WO2010040584A2

WO2010040584A2 - Kalibration einer radareinheit mit gerätespezifischen korrekturkurven

Info

Publication number: WO2010040584A2
Application number: PCT/EP2009/060409
Authority: WO
Inventors: Peter Feil
Original assignee: Endress+Hauser Gmbh+Co.Kg
Priority date: 2008-10-06
Filing date: 2009-08-12
Publication date: 2010-04-15
Also published as: US20110181458A1; US8847816B2; WO2010040584A3; DE102008050117A1

Abstract

Ein Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals in einer Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb, welches folgende Schritte umfasst: Aufzeichnen eines Referenzsignals als Funktion der Zeit in einer Referenzmessung, Ableiten eines Fehlerkorrektursignals aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, wobei das Fehlerkorrektursignal überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind, Aufzeichnen eines Messsignals, und Korrigieren des Messsignals entsprechend dem Fehlerkorrektursignal mittels digitaler Signalverarbeitung.

Description

Kalibration einer Radareinheit mit gerätespezifischen Korrekturkurven

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals in einer Radareinheit gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 Des weiteren betrifft die Erfindung eine Signalauswerteeinheit für eine Radareinheit gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 20, sowie eine Radareinheit mit einem Sendezweig und einem Empfangszweig gemäß dem Oberbegriff des Anspruch 22

Bes Radareinheiten, die nach dem FMCW- (Frequency Modulated Continuous Wave) Pπnztp arbeiten, treten im Empfangssignal eine Reihe verschiedener Störungen auf Ursache für derartige Störungen ist beispielsweise, dass die Signalstarke über die gesendete Frequenzrampe hinweg variiert, dass gerateinterne Signaluberkoppiungen und Signalreflexionen auftreten, etc. Außerdem werden durch die Signalerzeugung und Frequenzgange der verwendeten Bauelemente Effekte verursacht, die entsprechende Störungen im Empfangssignal zur Folge haben

In der Europaischen Patentschrift EP 0963561 B1 ist ein Sensorsystem beschrieben, bei dem mittels einer internen Verzogerungseinπchtung ein mit dem Messssgnal vergleichbares Bezugssignai erzeugt wird Zu alien Zeitpunkten, an denen dieses Bezugssignai eine definierte Phase, z B einen Nulldurchgang, aufweist, wird das Messsignal vorzugsweise in digitalisierter Form abgespeichert Diese Werte des Messsignals können dann ausgewertet werden, unabhängig von den fehlerhaften Schwankungen der Phase, die von der Signalquelle oder anderen Komponenten der Vorrichtung hervorgerufen werden

In der US-Patentanmeidung US2005/0001761 ist ein Verfahren zur Lineaπsierung des nichtlinearen rampenformigen Verlaufs der Sendefrequenz bei FMCW-Radaremheiten beschrieben Das Verfahren umfasst einen Schritt des Korπgierens eines Phasenterms auf der Empfangerseite des FMCW-Radargerats Die Korrektur dient dazu, einen Phasenfehler im Empfangssignal zu kompensieren Dabei wird der Korrekturterm zur Kompensation des Phasenfehlers iterativ bestimmt Die Iteration wird dann gestoppt, wenn sich die Parameter bei aufeinanderfolgenden Iterationen um weniger als einen vorgegebenen Grenzwert ε andern Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verringerung von Störungen sowie eine Signalauswerteeinhett für eine Radareinheit zur Verfügung zu stellen, welche eine effektive Korrektur von geräteintern verursachten Fehlern ermöglichen.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die in den Ansprüchen 1 , 20 und 22 angegebenen Merkmale.

Vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals in einer Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetrieb umfasst die Schritte des Aufzeichnens eines Referenzsignals als Funktion der Zeit in einer Referenzmessung; des Ableitens eines Fehlerkorrektursignals aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, wobei das Fehlerkorrektursignal überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind; des Aufzeichnens eines Messsignals; und des Korrigierens des Messsignals entsprechend dem Fehlerkorrektursignaf mittels digitaler Signaiverarbeitung.

In Radareinheiten, die entsprechend dem FMCW- (Frequency Modulated Continuous Wave) Prinzip arbeiten, treten typischerweise eine Mehrzahl von geräteinternen Fehlern auf, die das Empfangssignal beeinträchtigen und eine Auswertung der Zielfrequenzkomponenten erschweren.

Zur Beseitigung dieser gerätespezifischen Fehler wird vorgeschlagen, eine Referenzmessung durchzuführen und eine Referenzkurve aufzuzeichnen, welche die jeweiligen Fehler der Radareϊnheit aufzeigt. Aus dieser Referenzkurve kann dann beispielsweise durch Filterung ein Fehlerkorrektursignal abgeleitet werden, das dann zur Korrektur des jeweiligen Fehlers verwendet werden kann. Beispielsweise können in dem Fehlerkorrektursignal diejenigen Spektralbereiche isoliert bzw. hervorgehoben werden, die durch den jeweiligen Fehler geprägt sind.

Das so ermittelte Fehlerkorrektursignal kann dann zur Korrektur von Messsignafen eingesetzt werden. Mittels digitaler Signalverarbeitung können insbesondere die fehlerbehafteten Bereiche des Messsignals mit Hilfe des Fehlerkorrektursignals korrigiert werden. A!s Ergebnis erhält man ein korrigiertes Messsignal von verbesserter Qualität. Dadurch wird insbesondere eine genauere Analyse der im Messsignal enthaltenen Zielfrequenzkomponenten ermöglicht.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform wird das erfindungsgemäße Verfahren zur Verringerung von Nahbereichs-Störsignalanteilen eingesetzt. Dabei umfasst das Verfahren die Schritte des Aufzeichnens des Referenzsignals, des Ableitens des Fehlerkorrektursignals aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, wobei das Fehlerkorrektursignal Nahbereichs-Störsignalanteile, aber keine

Zielfrequenzkomponenten aufweist, des Aufzeichnens des Messsignals, sowie des Erzeugens eines korrigierten Messsignal mit verringertem Anteil von Nahbereichs- Störsignalanteilen durch Subtraktion des Fehlerkorrekturεignals von dem Messsignal.

Niederfrequente Störsignalanteiie, welche auch als „Nahbereichs-Clutter" bezeichnet werden, können beispielsweise durch geräteinterne Überkopplungen oder Signalreflexionen entstehen. Zur Verringerung bzw. Beseitigung dieser niederfrequenten Störsignalanteile wird aus einem aufgezeichneten Referenzsignal ein Fehlerkorrektursignal abgeleitet, das lediglich die niederfrequenten Störsignalanteile aufweist. Dies kann beispielsweise durch Tiefpassfilterung geschehen.

Mittels digitaler Signalverarbeitung kann der Nahbereichs-Clutter anschließend durch phasentreue Subtraktion des Fehlerkorrektursignals eliminiert werden. Dadurch werden die Störsignalanteile, die die Zielfrequenzen im Nahbereich überlagern, beseitigt. Nach Durchführung einer derartigen Nullkalibration können insbesondere die Zielfrequenzen im Nahberetch besser und mit höherer Empfindlichkeit als bisher analysiert werden.

Gemäß einer anderen vorteilhaften Ausführungsform wird das erfindungsgemäße Verfahren zur Dispersionskorrektur eines Messsignals eingesetzt. Dabei umfasst das Verfahren die Schritte des Aufzeichnens des Referenzsignais, welches eine definierte Zieifrequenzkomponente aufweist, welche von einem einzelnen Ziel verursacht wird, des Ableitens von mindestens einem Fehlerkorrektursägnai zur Korrektur von gerätespezifischen Dispersionsfehlern aus dem aufgezeichneten Referenzsignal, des Aufzeichnens des Messsignals, und des Korrigierens des Messsignals entsprechend dem mindestens einen Fehierkorrektursignal und Erzeugen eines um die gerätespezifischen Dispersionsfehler korrigierten Messsignals mittels digitaler Signalverarbeitung.

Als Disperstonsfehler werden Amplitudenfehler und Phasenfehler eines Messsignals bezeichnet, die in Abhängigkeit von der Frequenz variieren. Dispersionsfehler können beispielsweise infolge von Nichtlinearitäten im Verlauf der Frequenzrampe des Sendesignals, aber auch als Folge der Frequenzgänge der verwendeten Komponenten entstehen. Zur Verringerung bzw. Beseitigung dieser Dispersionsfehler wird ein Referenzsignal aufgezeichnet, das eine von einem einzelnen Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente umfasst. Aus diesem Referenzsignal können ein oder mehrere Fehlerkorrektursignaie zur Korrektur der Amplituden- und/oder Phasenfehier abgeleitet werden. Mittels digitaler Signalverarbeitung können die Dispersionsfehler von aufgezeichneten Messsignalen entsprechend diesen Fehierkorrektursignalen korrigiert werden.

Auf diese Weise wird ein korrigiertes Messsignal erzeugt, das beispielsweise eine konstante Signalamplitude oder eine linear ansteigende Phase aufweist. Das korrigierte Messsignal ist besser auswertbar und ermöglicht eine genauere Analyse der Zielfrequenzkomponenten.

Nachfolgend ist die Erfindung anhand mehrerer in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Radareinheit, welche nach dem FMCW-Prinzip arbeitet;

Fig, 2 den zeitlichen Verlauf der Frequenz des Sende- und Empfangssägnals;

Fig. 3 ein Referenzsignal für die Nullkalibration vor und nach einer Tiefpassfilterung;

Fig. 4 einen Frequenzgang eines zum Filtern der Referenzkurve geeigneten Tiefpassfilters;

Fig. 5 eine Messanordnung zur Aufzeichnen eines Referenzsignals für die

Dispersionskalibration;

Fig. 6 ein Referenzsignal für die Dispersionskalibration vor und nach der

Bandpassfilterung; Fig. 7 einen Frequenzgang eines zum Filtern der Referenzkurve geeigneten Bandpassfilters;

Fig. 8 ein AmpJitudenkorrektursignal und ein Phasenkorrektursignal zur Kompensation von Amplituden- und Phasenvariationen des Zwischenfrequenzsignals; und Fig. 9 ein Messsignal sowie ein Frequenzspektrum des Messsignals vor und nach der Durchführung von verschiedenen Korrekturen.

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Radareinheit gezeigt, welche nach dem FMCW- (Frequency Modulated Continuous Wave) Prinzip arbeitet. Der Sendezweig der Radareinheit umfasst eine Hochfrequenzquelle 100, weiche ein frequenzmoduliertes Sendesignai 101 erzeugt. Das frequenzmoduiierte Sendesignal 101 wird einem Dreitorelement 102 zugeführt und dort in eine erste Sendesignalkomponente 103 und eine zweite Sendesignalkomponente 104 aufgeteilt. Die erste Sendesignalkomponente 103 wird an ein Sendetor 105 abgegeben und über eine Antenne als Radarsignai abgestrahlt. Die zweite Sendesignalkomponente 104 dient als Lokalosziilatorsignal und wird dem Mischer 106 zugeführt.

In Fig. 2 ist die Frequenz des frequenzmodulierten Sendesignals 200 als Funktion der Zeit dargestellt. Es ist zu erkennen, dass die Frequenz des Sendesignals 200 abwechselnd iinear ansteigt und wieder absinkt, so dass sich insgesamt ein dreiecksförmiger Verlauf ergibt. Während einer ersten Modulationsperiodendauer T₀ wird die Frequenz des Sendesignals iinear von der Frequenz f₀ auf die Frequenz f₀ + Δf₀ erhöht, wobei die Größe Δf₀ ais Frequenzhub bezeichnet wird. Während einer darauffolgenden zweiten Modulationsperiodendauer T₀ wird die Frequenz ausgehend von f₀ + Af₀ wieder iinear auf f₀ zurückgeführt. Alternativ zu dem dreiecksförmigen Verlauf könnte die Frequenz des Sendesignals auch einen sägezahnförmigen Frequenzveriauf aufweisen.

Die Frequenzen von Radar-Sendesignalen bewegen sich beispielsweise im Bereich von etwa 5 GHz bis 100 GHz. Der Frequenzhub Δfo könnte beispielsweise einige GHz betragen. Die Modulationsperiodendauer könnte beispielsweise aus dem Bereich zwischen etwa 0,1 msec und 5 msec gewählt werden. Diese Angaben dienen lediglich zur Illustration typischer Größenordnungen, es sind allerdings auch Lösungen außerhalb dieser Bereiche möglich. Wie tn Fig. 1 gezeigt ist, wird ein Teil des abgestrahlten Sendesignais durch ein im Abstand R von der Radareinheit befindliches Ziel 107 zur Radareinheit zurückreflektiert. Das reflektierte Signal wird von der Antenne der Radareinheit empfangen und gelangt 5 zum Empfangstor 108, Eventueil wird das Empfangssignal 109 durch einen Verstärker 110 (gestrichelt eingezeichnet) verstärkt. Anschließend wird das Empfangssignal dem Mischer 106 zugeführt, der das Empfangssignal mit der Sendesignaikomponente 104 mischt. Am Ausgang des Mischers 106 erhält man ein Zwischenfrequenzsignal 11 1.

10 Für den Weg vom Sendetor 105 zum Ziel 107 und zurück zum Empfangstor 108 benötigt das Radarsignai eine Laufzeit τ, die sich darstellen lässt als

2 R c

15 wobei R den Zielabstand und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet.

In Fig. 2 ist zusätzlich zum Sendesignal 200 auch das um die Laufzeit τ zeitversetzte Empfangssignal 201 eingezeichnet. Während der vom Radarsignal benötigten Laufzeit τ steigt das vom Signalgenerator erzeugte Sendesignal 200 weiter an, so dass die

20 Frequenz des momentan abgestrahlten Sendesignals höher ist als die Frequenz des Empfangssignals. Infolge der Laufzeit τ des Radarsignals ergibt sich daher ein für die Laufzeit τ und damit für die Zielentfernung charakteristischer Frequenzunterschied zwischen Sende- und Empfangssigna!, der als Zielfrequenz f_Zιe\ bezeichnet wird. Die Zielfrequenz f_Zιeι ist in Fig. 2 ebenfalls eingezeichnet.

25

Die Zieifrequenz f_Zιe, lässt sich aus dem Frequenzhub Af₀ und der Modulationsperiodendauer T₀ des Sendesignals und aus der Laufzeit τ herleiten. Die Zielfrequenz f_2ie, ergibt sich zu

,_{0 f} _ ^Δf0 Δf₀ 2 - R

■5 U T 7_jpi — ^■ T — ' .

T₀ T₀ c Da die Größen Δf₀, T₀, c konstant sind, ergibt sich eine direkte Proportionalität zwischen der Zielfrequenz f_Zιeμ und der zugehörigen Zielentfernung R. Das vom Mischer 106 in Fig. 1 erzeugte Zwischenfrequenzsignal 11 1 enthält daher Zielfrequenzkomponenten zu einem oder mehreren Zielen, aus denen sich jeweils die zugehörigen Zielentfernungen bestimmen lassen.

Das Zwischenfrequenzsignal 11 1 wird durch einen Abtasttiefpass 112 gefiltert, welcher Frequenzkomponenten oberhalb einer Grenzfrequenz unterdrückt. Das tiefpassgefiiterte Mischersignal wird durch einen Analog-Digital-Wandler 113 abgetastet und digitalisiert. Die so erhaltenen Abtastwerte werden der digitalen Signalverarbeitungseinheit 114 zur Auswertung zugeführt, welche die im Zwischenfrequenzsignal 111 enthaltenen Zielfrequenzkomponenten bestimmt. Vorzugsweise führt die digitale Signalverarbeitungseinheit 114 eine Fouriertransformation (Fast Fourier Transform, FFT) der Abtastwerte durch, wobei aus den Peaks des Fourierspektrums dann unmittelbar die Zielentfernungen bestimmt werden können.

Zur Erzeugung des frequenzmodulierten Sendesignals 101 mit einem weitgehend linearen Frequenzverlauf umfasst die Hochfrequenzquelle 100 einen spannungsgesteuerten Oszillator 1 15 (VCO, Voitage Controlled Oscillator), der ein frequenzmoduliertes Signa! mit einer Frequenz in der Größenordnung von 6,5 GHz erzeugt. Die Frequenz dieses Signals wird durch einen Frequenzvervielfacher 116 verdoppelt, anschließend wird das Signal durch einen Verstärker 1 17 verstärkt und durch einen weiteren Frequenzvervielfacher 118 auf die gewünschte Radarfrequenz in der Größenordnung von 78 GHz gebracht.

Zur Erzeugung eines weitgehend linearen Frequenzrampe wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 1 15 phasenstarr über einen Teiler 119 und einen Phasenregelkreis 120 (PLL, Phase Locked Loop) an ein präzises Frequenzsignal 121 angekoppelt, das den gewünschten Frequenzverlauf aufweist. Das präzise Frequenzsignal 121 wird von einem DDS-Baustein 122 (DDS, Direct Digital Synthesis) zur Verfügung gestellt, der einen Quartzosziilator umfasst. Der Phasenregler 120 liefert das zur Steuerung der Frequenzrampe des spannungsgesteuerten Oszillators 1 15 benötigte Spannungssignal 123. Durch diese Schaltungsanordnung wird erreicht, dass die Frequenzrampe des hochfrequenten Sendesignals 101 der präzisen niederfrequenten Frequenzrampe des DDS-Bausteins 122 phasenstarr folgt. Diese Tatsache hat zur Folge, dass Messungen jederzeit phasenrichtig reproduzierbar sind

Insbesondere durch die Trägheit des Phasenregelkreises zeigt der Frequenzverlauf des Sendesignals 101 trotz dieser aufwändigen Schaltungsanordnung geringfügige nichtlineare Abweichungen vom idealen linearen Verlauf.

Darüber hinaus treten bei der in Fig 1 gezeigten Radareinheit innerhalb des Mischers 106 Signalüberkopplungen der Sendesignalkomponente 104 auf das Eingangstor 124 des Mischers 106 auf. Ein Bruchteil der Sendesignalkomponente 104 wird direkt auf das Eingangtor 124 des Mischers 106 gekoppelt. Ein Teil der überkoppelten Signalintensität breitet sich zunächst in Richtung zum Verstärker 110 aus und wird dann (beispielsweise am Ausgang des Verstärkers 1 10) zum Mischer 106 zuruckreflektiert. Darüber hinaus kann es beispielsweise an Leitungsdiskontinuitaten im Empfangszweig zu weiteren Signalreflexionen kommen Diese Überkopplungseffekte sind in Fig. 1 durch einen Pfeil 125 veranschaulicht. Infolge dieser ύberkopplungseffekte gelangt neben dem Empfangssignal auch ein Bruchteil der Sendesignalkomponente 104 zu dem Eingangstor 124, an dem das Empfangssignai anliegt. Dies hat zur Folge, dass die Sendesignalkomponente 104 im Mischer 106 mit einem geringfügig verzögerten Abbild ihrer selbst multipliziert wird. Dadurch kommt es insbesondere im Bereich kleiner Zielabstände, also im niederfrequenten Nahbereich, zu Storsignalanteilen im Basisband, dem sog. Nahbereichs-Clutter

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können diese Stόrsignalanteile dadurch verringert bzw. unterdrückt werden, indem zuerst eine Korrekturkurve für die Korrektur der niederfrequenten Storanteile aufgezeichnet wird. Anschließend wird diese Korrekturkurve dann von einem digitalisierten Messsignal subtrahiert, um so die niederfrequenten Storanteile weitgehend zu beseitigen.

Eine erste Vorgehensweise zur Aufzeichnung der Korrekturkurve ist, in einer weitgehend reflexionsfreien Messumgebung ein Referenzsigna! aufzuzeichnen, das lediglich die geräteinternen Storsignalanteile aufweist und keine Zielfrequenzkomponenten enthält Die Messumgebung ist so gestaltet, dass keine Reflexionen auftreten, die zur Entstehung von Zielfrequenzkomponenten führen würden. Nachdem das Referenzsignal in der spezifischen Messumgebung aufgezeichnet wurde, wird es abgespeichert und kann fortan als Fehlerkorrektursignal zur Korrektur der niederfrequenten Störsignaianteile verwendet werden.

Gemäß einer zweiten Vorgehensweäse wird ein aufgezeichnetes Referenzsignal einer digitalen Tiefpassfilterung unterworfen, um auf diese Weise ein Fehlerkorrektursignal zu erhalten. Bei dieser Vorgehensweise muss die Radarmesseinheit nicht in einer spezifischen Messumgebung vermessen werden, sondern kann zur Aufzeichnung des Referenzsignals in der normalen Messumgebung bleiben. Dabei kann das aufgezeichnete Referenzsignal beispielsweise sowohl niederfrequente Störsignalanteile als auch höherfrequente Zielfrequenzkomponenten enthalten, welche von Zielen innerhalb der Messumgebung verursacht werden. Diese höherfrequenten Zieifrequenzkomponenten werden durch die anschließende Tiefpassfilterung weggefiltert. Eine derartige Tiefpassfilterung kann mittels digitaler Signalverarbeitung durchgeführt werden. Als Ergebnis der Tiefpassfilterung erhält man ein Fehlerkorrektursignal, welches nur die niederfrequenten Störsignalanteile umfasst, und welches daher zur Korrektur der niederfrequenten Störsignalanteile im eigentlichen Messsignaϊ herangezogen werden kann.

Fig. 3 zeigt eine gemessene gerätespezifäsche Referenzkurve 300 als Funktion der Zeit. Es wurden 1 ,5x10⁴ Abtastwerte gemessen, die restlichen Abtastwerte ab der gestrichelten Linie 301 wurden durch autoreg ressäve Extrapolation ergänzt, um die digitale Tiefpassfilterung später besser durchführen zu können. Anhand von Fig. 3 kann erkannt werden, dass die gerätespezifische Referenzkurve 300 sowohl einen niederfrequenten Störsignalanteil als auch eine höherfrequente Oszillation aufweist.

Als nächstes wird die Referenzkurve 300, die aus einer Folge von Abtastwerten besteht, mittels digitaler Signalverarbeitung einer Tiefpassfilterung unterzogen. In Fig. 4 ist die Filtercharakteristik 400 des Tiefpasses in Dezibel als Funktion der Zielentfernung R gezeigt. Die obere Grenzfrequenz des Tiefpasses entspricht einem maximalen Zielabstand von ca. 0,9 m. Zielfrequenzkomponenten von Zielen, die mehr als 0,9 m von der Radareinheit entfernt sind, werden unterdrückt, während Zielfrequenzen im Nahbereich durchgelassen werden.

In der digitalen Signalverarbeitung sind verschiedene Möglichkeiten zur Realisierung eines digitalen Tiefpassfiiters bekannt. Wichtig ist, dass zur Tiefpassfilterung ein nullphasiges Filter verwendet wird, um die Phasenbeziehung des Messsignals zu erhalten.

Eine erste Möglichkeit ist, ein sog. FIR-Filter (Finite Impulse Response Filter), also ein digitales Filter mit endlicher Impulsantwort zur Realisierung eines nullphasigen Tiefpassfilters zu verwenden. Zur Realisierung des benötigten Tiefpasses sollte ein FiR- Filter von relativ hoher Ordnung verwendet werden.

Als weitere vorteilhafte Möglichkeit kann die nullphasige Tiefpassfilterung auch mit einem IIR-Filter (Infinite Impulse Response Filter) durchgeführt werden. Für die Tiefpassfilterung hat es sich als vorteilhaft erweisen, zuerst eine Vorwärtsfilterung und anschließend eine Rückwärtsfilterung mit einem rekursäven IIR-Filter niedriger Ordnung durchzuführen. Um insbesondere bei der Rückwärtsfilterung Transienten, also durch das Einschwingen des Filters bedingte Artefakte zu vermeiden, ist es vorteilhaft, das Referenzsignal 300 wie in Fig. 3 gezeigt mittels autoregressiver Analyse zu extrapolieren, um so die Folge der gemessenen Abtastwerte mit zusätzlichen rechnerisch bestimmten Werten fortzusetzen. Mit einer derartigen Extrapolation wird erreicht, dass die digitale Filterfunktion über den gesamten Bereich der gemessenen Abtastwerte hinweg genaue Resultate liefert.

In Fig. 3 ist zusätzlich zur Referenzkurve 300 auch eine tiefpassgefilterte Fehlerkorrekturkurve 302 gezeigt, die durch Tiefpassfiltem der Referenzkurve 300 erzeugt wurde. Dabei wurde ein digitales Tiefpassfilter mit der in Fig. 4 gezeigten Frequenzcharakteristik verwendet, in der tiefpassgefilterten Korrekturkurve 302 fehlen die in der Referenzkurve vorhandenen höherfrequenten Zielfrequenzkomponenten. Die tiefpassgefilterte Korrekturkurve 302 umfasst lediglich die niederfrequenten Störsignalanteile, die beispielsweise durch interne Überkopplungen oder Reflexäonen hervorgerufen sein könnten. Die so erhaltene Fehlerkorrekturkurve 302 dient zur Nullkalibration einer Messkurve, also zur Verringerung bzw. Unterdrückung von niederfrequenten Störsignalanteilen in einer Messkurve. Dazu wird die Korrekturkurve 302 gespeichert und von allen folgenden Messkurven subtrahiert. Auf diese Weise können die niederfrequenten Störanteile, der sog. Nahbereichs-Ciutter, in der Messkurve beseitigt werden. Dies ermöglicht eine verbesserte Empfindlichkeit bei der Auswertung der Messkurve und insbesondere bei der Bestimmung von Zielfrequenzkomponenten im Nahbereich, die bei bisherigen Lösungen von den niederfrequenten Störanteilen überlagert wurden.

Alternativ oder zusätzlich zur Korrektur von Störfrequenzanteilen im Nahbereich können auch Dispersionsfehler, die infoige von Amplituden- und Phasengängen der Hochfrequenzkomponenten, infolge von einer nicht exakt linearen Frequenzmodulation des Sendesignais, und infolge der Variation der Sendestärke über die Frequenzrampe hinweg entstehen, mithälfe geeigneter Korrekturkurven korrigiert werden.

Bei einem idealen FMCW-Radarsystem würde man als Antwort auf ein einzelnes Radarziel ein Empfangssignai mit einer einzigen Zielfrequenzkomponente erhalten, also ein Sinussignal mit konstanter Amplitude und linear ansteigender Phase. Infolge der oben beschriebenen Dispersionseffekte kommt es zu einer Amplituden- und Phasenvariation des Zwischenfrequenzsignals, das durch folgende Formel beschrieben werden kann:

s_ZF(t) = A_ZF(t)-cos[S .τ - t + Φ_ZF(t)]

Der Parameter S bezeichnet die Steilheit der Frequenzmodulation des Sendesignals und τ bezeichnet die Laufzeit zum Ziel und wieder zurück. A_ZF(t) beschreibt die Amplitudenvariation als Funktion der Zeit, während Φz_F(t) die Phasenvariation als Funktion der Zeit beschreibt. In einem idealen System wären A_ZF(t) und Φ_ZFO) konstant.

Eine Kalibratsonsmessung zur Eliminierung von Dispersionseffekten wird vorzugsweise mit einem einzelnen isolierten und starken Ziel in einer reflexionsarmen Messumgebung durchgeführt. Eine derartige Messumgebung ist in Fig. 5 dargestellt. Fig. 5 zeigt eine Radareinheit 500 mit einer Antenne 501 zum Abstrahlen und Empfangen eines frequenzmodulierten Radarsignals. Das Radarsignal wird an einem einzigen isolierten Ziel reflektiert, nämiich an dem Reflektor 502. Das reflektierte Signal wird von der Antenne 501 empfangen. Die Messumgebυng ist außerdem mit Absorbern 503, 504 ausgestattet, um weitere Reflexionen an anderen Zielen zu verhindern. Daher enthält das von der Radareinheit 500 empfangene Signal lediglich die vom Reflektor 502 verursachte Zielfrequenzkomponente. Dieses Signal wird von der Radareinheit 500 aufgezeichnet und dient als Referenzsignal für die Dispersionskorrektur.

In Fig. 6 ist das so ermittelte Referenzsignal 600 dargestellt. Das Referenzsignal 600 umfasst 1 ,5x10⁴ gemessene Abtastwerte, die bis zu der gestrichelten Linie 601 reichen. Weitere Abtastwerte wurden mittels autoregressiver Extrapolation ergänzt. Das Referenzsignal 600 umfasst eine niederfrequente Störkomponente, die wie oben beschrieben durch geräteiπterne Überkopplungen oder Reflexionen verursacht wird, sowie eine hochfrequente Zielfrequenzkomponente, die von dem einzelnen isolierten Ziel herrührt.

Alternativ oder zusätzlich zur Verwendung einer reflexionsarmen Messumgebung kann auch bei der Kalibrationsmessung für die Dispersionskorrektur der Entfernungsbereich mittels nullphasiger Filterung eingeschränkt werden. Bevorzugt wird dazu ein digitales Bandpassfilter verwendet, dessen Durchlassbereich so liegt, dass die von dem einzelnen isolierten Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente durchgelassen wird.

In Fig. 7 ist der Frequenzgang 700 eines geeigneten Bandpassfüters dargestellt. Durch die BandpassfÜterung werden die im Referenzsignal 600 enthaltenen niederfrequenten Störkomponenten weggefiltert. Die von dem einzelnen isolierten Ziei verursachte Zielfrequenzkomponente wird durchgelassen. Frequenzen oberhalb der Zielfrequenzkomponente werden unterdrückt.

Fig. 6 zeigt zusätzlich zu dem Referenzsignal 600 auch das bandpassgefilterte Referenzsignal 602, das keine niederfrequenten Störanteile mehr aufweist. In dem bandpassgefilterten Referenzsignal 602 ist die von dem isolierten Ziel verursachte Zielfrequenzkomponente zu erkennen, wobei die Amplitude der Zielfrequenzkomponente als Funktion der Zeit langsam abnimmt. Dies ist durch die einhüllende Kurve 603 veranschaulicht. Der Grund für diese Abnahme der Amplitude liegt darin, dass die Signalstärke im Sendezweig der Radareinheit während der in Fig. 2 gezeigten Frequenzmodulation mit zunehmender Sendefrequenz abnimmt. Durch diese Variation der Sendestärke über die Frequenzrampe hinweg wird die in Fig. 6 eingezeichnete Abnahme der Amplitude der Zieifrequenzkomponente verursacht.

Bei einer Hilberttransformation wird ein reeliwertiges Signal in ein kompiexwertiges Signal umgewandelt, indem zu dem reellwertigen Signal der um 90° phasenverschobene Realteil mit i multipliziert als Imaginärteil hinzuaddiert wird. Mittels einer Hiiberttransformation erhalt man aus dem reellwertigen Signal s_Zp(t) das sogenannte analytische Signal s|_F(t) .

s|_F(t) ₌ A_ZF(t)- e' ϊ^{S τ t +φ}^^(t)]

Nach Abspaltung des linearen Phasenterms erhalt man eine komplexe Hüllkurve env|_F(t) der Amplituden- und Phasenvariation, welche die geratespezifischen Dispersionseffekte beschreibt.

env!_F(t) = A_2F(t) - e^{l φ}^^(t)

Der Amplitudenterm A_ZFW beschreibt die Amplitudenvariation des Zwischenfrequenzsignals als Funktion der Zeit. Diese Amplitudenvaπation wird in erster Linie dadurch verursacht, dass die Stärke des von der Radareinheit erzeugten Sendesignals während der in Fig. 2 gezeigten Frequenzmodulation variiert. Der Phasenterm e^{1 φ}z^p(t) beschreibt die Abweichung der Phase des Zwischenfrequenzsignals vom idealen Verhalten. Die Phasenvariation Φ_ZFO) wird zum einen durch nichtlineare Abweichungen von der idealerweise linearen Frequenzrampe des Sendesignals verursacht. Auch bei der aufwändigen Realisierung der in Fig. 1 gezeigten Hochfrequenzquelle 100 treten derartige nichthneare Abweichungen auf. Des weiteren werden auch durch die Frequenzgange der in der Radareinheit verwendeten Bauelemente Phasenabweichungen hervorgerufen.

Diese komplexwertige Hullkurve env|_F(t) kann nun zur Korrektur der gerateintern verursachten Dispersionseffekte verwendet werden. Zu diesem Zweck werden alle folgenden Messungen durch diesen Term env|_F(t) dividiert, um so die geräteintern verursachte Amplituden- und Phasenvariation zu kompensieren.

Hierzu kann die komplexe Hϋllkurve in ein Amplitudenkorrektursignal zur Korrektur der Amplitudenvariation und ein Phasenkorrektursignal zur Korrektur der Phasenvariation des Zwischenfrequenzsignals aufgeteilt werden. In Fig. 8A ist ein aus dem

Referenzsignal 602 abgeleitetes Ampiitudenkorrektursignal 800 gezeigt, weiches zum

Ausgleich der Amplitudenvariation mit einem aufgezeichneten Messsignal multipliziert werden kann. Um die in Fig. 6 erkennbare Verringerung der Amplitude zu kompensieren, ist im Amplitudenkorrektursignal 800 ein entsprechender Anstieg zu erkennen.

In Fig. 8B ist ein aus dem Referenzsignal 602 abgeleitetes Phasenkorrektursignal 801 dargestellt, wobei die Phasenkorrektur (in rad) als Funktion der Zeit aufgetragen ist. Durch Anwendung dieser Korrekturphase auf ein aufgezeichnetes Messsignal kann die Phase des Messsignals um geräteintern verursachte Nichtlinearitäten korrigiert werden. Dadurch wird eine Linearisierung der Phase des Messsignals erreicht.

Die Korrektur zur Unterdrückung der Nahbereich-Störsignalanteile und die Dispersionskorrektur können nacheinander durchgeführt werden, um so eine Verbesserung der Signalqualität eines Messsignals zu erzielen. Dies ist in den Fig. 9A bis 9C dargestellt. Fig. 9A zeigt das vom Analog-Digitai-Wandler gelieferte digitalisierte Messsignal 900 als Funktion der Zeit, wobei die niederfrequenten Störsignalanteile deutlich zu erkennen sind. Durch Subtraktion eines Fehlerkorrektursignals, welches lediglich die Nahbereich-StörsignalanteÜe umfasst, erhält man das in Fig. 9B gezeigte Signal 901. Beim Signal 901 ist ein Absinken der Signalamplitude zu erkennen, außerdem weist das Signal 901 Nichtlinearitäten der Phase auf. Als nächstes wird diese Amplituden- und Phasenvariatäon beseitigt, indem das Signal 901 mit entsprechenden Amplituden- und Phasenkorrekturkurven multipliziert wird. Als Ergebnis erhält man das in Fig. 9C gezeigte korrigierte Signal 903, welches eine weitgehend konstante Amplitude sowie eine linear ansteigende Phase aufweist.

In Fig. 9D sind die zugehörigen Frequenzspektren für die Signaie 900, 901 und 902 gezeigt. Als Folge der Nuϊlkalibration ist im niederfrequenten Spektralbereich beim Vergleich der Kurve 903 vor der Korrektur und der Kurve 904 nach der Korrektur eine deutliche Reduktion des niederfrequenten Störsignalanteils zu sehen, der Nahbereichs- Clutter wird um bis zu 40 dB abgesenkt.

Die Dispersionskalibration wirkt sich im Frequenzbereich dadurch aus, dass die Punktstreufunktion sichtbar schmaler und symmetrischer wird. Beim Vergleich der Kurve 903 vor der Dispersionskorrektur und der Kurve 904 nach der Korrektur ist eine Reduzierung der Nebenkeulen um ca. 15 dB im Bereich um das starke Ziel bei 2,5 m zu erkennen.

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zur Verringerung von Störungen eines Messsignals (900) in einer Radareinheit zur Entfernungsmessung mitteis frequenzmoduliertem Radar im

5 Dauerstrichbetrieb, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

Aufzeichnen eines Referenzsignals (300, 600) als Funktion der Zeit in einer

Referenzmessung;

Ableiten eines Fehlerkorrektursignals (302, 800, 801 ) aus dem aufgezeichneten

Referenzsignal (300, 60O)₁ wobei das Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801 ) ] o überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind;

Aufzeichnen eines Messsignals (900);

Korrigieren des Messsignals (900) entsprechend dem Fehlerkorrektursignal (302,

800, 801 ) mittels digitaler Signalverarbeitung. 15

2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zur Verringerung von Nahbereichs-Störsignalanteilen eingesetzt wird, wobei das Verfahren aufweist:

Aufzeichnen des Referenzsignals (300); 0 Ableiten des Fehlerkorrektursignals (302) aus dem aufgezeichneten Referenzsignal

(300), wobei das Fehierkorrektursignal (302) Nahbereichs-Störsignaianteile, aber keine Zielfrequenzkomponenten aufweist;

Aufzeichnen des Messsägnals;

Erzeugen eines korrigierten Messsignal mit verringertem Anteil von Nahbereichs- 5 Störsignalanteilen durch Subtraktion des Fehlerkorrektursignals (302) von dem

Messsignai.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzkomponenten des Referenzsignals mittels digitaler Tiefpassfilterung auf 0 einen Nahbereich unterhalb einer vorgegebenen Maximaldistanz beschränkt werden.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale: das Referenzsignal wird mittels eines nuilphasigen Tiefpassfiiters gefiltert; das Referenzsignal wird mittels eines digitalen IIR-Füters mit unbeschränkter Impulsantwort gefiltert; das Fehierkorrektursignal wird aus dem Referenzsignal erzeugt, indem zuerst eine Vorwärtsfilterung und anschließend eine Rückwärtsfilterung des aufgezeichneten

Referenzsignais durchgeführt wird; die aufgezeichneten digitalen Abtastwerte des Referenzsignals werden vor Durchführung einer digitalen Filterung mitteis autoregressiver Extrapolation um weitere Abtastwerte ergänzt.

5, Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei den Nahbereichs-Störsignalanteilen um Störsignalanteile handelt, die durch interne Überkopplungen oder Reflexionen innerhalb der Radareinheit hervorgerufen werden.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal in einer weitgehend refiexionsfreien Messumgebung aufgezeichnet wird.

7. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zur

Dispersionskorrektur eines Messsignals (900) eingesetzt wird, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

Aufzeichnen des Referenzsignals (600), welches eine definierte

Zielfrequenzkomponente aufweist, welche von einem einzelnen Ziel verursacht wird; Ableiten von mindestens einem Fehierkorrektursignal (800, 801 ) zur Korrektur von gerätespezifäschen Dispersionsfehiern aus dem aufgezeichneten Referenzsignal

(600);

Aufzeichnen des Messsignais (900);

Korrigieren des Messsignals (900) entsprechend dem mindestens einen Fehierkorrektursignal (800, 801 ) und Erzeugen eines um die gerätespezifischen

Dispersionsfehler korrigierten Messsignals (902) mittels digitaler Signalverarbeitung.

8. Verfahren nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Ableiten einer gerätespezifischen Amplitudenvariation aus dem aufgezeichneten Referenzsigna!, Aufzeichnen des Messsignals,

Korrigieren des Messsignals entsprechend der ermittelten gerätespezifischen Amplitudenvariation und Erzeugen eines amplitudenkorrigierten Messsignals.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die gerätespezifische Amplitudenvariation des Messsignals verursacht wird durch eines oder mehrere von: Variationen der Sendeleistung der Radareinheit;

Amplitudengänge der Gerätekomponenten

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Ableiten einer gerätespezifischen Phasenvariation aus dem aufgezeichneten

Referenzsignal,

Aufzeichnen des Messsignals,

Korrigieren des Messsignals entsprechend der ermittelten gerätespezifischen

Phasenvariation und Erzeugen eines phasenkorrigierten Messsignals.

1 1 . Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine gerätespezifische Phasenvariation des Messsignals verursacht wird durch eines oder mehrere von: Nichtlinearitäten der Frequenzmodulation bei dem von der Radareinheit erzeugten Sendesägnal; Frequenzgänge der Gerätekomponenten;

Phasengänge der Gerätekomponenten.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass eine Amplitudenvariation und/oder eine Phasenvariation des Referenzsignals mittels einer komplexen Hüükurve dargestellt wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das korrigierte Messsignal ermittelt wird, indem das Messsignal durch die anhand der Referenzmessung ermittelte komplexe Hüllkurve dividiert wird. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine Amplitudenkorrektur des Messsignals durchgeführt wird, indem das aufgezeichnete Messsignal durch eine aus dem Referenzsignal abgeleitete Amplitudenhullkurve geteilt wird

Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenkorrektur des Messsignals durchgeführt wird, indem das aufgezeichnete Messsignal durch einen Phasenkorrekturfaktor e' ^φ^ dividiert wird, wobei Φ(t) eine aus dem Referenzsigna! abgeleitete Phasenhullkurve bezeichnet

Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlerkorrektursignal aus dem Referenzsignal mitteis eines nullphasigen digitalen Filters erzeugt wird

Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlerkorrektursignal aus dem Referenzsignal mittels eines Bandpassfiiters erzeugt wird

Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Durchlassbereich des Bandpassfiiters einem Entfernungsbereich entspricht, in dem sich das einzelne Ziel befindet

Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal in einer spezifischen Messumgebung aufgezeichnet wird, in der sich das einzelne Ziel befindet

Signaiauswerteeinheit für eine Radareinheit zur Entfernungsmessung mittels frequenzmoduliertem Radar im Dauerstrichbetπeb, welche aufweist Mittel zum Speichern eines Referenzsignals (300, 600) als Funktion der Zeit, das in einer Referenzmessung aufgezeichnet wurde, Mittel zum Speichern eines Messsignals (900), eine Verarbeitungseinheit zum Ableiten eines Fehlerkorrektursignais (302, 800, 801 ) aus dem aufgezeichneten Referenzsignal (30O₁ 600), wobei das Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801 ) überwiegend spektrale Komponenten umfasst, die durch gerätespezifische Fehler der Radareinheit verursacht oder beeinflusst sind, und zum Korrigieren des Messsignals (900) entsprechend dem Fehlerkorrektursignal (302, 800, 801 ) mittels digitaler Signalverarbeitung.

21. Signalauswerteeinheit nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalauswerteeinheit mittels eines digitalen Signalprozessors realisiert ist.

22. Radareinheit mit einem Sendezweig, welcher ein Sendesignal erzeugt und sendet, wobei der Sendezweig aufweist: einen Sägnalgenerator (100), ein Sendetor (105), und mit einem Empfangszweig, welcher ein an mindestens einem Ziel (107) reflektiertes Empfangssignal empfängt und auswertet, wobei der Empfangszweig aufweist: ein Empfangstor (108), einen Empfangsmischer (106), und eine Signalauswerteeinheit (1 14) nach Anspruch 20 oder Anspruch 21 , welche dazu ausgelegt ist, das heruntergemischte Empfangssignai auszuwerten.

23. Radareinheit nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der Radareinheit um eine Radareinheit nach dem Frequency Modulated Continous Wave-Prinzip handelt.

24. Radareinheit nach Anspruch 22 oder Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Radareinheit als Feldgerät zur Füllstandsmessung eingesetzt wird.