EP2681583A1 - Fahrerassistenzeinrichtung für ein fahrzeug und verfahren zum betreiben eines radargeräts - Google Patents

Fahrerassistenzeinrichtung für ein fahrzeug und verfahren zum betreiben eines radargeräts

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EP2681583A1
EP2681583A1 EP12704035.0A EP12704035A EP2681583A1 EP 2681583 A1 EP2681583 A1 EP 2681583A1 EP 12704035 A EP12704035 A EP 12704035A EP 2681583 A1 EP2681583 A1 EP 2681583A1
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EP
European Patent Office
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signals
test signal
test
signal
driver assistance
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Withdrawn
Application number
EP12704035.0A
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English (en)
French (fr)
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Frank Sickinger
Stefan Olejniczak
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Valeo Schalter und Sensoren GmbH
Original Assignee
Valeo Schalter und Sensoren GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Schalter und Sensoren GmbH filed Critical Valeo Schalter und Sensoren GmbH
Publication of EP2681583A1 publication Critical patent/EP2681583A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G01S2013/9327—Sensor installation details
    • G01S2013/93272—Sensor installation details in the back of the vehicles

Definitions

  • the invention relates to a driver assistance device for a vehicle which has a radar device for determining at least one measured variable related to an object external of the vehicle.
  • the radar apparatus includes at least a first and a second receiving antenna for receiving signals, respectively. It also includes a first and a second downmixer: the first downmixer is coupled to the first receive antenna via a first receive path, and the second downmixer is coupled to the second receive antenna via a second receive path.
  • the down-converters serve to down-mix the received signals into respective baseband signals.
  • the radar device also includes a control device for receiving the baseband signals and for determining the at least one measured variable based on the baseband signals. There are test means for generating a local
  • Test signal and for coupling the test signal in the first receiving path on the one hand and in the second receiving path on the other hand provided.
  • the control device thus receives the test signal mixed down by the first down-converter as the first test signal on the one hand, and the test signal mixed down by the second down-converter as the second test signal on the other hand.
  • the controller determines from the test signals a correction quantity for the correction of
  • the invention also relates to a vehicle with such
  • the target angle is an angle between a radar device and the
  • vehicle-external object connecting line and a reference line which passes through the radar device The interest is directed in particular at the
  • Receive antenna arrays arrays.
  • the through the receiving antennas received signals are in two separate receiving channels or
  • Receive path prepared and processed as digital signals using a control device.
  • the target angle - and possibly other measured variables - is determined as a function of the phase shift between the received signals.
  • Phase shifts through the first and second receive paths are the same. If these shifts differ in phase, the most accurate determination of the measured variables-in particular of the target angle-can not be achieved.
  • Down mixer mixed down namely baseband.
  • the down in the first receiving channel mixed test signal is then used as the first test signal through the
  • Calibration of the radar device can be made even if the radar sends no transmission signal.
  • a radar device of a driver assistance device serves for
  • the radar device has test means which are designed to generate a local test signal and to couple the same test signal into the first reception path on the one hand and into the second reception path on the other hand.
  • the controller receives the test signal mixed down by the first down-converter as the first test signal on the one hand and the second down-converter on the other hand down-mixed test signal as a second test signal on the other.
  • the control device can determine a correction variable for the correction of the measured variable from the test signals. According to the invention, it is provided that the control device determines the correction variable as a frequency-dependent variable on the basis of the test signals.
  • Phase difference between the phases of the received signals are made.
  • the invention is based on the recognition that in addition to the two
  • Downstream mixers also the respective ones, coupled with the downwards mixers
  • Baseband amplifier cause a frequency-dependent fluctuation of the phase difference over the entire baseband and thus frequency-dependent fluctuations in the phase difference between the phases of the received signals are to be expected. Because of the two baseband amplifiers and the mixers, the difference between the phases of the received signals is thus subject to frequency dependent variations caused by the uneven variations in the phase characteristics of the two baseband amplifiers and the mixers.
  • the invention now goes the way of determining the correction quantity-that is, in particular the phase difference between the phase shift in the first receiving channel and that in the second receiving channel-for a plurality of frequency points of the baseband, so that a frequency-dependent calibration can be performed. Regardless of the frequency of the received signals and thus independent of each
  • the invention further builds on the knowledge that the by the
  • Gain characteristic that increases by about 20 dB per frequency decade. On the one hand, this is advantageous because it compensates for the decreasing level of the received signal with increasing distance of the object from the motor vehicle.
  • Phase difference proves to be insufficient.
  • a remedy here creates the inventive approach by the correction quantity is determined as dependent on the frequency in the baseband size.
  • the test signal provided by the test means is preferably a separate or independent signal from a transmission signal emitted by the radar device. Unlike in the subject matter according to document US 2003/0160718 A1, the correction quantity can thus also be determined and the radar device can be calibrated even if no transmission signal for measuring the measured variable is transmitted.
  • the test signal is single-sideband modulated. Numerous measurements have shown that such a single-sideband modulation of the test signal, the detection of the total phase error of the two receive paths including the
  • a single-sideband up-converter may be provided which generates the local test signal.
  • the up-converter can receive a first pilot signal-with a predefined frequency-as well as a second pilot signal shifted in phase by the first pilot signal by 90 ° from the control device. Then the
  • Up-converters from the first and second pilot signals generate the single-sideband modulated test signal.
  • control device to the test means - in particular to the
  • the two pilot signals from which the test signal is generated are square-wave signals.
  • the local test signal has a plurality of harmonics or harmonics, which can then be evaluated after downsampling into baseband.
  • the correction quantity for a plurality of frequency points can be determined, and the measured quantity can be corrected frequency-dependent virtually over the entire base band.
  • the radar apparatus may comprise a first baseband amplifier coupled to the first downmixer and a second baseband amplifier coupled to the second downmixer configured to amplify the baseband signals.
  • the test means may comprise an up-converter - in particular a single-sideband up-mixer - for generating the local test signal, whose output with the first receiving path on the one hand and with the second receiving path
  • An output of the up-converter may be coupled to the first receive path on the one hand and to the second receive path on the other hand.
  • the respective coupling can be done for example by means of a directional coupler.
  • the two directional couplers are then preferably constructed the same, so that there is a symmetrical coupling of the test signal in the two receiving paths.
  • a pilot signal generated by the control device with a predefined frequency can be mixed up to an operating frequency of the respective reception paths or of the radar, so that it is possible to check the reception paths in the operating frequency of the radar device.
  • the downconverters may then mix the test signal back into the baseband, namely the respective test signals.
  • the local oscillator is preferably coupled via a directional coupler or a power divider or a similar component to an input of the up-converter.
  • a directional coupler or a power divider or a similar component to an input of the up-converter.
  • For the up-converter is preferred only a small part of the power of
  • Tapped oscillator signal Namely, the directional coupler or the power divider, a part of a value range of -25 dB to -15 dB from the performance of
  • a power in a value range from -25 dBm to -15 dBm can be picked up.
  • Pilot signal from which the up-mixer generates the local test signal to be correspondingly higher, so that the diodes of the up-mixer are turned on.
  • Control device may optionally detect an operating error or a defective reception path, as well as issue a corresponding error message.
  • Such an error message can / may clearly identify the faulty receive path and / or the entire radar device, so that a technician is clearly informed about which radar device or which receive path is actually defective. The technician then does not have to separately check all the radars available in the vehicle.
  • checking the respective receive paths may involve generating the test signal and the controller
  • the test signal is down-converted by both the first down-mixer and the second down-mixer, namely, the baseband; the first downmixer outputs a first test signal to the controller, and the second downmixer outputs a second test signal to the controller.
  • the controller calculates a difference between the phases of the first and second test signals. This difference in phase is stored by the control device, namely for a later correction of a measured variable, for example the target angle.
  • a test mode may last a very short period of time. For example, the duration of such a test mode can be in a value range of 100 ⁇ to 1 ms. Is the difference in phase and / or another correction quantity by the
  • the test mode can be terminated, and the radar goes into an operating mode.
  • the radar may transmit a predetermined number of frequency-modulated signal pulses (also known as "chirps.")
  • chirps. frequency-modulated signal pulses
  • Receiving antennas then each receive a received signal which is the transmitted signal reflected by an object.
  • the downconverters downconvert the receive signals and provide respective baseband signals to the controller.
  • the control device determines the measured variable - for example the target angle - initially independent of the phase difference determined in the test mode.
  • the measured variable determined in this way is subsequently corrected on the basis of the phase difference.
  • the radar device may transition to the test mode prior to each operating mode or cycle in which a predetermined number of frequency modulated signal pulses are transmitted by the radar device, respectively. Determining the correction quantity before each measurement cycle ensures that the measurement variable can be determined with highest accuracy after each measurement cycle.
  • the same test signal can also be generated permanently by the control device, namely during operation of the radar device. Then results continuously - the control device known - frequency component in the respective baseband signals. Since this frequency - and more specifically a plurality of frequency components - is known, it can then be suppressed by the controller, such as by means of a notch filter.
  • the radar device is preferably a continuous wave radar which is designed to emit a frequency-modulated continuous electromagnetic wave (also known as FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) radar).
  • FMCW Frequency Modulated Continuous Wave
  • a receiver of the radar can - except for the two downmixers - for each reception path also one
  • Low-pass filter, an amplifier and an analog-to-digital converter include.
  • the signals received by the first and the second receiving antenna are then mixed down in the receiver in the baseband, low-pass filtered and analog-digital converted.
  • the driver assistance device can also the
  • a vehicle according to the invention in particular a motor vehicle, comprises a driver assistance device according to the invention or a preferred embodiment thereof.
  • a method according to the invention for operating a radar device in a vehicle at least one measured quantity related to an object external to the vehicle is determined by the same radar device. Signals are received through at least a first and a second receiving antenna. There is a down-mixing of the received signals into respective baseband signals by one with the first
  • Receive path coupled second down mixer on the other.
  • Control device receives the baseband signals and determines the at least one measured variable based on the baseband signals.
  • a local test signal is generated in the radar device and coupled into the first reception path and into the second reception path.
  • the control device receives the test signal mixed down by the first down converter as a first test signal on the one hand and the test signal mixed down by the second down mixer as a second test signal on the other hand.
  • the controller determines from the test signals
  • FIG. 4 is a schematic representation of a general layout (RF layout) of an up-converter of the radar;
  • Radar generated and coupled into receiving paths of the radar device.
  • the Driver assistance device 2 which supports the driver when driving the motor vehicle 1.
  • the motor vehicle 1 is a passenger car in the embodiment.
  • the driver assistance device 2 can be, for example, a blind spot monitoring system and / or an accident early warning system and / or an ACC (Adaptive Cruise Control) system.
  • ACC Adaptive Cruise Control
  • the driver assistance device 2 comprises a first radar device 3 and a second radar device 4.
  • the first radar device 3 is arranged in a left corner of a rear bumper and the second radar device 4 in a right corner of the same bumper.
  • the first and second radars 3, 4 are Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW) radars.
  • the radar devices 3, 4 also include a control device 5, which may comprise, for example, a common for the first and the second radar 3, 4 microcontroller 6, as well as a digital signal processor, not shown in the figures.
  • a control device 5 may comprise, for example, a common for the first and the second radar 3, 4 microcontroller 6, as well as a digital signal processor, not shown in the figures.
  • the first radar device 3 has a detection area 7, which in FIG. 1 is delimited by two lines 7a, 7b.
  • the opening angle of the detection area 7 - ie the angle between the lines 7a, 7b - is in the example about 170 °.
  • the second radar device 4 has a detection area 8, which is delimited by two lines 8a, 8b.
  • the opening angle of the detection area 8 - ie the angle between the lines 8a, 8b - is also about 170 ° in the exemplary embodiment.
  • the detection areas 7, 8 of the radars 3, 4 overlap, so that a
  • Overlap area 9 is given.
  • the overlapping area 9 is bounded at an angle by the lines 7b, 8b.
  • an opening angle In the exemplary embodiment, an opening angle
  • Overlap area 9 about 70 °.
  • the radars 3, 4 can locate an object 10.
  • the radar devices 3, 4 can each determine a distance R 1 5 R 2 , the object 10 of the respective radar device 3, 4, each a target angle ⁇ ⁇ 2 , and a relative speed of the object 10 with respect to the motor vehicle 1 - these are measured variables
  • the target angles ⁇ 1, ⁇ 2 are angles between each of a reference line 1 1, which passes through the corresponding radar device 3, 4, and a connecting line 12 which passes through the object 10 and the respective radar device 3, 4 ,
  • the radars 3, 4 can the respective target angle ⁇ 1, ⁇ 2 after the
  • the radar device 3-and analogously also the radar device 4- can have different partial regions A, B, C, D, E, F, G, H of the detection region 7
  • Transmitting antenna electronically in the horizontal direction are pivoted, namely according to the phase array principle.
  • At least one receiving antenna can in this case have a broad receiving characteristic in the horizontal direction, with which the entire detection area 7 is covered.
  • Other configurations may alternatively narrow receive angle ranges in conjunction with wide
  • the subareas A to H are detected by the radar 3 in succession.
  • the radar unit 3 transmits separately for each subarea A to H (ie per beam) a predetermined sequence of frequency-modulated signal pulses (chirps).
  • the partial areas A to H are thus illuminated one after the other in time, and objects located in the partial areas A to H are detected.
  • Illuminate all sections A to H - is the radar device 3 first in a test mode, as will be explained in more detail below.
  • Fig. 3 shows a schematic representation of the structure of a receiver 13 of a single radar device 3, 4.
  • the receiver 13 comprises a first and a second receiving antenna 14, 15, the individual antennas or a group of
  • Receive path or receiving channel 16 is coupled to a first down-converter 17, namely with its RF (Radio Frequency) input 18.
  • An output 19 of the first down converter 17 is connected to the first baseband amplifier 101
  • Control device 5 coupled, with a first channel input 20.
  • the output 19 of the down converter 17 may be coupled to the controller 5 via an analog-to-digital converter (not shown). Alternatively, such a converter may be integrated into the control device 5.
  • the second receiving antenna 15 is coupled via a second receiving path 21 to an RF input 22 of a second downmixer 23.
  • An output 24 of the second downmixer 23 is coupled via a second baseband amplifier 102 to the control device 5, namely with its second channel input 25.
  • the controller 5 may be connected between the controller 5 and the second downmix 23, an analog-to-digital converter; Alternatively, such a transducer in the
  • a local oscillator 26 provides an oscillator signal or an LO (Local Oscillator) signal 27, namely at an output 28. With the oscillator signal 27 are the
  • Down mixer 17, 23 mixed down, namely in the baseband.
  • the downconverters 17, 23 output baseband signals SBI, SB2.
  • These baseband signals SBI, SB2 are then amplified by the two baseband amplifiers 101, 102, analog-to-digital converted by a converter and processed by the control device 5.
  • the control device 5 determines on the basis of
  • Baseband signals SBI, SB2 the already mentioned measures of the radar 3, 4, namely the distance R 1 5 R 2 , the relative speed, as well as the target angle oci,
  • the angle information of the received signals SEI, S E 2 is determined in the control device 5 from a difference between the phases of the baseband signals SBI, SB2.
  • the output phase of the down-converters 17, 23 and the baseband amplifiers 101, 102 is not determined solely by the signals S E i, S E 2 of the two reception paths 16, 21, but is additionally also from the operating temperature and the
  • the target angle oci, 0C 2 is determined depending on a phase shift between the respective phases of the baseband signals SBI, SB2.
  • the receiver 13 on test means 32 In order to ensure a determination of the target angle ⁇ 1, ⁇ 2 , as well as the distance R 1 5 R 2 and the relative speed with the highest accuracy, the receiver 13 on test means 32.
  • the test means 32 are designed to generate a local test signal S P and to couple the same test signal S P into both the first and the second reception paths 16, 21 symmetrically.
  • the local test signal S P is single-sideband modulated.
  • the control device 5 generates a first pilot signal Sp iot i at a first pilot output 33; at a second pilot output 34, it generates a second pilot signal S Pi
  • 0t i is preferably a harmonic signal, namely in particular a square wave signal.
  • 0t i may have a predetermined fundamental frequency, which is, for example, in a value range of 10 Hz to 1 MHz.
  • the second pilot signal S Pi iot2 is a same signal and with respect to the first pilot signal Sp iot i phase-shifted by 90 °. Also, the second pilot signal S Pi iot2 is thus a rectangular signal.
  • the two pilot signals S P ii ot , S Pi iot2 can be generated, for example, by means of a small oscillator in the control device 5.
  • the test means 32 comprise a symmetrical power divider 38, which divides the local test signal S P.
  • the power of the test signal S P is halved.
  • the test signal S P is in the respective
  • Receive path 16, 21 coupled by means of a directional coupler 39, 40.
  • the directional couplers 39, 40 are the same structure.
  • the local oscillator 26 is a common oscillator for the down-converters 17, 23 and the up-converter 35. It is controlled by the control device 5.
  • the oscillator 26 is, for example, a voltage-controlled oscillator (voltage control oscillator), which generates the oscillator signal 27 at a frequency which is dependent on the amplitude of a DC voltage provided to the oscillator 26 by the control device 5.
  • a part of the power of the oscillator signal 27 is coupled out for the up-converter 35, namely for example by means of a directional coupler 41. With this tapped oscillator signal 27 of the up-mixer 35 is fed, namely at its LO input 42.
  • This decoupled for the up-converter 35 part of Power of the oscillator signal 27 is preferably a very small part, namely for example -20dBm. It is unnecessary, an additional amplifier for the LO input 42, as well as for that oscillator signal 27, with which the down-converters 17, 23 are fed.
  • In fact, 0t i, S Pi iot2 are generated with correspondingly higher power.
  • test signal S P in the first receive path 16 on the one hand and in the second receive path 21 on the other hand coupled.
  • the test signal S P is thus mixed by the first down mixer 17 on the one hand and the second downwards mixing he 23 on the other hand downwards, namely in the baseband.
  • the first down-converter 17 outputs a first test signal Sn from the test signal S P
  • the second down-converter 23 outputs a second test signal S T 2.
  • the test signals Sn, ST2 are received by the control device 5, namely at the respective channel inputs 20, 25.
  • the radar device 3, 4 is in the test mode, before each measurement cycle or before the initiation of each operating mode.
  • the control device 5 first checks the reception paths 16, 21 for their functionality.
  • the control device 5 generates the pilot signals S Pi
  • test signal S P is a separate or independent signal from a transmission signal of the radar device.
  • the control device 5 determines a correction variable for a correction of the measured variables. Namely, the controller 5 may calculate a phase difference between the phase of the first test signal Sn and the phase of the second test signal S T 2 as a correction quantity. This phase difference is then used by the control device 5 for a correction of the measured variables, in particular the target angle oci, 0C2. Because the phase difference is the differences in the propagation and phase characteristics of the two receive paths 16, 21 and the down mixer 17, 23, the baseband amplifier 101, 102 and possibly other components of the receiver 13 again. Thus, possibly existing Inaccuracies or deviations from a nominal dimension are taken into account in the determination of the measured variables.
  • 0t 2, S P are also permanently generated by the control device 5, namely during the operation of the radar 3, 4.
  • results continuously 0t i, Spüot2 corresponding frequency component in the respective baseband signals SBI, SB2- Since this frequency is known, it can then be suppressed by the controller 5 - for example by a notch filter.
  • 0t i, S Pi iot2 are rectangular signals in the embodiment. These pilot signals S P ii ot , S Pi iot2 are fed to the up-converter 35, which then provides the high-frequency local test signal S P.
  • the test signal S P is down-converted in the two receiving channels by the down-converters 17, 23 and amplified by the baseband amplifiers 101, 102.
  • the interest is directed to the determination of the target angle or
  • the control device 5 determines a correction variable for the correction of the target angle oc; the correction quantity is the phase difference between the phase shift in the first receiving channel and the phase shift in the second receiving channel. This phase difference is in
  • the baseband amplifiers 101, 102 Essentially caused by the down-converters 17, 23, as well as by the baseband amplifiers 101, 102. While the down-converters 17, 23 have substantially constant phase characteristics over the frequency range of the baseband, and therefore no phase difference variations are expected over the entire baseband, the baseband amplifiers 101, 102 cause a baseband frequency dependent phase error. The baseband amplifiers 101, 102 thus cause a phase shift between the phases of the received signals SEI, S E 2, which is dependent on the frequency. The frequency-dependent
  • FIG. 6 shows on the one hand a gain characteristic V and on the other hand a phase characteristic of the baseband amplifiers 101, 102, each as a function of the frequency f.
  • a gain characteristic V which increases by 20 dB per frequency decade (in the logarithmic progression) was selected.
  • the decreasing power of the received signals S E i, S E 2 becomes increasing distance of the object compensated.
  • Phase difference 6 (f) gives the frequency dependent difference between the
  • 0t i, S Pi iot2 particularly advantageous. Then the test signal S P namely has a plurality of frequency components or
  • phase difference of the two receiving channels made or it can also phase inequalities between the two baseband amplifiers 101, 1 02 calibrated at the harmonic frequency points.
  • the correction quantity (6 (f)) is thus determined not only for the fundamental frequency but also for the (at least odd) integer multiples of the fundamental frequency, ie for the harmonics of the test signals
  • Sn, ST2 4 shows a schematic representation of a general structure (HF layout) of the up-converter 35 in microstrip technology.
  • the up-converter 35 is a so-called rat race mixer with diodes (not shown).
  • the oscillator signal 27 is applied.
  • the oscillator signal 27 is using a
  • Power divider 43 halves and propagates to a first port 44 of a first annular coupler 45 on the one hand and to a first port 46 of a second annular coupler 47 on the other. From the first entrance 36 of the
  • is propagated 0 ti toward a second port 48 of the coupler 45. Accordingly, the second pilot signal S Pi iot2 propagates from the second input 37 to a second port 49 of the second coupler 47.
  • Superpositions extend to a 90 ° hybrid coupler 50. There these superpositions overlap, so that the local test signal S P is output.
  • FIG. 5 also shows, in a schematic representation, the general structure (HF layout) of the receiver 13.
  • a ground surface is designated 51 in FIG.
  • Two mounting surfaces 52, 53 are provided, on which the first down-mixer 17 and the second down-mixer 23 are mounted, respectively.
  • respective microstrip lines can be seen, which form the first and second receiving paths 16, 21, respectively. These lines are on the one hand with terminals 54, 55 for the
  • Receive antennas 14, 15 are coupled and on the other hand led to the mounting surfaces 52, 53 to be connected there to the respective down-converters 17, 23.
  • the local test signal S P is coupled via the power divider 38 in microstrip technology and via the respective directional couplers 39, 40 in the receiving paths 16, 21.
  • the power divider 31 is provided in microstrip technology and coupled via a microstrip line 56 to the first downmixer 17 on the one hand and via a further microstrip line 57 to the second downmixer 23.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Fahrerassistenzeinrichtung (2) für ein Fahrzeug (1), welche ein Radargerät (3, 4) zum Bestimmen einer auf ein fahrzeugexternes Objekt (10) bezogenen Messgrösse (α1, α2, R1, R2) aufweist, wobei das Radargerät (3, 4) umfasst: zumindest eine erste und eine zweite Empfangsantenne (14, 15) jeweils zum Empfangen von Signalen (SE1, SE2); einen mit der ersten Empfangsantenne (14) über einen ersten Empfangspfad (16) gekoppelten ersten Abwärtsmischer (17) und einen mit der zweiten Empfangsantenne (15) über einen zweiten Empfangspfad (21) gekoppelten zweiten Abwärtsmischer (23) zum Herabmischen der empfangenen Signale (SE1, SE2) in jeweilige Basisbandsignale (SB1, SB2); eine Steuereinrichtung (5) zum Bestimmen der Messgrösse (α1, α2, R1, R2) anhand der Basisbandsignale (SB1, SB2); und Testmittel (32) zum Erzeugen eines lokalen Prüfsignals (SP) und zum Einkoppeln des Prüfsignals (SP) in den ersten Empfangspfad (16) und in den zweiten Empfangspfad (21), sodass die Steuereinrichtung (5) das durch den ersten Abwärtsmischer (17) abwärts gemischte Prüfsignal (SP) als erstes Testsignal (ST1) und das durch den zweiten Abwärtsmischer (23) abwärts gemischte Prüfsignal (SP) als zweites Testsignal (ST2) empfängt. Die Steuereinrichtung (5) bestimmt aus den Testsignalen (ST1, ST2) eine frequenzabhängige Korrekturgrösse (δ(f)) für die Korrektur der Messgrösse (α1, α2, R1, R2). Die Erfindung betrifft auch ein entsprechendes Verfahren.

Description

Fahrerassistenzeinrichtung für ein Fahrzeug und
Verfahren zum Betreiben eines Radargeräts
Die Erfindung betrifft eine Fahrerassistenzeinrichtung für ein Fahrzeug, welche ein Radargerät zum Bestimmen zumindest einer auf ein fahrzeugexternes Objekt bezogenen Messgröße aufweist. Das Radargerät umfasst zumindest eine erste und eine zweite Empfangsantenne jeweils zum Empfangen von Signalen. Es umfasst au ßerdem auch einen ersten und einen zweiten Abwärtsmischer: Der erste Abwärtsmischer ist über einen ersten Empfangspfad mit der ersten Empfangsantenne gekoppelt, und der zweite Abwärtsmischer ist über einen zweiten Empfangspfad mit der zweiten Empfangsantenne gekoppelt. Die Abwärtsmischer dienen zum Herabmischen der empfangenen Signale in jeweilige Basisbandsignale. Das Radargerät beinhaltet auch eine Steuereinrichtung zum Empfangen der Basisbandsignale und zum Bestimmen der zumindest einen Messgröße anhand der Basisbandsignale. Es sind Testmittel zum Erzeugen eines lokalen
Prüfsignals und zum Einkoppeln des Prüfsignals in den ersten Empfangspfad einerseits und in den zweiten Empfangspfad andererseits bereitgestellt. Die Steuereinrichtung empfängt somit das durch den ersten Abwärtsmischer abwärts gemischte Prüfsignal als erstes Testsignal einerseits sowie das durch den zweiten Abwärtsmischer abwärts gemischte Prüfsignal als zweites Testsignal andererseits. Die Steuereinrichtung bestimmt dann aus den Testsignalen eine Korrekturgröße für die Korrektur der
Messgröße. Die Erfindung betrifft auch ein Fahrzeug mit einer derartigen
Fahrerassistenzeinrichtung, wie auch ein Verfahren zum Betreiben eines Radargerätes in einem Kraftfahrzeug.
Vorliegend gilt das Interesse einer Kalibrierung, wie auch dem Überprüfen der
Funktionsfähigkeit eines Radargerätes in einem Kraftfahrzeug, nämlich insbesondere eines solchen Radargerätes, welches zum Bestimmen eines Zielwinkels eines Objektes dient. Der Zielwinkel ist ein Winkel zwischen einer das Radargerät und das
fahrzeugexterne Objekt verbindenden Verbindungslinie und einer Referenzlinie, welche durch das Radargerät verläuft. Das Interesse richtet sich insbesondere auf die
Phasenmonopuls-Messung. Dieses Verfahren dient zum Bestimmen des Zielwinkels und stellt in der Radartechnik eine bekannte Methode dar. Zur Bestimmung des Zielwinkels, wie auch gegebenenfalls weiterer Messgrößen, bedarf es zumindest zweier
Empfangsantennen, welche zwei einzelne Antennen oder aber zwei
Empfangsantennengruppen (Arrays) sein können. Die durch die Empfangsantennen empfangenen Signale werden in zwei separaten Empfangskanälen bzw.
Empfangspfaden aufbereitet und als digitale Signale mithilfe einer Steuereinrichtung verarbeitet. Der Zielwinkel - und gegebenenfalls weitere Messgrößen - wird abhängig von der Phasenverschiebung zwischen den empfangenen Signalen bestimmt.
Also benötigt ein Radargerät zwei Empfangskanäle, um die Messgrößen mit hoher Genauigkeit zu ermitteln. Ein Empfangskanal bzw. Empfangspfad beinhaltet eine Empfangsantenne und einen Abwärtsmischer (Empfangsmischer). Der Abwärtsmischer ist in der Regel mit einem Basisbandverstärker gekoppelt, welcher zum Verstärken des Basisbandsignals dient. Die Phase der abwärts gemischten Signale wird jedoch nicht alleine durch den Ausbreitungsweg und die Ausbreitungseigenschaften in der Luft, also nicht alleine durch die Position des Objektes relativ zum Radargerät bestimmt, sondern ist zusätzlich in hohem Maße von der Betriebstemperatur abhängig, wie auch von den Abweichungen der Produktionsparameter der Komponenten des Radargeräts, nämlich insbesondere der Abwärtsmischer und der Basisbandverstärker sowie deren Integration in das Gehäuse des Radargeräts. Folgende Problematik ist somit gegeben: Der erste Empfangspfad einschließlich des ersten Abwärtsmischers sowie des
Basisbandverstärkers kann eine andere Verschiebung der Phase des empfangenen Signals verursachen als der zweite Empfangspfad einschließlich des zweiten
Abwärtsmischers und des zweiten Basisbandverstärkers. Bei der Bestimmung der Messgrößen wird jedoch davon ausgegangen, dass die jeweiligen
Phasenverschiebungen durch den ersten und den zweiten Empfangspfad gleich sind. Sind diese Verschiebungen in der Phase unterschiedlich, so kann eine höchstgenaue Bestimmung der Messgrößen - insbesondere des Zielwinkels - nicht erzielt werden.
Eine Abhilfe schaffen hier Radarsysteme, bei denen Testmittel vorgesehen sind, die ein lokales, hochfrequentes Prüfsignal erzeugen und dieses Signal in die beiden
Empfangskanäle einkoppeln. Dieses Prüfsignal wird dann durch die jeweiligen
Abwärtsmischer herabgemischt, nämlich ins Basisband. Das im ersten Empfangskanal abwärts gemischte Prüfsignal wird dann als erstes Testsignal durch die
Steuereinrichtung empfangen, während das im zweiten Empfangskanal herabgemischte Prüfsignal als zweites Testsignal vorliegt. Die Steuereinrichtung kann dann die
Phasendifferenz zwischen den Phasen der beiden Testsignale bestimmen und diese Phasendifferenz als Korrekturgröße für die Korrektur des Zielwinkels heranziehen. Im Gegenstand gemäß Druckschrift US 2003/0160718 A1 wird dabei ein vom Radargerät ausgesendetes Sendesignal als Prüfsignal verwendet, welches als bekanntes Signal in die beiden Empfangskanäle eingekoppelt wird. Das Sendesignal wird von einem Sendepfad bzw. Sendekanal abgegriffen und über einen Schalter an die
Empfangskanäle geführt.
Es ist au ßerdem Stand der Technik, ein von dem Sendesignal separates bzw.
unabhängiges Prüfsignal bereitzustellen und in die jeweiligen Empfangskanäle einzukoppeln. Diese Vorgehensweise hat gegenüber der Verwendung des Sendesignals als Prüfsignal den Vorteil, dass die Korrekturgröße auch dann ermittelt bzw. die
Kalibrierung des Radargerätes auch dann vorgenommen werden kann, wenn das Radargerät kein Sendesignal aussendet.
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Weg aufzuzeigen, wie die
Fahrerassistenzeinrichtung der eingangs genannten Gattung derart weiterentwickelt werden kann, dass die zumindest eine Messgröße noch genauer bei unterschiedlichsten relativen Geschwindigkeiten des fahrzeugexternen Objektes bezüglich des Fahrzeugs bestimmt werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Fahrerassistenzeinrichtung mit den Merkmalen gemäß Patentanspruch 1 , wie auch durch ein Fahrzeug gemäß
Patentanspruch 14 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 15 gelöst. Vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche und der Beschreibung.
Ein Radargerät einer erfindungsgemäßen Fahrerassistenzeinrichtung dient zum
Bestimmen zumindest einer auf ein fahrzeugexternes Objekt bezogenen Messgröße. Es umfasst zumindest eine erste und eine zweite Empfangsantenne (einzelne Antenne oder eine Antennengruppe bzw. ein Array) jeweils zum Empfangen von Signalen, d. h.
elektromagnetischen Wellen. Mit der ersten Empfangsantenne ist ein erster
Abwärtsmischer gekoppelt, nämlich über einen ersten Empfangspfad; mit der zweiten Empfangsantenne ist ein zweiter Abwärtsmischer gekoppelt, nämlich über einen zweiten Empfangspfad. Die Abwärtsmischer dienen zum Herabmischen der empfangenen Signale in jeweilige Basisbandsignale. Eine Steuereinrichtung empfängt die
Basisbandsignale und bestimmt die zumindest eine Messgröße anhand der
Basisbandsignale. Das Radargerät weist Testmittel auf, die zum Erzeugen eines lokalen Prüfsignals sowie zum Einkoppeln selbigen Prüfsignals in den ersten Empfangspfad einerseits sowie in den zweiten Empfangspfad andererseits ausgebildet sind. Die Steuereinrichtung empfängt das durch den ersten Abwärtsmischer abwärts gemischte Prüfsignal als erstes Testsignal einerseits sowie das durch den zweiten Abwärtsmischer abwärts gemischte Prüfsignal als zweites Testsignal andererseits. Die Steuereinrichtung kann aus den Testsignalen eine Korrekturgröße für die Korrektur der Messgröße bestimmen. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die Steuereinrichtung anhand der Testsignale die Korrekturgröße als frequenzabhängige Größe bestimmt.
Mit anderen Worten besteht ein Kerngedanke der Erfindung darin, anhand der beiden Testsignale eine von der Frequenz im Basisband abhängige Korrekturgröße zu bestimmen, mit welcher die Messgröße - also beispielsweise der Zielwinkel - korrigiert werden kann. Es kann somit quasi eine frequenzabhängige Kalibrierung der
Phasendifferenz zwischen den Phasen der empfangenen Signale vorgenommen werden. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass neben den beiden
Abwärtsmischer auch die jeweiligen, mit den Abwärtsmischern gekoppelten
Basisbandverstärker eine über das gesamte Basisband frequenzabhängige Schwankung der Phasendifferenz verursachen und somit auch frequenzabhängige Schwankungen der Phasendifferenz zwischen den Phasen der empfangenen Signale zu erwarten sind. Aufgrund der beiden Basisbandverstärker und der Mischer wird somit die Differenz zwischen den Phasen der empfangenen Signale frequenzabhängig Schwankungen unterworfen, die von den ungleichen Schwankungen der Phaseneigenschaften der beiden Basisbandverstärker und der Mischer hervorgerufen werden. Die Erfindung geht nun den Weg, die Korrekturgröße - also insbesondere die Phasendifferenz zwischen der Phasenverschiebung im ersten Empfangskanal und der im zweiten Empfangskanal - für eine Vielzahl von Frequenzpunkten des Basisbands zu bestimmen, so dass eine frequenzabhängige Kalibrierung vorgenommen werden kann. Unabhängig von der Frequenz der empfangenen Signale und somit unabhängig von der jeweils
augenblicklichen relativen Geschwindigkeit des Objektes bezüglich des Kraftfahrzeugs (Dopplereffekt) kann somit die zumindest eine Messgröße mit höchster Genauigkeit bestimmt werden.
Die Erfindung baut weiterhin auf der Erkenntnis auf, dass die durch die
Basisbandverstärker verursachten Schwankungen der Phase im Prinzip darauf zurückzuführen sind, dass die Basisbandverstärker in der Regel eine
Verstärkungskennlinie aufweisen, die um etwa 20 dB pro Frequenzdekade ansteigt. Einerseits ist dies vorteilhaft, weil dadurch der abnehmende Pegel des Empfangssignals bei zunehmender Entfernung des Objektes vom Kraftfahrzeug kompensiert wird.
Andererseits verändern sich somit die Phaseneigenschaften des Radarempfängers über das gesamte Basisband, so dass sich eine frequenzunabhängige Korrektur der
Phasendifferenz als unzureichend erweist. Eine Abhilfe schafft hier die erfindungsgemäße Vorgehensweise, indem die Korrekturgröße als von der Frequenz im Basisband abhängige Größe bestimmt wird.
Das durch die Testmittel bereitgestellte Prüfsignal ist vorzugsweise ein von einem durch das Radargerät ausgesandten Sendesignal separates bzw. unabhängiges Signal. Anders als im Gegenstand gemäß Druckschrift US 2003/0160718 A1 kann somit die Korrekturgröße auch dann bestimmt und das Radargerät auch dann kalibriert werden, wenn kein Sendesignal zur Messung der Messgröße ausgesendet wird.
Vorzugsweise ist die Korrekturgröße eine Phasendifferenz zwischen einer Phase des ersten Testsignals und einer Phase des zweiten Testsignals. Für eine Vielzahl von unterschiedlichen Frequenzpunkten im Basisband kann somit die Phasendifferenz zwischen den Empfangspfaden einschließlich der jeweiligen Abwärtsmischer und der jeweiligen Basisbandverstärker bestimmt werden. Es gelingt somit, solche Messgrößen mit höchster Genauigkeit zu bestimmen, die in Abhängigkeit von den jeweiligen Phaseninformationen der empfangenen Signale ermittelt werden. Und zwar kann somit beispielsweise ein Zielwinkel mit höchster Genauigkeit bestimmt werden, etwa gemäß dem Phasen-Monopuls-Verfahren.
Also kann die Messgröße ein Zielwinkel sein. Dieser ist wie folgt definiert: ein Winkel zwischen einer durch das Radargerät verlaufenden Referenzlinie und einer
Verbindungslinie, die durch das Radargerät und das Objekt verläuft.
Prinzipiell kann die frequenzabhängige Korrekturgröße auf die Art und Weise bestimmt werden, dass die Grundfrequenz des Prüfsignals und somit der Testsignale über das Basisband variiert wird und so die Korrekturgröße für unterschiedlichste Frequenzwerte ermittelt wird. Dann müsste jedoch stets die Filtercharakteristik hinsichtlich des
Signalpegels berücksichtigt werden. Es erweist sich somit als besonders vorteilhaft, wenn zur Bestimmung der frequenzabhängigen Korrekturgröße die Testsignale - bei konstanter Grundfrequenz - bei ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz der Testsignale ausgewertet werden. Mit anderen Worten können zur Bestimmung der frequenzabhängigen Korrekturgröße die Oberwellen bzw. die Harmonischen der Testsignale ausgewertet werden. Insbesondere wird hier die Phasendifferenz zwischen den Phasen der Testsignale für eine Mehrzahl von Frequenzpunkten bestimmt, die den unterschiedlichen ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz entsprechen. Durch dieses„Multitonverfahren" können innerhalb des gesamten Basisbands bzw. des gesamten Frequenzbereichs der Radaranwendung Korrekturwerte für die Korrektur der Messgröße ermittelt werden, ohne dass eine Übersteuerung des Empfängers aufgrund des Anstieges der Verstärkungskennlinie der Basisbandverstärker hervorgerufen wird. Mit der Auswertung der Oberwellensignale können also Phasenungleichheiten zwischen den Verstärkungskennlinien der beiden Empfangspfade an den harmonischen
Frequenzpunkten kalibriert werden.
Besonders bevorzugt ist das Prüfsignal einseitenband-moduliert. Zahlreiche Messungen haben gezeigt, dass eine solche Einseitenband-Modulation des Prüfsignals die Detektion des gesamten Phasenfehlers der beiden Empfangspfade einschließlich der
Abwärtsmischer und der Basisbandverstärker mit einer sehr hohen Genauigkeit ermöglicht. Dies ist dagegen mithilfe einer herkömmlichen Zweiseitenband-Modulation nicht oder nur mit einem erhöhten Aufwand möglich; es kann mit einem einfachen Zweiseitenband-Aufwärtsmischer nämlich im Prinzip überhaupt kein Phasenfehler detektiert werden. Die Einseitenbandmodulation sorgt demnach für eine höchstgenaue Bestimmung der Phasendifferenz zwischen den beiden Testsignalen und somit auch der Messgrößen des Radargerätes. Bei dieser Ausführungsform kann beispielsweise ein Einseitenband-Aufwärtsmischer bereitgestellt sein, welcher das lokale Prüfsignal erzeugt. Dazu kann der Aufwärtsmischer ein erstes Pilotsignal - mit vordefinierter Frequenz - sowie ein zum ersten Pilotsignal um 90 ° in seiner Phase verschobenes zweites Pilotsignal von der Steuereinrichtung empfangen. Dann kann der
Aufwärtsmischer aus dem ersten und dem zweiten Pilotsignal das einseitenband- modulierte Prüfsignal erzeugen.
Also kann die Steuereinrichtung an die Testmittel - insbesondere an den
Aufwärtsmischer - ein erstes Pilotsignal sowie ein zum ersten Pilotsignal um 90° phasenverschobenes zweites Pilotsignal abgeben, aus denen das Prüfsignal erzeugt wird. Dies ermöglicht die Bereitstellung des einseitenband-modulierten Prüfsignals.
Hinsichtlich der Auswertung der Oberwellen der Testsignale erweist sich als besonders vorteilhaft, wenn die beiden Pilotsignale, aus denen das Prüfsignal erzeugt wird, Rechtecksignale sind. Gerade dann besitzt das lokale Prüfsignal eine Vielzahl von Oberwellen bzw. Harmonischen, die dann nach dem Herabmischen ins Basisband ausgewertet werden können. Durch Verwendung eines Rechtecksignals kann somit die Korrekturgröße für eine Vielzahl von Frequenzpunkten bestimmt werden, und die Messgröße kann quasi über das gesamte Basisband frequenzabhängig korrigiert werden. Wie bereits ausgeführt, kann das Radargerät einen mit dem ersten Abwärtsmischer gekoppelten ersten Basisbandverstärker und einen mit dem zweiten Abwärtsmischer gekoppelten zweiten Basisbandverstärker umfassen, welche zum Verstärken der Basisbandsignale ausgebildet sind. Bei dieser Ausführungsform können die
Basisbandverstärker eine frequenzabhängige Verstärkungskennlinie aufweisen, welche um einen Steigungsfaktor pro Frequenzdekade ansteigt, der in einem Werdebereich von 17 dB bis 23 dB liegt. Der Steigungsfaktor kann beispielsweise 20 dB betragen. Mit einer derartigen Verstärkungskennlinie kann der abnehmende Pegel des Empfangssignals bei zunehmender Entfernung des Objektes vom Kraftfahrzeug kompensiert werden; auf der anderen Seite ist gerade bei einer solchen Verstärkungskennlinie die Bestimmung der frequenzabhängigen Korrekturgröße erforderlich.
Die Testmittel können einen Aufwärtsmischer - insbesondere einen Einseitenband- Aufwärtsmischer - zum Erzeugen des lokalen Prüfsignals aufweisen, dessen Ausgang mit dem ersten Empfangspfad einerseits und mit dem zweiten Empfangspfad
andererseits gekoppelt ist. Ein Ausgang des Aufwärtsmischers kann mit dem ersten Empfangspfad einerseits und mit dem zweiten Empfangspfad andererseits gekoppelt sein. Die jeweilige Einkopplung kann beispielsweise mithilfe eines Richtkopplers erfolgen. Die beiden Richtkoppler sind dann vorzugsweise gleich aufgebaut, so dass es sich eine symmetrische Einkopplung des Prüfsignals in die beiden Empfangspfade ergibt. Durch Einsatz eines Aufwärtsmischers kann ein durch die Steuereinrichtung erzeugtes Pilotsignal mit vordefinierter Frequenz auf eine Betriebsfrequenz der jeweiligen Empfangspfade bzw. des Radargeräts aufwärts gemischt werden, so dass eine Überprüfung der Empfangspfade in der Betriebsfrequenz des Radargerätes ermöglicht ist. Die Abwärtsmischer können dann das Prüfsignal wieder in das Basisband abwärts mischen, nämlich in die jeweiligen Testsignale.
Es erweist sich hinsichtlich eines kompakten, bauteilreduzierten und bauraumsparenden Radargerätes als besonders vorteilhaft, wenn selbiges Radargerät einen für den ersten und den zweiten Abwärtsmischer einerseits sowie für den Aufwärtsmischer andererseits gemeinsamen lokalen Oszillator aufweist, welcher zum Bereitstellen eines
Oszillatorsignals dient. Der Aufwärtsmischer kann somit mit dem Oszillatorsignal eines im Radargerät ohnehin vorhandenen lokalen Oszillators gespeist werden. Das Radargerät kommt somit ohne einen zusätzlichen Oszillator aus; es erübrigt sich der Einsatz eines zusätzlichen Bauteils mit den damit verbundenen Nachteilen hinsichtlich des Bauraums, des Gewichts und der Kosten. Au ßerdem sind somit ein Phasenfehler sowie ein
Frequenzfehler aufgrund unterschiedlicher Oszillatoren ausgeschlossen. Der lokale Oszillator ist bevorzugt über einen Richtkoppler oder einen Leistungsteiler oder ein ähnliches Bauteil mit einem Eingang des Aufwärtsmischers gekoppelt. Für den Aufwärtsmischer wird bevorzugt lediglich ein kleiner Teil der Leistung des
Oszillatorsignals abgegriffen. Und zwar kann der Richtkoppler oder der Leistungsteiler einen Teil aus einem Wertebereich von -25 dB bis -15 dB aus der Leistung des
Oszillatorsignals für den Aufwärtsmischer abgreifen. Absolut kann für den
Aufwärtsmischer beispielsweise eine Leistung in einem Wertebereich von -25 dBm bis -15 dBm abgegriffen werden. Durch Speisung des Aufwärtsmischers mit einem solchen Oszillatorsignal geringer Leistung erübrigt sich der Einsatz eines zusätzlichen
Verstärkers für denjenigen Teil des Oszillatorsignals, welcher für die Speisung der Abwärtsmischer herangezogen wird. Auch für das Oszillatorsignal des Aufwärtsmischers ist kein zusätzlicher Verstärker erforderlich. Der Aufwärtsmischer wird zwar mit einem Oszillatorsignal relativ niedrigen Pegel gespeist, jedoch kann die Leistung des
Pilotsignals, aus welchem der Aufwärtsmischer das lokale Prüfsignal erzeugt, entsprechend höher sein, so dass die Dioden des Aufwärtsmischers durchgeschaltet werden.
In einer Ausführungsform überprüft die Steuereinrichtung anhand des ersten Testsignals einerseits und/oder anhand des zweiten Testsignals andererseits den ersten respektive den zweiten Empfangspfad auf seine Funktionsfähigkeit hin. Es kann somit die
Empfangsbereitschaft der jeweiligen Funktionspfade überprüft werden, und die
Steuereinrichtung kann gegebenenfalls einen Betriebsfehler bzw. einen defekten Empfangspfad erkennen, wie auch eine entsprechende Fehlermeldung ausgeben. Durch eine solche Fehlermeldung kann/können der fehlerhafte Empfangspfad und/oder das gesamte Radargerät eindeutig gekennzeichnet sein, so dass ein Techniker eindeutig darüber informiert wird, welches Radargerät bzw. welcher Empfangspfad tatsächlich defekt ist. Der Techniker muss dann nicht alle im Fahrzeug vorhandenen Radargeräte separat überprüfen. Also kann das Überprüfen der jeweiligen Empfangspfade beinhalten, dass das Prüfsignal erzeugt wird und die Steuereinrichtung das
Vorhandensein der jeweiligen Testsignale überprüft. Die Steuereinrichtung überprüft also, ob die jeweiligen Testsignale vorliegen oder nicht.
Wie bereits ausgeführt, kann die Steuereinrichtung anhand des lokalen Prüfsignals die Korrekturgröße für die Korrektur der Messgröße bestimmen und gegebenenfalls auch die Empfangspfade auf ihre jeweilige Funktionsfähigkeit hin überprüfen. Eine solche Kalibration und insbesondere auch die genannte Überprüfung der Funktionsweise können in dem Radargerät in einem Testmodus erfolgen. Dieser Testmodus ist bevorzugt ein zu einem Normalmodus bzw. Betriebsmodus, in welchem das Radargerät Sendesignale sendet und die empfangenen Signale verarbeitet, separater Modus. Im Testmodus sendet das Radargerät somit bevorzugt keine Sendesignale aus. Bei einer Verwirklichung dieser Ausflugsform kann beispielsweise ein solches Verfahren durchgeführt werden: Im Radargerät wird in dem Testmodus das lokale Prüfsignal erzeugt und in die beiden Empfangspfade eingekoppelt. Während der Zeitdauer, während welcher das Prüfsignal bereitgestellt ist, sendet das Radargerät keine
Sendesignale, so dass prinzipiell auch keine Signale durch die Empfangsantennen empfangen werden. Das Prüfsignal wird sowohl durch den ersten Abwärtsmischer als auch durch den zweiten Abwärtsmischer abwärts gemischt, nämlich in das Basisband; der erste Abwärtsmischer gibt ein erstes Testsignal an die Steuereinrichtung aus, und der zweite Abwärtsmischer gibt ein zweites Testsignal an die Steuereinrichtung aus. Die Steuereinrichtung berechnet eine Differenz zwischen den Phasen des ersten und des zweiten Testsignals. Diese Differenz in der Phase speichert die Steuereinrichtung ab, nämlich für eine spätere Korrektur einer Messgröße, beispielsweise des Zielwinkels. Ein solcher Testmodus kann eine sehr kurze Zeitdauer andauern. Zum Beispiel kann die Zeitdauer eines solchen Testmodus in einem Wertebereich von 100 με bis 1 ms liegen. Ist die Differenz in der Phase und/oder eine andere Korrekturgröße durch die
Steuereinrichtung bestimmt worden, so kann der Testmodus beendet werden, und das Radargerät geht in einen Betriebsmodus über. In einem solchen Betriebsmodus kann das Radargerät eine vorbestimmte Anzahl von frequenzmodulierten Signalpulsen (auch unter der Bezeichnung„Chirps" bekannt) senden. Die erste und die zweite
Empfangsantenne empfangen dann jeweils ein Empfangssignal, welches das von einem Objekt reflektierte Sendesignal ist. Die Abwärtsmischer mischen die Empfangssignale abwärts und stellen jeweilige Basisbandsignale für die Steuereinrichtung bereit. Aus den Basisbandsignalen bestimmt die Steuereinrichtung die Messgröße - zum Beispiel den Zielwinkel - zunächst unabhängig von der im Testmodus bestimmten Phasendifferenz. Die so bestimmte Messgröße wird nachfolgend anhand der Phasendifferenz korrigiert. Das Radargerät kann in den Testmodus vor einem jeden Betriebsmodus bzw. einem jeden Messzyklus übergehen, in welchem jeweils eine vorbestimmte Anzahl von frequenzmodulierten Signalpulsen durch das Radargerät gesendet wird. Das Bestimmen der Korrekturgröße vor einem jeden Messzyklus gewährleistet, dass die Messgröße nach einem jeden Messzyklus mit höchster Genauigkeit bestimmt werden kann.
Anstatt das lokale Prüfsignal nur in einem Testmodus des Radargeräts zu erzeugen, kann selbiges Prüfsignal durch die Steuereinrichtung auch permanent erzeugt werden, nämlich während des Betriebs des Radargerätes. Dann ergibt sich kontinuierlich ein - der Steuereinrichtung bekannter - Frequenzanteil in den jeweiligen Basisbandsignalen. Da diese Frequenz - und genauer gesagt eine Vielzahl von Frequenzanteilen - bekannt ist, kann sie dann durch die Steuereinrichtung unterdrückt werden, etwa mithilfe eines Kerbfilters (notch filter).
Das Radargerät ist bevorzugt ein Dauerstrichradar, welcher zum Abstrahlen einer in ihrer Frequenz modulierten kontinuierlichen elektromagnetischen Welle ausgebildet ist (auch unter der Bezeichnung FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave)-Radar bekannt). Mit einem solchen Radargerät gelingt es, die Entfernung eines Objektes von selbigem Radargerät zu bestimmen, wie auch die relative Geschwindigkeit des Objektes bezüglich des Radargeräts sowie den Zielwinkel. Ein Empfänger des Radargeräts kann - au ßer den beiden Abwärtsmischern - für jeden Empfangspfad auch einen
Tiefpassfilter, einen Verstärker sowie einen Analog-Digital-Wandler umfassen. Die durch die erste und die zweite Empfangsantenne empfangenen Signale werden dann im Empfänger in das Basisband herabgemischt, tiefpass-gefiltert und analog-digital- gewandelt.
Bei dem Radargerät wird bevorzugt eine separate Sendeantenne - sei diese eine einzelne Sendeantenne oder eine Sendeantennengruppe - verwendet, die mithilfe eines lokalen Oszillators zur Erzeugung eines Sendesignals gespeist wird. Die Sendeantenne kann phasengesteuert werden, um so insgesamt einen relativ breiten
Umgebungsbereich mit einer schmalen Hauptkeule der Richtcharakteristik in horizontaler Richtung erfassen zu können.
Es sind unterschiedlichste Anwendungen der Fahrerassistenzeinrichtung in dem
Kraftfahrzeug sinnvoll möglich: Zum Beispiel kann die Fahrerassistenzeinrichtung zur Spurwechselassistenz, zur Überwachung des toten Winkels, wie auch zur
Unfallfrüherkennung dienen. Die Fahrerassistenzeinrichtung kann aber auch die
Funktion einer automatischen Abstandswarnung, einer Abstandsregelung, einer
Spurverlassens-Warnung und/oder einer Einparkhilfe haben.
Ein erfindungsgemäßes Fahrzeug, insbesondere ein Kraftfahrzeug, umfasst eine erfindungsgemäße Fahrerassistenzeinrichtung oder eine bevorzugte Ausgestaltung derselben. Bei einem erfindungsgemäßen Verfahren zum Betreiben eines Radargeräts in einem Fahrzeug wird durch selbiges Radargerät zumindest eine auf ein fahrzeugexternes Objekt bezogene Messgröße bestimmt. Es werden Signale durch zumindest eine erste und eine zweite Empfangsantenne empfangen. Es erfolgt ein Herabmischen der empfangenen Signale in jeweilige Basisbandsignale durch einen mit der ersten
Empfangsantenne über einen ersten Empfangspfad gekoppelten ersten Abwärtsmischer einerseits sowie einen mit der zweiten Empfangsantenne über einen zweiten
Empfangspfad gekoppelten zweiten Abwärtsmischer andererseits. Eine
Steuereinrichtung empfängt die Basisbandsignale und bestimmt die zumindest eine Messgröße anhand der Basisbandsignale. Ein lokales Prüfsignal wird in dem Radargerät erzeugt und in den ersten Empfangspfad sowie in den zweiten Empfangspfad eingekoppelt. Die Steuereinrichtung empfängt das durch den ersten Abwärtsmischer abwärts gemischte Prüfsignal als erstes Testsignal einerseits sowie das durch den zweiten Abwärtsmischer abwärts gemischte Prüfsignal als zweites Testsignal andererseits. Die Steuereinrichtung bestimmt aus den Testsignalen eine
frequenzabhängige Korrekturgröße für die Korrektur der Messgröße.
Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Fahrerassistenzeinrichtung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend für das erfindungsgemäße Fahrzeug sowie für das erfindungsgemäße Verfahren.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen, den Figuren und der Figurenbeschreibung. Alle vorstehend in der Beschreibung genannten Merkmale und Merkmalskombinationen sowie die nachfolgend in der Figurenbeschreibung genannten und/oder in den Figuren alleine gezeigten Merkmale und Merkmalskombinationen sind nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen
Kombinationen oder auch in Alleinstellung verwendbar.
Die Erfindung wird nun anhand einzelner bevorzugter Ausführungsbeispiel näher erläutert, wie auch unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen.
Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung eine Draufsicht auf ein Kraftfahrzeug mit einer Fahrerassistenzeinrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; Fig. 2 in schematischer Darstellung eine Draufsicht auf das Kraftfahrzeug gemäß Fig. 1 , wobei die Erfassung verschiedener Teilbereiche durch ein Radargerät näher erläutert wird;
Fig. 3 in schematischer Darstellung ein Radargerät der Fahrerassistenzeinrichtung;
Fig. 4 in schematischer Darstellung einen allgemeinen Aufbauplan (HF-Layout) eines Aufwärtsmischers des Radargeräts;
Fig. 5 in schematischer Darstellung einen allgemeinen Aufbauplan (HF-Layout) des Radargeräts;
Fig. 6 eine frequenzabhängige Verstärkungskennlinien sowie eine Phasenkennlinie eines Basisbandverstärkers des Radargerätes; und
Fig. 7 das Frequenzspektrum eines Prüfsignals, wie es durch Testmittel des
Radargerätes erzeugt und in Empfangspfade des Radargerätes eingekoppelt wird.
In den Figuren werden gleiche und funktionsgleiche Elemente mit den gleichen
Bezugszeichen versehen.
Ein Kraftfahrzeug 1 , wie es in Fig. 1 dargestellt ist, umfasst eine
Fahrerassistenzeinrichtung 2, die den Fahrer beim Führen des Kraftfahrzeugs 1 unterstützt. Das Kraftfahrzeug 1 ist im Ausführungsbeispiel ein Personenkraftwagen. Die Fahrerassistenzeinrichtung 2 kann beispielsweise ein Überwachungssystem für den toten Winkel und/oder ein Unfallfrüherkennungssystem und/oder ein ACC(Adaptive Cruise Control)-System sein.
Die Fahrerassistenzeinrichtung 2 umfasst ein erstes Radargerät 3 sowie ein zweites Radargerät 4. Das erste Radargerät 3 ist in einer linken Ecke eines hinteren Stoßfängers und das zweite Radargerät 4 in einer rechten Ecke desselben Stoßfängers angeordnet. Das erste und das zweite Radargerät 3, 4 sind Frequenzmodulation-Dauerstrich- Radargeräte (Frequency Modulated Continuous Wave Radar, FMCW-Radar). Zu den Radargeräten 3, 4 gehört auch eine Steuereinrichtung 5, die zum Beispiel einen für das erste und das zweite Radargerät 3, 4 gemeinsamen MikroController 6 umfassen kann, wie auch einen in den Figuren nicht dargestellten digitalen Signalprozessor. Alternativ können auch zwei separate MikroController 6 und/oder zwei digitale Signalprozessoren vorgesehen sein, die zum Beispiel über einen im Kraftfahrzeug 1 vorhandenen
Kommunikationsbus miteinander kommunizieren.
Das erste Radargerät 3 weist einen Erfassungsbereich 7 auf, welcher in Fig. 1 durch zwei Linien 7a, 7b begrenzt ist. Der Öffnungswinkel des Erfassungsbereichs 7 - also der Winkel zwischen den Linien 7a, 7b - beträgt im Beispiel ca. 170 °. Entsprechend weist das zweite Radargerät 4 einen Erfassungsbereich 8 auf, welcher durch zwei Linien 8a, 8b begrenzt ist. Der Öffnungswinkel des Erfassungsbereichs 8 - also der Winkel zwischen den Linien 8a, 8b - beträgt im Ausführungsbeispiel ebenfalls etwa 170 °. Die Erfassungsbereiche 7, 8 der Radargeräte 3, 4 überschneiden sich, sodass ein
Überlappungsbereich 9 gegeben ist. Der Überlappungsbereich 9 ist durch die Linien 7b, 8b winkelig begrenzt. Im Ausführungsbeispiel beträgt ein Öffnungswinkel · des
Überlappungsbereichs 9 etwa 70 °.
In ihren jeweiligen Erfassungsbereichen 7, 8 können die Radargeräte 3, 4 ein Objekt 10 orten. Insbesondere können die Radargeräte 3, 4 jeweils eine Entfernung R1 5 R2, des Objektes 10 von dem jeweiligen Radargerät 3, 4, jeweils einen Zielwinkel · · 2, sowie eine relative Geschwindigkeit des Objektes 10 bezüglich des Kraftfahrzeugs 1 bestimmen - dies sind Messgrößen der Radargeräte 3, 4. Die Zielwinkel · 1 , · 2 sind Winkel zwischen jeweils einer Referenzlinie 1 1 , die durch das entsprechende Radargerät 3, 4 verläuft, und einer Verbindungslinie 12, die durch das Objekt 10 und das jeweilige Radargerät 3, 4 verläuft.
Die Radargeräte 3, 4 können den jeweiligen Zielwinkel · 1 , · 2 nach dem
Phasenmonopuls-Verfahren messen.
Bezugnehmend auf Fig. 2 kann das Radargerät 3 - und analog auch das Radargerät 4 - verschiedene Teilbereiche A, B, C, D, E, F, G, H des Erfassungsbereichs 7
nacheinander beleuchten. Zum Beispiel kann dazu eine Sendekeule einer
Sendeantenne elektronisch in horizontaler Richtung (Azimuthrichtung) geschwenkt werden, nämlich nach dem Phase-Array-Prinzip. Zumindest eine Empfangsantenne kann in diesem Fall in horizontaler Richtung eine breite Empfangscharakteristik aufweisen, mit welcher der gesamte Erfassungsbereich 7 abgedeckt wird. Andere Ausgestaltungen können alternativ schmale Empfangswinkelbereiche in Verbindung mit breiten
Sendekeulen realisieren. In Fig. 2 sind der Übersicht halber lediglich die Teilbereiche A bis H des
Erfassungsbereichs 7 des ersten Radargeräts 3 dargestellt. Entsprechend ist hier auch der Erfassungsbereich 8 des Radargeräts 4 in mehrere Teilbereiche unterteilt, die durch das zweite Radargerät 4 nacheinander erfasst werden. Wenngleich sich die weitere Beschreibung lediglich auf das erste Radargerät 3 bezieht, entspricht die Funktionsweise des zweiten Radargeräts 4 der des ersten Radargeräts 3.
Im Betriebsmodus bzw. in einem einzelnen Messzyklus werden die Teilbereiche A bis H durch das Radargerät 3 nacheinander erfasst. In einem einzelnen Messzyklus sendet das Radargerät 3 für jeden Teilbereich A bis H (also pro Beam) separat jeweils eine vorbestimmte Folge von frequenzmodulierten Signalpulsen (Chirps). Im Betriebsmodus werden somit die Teilbereiche A bis H zeitlich nacheinander beleuchtet, und in den Teilbereichen A bis H befindliche Objekte werden detektiert. Vor einem jeden
Messzyklus bzw. vor dem Einleiten des Betriebsmodus - d.h. vor einem jeden
Beleuchten aller Teilbereiche A bis H - geht das Radargerät 3 zunächst in einen Testmodus über, wie nachstehend näher erläutert wird.
Fig. 3 zeigt in schematischer Darstellung den Aufbau eines Empfängers 13 eines einzelnen Radargeräts 3, 4. Der Empfänger 13 umfasst eine erste sowie eine zweite Empfangsantenne 14, 15, die einzelne Antennen oder jeweils eine Gruppe von
Antennen sein können. Die erste Empfangsantenne 14 ist über einen ersten
Empfangspfad bzw. Empfangskanal 16 mit einem ersten Abwärtsmischer 17 gekoppelt, nämlich mit seinem RF(Radio Frequency)-Eingang 18. Ein Ausgang 19 des ersten Abwärts mi schers 17 ist über einen ersten Basisbandverstärker 101 mit der
Steuereinrichtung 5 gekoppelt, und zwar mit einem ersten Kanaleingang 20. Der Ausgang 19 des Abwärtsmischers 17 kann mit der Steuereinrichtung 5 auch über einen Analog-Digital-Wandler (nicht dargestellt) gekoppelt sein. Alternativ kann ein solcher Wandler in die Steuereinrichtung 5 integriert sein.
Entsprechend ist die zweite Empfangsantenne 15 über einen zweiten Empfangspfad 21 mit einem RF-Eingang 22 eines zweiten Abwärtsmischers 23 gekoppelt. Ein Ausgang 24 des zweiten Abwärtsmischers 23 ist über einen zweiten Basisbandverstärker 102 mit der Steuereinrichtung 5 gekoppelt, nämlich mit ihrem zweiten Kanaleingang 25. Auch hier kann zwischen der Steuereinrichtung 5 und dem zweiten Abwärtsmischer 23 ein Analog- Digital-Wandler geschaltet sein; alternativ kann ein solcher Wandler in die
Steuereinrichtung 5 integriert sein. In die jeweiligen Empfangspfade 16, 21 kann jeweils auch ein rauscharmer Verstärker (Low Noise Amplifier) integriert sein.
Ein lokaler Oszillator 26 stellt ein Oszillatorsignal bzw. ein LO(Local Oszillator)-Signal 27 bereit, nämlich an einem Ausgang 28. Mit dem Oszillatorsignal 27 werden die
Abwärtsmischer 17, 23 über jeweilige LO-Eingänge 29, 30 gespeist. Dazu wird das Oszillatorsignal 27 mithilfe eines Leistungsteilers 31 symmetrisch geteilt.
Die erste und die zweite Empfangsantenne 14, 15 empfangen Signale S EI , SE2- Dies sind Empfangssignale. Die Signale SEi , SE2 sind die von einem Objekt reflektierten Sendesignale. Die empfangenen Signale S EI J SE2 werden durch die jeweiligen
Abwärtsmischer 17, 23 abwärts gemischt, nämlich in das Basisband. An ihren jeweiligen Ausgängen 19, 24 geben die Abwärtsmischer 17, 23 Basisbandsignale SBI , SB2 aus. Diese Basisbandsignale SBI , SB2 werden dann durch die beiden Basisbandverstärker 101 , 102 verstärkt, durch einen Wandler analog-digital-gewandelt und durch die Steuereinrichtung 5 verarbeitet. Die Steuereinrichtung 5 bestimmt anhand der
Basisbandsignale SBI , SB2 die bereits genannten Messgrößen des Radargeräts 3, 4, nämlich die Entfernung R1 5 R2, die relative Geschwindigkeit, wie auch den Zielwinkel oci ,
0C2-
Die Winkelinformation der empfangenen Signale SEI , SE2 wird in der Steuereinrichtung 5 aus einer Differenz zwischen den Phasen der Basisbandsignale SBI , SB2 ermittelt. Die Ausgangsphase der Abwärtsmischer 17, 23 und der Basisbandverstärker 101 , 102 wird jedoch nicht alleine durch die Signale SEi , SE2 der beiden Empfangspfade 16, 21 bestimmt, sondern ist zusätzlich auch von der Betriebstemperatur sowie den
Schwankungen der Produktionsparameter der Abwärtsmischer 17, 23 sowie der Basisbandverstärker 101 , 102 und deren Integration in ein Gehäuse abhängig.
Der Zielwinkel oci , 0C2 wird abhängig von einer Phasenverschiebung zwischen den jeweiligen Phasen der Basisbandsignale SBI , SB2 ermittelt.
Um eine Bestimmung des Zielwinkels · 1 , · 2, wie auch der Entfernung R1 5 R2 sowie der relativen Geschwindigkeit mit höchster Genauigkeit zu gewährleisten, weist der Empfänger 13 Testmittel 32 auf. Die Testmittel 32 sind dazu ausgebildet, ein lokales Prüfsignal SP zu erzeugen und selbiges Prüfsignal SP sowohl in den ersten als auch in den zweiten Empfangspfad 16, 21 symmetrisch einzukoppeln. Das lokale Prüfsignal SP ist einseitenband-moduliert. Die Steuereinrichtung 5 erzeugt an einem ersten Pilotausgang 33 ein erstes Pilotsignal Spüoti ; an einem zweiten Pilotausgang 34 erzeugt sie ein zweites Pilotsignal SPi|0t2- Das erste Pilotsignal SPi|0ti ist vorzugsweise ein harmonisches Signal, nämlich insbesondere ein Rechtecksignal. Das erste Pilotsignal SPi|0ti kann eine vorbestimmte Grundfrequenz aufweisen, die zum Beispiel in einem Wertebereich von 10 Hz bis 1 MHz liegt. Das zweite Pilotsignal SPiiot2 ist ein gleiches Signal und gegenüber dem ersten Pilotsignal Spüoti um 90 ° phasenverschoben. Auch das zweite Pilotsignal SPiiot2 ist somit ein rechteckförmiges Signal. Die beiden Pilotsignale SPiiot , SPiiot2 können beispielsweise mithilfe eines kleinen Oszillators in der Steuereinrichtung 5 erzeugt werden.
Die Testmittel 32 umfassen einen Aufwärtsmischer 35, welcher zur Einseitenband- Modulation ausgebildet und somit ein Einseitenband-Mischer ist. Ein erster Eingang 36 des Aufwärtsmischers 35 ist mit dem ersten Pilotausgang 32 gekoppelt, während ein zweiter Eingang 37 des Aufwärtsmischers 35 mit dem zweiten Pilotausgang 34 gekoppelt ist. Durch den Aufwärtsmischer 35 werden die beiden Pilotsignale SPiiot , SPiiot2 aufwärts gemischt und überlagert, nämlich zu dem lokalen Prüfsignal SP. Das hochfrequente lokale Prüfsignale SP hat eine solche Grundfrequenz, welche der mittleren Frequenz der Sendesignale des Radargeräts 3, 4 entspricht. Das lokale Prüfsignal SP wird - wie bereits ausgeführt - in den ersten und in den zweiten
Empfangspfad 16, 21 symmetrisch eingekoppelt. Dazu umfassen die Testmittel 32 einen symmetrischen Leistungsteiler 38, welcher das lokale Prüfsignal SP teilt. Dabei wird die Leistung des Prüfsignals SP halbiert. Das Prüfsignal SP wird in den jeweiligen
Empfangspfad 16, 21 mithilfe eines Richtkopplers 39, 40 eingekoppelt. Die Richtkoppler 39, 40 sind gleich aufgebaut.
Der lokale Oszillator 26 ist ein für die Abwärtsmischer 17, 23 sowie den Aufwärtsmischer 35 gemeinsamer Oszillator. Er wird durch die Steuereinrichtung 5 angesteuert. Der Oszillator 26 ist beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator (Voltage Control Oszillator), welcher das Oszillatorsignal 27 mit einer solchen Frequenz erzeugt, die abhängig von der Amplitude einer von der Steuereinrichtung 5 an dem Oszillator 26 bereitgestellten Gleichspannung ist.
Ein Teil der Leistung des Oszillatorsignals 27 wird für den Aufwärtsmischer 35 ausgekoppelt, nämlich beispielsweise mithilfe eines Richtkopplers 41 . Mit diesem abgegriffenen Oszillatorsignal 27 wird der Aufwärtsmischer 35 gespeist, und zwar an seinem LO-Eingang 42. Dieser für den Aufwärtsmischer 35 ausgekoppelte Teil der Leistung des Oszillatorsignals 27 ist bevorzugt ein sehr geringer Teil, nämlich beispielsweise -20dBm. Es erübrigt sich ein zusätzlicher Verstärker für den LO-Eingang 42, wie auch für dasjenige Oszillatorsignal 27, mit welchem die Abwärtsmischer 17, 23 gespeist werden. Die Pilotsignale SPi|0ti , SPiiot2 werden nämlich mit entsprechend höherer Leistung erzeugt.
Also wird das lokale Prüfsignal SP in den ersten Empfangspfad 16 einerseits und in den zweiten Empfangspfad 21 andererseits eingekoppelt. Das Prüfsignal SP wird somit durch den ersten Abwärtsmischer 17 einerseits und den zweiten Abwärts misch er 23 andererseits abwärts gemischt, nämlich in das Basisband. Der erste Abwärtsmischer 17 gibt dabei ein erstes Testsignal Sn aus dem Prüfsignal SP aus, während der zweite Abwärtsmischer 23 ein zweites Testsignal ST2 ausgibt. Die Testsignale Sn , ST2 werden durch die Steuereinrichtung 5 empfangen, nämlich an den jeweiligen Kanaleingängen 20, 25.
Wie bereits ausgeführt, geht das Radargerät 3, 4 in den Testmodus über, und zwar vor einem jeden Messzyklus bzw. vor dem Einleiten eines jeden Betriebsmodus. In diesem Testmodus prüft die Steuereinrichtung 5 zunächst die Empfangspfade 16, 21 auf ihre Funktionsfähigkeit hin. Die Steuereinrichtung 5 erzeugt dazu die Pilotsignale SPi|0ti , SPi|0t2 und überprüft, ob an den jeweiligen Kanaleingängen 20, 25 die Testsignale Sn , ST2 anliegen oder nicht. Können die Testsignale Sn , ST2 durch die Steuereinrichtung 5 detektiert werden, so sind die beiden Empfangspfade 16, 21 sowie die Abwärtsmischer 17, 23 funktionsfähig.
Es sei an dieser Stelle angemerkt, dass das Prüfsignal SP ein von einem Sendesignal des Radargerätes separates bzw. unabhängiges Signal ist.
Abhängig von den Testsignalen Sn , ST2 ermittelt die Steuereinrichtung 5 auch eine Korrekturgröße für eine Korrektur der Messgrößen. Und zwar kann die Steuereinrichtung 5 eine Phasendifferenz zwischen der Phase des ersten Testsignals Sn und der Phase des zweiten Testsignals ST2 als Korrekturgröße berechnen. Diese Phasendifferenz wird durch die Steuereinrichtung 5 dann für eine Korrektur der Messgrößen, insbesondere des Zielwinkels oci , 0C2, herangezogen. Denn die Phasendifferenz gibt die Unterschiede in den Ausbreitungs- und Phaseneigenschaften der beiden Empfangspfade 16, 21 sowie der Abwärtsmischer 17, 23, der Basisbandverstärker 101 , 102 und gegebenenfalls weiterer Bauteile des Empfängers 13 wieder. Somit können gegebenenfalls vorhandene Ungenauigkeiten bzw. Abweichungen von einem Sollmaß bei der Bestimmung der Messgrößen berücksichtigt werden.
Anstatt die Pilotsignale SPi|0ti , SPiiot2 und somit das lokale Prüfsignal SP in einem
Testmodus des Radargeräts 3, 4 zu erzeugen, können selbige Signale SPi|0ti , SPi|0t2 , SP durch die Steuereinrichtung 5 auch permanent erzeugt werden, nämlich während des Betriebs des Radargeräts 3, 4. Dann ergibt sich kontinuierlich ein dem Pilotsignal SPi|0ti , Spüot2 entsprechender Frequenzanteil in den jeweiligen Basisbandsignalen SBI , SB2- Da diese Frequenz bekannt ist, kann sie dann durch die Steuereinrichtung 5 - beispielsweise durch einen Kerbfilter (notch filter) - unterdrückt werden.
Die Pilotsignale SPi|0ti , SPiiot2 sind im Ausführungsbeispiel Rechtecksignale. Diese Pilotsignale SPiiot , SPiiot2 werden an den Aufwärtsmischer 35 geführt, welcher dann das hochfrequente lokale Prüfsignal SP bereitstellt. Das Prüfsignal SP wird in den beiden Empfangskanälen durch die Abwärtsmischer 17, 23 abwärts gemischt und durch die Basisbandverstärker 101 , 102 verstärkt.
Vorliegend richtet sich das Interesse auf die Bestimmung des Zielwinkels bzw.
Azimuthwinkels α in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen den Phasen der empfangenen Signale SEi , SE2. Wie bereits ausgeführt, bestimmt die Steuereinrichtung 5 eine Korrekturgröße für die Korrektur des Zielwinkels oc; die Korrekturgröße ist die Phasendifferenz zwischen der Phasenverschiebung im ersten Empfangskanal und der Phasenverschiebung im zweiten Empfangskanal. Diese Phasendifferenz wird im
Wesentlichen durch die Abwärtsmischer 17, 23, wie auch durch die Basisbandverstärker 101 , 102 verursacht. Während die Abwärtsmischer 17, 23 über den Frequenzbereich des Basisbands im Wesentlichen konstante Phaseneigenschaften besitzen und somit auch keine Schwankungen der Phasendifferenz über das gesamte Basisband zu erwarten ist, verursachen die Basisbandverstärker 101 , 102 einen von der Frequenz im Basisband abhängigen Phasenfehler. Die Basisbandverstärker 101 , 102 verursachen somit eine Phasenverschiebung zwischen den Phasen der empfangenen Signale SEI , SE2, welche abhängig von der Frequenz ist. Die frequenzabhängige
Phasenverschiebung ist auf die Verstärkungskennlinie der Basisbandverstärker 101 , 102 zurückzuführen. In Fig. 6 ist einerseits eine Verstärkungskennlinie V und andererseits eine Phasenkennlinie · der Basisbandverstärker 101 , 102 jeweils als Funktion der Frequenz f dargestellt. Wie aus Fig. 6 hervorgeht, wurde eine Verstärkungskennlinie V gewählt, die um 20 dB pro Frequenzdekade (beim logarithmischen Verlauf) ansteigt. Somit wird die abnehmende Leistung der empfangenen Signale SEi , SE2 bei zunehmender Entfernung des Objektes kompensiert. Wie weiterhin aus Fig. 6
hervorgeht, verursachen die Basisbandverstärker 1 01 , 1 02 eine frequenzabhängige Phasenverschiebung der verstärkten Basisbandsignale SBi , SB2-
Aus diesem Grund bestimmt die Steuereinrichtung 5 die Korrekturgrö ße für die Korrektur des Zielwinkels ofe als frequenzabhängige Korrekturgrö ße. Und zwar wird eine frequenzabhängige Phasendifferenz 6(f) als Korrekturgrö ße bestimmt. Diese
Phasendifferenz 6(f) gibt die frequenzabhängige Differenz zwischen der
Phasenverschiebung im ersten Empfangskanal und der Phasenverschiebung im zweiten Empfangskanal wieder. Für die Bestimmung der frequenzabhängigen Phasendifferenz 6(f) zeigt sich die Rechteckform der Pilotsignale SPi|0ti , SPiiot2 als besonders vorteilhaft. Dann besitzt das Prüfsignal SP nämlich eine Mehrzahl von Frequenzanteilen bzw.
Oberwellen, die neben der Grundfrequenz auftreten. Neben der Grundfrequenz treten also auch ungerade ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz auf. Ein beispielhaftes Frequenzspektrum des Prüfsignals SP ist in Fig. 7 dargestellt. Die Trägerfrequenz des Prüfersignals SP ist in Fig. 7 mit ft bezeichnet. Neben der Trägerfrequenz ft sind auch weitere Frequenzanteile bzw. Seitenbänder zu erkennen. Weil die beiden Pilotsignale SpüoH , SPi|0t2 um 90 " zueinander phasenverschoben sind, besitzen die Oberwellen
(2n-1 )-ft dieser Pilotsignale SPi|0ti und SPi|0t2 ebenfalls immer eine Phasendifferenz von (2n-1 )-90 °. Damit besitzen auch die Oberwellen eine Phasendifferenz von +/- 90 °, und eine entsprechende Seitenbandunterdrückung, welche zur Phasenkalibrierung erforderlich ist, bleibt gewährleistet, nämlich aufgrund der Einseitenbandmodulation. Wie aus Fig. 7 hervorgeht, wird mit ansteigendem Index n alternierend das untere (linke) bzw. das obere (rechte) Seitenband - ausgehend von der Trägerfrequenz ft - unterdrückt.
Die Steuereinrichtung 5 wertet nun zur Bestimmung der frequenzabhängigen
Phasendifferenz (6(f)) die Testsignale Sn , ST2 nicht nur bei der Grundfrequenz aus, sondern es werden auch Oberwellen dieser Testsignale Sn , ST2 ausgewertet. Durch Auswertung der Oberwellen wird eine frequenzabhängige Kalibrierung der
Phasendifferenz der beiden Empfangskanäle vorgenommen bzw. es können auch Phasenungleichheiten zwischen den beiden Basisbandverstärkern 101 , 1 02 an den harmonischen Frequenzpunkten kalibriert werden. Die Korrekturgrö ße (6(f)) wird somit nicht nur für die Grundfrequenz bestimmt, sondern auch für die (zumindest ungeraden) ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz, also für die Oberwellen der Testsignale
Sn , ST2- Fig. 4 zeigt in schematischer Darstellung einen allgemeinen Aufbau (HF-Layout) des Aufwärtsmischers 35 in Mikrostreifentechnologie. Der Aufwärtsmischer 35 ist ein so genannter Rat-Race-Mischer mit Dioden (nicht dargestellt). An dem LO-Eingang 42 wird das Oszillatorsignal 27 angelegt. Das Oszillatorsignal 27 wird mithilfe eines
Leistungsteilers 43 halbiert und breitet sich zu einem ersten Tor 44 eines ersten ringförmigen Kopplers 45 hin einerseits und zu einem ersten Tor 46 eines zweiten ringförmigen Kopplers 47 andererseits aus. Von dem ersten Eingang 36 des
Aufwärtsmischers 35 breitet sich das erste Pilotsignal SPi|0ti hin zu einem zweiten Tor 48 des Kopplers 45 aus. Entsprechend breitet sich das zweite Pilotsignal SPiiot2 von dem zweiten Eingang 37 hin zu einem zweiten Tor 49 des zweiten Kopplers 47 aus. Das erste Pilotsignal SPi|0ti und das Oszillatorsignal 27 einerseits sowie das zweite Pilotsignal SPiiot2 und das Oszillatorsignal 27 andererseits überlagern sich und die jeweiligen
Superpositionen breiten sich hin zu einem 90 °-Hybrid-Koppler 50 aus. Dort überlagern sich diese Superpositionen, so dass das lokale Prüfsignal SP ausgegeben wird.
Fig. 5 zeigt in schematischer Darstellung ebenfalls den allgemeinen Aufbau (HF-Layout) des Empfängers 13. Eine Massefläche ist in Fig. 5 mit 51 bezeichnet. Es sind zwei Montageflächen 52, 53 bereitgestellt, an denen der erste Abwärtsmischer 17 respektive der zweite Abwärtsmischer 23 montiert werden. In Fig. 5 sind au ßerdem jeweilige Mikrostreifenleitungen erkennbar, die den ersten bzw. den zweiten Empfangspfad 16, 21 bilden. Diese Leitungen sind einerseits mit Anschlüssen 54, 55 für die
Empfangsantennen 14, 15 gekoppelt und andererseits zu den Montageflächen 52, 53 geführt, um dort an den jeweiligen Abwärtsmischern 17, 23 angeschlossen zu werden. Das lokale Prüfsignal SP wird über den Leistungsteiler 38 in Mikrostreifentechnologie sowie über die jeweiligen Richtkoppler 39, 40 in die Empfangspfade 16, 21 eingekoppelt. Auch der Leistungsteiler 31 ist in Mikrostreifentechnologie bereitgestellt und über eine Mikrostreifenleitung 56 mit dem ersten Abwärtsmischer 17 einerseits und über eine weitere Mikrostreifenleitung 57 mit dem zweiten Abwärtsmischer 23 gekoppelt.
Die Richtkoppler 39, 40 sind identisch aufgebaut. Der Leistungsteiler 38 ist ein symmetrischer Leistungsteiler, so dass die Leistung des lokalen Prüfsignals SP halbiert wird.

Claims

Patentansprüche
1 . Fahrerassistenzeinrichtung (2) für ein Fahrzeug (1 ), welche ein Radargerät (3, 4) zum Bestimmen zumindest einer auf ein fahrzeugexternes Objekt (10) bezogenen Messgröße (oci , ofe, Ri , R2) aufweist, wobei das Radargerät (3, 4) umfasst:
zumindest eine erste und eine zweite Empfangsantenne (14, 15) jeweils zum Empfangen von Signalen (SEi , SE2) ,
einen mit der ersten Empfangsantenne (14) über einen ersten Empfangspfad (16) gekoppelten ersten Abwärtsmischer (17) und einen mit der zweiten Empfangsantenne (15) über einen zweiten Empfangspfad (21 ) gekoppelten zweiten Abwärtsmischer (23) jeweils zum Herabmischen der empfangenen Signale (SEi , SE2) in jeweilige Basisbandsignale (SBi , SB2) , - eine Steuereinrichtung (5) zum Empfangen der Basisbandsignale (SBi , SB2) und zum Bestimmen der zumindest einen Messgröße (oci , ofe, Ri , R2) anhand der Basisbandsignale (SBi , SB2) und
Testmittel (32) zum Erzeugen eines lokalen Prüfsignals (SP) und zum Einkoppeln selbigen Prüfsignals (SP) in den ersten Empfangspfad (16) einerseits und in den zweiten Empfangspfad (21 ) andererseits, so dass die Steuereinrichtung (5) das durch den ersten Abwärtsmischer (17) abwärts gemischte Prüfsignal (SP) als erstes Testsignal (Sn) einerseits und das durch den zweiten Abwärtsmischer (23) abwärts gemischte Prüfsignal (SP) als zweites Testsignal (ST2) andererseits empfängt,
wobei die Steuereinrichtung (5) dazu ausgelegt ist, aus den Testsignalen (Sn , ST2) eine Korrekturgröße (6(f)) für die Korrektur der Messgröße (oci , 0C2, Ri , R2) zu bestimmen,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuereinrichtung (5) dazu ausgelegt ist, anhand der Testsignale (Sn , ST2) die Korrekturgröße (6(f)) als frequenzabhängige Größe zu bestimmen.
2. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet, dass die frequenzabhängige Korrekturgröße eine Phasendifferenz (6(f)) zwischen einer Phase des ersten Testsignals (Sn) und einer Phase des zweiten Testsignals (ST2) ist.
3. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Messgröße (oci , ο^, Ri , R2) ein Zielwinkel (oci , 0C2) ist, welcher ein Winkel zwischen einer durch das Radargerät (3, 4) verlaufenden Referenzlinie (1 1 ) und einer Verbindungslinie (12) ist, die durch das Radargerät (3, 4) und das Objekt (10) verläuft.
4. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuereinrichtung (5) dazu ausgelegt ist, zur Bestimmung der
frequenzabhängigen Korrekturgröße (6(f)) die Testsignale (Sn , ST2) bei ganzzahligen Vielfachen einer Grundfrequenz der Testsignale (Sn , ST2) auszuwerten.
5. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
das Prüfsignal (SP) einseitenband-moduliert ist.
6. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuereinrichtung (5) dazu ausgelegt ist, an die Testmittel (32) ein erstes Pilotsignal (SPi|0ti) sowie ein zum ersten Pilotsignal (SPNOH) um 90°
phasenverschobenes zweites Pilotsignal abzugeben, aus denen das Prüfsignal (SP) erzeugbar ist.
7. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Pilotsignale (SRIOH , Pnol2) Rechtecksignale sind.
8. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass
das Radargerät (3, 4) einen mit dem ersten Abwärtsmischer (17) gekoppelten ersten Basisbandverstärker und einen mit dem zweiten Abwärtsmischer (23) gekoppelten zweiten Basisbandverstärker zum Verstärken der Basisbandsignale (SBi , SB2) umfasst, wobei bevorzugt die Basisbandverstärker eine
frequenzabhängige Verstärkungskennlinie aufweisen, welche um einen
Steigungsfaktor pro Frequenzdekade ansteigt, der in einem Wertebereich von 17 dB bis 20 dB liegt, insbesondere 20 dB beträgt.
9. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Testmittel (32) einen Aufwärtsmischer (35) zum Erzeugen des lokalen
Prüfsignals (SP) aufweisen, dessen Ausgang mit dem ersten Empfangspfad (16) einerseits und mit dem zweiten Empfangspfad (21 ) andererseits gekoppelt ist.
10. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, dass
das Radargerät (3, 4) einen für den ersten und den zweiten Abwärtsmischer (17, 23) sowie für den Aufwärtsmischer (35) gemeinsamen lokalen Oszillator (26) zum Bereitstellen eines Oszillatorsignals (27) aufweist.
1 1 . Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet, dass
der lokale Oszillator (26) über einen Richtkoppler oder einen Leistungsteiler (41 ) mit einem Eingang (42) des Aufwärtsmischers (35) gekoppelt ist, wobei der Richtkoppler oder der Leistungsteiler (41 ) dazu ausgebildet ist, einen Teil von -25 dB bis -15 dB aus einer Leistung des Oszillatorsignals (27) für den
Aufwärtsmischer (35) abzugreifen.
12. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuereinrichtung (5) dazu ausgebildet ist, anhand des ersten Testsignals (Sn) einerseits und/oder anhand des zweiten Testsignals (ST2) andererseits den ersten Empfangspfad (16) und/oder den zweiten Empfangspfad (21 ) auf seine
Funktionsfähigkeit hin zu überprüfen.
13. Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
das Prüfsignal (SP) in einem Testmodus des Radargeräts (3, 4) erzeugbar ist, in welchem das Radargerät (3, 4) keine Sendesignale zum Bestimmen der
Messgröße (oci, ο^, Ri, R2) sendet.
14. Fahrzeug (1 ), insbesondere Kraftfahrzeug, mit einer Fahrerassistenzeinrichtung (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
15. Verfahren zum Betreiben eines Radargeräts (3, 4) in einem Fahrzeug (1 ), wobei durch das Radargerät (3, 4) zumindest eine auf ein fahrzeugexternes Objekt (10) bezogene Messgröße (oci, ο^, Ri, R2) bestimmt wird, mit den Schritten:
Empfangen von Signalen (SEi, SE2) durch zumindest eine erste und eine zweite Empfangsantenne (14, 15),
Herabmischen der empfangenen Signale (SEi, SE2) in jeweilige Basisbandsignale (SBi, SB2) durch einen mit der ersten Empfangsantenne (14) über einen ersten Empfangspfad (16) gekoppelten ersten Abwärtsmischer (17) einerseits und einen mit der zweiten
Empfangsantenne (15) über einen zweiten Empfangspfad (21 ) gekoppelten zweiten Abwärtsmischer (23) andererseits,
Empfangen der Basisbandsignale (SBi, SB2) und Bestimmen der zumindest einen Messgröße (oci, 02, Ri, R2) anhand der Basisbandsignale (SBi, SB2) durch eine Steuereinrichtung (5) und
Erzeugen eines lokalen Prüfsignals (SP) und Einkoppeln des lokalen Prüfsignals (SP) in den ersten Empfangspfad (16) und in den zweiten Empfangspfad (21 ), so dass die Steuereinrichtung (5) das durch den ersten Abwärtsmischer (17) abwärts gemischte Prüfsignal (SP) als erstes Testsignal (Sn) einerseits und das durch den zweiten Abwärtsmischer (23) abwärts gemischte Prüfsignal (SP) als zweites Testsignal (ST2) andererseits empfängt, wobei die Steuereinrichtung (5) aus den Testsignalen (Sn , ST2) eine
Korrekturgröße (6(f)) für die Korrektur der Messgröße (od , ofe, R1 , R2) bestimmt, dadurch gekennzeichnet, dass
anhand der Testsignale (Sn , ST2) die Korrekturgröße (6(f)) als frequenzabhängige Größe durch die Steuereinrichtung (5) bestimmt wird.
EP12704035.0A 2011-03-03 2012-02-08 Fahrerassistenzeinrichtung für ein fahrzeug und verfahren zum betreiben eines radargeräts Withdrawn EP2681583A1 (de)

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