (in rad) als Funktion der Zeit aufgetragen ist. Durch Anwendung dieser Korrekturphase auf ein aufgezeichnetes Messsignal kann die Phase des Messsignals um geräteintern verursachte Nichtlinearitäten korrigiert werden. Dadurch wird eine Linearisierung der Phase des Messsignals erreicht.
Die Korrektur zur Unterdrückung der Nahbereich-Störsignalanteile und die Dispersionskorrektur können nacheinander durchgeführt werden, um so eine Verbesserung der Signalqualität eines Messsignals zu erzielen. Dies ist in den 9A bis 9C dargestellt. 9A zeigt das vom Analog-Digital-Wandler gelieferte digitalisierte Messsignal 900 als Funktion der Zeit, wobei die niederfrequenten Störsignalanteile deutlich zu erkennen sind. Durch Subtraktion eines Fehlerkorrektursignals, welches lediglich die Nahbereich-Störsignalanteile umfasst, erhält man das in 9B gezeigte Signal 901. Beim Signal 901 ist ein Absinken der Signalamplitude zu erkennen, außerdem weist das Signal 901 Nichtlinearitäten der Phase auf. Als nächstes wird diese Amplituden- und Phasenvariation beseitigt, indem das Signal 901 mit entsprechenden Amplituden- und Phasenkorrekturkurven multipliziert wird. Als Ergebnis erhält man das in 9C gezeigte korrigierte Signal 903, welches eine weitgehend konstante Amplitude sowie eine linear ansteigende Phase aufweist.
In 9D sind die zugehörigen Frequenzspektren für die Signale 900, 901 und 902 gezeigt. Als Folge der Nullkalibration ist im niederfrequenten Spektralbereich beim Vergleich der Kurve 903 vor der Korrektur und der Kurve 904 nach der Korrektur eine deutliche Reduktion des niederfrequenten Störsignalanteils zu sehen, der Nahbereichs-Clutter wird um bis zu 40 dB abgesenkt.
Die Dispersionskalibration wirkt sich im Frequenzbereich dadurch aus, dass die Punktstreufunktion sichtbar schmaler und symmetrischer wird. Beim Vergleich der Kurve 903 vor der Dispersionskorrektur und der Kurve 904 nach der Korrektur ist eine Reduzierung der Nebenkeulen um ca. 15 dB im Bereich um das starke Ziel bei 2,5 m zu erkennen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- EP 0963561 B1 [0003]

Claims

Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals (900) in einer Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Aufzeichnen eines Referenzsignals (300, 600) als Funktion der Zeit in einer Referenzmessung; Ableiten eines Fehlerkorrektursignals (302, 800, 801) aus dem aufgezeichneten Referenzsignal (300, 600), wobei das Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801) überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind; Aufzeichnen eines Messsignals (900); Korrigieren des Messsignals (900) entsprechend dem Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801) mittels digitaler Signalverarbeitung.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zur Verringerung von Nahbereichs-Störsignalanteilen eingesetzt wird, wobei das Verfahren aufweist: Aufzeichnen des Referenzsignals (300); Ableiten des Fehlerkorrektursignals (302) aus dem aufgezeichneten Referenzsignal (300), wobei das Fehlerkorrektursignal (302) Nahbereichs-Störsignalanteile, aber keine Zielfrequenzkomponenten aufweist; Aufzeichnen des Messsignals; Erzeugen eines korrigierten Messsignal mit verringertem Anteil von Nahbereichs-Störsignalanteilen durch Subtraktion des Fehlerkorrektursignals (302) von dem Messsignal.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzkomponenten des Referenzsignals mittels digitaler Tiefpassfilterung auf einen Nahbereich unterhalb einer vorgegebenen Maximaldistanz beschränkt werden.
Verfahren nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale: das Referenzsignal wird mittels eines nullphasigen Tiefpassfilters gefiltert; das Referenzsignal wird mittels eines digitalen IIR-Filters mit unbeschränkter Impulsantwort gefiltert; das Fehlerkorrektursignal wird aus dem Referenzsignal erzeugt, indem zuerst eine Vorwärtsfilterung und anschließend eine Rückwärtsfilterung des aufgezeichneten Referenzsignals durchgeführt wird; die aufgezeichneten digitalen Abtastwerte des Referenzsignals werden vor Durchführung einer digitalen Filterung mittels autoregressiver Extrapolation um weitere Abtastwerte ergänzt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei den Nahbereichs-Störsignalanteilen um Störsignalanteile handelt, die durch interne Überkopplungen oder Reflexionen innerhalb der Radareinheit hervorgerufen werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal in einer weitgehend reflexionsfreien Messumgebung aufgezeichnet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zur Dispersionskorrektur eines Messsignals (900) eingesetzt wird, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Aufzeichnen des Referenzsignals (600), welches eine definierte Zielfrequenzkomponente aufweist, welche von einem einzelnen Ziel verursacht wird; Ableiten von mindestens einem Fehlerkorrektursignal (800, 801) zur Korrektur von gerätespezifischen Dispersionsfehlern aus dem aufgezeichneten Referenzsignal (600); Aufzeichnen des Messsignals (900); Korrigieren des Messsignals (900) entsprechend dem mindestens einen Fehlerkorrektursignal (800, 801) und Erzeugen eines um die gerätespezifischen Dispersionsfehler korrigierten Messsignals (902) mittels digitaler Signalverarbeitung.
Verfahren nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Ableiten einer gerätespezifischen Amplitudenvariation aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, Aufzeichnen des Messsignals, Korrigieren des Messsignals entsprechend der ermittelten gerätespezifischen Amplitudenvariation und Erzeugen eines amplitudenkorrigierten Messsignals.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die gerätespezifische Amplitudenvariation des Messsignals verursacht wird durch eines oder mehrere von: Variationen der Sendeleistung der Radareinheit; Amplitudengänge der Gerätekomponenten
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Ableiten einer gerätespezifischen Phasenvariation aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, Aufzeichnen des Messsignals, Korrigieren des Messsignals entsprechend der ermittelten gerätespezifischen Phasenvariation und Erzeugen eines phasenkorrigierten Messsignals.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine gerätespezifische Phasenvariation des Messsignals verursacht wird durch eines oder mehrere von: Nichtlinearitäten der Frequenzmodulation bei dem von der Radareinheit erzeugten Sendesignal; Frequenzgänge der Gerätekomponenten; Phasengänge der Gerätekomponenten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass eine Amplitudenvariation und/oder eine Phasenvariation des Referenzsignals mittels einer komplexen Hüllkurve dargestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das korrigierte Messsignal ermittelt wird, indem das Messsignal durch die anhand der Referenzmessung ermittelte komplexe Hüllkurve dividiert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine Amplitudenkorrektur des Messsignals durchgeführt wird, indem das aufgezeichnete Messsignal durch eine aus dem Referenzsignal abgeleitete Amplitudenhüllkurve geteilt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenkorrektur des Messsignals durchgeführt wird, indem das aufgezeichnete Messsignal durch einen Phasenkorrekturfaktor e^i·Φ(t) dividiert wird, wobei Φ(t) eine aus dem Referenzsignal abgeleitete Phasenhüllkurve bezeichnet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlerkorrektursignal aus dem Referenzsignal mittels eines nullphasigen digitalen Filters erzeugt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlerkorrektursignal aus dem Referenzsignal mittels eines Bandpassfilters erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Durchlassbereich des Bandpassfilters einem Entfernungsbereich entspricht, in dem sich das einzelne Ziel befindet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal in einer spezifischen Messumgebung aufgezeichnet wird, in der sich das einzelne Ziel befindet.
Signalauswerteeinheit für eine Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb, welche aufweist: Mittel zum Speichern eines Referenzsignals (300, 600) als Funktion der Zeit, das in einer Referenzmessung aufgezeichnet wurde, Mittel zum Speichern eines Messsignals (900), eine Verarbeitungseinheit zum Ableiten eines Fehlerkorrektursignals (302, 800, 801) aus dem aufgezeichneten Referenzsignal (300, 600), wobei das Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801) überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind, und zum Korrigieren des Messsignals (900) entsprechend dem Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801) mittels digitaler Signalverarbeitung.
Signalauswerteeinheit nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalauswerteeinheit mittels eines digitalen Signalprozessors realisiert ist.
Radareinheit mit einem Sendezweig, welcher ein Sendesignal erzeugt und sendet, wobei der Sendezweig aufweist: einen Signalgenerator (100), ein Sendetor (105), und mit einem Empfangszweig, welcher ein an mindestens einem Ziel (107) reflektiertes Empfangssignal empfängt und auswertet, wobei der Empfangszweig aufweist: ein Empfangstor (108), einen Empfangsmischer (106), und eine Signalauswerteeinheit (114) nach Anspruch 20 oder Anspruch 21, welche dazu ausgelegt ist, das heruntergemischte Empfangssignal auszuwerten.
Radareinheit nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der Radareinheit um eine Radareinheit nach dem Frequency Modulated Continous Wave-Prinzip handelt.
Radareinheit nach Anspruch 22 oder Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Radareinheit als Feldgerät zur Füllstandsmessung eingesetzt wird.