DE102021117775B4

DE102021117775B4 - Korrektur von Phasenabweichungen im analogen Frontend von Radarsystemen

Info

Publication number: DE102021117775B4
Application number: DE102021117775.8A
Authority: DE
Inventors: Michael Gerstmair; Dominik Breuer; Alexander Girlinger; Josef KULMER; Julian Mitterlehner; Michael Petit
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2021-07-09
Filing date: 2021-07-09
Publication date: 2023-02-02
Anticipated expiration: 2041-07-10
Also published as: DE102021117775A1; US20230016890A1

Abstract

Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Messen von Betragsgangs-Informationen einer analogen Basisbandsignalverarbeitungskette eines Empfangskanals eines Radarsystems, das Ermitteln - basierend auf den gemessenen Betragsgangs-Informationen - mindestens eines Werts, der mindestens eine Frequenzgrenze der ersten Basisbandsignalverarbeitungskette charakterisiert, sowie das Ermitteln eines Phasengangs für die Basisbandsignalverarbeitungskette (basierend auf dem mindestens einen Wert und einem Modell der Basisbandsignalverarbeitungskette. Das Verfahren umfasst weiter das Digitalisieren eines Ausgangssignals der Basisbandsignalverarbeitungskette und ein digitales Verarbeiten des digitalisierten Ausgangsignals, wobei basierend auf dem ermittelten Phasengang ein Phasen-Equalizing während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems durchgeführt wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radar-Messtechnik und insbesondere ein Konzept zur Korrektur von herstellungsbedingten Phasenabweichungen im analogen Frontend von Radarsystemen.
HINTERGRUND
Radarsensoren werden in einer Vielzahl von Applikationen zum Detektieren von Objekten eingesetzt, wobei das Detektieren üblicherweise das Messen von Abständen und Geschwindigkeiten sowie Azimutwinkel (Direction of Arrival, DoA) der detektierten Objekte umfasst. Insbesondere im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist), Kollisionswarnsysteme, Fußgängerdetektion und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren sowie Systeme mit mehreren Sensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (Single-Chip-Radar-Transceiver) vereinen können. Solche hochintegrierten HF-Schaltungen werden üblicherweise als MMICs bezeichnet. Ein HF-Frontend beinhaltet üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) unter anderem einen in einem Phasenregelkreis geschalteten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, Voltage Controlled Oscillator), Leistungsverstärker (PA, Power Amplifiers), Richtkoppler, Mischer sowie zugehörige Steuerschaltungsanordnungen zum Steuern und Überwachen des HF-Frontends. Ein MMIC kann auch Schaltungen für die analoge Signalverarbeitung im Basisband (oder einem Zwischenfrequenzband) sowie Analog-Digitalwandler (ADC, Analog-to-Digital-Converters) aufweisen, um eine digitale Signalverarbeitung zu ermöglichen. Das HF-Frontend und die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette zusammen werden auch als „analoges Frontend“ bezeichnet.
In Sensoranwendungen können auch mehrere MMICs zusammengeschaltet (kaskadiert) werden, beispielsweise um HF-Radarsignale über mehrere Antennen abzustrahlen und/oder zu empfangen. Derartige Anordnungen mit mehreren MMICs und eine Vielzahl von Antennen können beispielsweise für Beam-Forming-Techniken eingesetzt werden. Mehrere Sende- und Empfangsantennen werden unter anderem auch dann verwendet, wenn die Einfallsrichtung der empfangenen Radarechos (DoA) ermittelt werden soll. Um eine zuverlässige Messung zu ermöglichen müssen nicht nur die Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignale in einer definierten Beziehung zueinander stehen, sondern es muss auch sichergestellt werden, dass in den verschiedenen Empfangskanälen keine unerwünschten Phasenverschiebungen verursacht werden, die das Messergebnis verfälschen könnten. Insbesondere bei auf mehrere MMICs verteilte Empfangskanäle können produktionsbedingte Schwankungen im analogen Frontend dazu führen, dass in unterschiedlichen Empfangskanälen unterschiedliche zufällige Phasenabweichungen auftreten. Eine Ursache dafür sind Phasenverschiebungen in aktiven oder passiven Filtern im Basisband, welche beispielsweise durch RC-Strukturen implementiert sein können. Für Widerstände und Kondensatoren übliche Bauteiltoleranzen führen dazu, dass in unterschiedlichen Empfangskanälen die Filter-Charakteristiken und insbesondere deren Phasengänge unterschiedlich sind, was wie erwähnt zu systematischen Messfehlern führen kann.
Es sind unterschiedliche Konzepte für die Phasenkalibrierung in Radarsystemen bekannt. Beispielsweise beschreibt die Publikation DE102019110525A1 die Phasenkalibrierung in einem Radarsystem mit Hilfe eines Markers, der relativ zu den Sendeantennen eine vorgegebene Position aufweist und an dem die ausgesendeten Radarsignal zurückgestreut werden.
Die der hier beschriebenen Erfindung zugrunde liegende Aufgabe kann darin gesehen werden, ein verbessertes Konzept zur Phasenkalibrierung zu anzugeben, das insbesondere während des Radarbetriebs des Radarsystems eingesetzt werden kann.
ZUSAMMENFASSUNG
Die oben genannte Aufgabe wird durch die Verfahren gemäß den Ansprüchen 1 und 13 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele betreffen ein Radarsystem und ein korrespondierendes Verfahren zur Ermittlung von Kalibrierdaten. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Messen von Betragsgangs-Informationen einer ersten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette eines ersten Empfangskanals und einer zweiten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette eines zweiten Empfangskanals eines Radarsystems. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln - basierend auf den gemessenen Betragsgangs-Informationen - eines ersten Werts, der eine Frequenzgrenze der ersten Basisbandsignalverarbeitungskette charakterisiert und eines zweiten Werts, der eine korrespondierende Frequenzgrenze der zweiten Basisbandsignalverarbeitungskette charakterisiert, sowie das Ermitteln von Phasengängen für die erste und die zweite Basisbandsignalverarbeitungskette basierend auf dem ersten und zweiten Wert und einem Modell der Basisbandsignalverarbeitungsketten. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Digitalisieren eines Ausgangssignals der ersten Basisbandsignalverarbeitungskette und eines Ausgangssignals der zweiten Basisbandsignalverarbeitungskette und das Kompensieren von Unterschieden in den Phasengängen der ersten und der zweiten Basisbandsignalverarbeitungskette mittels digitaler Signalverarbeitung der digitalisierten Ausgangssignale während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Messen von Betragsgangs-Informationen einer analogen Basisbandsignalverarbeitungskette eines Empfangskanals eines Radarsystems, das Ermitteln - basierend auf den gemessenen Betragsgangs-Informationen - mindestens eines Werts, der mindestens eine Frequenzgrenze der Basisbandsignalverarbeitungskette charakterisiert, sowie das Ermitteln eines Phasengangs für die Basisbandsignalverarbeitungskette (basierend auf dem mindestens einen Wert und einem Modell der Basisbandsignalverarbeitungskette. Das Verfahren umfasst weiter das Digitalisieren eines Ausgangssignals der Basisbandsignalverarbeitungskette und ein digitales Verarbeiten des digitalisierten Ausgangsignals, wobei basierend auf dem ermittelten Phasengang ein Phasen-Equalizing während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems durchgeführt wird. Weitere Ausführungsbeispiele betreffen ein Radarsystem mit einem oder mehreren Empfangskanälen und mit einer oder mehreren Recheneinheiten, die dazu ausgebildet sind, die hier Beschriebenen Verfahren durchzuführen.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. Zu den Abbildungen:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Sendekanals und eines Empfangskanals eines Radarsystems.
5 illustriert die Einspeisung eines Testsignals in einen Empfangskanal eines Radarsystems zum Zweck der Messung des Betragsgangs der analogen Basisbandverarbeitungskette.
6 illustriert exemplarisch einen punktweise gemessenen Betragsgang der Basisbandverarbeitungskette und die obere und untere Grenzfrequenz. Aus dem Grenzfrequenzen kann anhand eines Modells ein Phasengang ermittelt werden.
7 illustriert anhand eines exemplarischen Blockdiagramms das Phasen-Equalizing basierend auf den für die Empfangskanäle ermittelten Phasengängen im regulären Radarbetrieb.
8 illustriert eine Weiterbildung des Beispiels aus 5.
9 illustriert eine Alternative zu dem Beispiel aus 8.
10 ist ein Flussdiagramm zur Veranschaulichung eines Beispiels der hier beschriebenen Verfahrens.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen (um auch Einfallswinkel messen zu können), und die abgestrahlten HF-Signale beinhalten Sequenzen mit jeweils einer Vielzahl von Chirps. Des Weiteren sind die hier beschriebenen Beispiele nicht auf FMCW-Radarsysteme beschränkt, sondern können auch in anderen Radarsystemen angewendet werden wie z.B. in phasenmodulierten Dauerstrich- (phasemodulated continuous-wave, PMCW) Radarsystemen.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal s_RF(t) aus einer Vielzahl von (in Sequenzen gruppierte) „Chirps“ zusammengesetzt. Das heißt, das Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps bei einer Startfrequenz f_START beginnend innerhalb einer Zeitspanne T_RAMP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als „lineare Frequenzrampen“ bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f_START, f_STOP, T_RAMP sowie die Pausen zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem MMIC integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, Phasenschieber, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). In dieser Beschreibung wird zwischen Basisband und ZF-Band nicht unterschieden. Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem MMIC (Radar-Chip) integriert sein. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren.
Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction of arrival), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Diese Richtung wird üblicherweise durch einen Winkel (Azimutwinkel) repräsentiert. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut. Das heißt, das Radar-Frontend 10 kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanälen aufweisen, die auf mehrere Radar-Chips verteilt sein können.
Die über die TX-Antennen abgestrahlten HF-Signale können z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 80 GHz in Anwendungen im Automobilbereich). Wie erwähnt, beinhalten die von den RX-Antennen empfangenen HF-Signale die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das in einem Empfangskanal empfangene HF-Signal y_RF(t) wird ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung im Basisband umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet.
Die digitale Signalverarbeitungskette umfasst eine (digitale) Recheneinheit, welche zumindest teilweise als Software realisiert sein kann, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Die Recheneinheit kann auch festverdrahtete und einmal-programmierbare Rechenschaltungen umfassen. In dieser Beschreibung wird unter Recheneinheit jede funktionale Einheit verstanden, welche dazu geeignet und dazu ausgebildet ist, die hier beschriebenen Berechnungen durchzuführen. Die Recheneinheit kann auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (und optional auch der Analog-Digital-Wandler 30 und Teile der digitalen Signalverarbeitung) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein. Der System-Controller 50 ist üblicherweise dazu ausgebildet mit den MMICs über ein Bussystem zu kommunizieren (z.B. ein Serial Peripheral Interface, SPI). Auf diese Weise kann der System-Controller, die in den MMICs enthaltenen Schaltungskomponenten des analogen Frontends konfigurieren und steuern.
4 zeigt eine exemplarische Implementierung des analogen Frontends (HF-Frontend 10 mit nachgeschalteter Basisbandsignalverarbeitungskette 20), das Teil des Radarsystems aus 3 sein kann. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX1) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX1) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und RX-Kanäle auf.
Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) kann, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, im Messbetrieb frequenzmoduliert sein und wird auch als LO-Signal bezeichnet. Der LO 101 kann auch für den Dauerstrichbetrieb (Continuous-Wave-, CW-Betrieb) konfiguriert werden, was beispielsweise für Kalibriermessung notwendig sein kann. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz oder im 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific and Medical Band) bei manchen automobilen Anwendungen.
Das LO-Signal s_LO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad (im RX-Kanal) verarbeitet. Das Sendesignal s_RF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals s_LO(t). Der im TX-Kanal TX1 enthaltene Phasenschieber 103 kann eine zusätzliche Anpassung der Phase des Sendesignals s_RF(t) um eine Phasenverschiebung Δϕ_TX1 bewirken. Der Ausgang des Verstärkers 102 kann (ggf. über ein passives Anpassnetzwerk) mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein. Das HF-Radarsignal y_RF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das empfangene HF-Radarsignal y_RF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 105 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 104 wird also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) zugeführt. Der Verstärker 105 kann z.B. ein LNA (Low-Noise Amplifier) sein.
Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Radarsignal y_RF(t) in das Basisband heruntermischt. Das resultierende Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) ist in 4 mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung (Verstärker 22) und eine Filterung (z.B. Bandpass 21 oder eine Kombination aus Hochpass und Tiefpass) bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) zur Detektion von Radar-Targets (zumindest eines von Abstand, Geschwindigkeit und DoA) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Der Mischer 104 kann auch als IQ-Mischer ausgebildet sein, der als Basisbandsignal ein komplexes Signal mit Realteil und Imaginärteil liefert. Die reelle Signalkomponente wird auch als In-Phase-Komponenten (I) und die imaginäre Komponente als Quadratur-Komponente (Q) bezeichnet (daher der Name IQ-Mischer).
Der Filter 21 in der analogen Basisbandverarbeitungskette kann als Serienschaltung von Hochpass und Tiefpass implementiert sein. Diese Filter können aktive oder passive RC-Filter sein, und die Filtercharakteristik hängt insbesondere von den Bauelementen (Widerstände und Kondensatoren) ab, aus denen der Filter aufgebaut ist (bei aktiven Filtern ist in der Regel auch ein Verstärker enthalten). Diese Bauelemente weisen herstellungsbedingte Toleranzen auf, weswegen die Filtercharakteristik von einer theoretischen Filtercharakteristik abweichen kann. Insbesondere können die Grenzfrequenzen der Hoch- und Tiefpassfilter in den verschiedenen RX-Kanälen variieren. Dies ist insofern problematisch, weil die produktionsbedingten Abweichungen der Grenzfrequenzen (und damit die Filtercharakteristik) in jedem Empfangskanal anders sein kann, was zu Fehlern bei der Detektion von Radarzielen führt. Im Folgenden wird ein Konzept beschrieben, das es erlaubt - für jeden RX-Kanal und basierend auf einem mathematischen Modell der Basisband-Filter - die Auswirkung der produktionsbedingten Abweichungen der Filtergrenzfrequenzen von ihren theoretischen Sollwerten auf die Phase des jeweiligen Basisbandsignals zu ermitteln, wodurch eine Korrektur der Phase bei der nachfolgenden digitalen Signalverarbeitung möglich wird.
Im Folgenden wird eine Herangehensweise zur Ermittlung des Phasengangs der Basisbandsignalverarbeitungskette des Empfangskanals RX1 beschrieben. Es versteht sich, dass bei MIMO-Systemen diese Herangehensweise für jeden Empfangskanal durchgeführt werden kann. Der RX-Kanal RX1 in 5 unterscheidet sich von dem RX-Kanal aus 4 lediglich durch den Koppler 106, der es ermöglicht, neben dem Antennensignal der Antenne 6 ein Testsignal s_TEST(t) in den HF-Signalpfad einzuspeisen. Dieses Einspeisen des Testsignals wird beispielsweise im Zuge eines End-of Line-Test (EOL-Test) durchgeführt. Vom Mischer 104 und der nachfolgenden Basisbandsignalverarbeitungskette 20 wird das Testsignal s_TEST(t) genauso verarbeitet wie ein Antennensignal. Verschiedene geeignete Koppler-Typen sind an sich bekannt wie z.B. Branch-Line-Koppler, Tapered-Line-Koppler, Rat-Race-Koppler, etc.
Im Folgenden wird davon ausgegangen, dass das Testsignal s_TEST(t) ein CW-Signal ist und die Frequenz f_TEST des Testsignals von der Frequenz f_LO des LO-Signals s_LO(t) um einen definierten Frequenzoffset f_X abweicht, d.h. f_TEST = f_LO+f_X. Das bedeutet, dass das auf dem Testsignal s_TEST(t) basierende Basisbandsignal y_BB(t) die Frequenz fx aufweist (bei abwesendem Antennensignal). Das heißt, der Basisband-Filter 21 „sieht“ ein CW-Signal mit der Frequenz f_X. Bei manchen Radarsystemen kann es möglich sein, als Alternative zu dem HF-Testsignal s_TEST(t) direkt ein Basisbandsignal mit der Frequenz f_X in die Basisbandsignalverarbeitungskette einzuspeisen. In diesem Fall wird der Koppler 106 nicht benötigt.
Das Basisbandsignal y_BB(t) mit der Frequenz f_X wird durch den Hoch- und Tiefpassfilter in der Basisbandsignalverarbeitungskette nach Maßgabe der Filtercharakteristik gedämpft. Das Ausgangssignal y(t) der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 wird digitalisiert (siehe 5, ADC 30) und die Amplitude des resultierenden Digitalsignals y[n] kann mittels digitaler Signalverarbeitung bestimmt werden. Die Amplitude A des Digitalsignals y[n] ist praktisch direkt proportional zu der Amplitude des Ausgangssignals y(t).
Um die Grenzfrequenzen von Hoch- und Tiefpasskomponente des Basisband-Filters 21 zu bestimmen, wird die Frequenz f_X (z.B. stufenweise) variiert und die resultierende Amplitude A des Digitalsignals y[n] für eine Vielzahl von verschiedenen Frequenzwerten für fx ermittelt. Diese Vorgehensweise ist exemplarisch in 6 dargestellt. Die frequenzabhängige Amplitude A(f_X) - d.h. der Betragsgang (magnitude response) - der Basisbandverarbeitungskette wird punktweise für eine Vielzahl von Werten von f_X ermittelt. Aus dem so gemessenen Betragsgang |A(f_X)| können die Grenzfrequenzen f_C1 und f_C2 ermittelt werden. Diese sind jene Frequenzen, bei denen die Amplitude z.B. um 6 dB (d.h. um ca. den Faktor 2) abgefallen ist. Das heißt, |A(f_C1)|/A₀ = |A(f_C2)|/A₀ = 1/2, wobei f_C1<f_C2 und A₀ die Amplitude an der 0dB-Linie bezeichnet (siehe 6). Es versteht sich, dass statt der 6dB-Grenzfrequenzen auch andere charakteristische Werte des Betragsgangs ermittelt werden können. Ein anderer charakteristischer Wert bzw. Schwellenwert (Threshold) ist z.B. die 3dB-Grenzfreuenz. Der Betragsgang wird auch als Amplitudengang (amplitude response) bezeichnet. Unter Frequenzgang (frequency response) wird üblicherweise ein Spektrum verstanden, das sich aus einem Betragsgang und einem Phasengang zusammensetzt. Die gemessene Betragsgangs-Information repräsentiert also den charakteristischen Verlauf der Beträge der Amplituden A(f_X) in Abhängigkeit der Frequenz.
Die ermittelten charakteristischen Werte (z.B. Grenzfrequenzen f_C1 und f_C2) können dazu verwendet werden, unter Verwendung eines Modells der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 den Phasengang der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 zu ermitteln. Dieser wird im Wesentlichen dominiert vom Phasengang des erwähnten Basisband-Filters 21. Die Grenzfrequenzen f_C1 und f_C2 sind Parameter des erwähnten (mathematischen) Modells der Filter. Wenn das Modell durch die Parameter f_C1 und f_C2 bestimmt ist, kann daraus direkt der Phasengang des Filters (oder der darin enthaltenen Filterstufen) berechnet werden. Beispielsweise kann der Filter 21 ein Bandpass sein, der aus einer Serienschaltung eines Hochpasses erster Ordnung und eines Tiefpasses sechster Ordnung besteht (es sind natürlich auch andere Filterordnungen möglich). Durch die Frequenz f_C1 ist das Modell des Hochpasses eindeutig bestimmbar, und durch die Frequenz f_C2 ist das Modell des Tiefpasses eindeutig bestimmbar. Aus den Modellen (d.h. den Übertragungsfunktionen) von Hochpass und Tiefpass kann in an sich bekannter Weise der Phasengang des gesamten Filters 21 berechnet werden.
Die Übertragungsfunktionen T_HP(j·ω) und T_LP(j·ω) charakterisieren jeweils den Hochpass und den Tiefpass der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette (j bezeichnet die imaginäre Einheit und ω=2πf die Kreisfrequenz). Das Produkt T_LP(j·ω)·T_HP(j·ω) charakterisiert die Serienschaltung der beiden Filterstufen (Hochpass und Tiefpass) im Filter 21. Den Übertragungsfunktionen T_LP(j·ω) und T_HP(j·ω) kann jeweils ein Phasengang zugeordnet werden, das sind Φ_LP(ω)=arg{T_LP(j·ω)} und Φ_HP(ω)=arg{T_HP(j·ω)}. Diese Übertragungsfunktionen modellieren die Filterstufen des Filters 21 für eine nominelle Grenzfrequenz f_REF1 bzw f_REF2. Die konkreten Phasengänge Φ_LP,k(ω) und Φ_HP,k(ω) für einen bestimmten RX-Kanal RXk können aus den gemessenen Grenzfrequenzen f_C1,k und f_C2,k wie folgt ermittelt werden (der Index k bezeichnet den RX-Kanal): $Φ_{LP,k} (ω) = Φ_{LP} (ω \cdot f_{C1,k} / f_{REF1}),$
$Φ_{HP,k} (ω) = Φ_{HP} (ω \cdot f_{C2,k} / f_{REF2}) .$
Der Gesamt-Phasengang Φ_k(ω) für den Kanal RXk ergibt sich im vorliegenden Beispiel aus der Summe Φ_k(ω) = Φ_LP,k(ω)+Φ_HP,k(ω) (gesamte vom Kanal RXk bewirkte Phasenverzerrung).
Nach dem oben beschriebenen Konzept kann für jeden RX-Kanal des Radarsystems ein Phasengang ermittelt werden. Die Phasengänge der einzelnen RX-Kanäle werden sich aufgrund produktionsspezifischer Streuungen/Toleranzen (geringfügig) unterscheiden. Im Radarbetrieb kann die Information bezüglich der Phasengänge zur Kompensation der Phasenunterschiede zwischen den einzelnen RX-Kanälen verwendet werden. Diese Kompensation erfolgt beispielsweise mittels digitaler Signalverarbeitung. Bei der üblichen Range-Doppler-Analyse können die für jeden RX-Kanal individuellen Phasengänge nach der ersten Fourier-Transformation im Frequenzbereich berücksichtigt werden.
Im Folgenden wird auf die Kalibrierung der von einem Kanal RXk bewirkten Phasenverzerrung während des normalen Radarbetriebs im Zuge des digitalen Post-Processing näher eingegangen. Die von dem Kanal RXk bewirkte Phasenverzerrung Φ_k(ω) entspricht folgender Übertragungsfunktion H(j·ω): $H (j \cdot ω) = exp (j \cdot Φ_{k} (ω)),$
wobei dieser Übertragungsfunktion H(j·ω) eine inverse Übertragungsfunktion $\bar{H} (j \cdot ω) = exp (- j \cdot Φ_{k} (ω)),$
zugeordnet werden kann, wobei H(j·ω)·H(j·ω) = 1 gilt. Die „1“ kann hier als Referenz-Übertragungsfunktion gesehen werden. Es versteht sich, dass auch eine beliebige andere Referenz verwendet werden kann (die jedoch für jeden Empfangskanal die gleiche ist). Das Ausgangssignal y(t) des betreffenden RX-Kanals RXk beinhaltet eine von der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette verursachte Phasenverzerrung, die durch die Übertragungsfunktion H(j·ω) beschrieben werden kann. Im Frequenzbereich kann diese Phasenverzerrung eliminiert werden durch eine Multiplikation mit der inversen Übertragungsfunktion H(j·ω), das heißt: $\bar{Y} (j \cdot ω) = Y (j \cdot ω) \cdot \bar{H} (j \cdot ω) = Y (j \cdot ω) \cdot exp (- j \cdot Φ_{k} (ω)),$
wobei Y(j·ω) die Fourier-Transformierte des Ausgangssignals y(t) bezeichnet $(Y (j \cdot ω) = F {y (t)},$

der Operator $F$
bezeichnet die Fourier-Transformation) und Y(j·ω) die Fourier-Transformierte des modifizierten Ausgangssignals y(t) bezeichnet, in dem die Phasenverzerrung des analogen Frontends kompensiert wurden. Dieser Vorgang kann auch als Phasen-Equalizing bezeichnet werden, wobei exp(-j·Φ_k(ω)) die Equalizing-Funktion ist. An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Multiplikation mit der für das Equalizing verwendeten Übertragungsfunktion H(j·ω) praktisch eine Multiplikation mit einer Fensterfunktion im Frequenzbereich darstellt. Das heißt, das Phasen-Equalizing kann ohne zusätzlichen Rechenaufwand umgesetzt werden, wenn die für das Equalizing verwendete Übertragungsfunktion H(j·ω) in eine ohnehin verwendete Fensterfunktion der nächsten Transformationsstufte (auch Doppler FFT genannt) hineingerechnet wird. Es versteht sich, dass die Fensterung nicht nur im Frequenzbereich, sondern auch im Zeitbereich durchgeführt werden kann. Beide Varianten sind mathematisch äquivalent.
Das Phasen-Equalizing kann effizient im Digitalbereich (digital domain) durchgeführt werden, da im normalen Radarbetrieb die Ausgangssignale y(t) der einzelnen RX-Kanäle ohnehin Fourier-transformiert wird. Im Digitalbereich kann obige Gleichung wie folgt geschrieben werden: $\bar{Y} [u] = Y [u] \cdot \bar{H} [u] = Y [u] \cdot exp (- j \cdot Φ_{k} [u]),$
wobei $Φ_{k} [u] = Φ_{k} (u / Ts) .$
In obiger Gleichung bezeichnet u die digitale Frequenz und Ts das Sampling-Zeitintervall. Die diskrete Fourier-Transformierte Y[u] des digitalen Radarsignals y[n] (siehe 5) kann beispielsweise mittels des FFT-Algorithmus berechnet werden (FFT = Fast Fourier Transform). Y[u] bezeichnet die diskrete Fourier-Transformierte des modifizierten Ausgangssignals y(t). Bei Verwendung einer gefensterten FFT kann das Phasen-Equalizing wie oben erwähnt in der Fensterfunktion berücksichtigt werden.
Das oben beschriebene Konzept ist in 7 schematisch dargestellt. Die von den RX-Kanälen gelieferten digitalen Radarsignale y_k[n] (k bezeichnet den RX-Kanal RXk, wobei k=1, ..., K) werden mittels einer Range-Doppler-Analyse ausgewertet. In einem Ausführungsbeispiel werden die digitalen Radarsignale y_k[n] in einem digitalen Frontend DFE vor der eigentlichen Range-Doppler-Analyse vorverarbeitet. Das digitale Frontend DFE enthält beispielsweise für jeden RX-Kanal einen digitalen Filter und kann optional auch eine Abtastratenkonvertierung enthalten.
Bei der Range-Doppler-Analyse werden in einer ersten Transformationsstufe (auch Range-FFT genannt) die (ggf. im DFE vorverarbeiteten) digitalen Radarsignale y_k[n] in den Frequenzbereich transformiert. An dieser Stelle kann das oben beschriebene Equalizing eingefügt werden. Anschließend werden die modifizierten Signale Y[u] (im Frequenzbereich) einer zweiten Transformationsstufe zugeführt (auch Doppler-FFT genannt). Das Ergebnis ist ein zweidimensionales Feld (Array) komplexer Zahlenwerte, die auch unter der Bezeichnung „Range Doppler Map“ bekannt ist.
Da das Equalizing für alle Kanäle mit dem gleichen modellbasierten (und von den gemessenen Parametern f_C1 und f_C2 abhängigen) Phasengang Φ_k(ω) = _ΦLP(ω·f_C1,k/f_REF1) + Φ_LP(ω·f_C2,k/f_REF2) durchgeführt wird, werden durch das Equalizing von dem analogen Frontend verursachte Phasenunterschiede zwischen den einzelnen digitalen Radar-Signalen y_k[n] kompensiert/ausgeglichen.
8 illustriert das Beispiel aus 5 detaillierter. Im Folgenden wird nur auf die Unterschiede zwischen 5 und 8 eingegangen; im Übrigen wird auf obige Beschreibung zu 5 verwiesen. Gemäß 8 ist ein Modulator MOD vorgesehen, der dazu ausgebildet ist, das LO-Signal s_LO(t) mit der Frequenz fx zu modulieren. Das HF-Testsignal s_TEST(t) weist somit (je nach Modulationsart) z.B. die Summenfrequenz f_LO+f_X auf, das resultierenden Basisbandsignal y_BB(t) (Ausgangssignal des Mischers 104) enthält ebenfalls eine Komponente mit der Frequenz fx. Das korrespondierende digitale Signal y[n] enthält ebenfalls eine Signalkomponente mit der Frequenz fx.
In dem dargestellten Beispiel wird während der Messung des Betragsgangs A(fx) das digitale Frontend DFE überbrückt (bypassed), um das Messergebnis nicht zu verfälschen. Während des normalen Radarbetriebs (d.h. bei der Detektion von Radarzielen) ist das digitale Frontend hingegen aktiv (d.h. wird nicht überbrückt, siehe 7).
9 illustriert eine Modifikation des Beispiels aus 8. Im Folgenden werden lediglich die Unterschiede zwischen 8 und 9 diskutiert. Anders als im vorherigen Beispiel ist das Testsignal s_TEST(t) kein HF-Signal, sondern ein Basisbandsignal mit einer Signalkomponente mit der Frequenz fx. Das Testsignal s_TEST(t) kann demnach ein sinusförmiges Signal mit der Frequenz sein, welches direkt in die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 eingespeist wird (anstatt des Mischerausgangssignals). Der Koppler 106 aus 8 wird in diesem Fall nicht benötigt. Anstatt die Frequenz fx schrittweise zu verändem und die zugehörigen Beträge |A(fx)| sequenziell zu ermitteln (d.h. für f_X={f_X1, f_X2, ..}), kann das Testsignal s_TEST(t) auch mehrere Frequenzkomponenten fxi, f_X2, etc. umfassen (Multitonsignal). In diesem Fall ist die Bestimmung der Beträge |A(f_X1)|, |A(f_X2)| etwas komplexer, kann jedoch in einem Vorgang erfolgen.
Die oben beschriebenen Funktionen zum Kalibrieren der analogen Signalverarbeitungskette eines Radar-Empfangskanals sind in dem Flussdiagramm aus 10 zusammengefasst. Gemäß 10 umfasst das Verfahren das Messen von Betragsgangs-Informationen einer analogen Basisbandsignalverarbeitungskette (siehe z.B. 5, Signalverarbeitungskette 20) eines Empfangskanals RXk (k= 1, 2, etc.) eines Radarsystems (siehe 10, Schritt S1). Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln - basierend auf den gemessenen Betragsgangs-Informationen - mindestens eines Werts (siehe z.B. 6, Grenzfrequenzen f_C1, f_C2), der mindestens eine Frequenzgrenze der ersten Basisbandsignalverarbeitungskette charakterisiert (siehe 10, Schritt S2), sowie das Ermitteln eines Phasengangs Φ_k(ω) für die Basisbandsignalverarbeitungskette basierend auf dem mindestens einen Wert (z.B. Grenzfrequenzen f_C1, f_C2) und einem Modell der Basisbandsignalverarbeitungskette (siehe 10, Schritt S3). Das Verfahren umfasst weiter das Digitalisieren eines Ausgangssignals y_k(t) (k=1, 2, etc.) der Basisbandsignalverarbeitungskette (siehe 10, Schritt S4) sowie die digitale Verarbeitung des digitalisierten Ausgangsignals y_k[n], wobei basierend auf dem ermittelten Phasengang Φ_k(ω) ein Phasen-Equalizing während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems durchgeführt wird (siehe 10, Schritt S5, sowie 7).
Das in 10 skizzierte Verfahren kann für einige oder alle Empfangskanäle RXk des Radarsystems durchgeführt werden. Durch das Phasen-Equalizing werden - während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems - Unterschiede in den Phasengängen Φ_k(ω) der jeweiligen Basisbandsignalverarbeitungsketten kompensiert.

Claims

Ein Verfahren, das folgendes umfasst: Messen von Betragsgangs-Informationen einer ersten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette (20) eines ersten Empfangskanals (RX1) und einer zweiten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette eines zweiten Empfangskanals (RX2) eines Radarsystems; Ermitteln - basierend auf den gemessenen Betragsgangs-Informationen - eines ersten Werts, der eine Frequenzgrenze der ersten Basisbandsignalverarbeitungskette charakterisiert, und eines zweiten Werts, der eine korrespondierende Frequenzgrenze der zweiten Basisbandsignalverarbeitungskette charakteri si ert; Ermitteln von Phasengängen (Φ_k(ω)) für die erste und die zweite Basisbandsignalverarbeitungskette (20) basierend auf dem ersten und zweiten Wert und einem Modell der Basisbandsignalverarbeitungsketten (20); Digitalisieren eines Ausgangssignals (y₁(t)) der ersten Basisbandsignalverarbeitungskette und eines Ausgangssignals (y₂(t)) der zweiten Basisbandsignalverarbeitungskette; und Kompensieren von Unterschieden in den Phasengängen (Φ_k(ω)) der ersten und der zweiten Basisbandsignalverarbeitungskette (20) mittels digitaler Signalverarbeitung der digitalisierten Ausgangssignale (y₁[n], y₂[n]) während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der erste Wert eine obere Grenzfrequenz (f_C2) der ersten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette und der zweite Wert eine obere Grenzfrequenz der zweiten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette ist
Das Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei weiter untere Grenzfrequenzen der ersten und zweiten analogen Basisbandsignalverarbeitungskette ermittelt werden, und wobei die Phasengänge (Φ_k(ω)) für die erste und zweite Basisbandsignalverarbeitungskette basierend auf den zugehörigen oberen und unteren Grenzfrequenzen und einem Model der Basisbandsignalverarbeitungsketten ermittelt werden.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Betragsgangs-Informationen während eines End-of-Line-Tests gemessen werden.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Messen der Betragsgangs-Informationen umfasst: Einspeisen eines Basisbandsignals (y_BB(t)) mit einer definierten Frequenz (fx) in die jeweilige Basisbandsignalverarbeitungskette (20) und Ermitteln eines zugehörigen Amplitudenbetrags (|A(fx)|) des Ausgangssignals (y_k(t)) der Basisbandsignalverarbeitungskette (20) und Wiederholen des Einspeisens und Messens für eine Vielzahl weiterer Frequenzen.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Messen der Betragsgangs-Informationen umfasst: Einspeisen eines Multiton-Basisbandsignals (y_BB(t)), das eine Vielzahl definierter Frequenzen (f_X1, f_X2, ...) aufweist, in die jeweilige Basisbandsignalverarbeitungskette (20) und Ermitteln der zugehörigen Amplitudenbeträge (|A(f_X1)|, |A(f_X2)|, ...) des Ausgangssignals (y_k(t)) der Basisbandsignalverarbeitungskette (20).
Das Verfahren gemäß Anspruch 5, wobei das Einspeisen des Basisbandsignals (y_BB(t)) für jeden Empfangskanal (RX1, RX2) umfasst: Erzeugen eines HF-Testsignals (s_TEST(t)) und Mischen des HF-Testsignals (s_TEST(t)) in das Basisband mit Hilfe eines Lokaloszillatorsignals (s_LO(t)) des Radarsystems.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems die digitalisierten Ausgangssignale (y₁[n], y₂[n]) der Empfangskanäle (RX1, RX2) mittels einer gefensterten Fourier-Transformation unter Verwendung von Fensterfunktionen in den Frequenzbereich transformiert werden und wobei die Fensterfunktionen von den Phasengängen der Basisbandsignalverarbeitungsketten der jeweiligen Empfangskanäle (RX1, RX2), abhängen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 8, wobei auf die mittels gefensterter Fourier-Transformation transformierten Ausgangssignale (y₁[n], y₂[n]) einer weiteren Fourier-Transformation unterzogen werden, um eine Range-Doppler-Map zu ermitteln.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Basisbandsignalverarbeitungsketten jeweils eine Hochpass- und eine Tiefpasscharakteristik aufweisen und die ermittelten Phasengänge jeweils eine Überlagerung eines Hochpass-Phasengangs (Φ_HP,k(ω)) und eines Tiefpass-Phasengangs (Φ_LP,k(ω)) darstellen.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei der erste Empfangskanal (RX1) in einem ersten Radar-Chip integriert ist und der zweite Empfangskanal (RX2) in einem zweiten Radar-Chip integriert ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das Messen von Betragsgangs-Informationen mittels digitaler Signalverarbeitungen der digitalisierten Ausgangssignale (y₁[n], y₂[n]) erfolgt, wobei ein digitales Frontend überbrückt wird; und wobei beim Kompensieren von Unterschieden in den Phasengängen (Φ_k(ω)) das digitale Frontend nicht überbrückt wird.
Ein Verfahren, das folgendes umfasst: Messen von Betragsgangs-Informationen einer analogen Basisbandsignalverarbeitungskette (20) eines Empfangskanals (RXk) eines Radarsystems; Ermitteln - basierend auf den gemessenen Betragsgangs-Informationen - mindestens eines Werts (f_C1, f_C2), der mindestens eine Frequenzgrenze der Basisbandsignalverarbeitungskette (20) charakterisiert; Ermitteln eines Phasengangs (Φ_k(ω)) für die Basisbandsignalverarbeitungskette (20) basierend auf dem mindestens einen Wert (f_C1, f_C2) und einem Modell der Basisbandsignalverarbeitungskette (20); Digitalisieren eines Ausgangssignals (y₁(t)) der Basisbandsignalverarbeitungskette (20); und digitales Verarbeiten des digitalisierten Ausgangsignals (y₁[n]), wobei basierend auf dem ermittelten Phasengang (Φ_k(ω)) ein Phasen-Equalizing während des normalen Radarbetriebs des Radarsystems durchgeführt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, wobei das digitale Verarbeiten des digitalisierten Ausgangsignals (y₁[n]) umfasst: Transformieren des digitalisierten Ausgangsignals (y₁[n]) in den Frequenzbereich in einer ersten Fourier-Transformationsstufe, Anwenden einer Fensterfunktion auf das transformierte Ausgangsignals (y₁[n]) und anschließendes Anwenden einer zweiten Fourier-Transformationsstufe, wobei die Fensterfunktion von dem ermittelten Phasengang (Φ_k(ω)) abhängt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei vor der ersten Fourier-Transformationsstufe das digitalisierte Ausgangsignals (y₁[n]) in einem digitalen Frontend vorverarbeitet wird, und wobei das digitale Frontend beim Messen der Betragsgangs-Informationen überbrückt ist.