DE102015201848A1 - System und Verfahren zur Vermeidung einer Gleichstromvorspannung in einem Homodyne-Empfänger - Google Patents

System und Verfahren zur Vermeidung einer Gleichstromvorspannung in einem Homodyne-Empfänger Download PDF

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Abstract

Ein Homodyne-Radarsystem enthält einen Mischer, der ein Signal mit einer Mischerausgangsfrequenz ausgibt, die eine Frequenzdifferenz zwischen zwei Eingangssignalen ist. Wenn die Frequenzdifferenz gering ist, kann ein Niederfrequenzrauschen das tatsächliche Signal maskieren. Ein variabler Phasenverschieber wird einem der Mischereingänge hinzugefügt, um die Phase bei einer vorbestimmten Änderungsrate zu ändern. Der Phasenverschieber verschiebt die Frequenz des Eingangssignals, so dass die Mischerausgangsfrequenz um die vorbestimmte Rate versetzt ist. Die niederen Frequenzen werden auf Frequenzen abgebildet, die über den Rauschfrequenzen liegen. Die Phasenverschiebung kann durch Hinzufügen einer konstanten Phase in vorbestimmten Zeitintervallen erreicht werden. Es kann notwendig sein, die Abtastfrequenz für das resultierende Signal zur Anpassung an die höheren Frequenzen zu erhöhen.

Description

  • Diese Anmeldung betrifft im Allgemeinen eine Vermeidung von Niederfrequenzrauschen in einem Radarsystem.
  • Ein Radarsystem kann in einem Kraftfahrzeug für viele Zwecke benutzt werden. Zum Beispiel ermöglicht ein Radarsystem Sicherheitselemente wie Kollisionswarnung und adaptive Geschwindigkeitsregelung. Die Wirksamkeit solcher Systeme kann von der Leistung des Radarsystems abhängig sein. Ein Radar arbeitet durch Aussendung einer elektromagnetischen Welle, die von einem Objekt zu einem Radarempfänger zurück reflektiert wird. Das reflektierte Signal kann zum gesendeten Signal frequenzverschoben sein. Die Radarelektronik kann mit Hilfe eines Mischers ein Signal erzeugen, das die Frequenzdifferenz zwischen den gesendeten und den empfangenen Signalen ist. Diese Frequenzdifferenz kann dann zur Berechnung des Bereichs und der relativen Geschwindigkeit des Objekts verarbeitet werden.
  • Ein Homodyne-Empfänger kann ein Radarsignal direkt in eine Basisbandfrequenz abwärtskonvertieren, ohne das Signal zuerst in irgendwelche Zwischenfrequenzen zu konvertieren. Unbewegliche (kein Doppler-Gehalt) Rückläufe aus einem Null- oder Fast-Null-Bereich können zu Gleichstrom- oder Fast-Gleichstromfrequenzsignalen im Basisband führen. Hohe Verlust- und Rauschsignale und die Frequenzspreizung aufgrund von Oszillatorphasenrauschen können die Gleichstrom- und Niederfrequenz-(Nahbereichs-)Rückläufe maskieren.
  • Das Rauschen, das sich aus dem Homodyne-Abwärtskonvertierungsprozess ergibt, kann vorwiegend ein Gleichstromvorspannungsrauschen sein, das manchmal als Mischervorspannung bezeichnet wird. Die Vorspannung trägt zu einem Rauschen bei, das als 1/f, 1/f2 und 1/f3 Rauschen bezeichnet wird. Dieses Rauschen kann zusätzlich nzu dem der Vorrichtung eigenen Rauschen im Fall von 1/f Komponenten das Ergebnis gleicher oder fast gleicher Frequenzkomponenten, die im Abwärtskonvertierungsmischer reagieren, und des Phasenrauschens der Signale selbst sein. Eine Leckage der örtlichen Oszillator(LO)- und Hochfrequenz(HF)-Signale kann sich selbst zu Gleichstrom mischen. Die Leckage kann auch aufgrund einer fehlerhaften Übereinstimmung intern von den Mischer-Ports reflektiert werden.
  • Die Sende-zu-Empfangsantenne-Isolierung kann größer als 50dB sein und Radarrücklaufsignale können mehr als 50dB unter Sendepegeln sein. Die Leckage im Mischer selbst kann etwa 20–25dB unter den Oszillatorsignalpegeln sein. In Kraftfahrzeugradars kann der Oszillatorsignalpegel zum Homodyne-Mischer nur 3–5dB unter dem Sendesignalpegel sein. Nahbereichsziel-Rücklaufpegel sind durch die R4-Dämpfung begrenzt, die durch die Radarbereichsgleichung bestimmt wird. Zusätzlich kann der Radarquerschnitt ("Radar Cross Section" – RCS) der Ziele physisch durch die Ausleuchtung der Antenne begrenzt sein, die im Nahbereich ein sehr kleiner Punkt sein kann. Somit können die Leckagesignale im Mischer die Rückläufe von Nahbereichszielen mit geringem RCS dominieren, die eine geringe oder keine relevante Bewegung haben.
  • Fußgänger können einen kleinen RCS und geringen Doppler-Gehalt haben. Im Nahbereich kann ein Rücklaufsignal von einem Fußgänger durch das Mischervorspannungsrauschen maskiert sein. In Situationen mit stockendem Verkehr kann ein mit Radar ausgerüstetes Fahrzeug einem Zielfahrzeug bis zum Anhalten folgen. Probleme können auftreten, wenn das Zielfahrzeug einen kleinen RCS aufweist (z.B. Motorräder, gewisse Autos). Sobald sich das Fahrzeug dem Zielfahrzeug nähert und die Geschwindigkeit verringert, kann der Rücklauf vom Zielfahrzeug durch Mischervorspannung maskiert werden. Das Ergebnis kann eine verringerte Leistung von Funktionen sein, die auf dem Radarsystem zum Erfassen von Objekten beruhen.
  • Ein Homodyne-Empfänger enthält einen Mischer, der zum Empfangen eines ersten Eingangssignals auf der Basis eines gesendeten Signals und eines zweiten Eingangssignals auf der Basis eines empfangenen Signals gestaltet ist, und einen Phasenverschieber, der zum Anlegen einer vorbestimmten Phasenänderungsrate an eines von dem ersten Eingangssignal und dem zweiten Eingangssignal gestaltet ist, wobei eine Mischerausgangsfrequenz um die vorbestimmte Rate verschoben wird. Der Phasenverschieber kann zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am ersten Eingangssignal gestaltet sein. Der Homodyne-Empfänger kann einen Koppler enthalten, der zum Koppeln des gesendeten Signals an das erste Eingangssignal gestaltet ist, und der Phasenverschieber kann zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am ersten Eingangssignal gestaltet sein. Der Phasenverschieber kann zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am zweiten Eingangssignal gestaltet sein. Der Homodyne-Empfänger kann einen rauscharmen Verstärker enthalten, der zum Verarbeiten des empfangenen Signals und Ausgeben des zweiten Eingangssignals gestaltet ist, und der Phasenverschieber kann zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am zweiten Eingangssignal gestaltet sein. Die vorbestimmte Phasenänderungsrate kann ein vorbestimmter konstanter Wert sein. Der Homodyne-Empfänger kann zumindest eine Steuerung enthalten, die zum Abtasten einer Mischerausgangsamplitude gestaltet ist, wobei eine Abtastfrequenz für die Mischerausgangsamplitude größer sein kann als eine höchste erwartete Mischerausgangsfrequenz.
  • Ein Verfahren zum Vermeiden eines Gleichstromvorspannungsrauschens in einem Homodyne-Empfänger enthält ein Ändern einer Phase eines ersten Eingangssignals zu einem Mischer bei einer vorbestimmten Rate, ein Mischen des ersten Eingangssignals und eines zweiten Eingangssignals zum Mischer, und ein Ausgeben eines Signals mit einer Frequenz, die um die vorbestimmte Rate verschoben ist, so dass eine Mischerausgangsamplitude über einer entsprechenden Rauschamplitude liegt. Ein Ändern der Phase des ersten Eingangssignals kann das Hinzufügen einer konstanten Phase zum ersten Eingangssignal in vorbestimmten Zeitintervallen enthalten. Die vorbestimmte Rate kann ein vorbestimmter konstanter Wert sein. Das erste Eingangssignal kann auf einem gesendeten Signal beruhen. Das erste Eingangssignal kann auf einem empfangenen Signal beruhen.
  • Ein Radarsystem enthält einen Oszillator, der zum Erzeugen eines gesendeten Signals gestaltet ist, eine Antenne, die zum Senden des gesendeten Signals und Empfangen eines empfangenen Signals gestaltet ist, und einen Homodyne-Empfänger, der einen Mischer, der zum Mischen eines ersten Eingangssignals, das auf dem gesendeten Signal beruht, und eines zweiten Eingangssignals, das auf dem empfangenen Signal beruht, gestaltet ist, und einen Phasenverschieber, der zum Anlegen einer vorbestimmten Phasenänderungsrate an eines von dem ersten Eingangssignal und dem zweiten Eingangssignal gestaltet ist, enthält, wobei eine Mischerausgangsfrequenz um die vorbestimmte Phasenänderungsrate verschoben wird. Das Radarsystem kann zumindest eine Steuerung enthalten, die zum Abtasten der Mischerausgangsamplitude gestaltet ist, wobei eine Abtastfrequenz für die Mischerausgangsamplitude größer als eine höchste erwartete Mischerausgangsfrequenz ist. Die vorbestimmte Phasenänderungsrate kann so gewählt werden, dass eine Mischerausgangsamplitude über einer entsprechenden Rauschamplitude bei einer Basisfrequenz liegt. Die vorbestimmte Phasenänderungsrate kann ein vorbestimmter konstanter Wert sein. Der Phasenverschieber kann zum Anlegen der vorbestimmten Phasenänderungsrate an das erste Eingangssignal durch Hinzufügen einer konstanten Phase zum ersten Eingangssignal in vorbestimmten Zeitintervallen gestaltet sein. Der Homodyne-Empfänger kann zum Anlegen der vorbestimmten Phasenänderungsrate an das erste Eingangssignal gestaltet sein. Der Homodyne-Empfänger kann zum Anlegen der vorbestimmten Phasenänderungsrate an das zweite Eingangssignal gestaltet sein. Das Radarsystem kann einen Koppler enthalten, der zum Vorsehen des gesendeten Signals an der Antenne und Vorsehen eines gekoppelten Ausgangs, der auf dem gesendeten Signal beruht, gestaltet sein, und wobei das erste Eingangssignal der gekoppelte Ausgang sein kann.
  • 1 ist eine schematische Darstellung eines Fahrzeuges, das ein verbessertes Homodyne-Radarsystem enthält.
  • 2 ist eine schematische Darstellung, die eine mögliche Gestaltung für ein Homodyne-Radarsystem zeigt, das einen variablen Phasenverschieber in Übereinstimmung mit dem Sendesignal enthält.
  • 3 ist eine schematische Darstellung, die eine mögliche Gestaltung für ein Homodyne-Radarsystem zeigt, das einen variablen Phasenverschieber in Übereinstimmung mit dem empfangenen Signal enthält.
  • 4 ist eine schematische Darstellung, die den Frequenz- gegenüber Zeitverlauf für ein Homodyne-Radarsystem und ein Homodyne-Radarsystem, das einen variablen Phasenverschieber enthält, zeigt.
  • 5 ist eine schematische Darstellung, die den Amplituden- gegenüber Frequenzverlauf für ein Homodyne-Radarsystem und ein Homodyne-Radarsystem, das einen Phasenverschieber enthält, zeigt.
  • 6 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zum Vermeiden einer Gleichstromrauschenvorspannung in einem Homodyne-Radarsystem zeigt.
  • Hier sind Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Es ist jedoch klar, dass die offenbarten Ausführungsformen nur Beispiele sind und andere Ausführungsformen andere und alternative Formen annehmen können. Die Figuren sind nicht unbedingt maßstabgetreu; einige Elemente könnten vergrößert oder verkleinert sein, um Einzelheiten bestimmter Komponenten zu zeigen. Daher sind spezielle, hier offenbarte Struktur- und Funktionseinzelheiten nicht als einschränkend auszulegen, sondern nur als repräsentative Basis, um einen Fachmann auf dem Gebiet verschiedene Anwendungen der vorliegenden Erfindung zu lehren. Wie für Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet klar ist, können verschiedene Elemente, die in Bezug auf eine der Figuren dargestellt und beschrieben sind, mit Elementen kombiniert werden, die in einer oder mehreren anderen Figur(en) dargestellt sind, um Ausführungsformen zu erzeugen, die nicht ausdrücklich dargestellt oder beschrieben sind. Die Kombinationen von dargestellten Elementen sehen repräsentative Ausführungsformen für typische Anwendungen vor. Verschiedene Kombinationen und Modifizierungen der Elemente in Übereinstimmung mit den Lehren dieser Offenbarung könnten jedoch für bestimmte Anwendungen oder Ausführungen erwünscht sein.
  • 1 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm eines linear frequenzmodulierten (LFM) Homodyne-Radarsystems 12 in einem Fahrzeug 10. Ein Homodyne-Radarsystem 12 kann für eine direkte Abwärtskonvertierung einer Signalfrequenz auf eine Null-Zwischenfrequenz gestaltet sein. Ein Radarsystem 12 kann eine elektromagnetische Welle 30 mit einer Frequenz und Amplitude erzeugen. Ein spannungsgesteuerter Oszillator ("Voltage Controlled Oscillator" – VCO) 14 kann zur Ausgabe eines Chirp-Signals 22 gestaltet sein. Der VCO 14 kann einen Verstärker zum Vorsehen eines Chirp-Signals 22 bei einem geeigneten Energiepegel zum Senden enthalten. Das Chirp-Signal 22 kann ein Signal sein, dessen Frequenz im Laufe der Zeit variiert. Der VCO 14 kann ein Chirp-Signal 22 erzeugen, das im Laufe der Zeit linear variiert, wie f(t) = f0 + γt.
  • Die Frequenz des Chirp-Signals 22 kann sich über einen festgesetzten Bereich von Frequenzen wiederholen. Die Frequenz des Chirp-Signals 22 kann auch so gewählt werden, dass die Frequenz wiederholt in einem Frequenzbereich linear steigt und fällt. Der Frequenzbereich kann als die Bandbreite (BW) bezeichnet werden und kann gleich der Differenz zwischen den höchsten und niedrigsten Frequenzen sein, die vom Chirp-Signal 22 überstrichen werden. Der VCO-Frequenzausgang 22 kann zu einem Koppler 16 geleitet werden. Der Koppler 16 kann ermöglichen, dass ein Hauptsendesignal 28 durch eine Sendeantenne 18 geht. Der Koppler 16 kann einen Großteil der Signalenergie zur Sendeantenne 18 leiten. Der Koppler 16 kann auch ein gekoppeltes Signal 20 vorsehen, das die Frequenz und Amplitude des Hauptsendesignals 28 anzeigt. Das gekoppelte Signal 20 kann dem Hauptsendesignal 28 im Sinne der Frequenz zur Verwendung im Radarempfängerschaltkreis ähnlich sein. Das Hauptsendesignal 28 kann zu einer Sendeantenne 18 geleitet werden.
  • Das gesendete Chirp-Signal 28 kann von der Sendeantenne 18 zu einer elektromagnetischen Welle 30 konvertiert werden. Die gesendete Welle 30 kann die Form s(t) = Atcos(2π(f0t + γt2)) (1) aufweisen, wobei f0 eine Frequenz des Chirp-Signals 22 ist, γ gleich einer Chirp-Rate ist, die als das Verhältnis der Pulsbandbreite (BW) über die Pulslänge des Senders (Tp) definiert sein kann.
  • Die gesendete elektromagnetische Welle 30 kann sich aus der Antenne 18 bewegen und kann reflektiert werden, wenn sie auf ein Objekt 32 trifft, das einen Abstand R zur Radareinheit 12 hat und sich bei einer Geschwindigkeit ν relativ zur Radareinheit 12 bewegt. Es können mehrere Objekte 32 mit unterschiedlichen Abständen zum Fahrzeug liegen und sich bei unterschiedlichen Geschwindigkeiten relativ zum Fahrzeug bewegen. Wenn die elektromagnetische Welle 30 auf das Objekt 32 trifft, kann sie zur Radareinheit 12 zurück reflektiert werden. Die reflektierte Welle 34 kann von einer Empfangsantenne 36 empfangen werden. Obwohl die Sendeantenne 18 und die Empfangsantenne 36 als getrennte Antennen dargestellt sind, kann eine einzige Antenne für beide Zwecke verwendet werden. Die reflektierte Wellenform 34 kann eine andere Amplitude, Frequenz und Phase als die gesendete Welle 30 haben. Die reflektierte Welle 34 kann die Form: s(t + τ) = Arcos{2π[f0(t + τ) + γ(t + τ)2 + 2v/cf0(t + τ)]} (2) aufweisen, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist und τ die Fortpflanzungsverzögerung des Signals und gleich 2R/c ist.
  • Die reflektierte Welle 34 kann von der Empfangsantenne 36 zu einem elektrischen Signal 38 umgewandelt werden. Das empfangene Signal 38 kann durch einen rauscharmen Verstärker (LNA) 40 geleitet werden, um die Amplitude des empfangenen Signals zu erhöhen. Der Verstärker 40 kann ein verstärktes Empfangssignal 42 vorsehen. Das verstärkte empfangene Signal 42 kann durch einen Empfangssignalleistungsteiler 44 geleitet werden, um das empfangene Signal zur Verwendung in verschiedenen Teilen des Schaltkreises zu teilen.
  • Das gekoppelte Signal 20 kann zu einem Eingang eines variablen Phasenverschiebers 78 geleitet werden. Der Phasenverschieber 78 kann zum Anlegen einer periodischen Phasenverschiebung an das sendebasierte Eingangssignal 20 gestaltet sein. Das Ausgangssignal 86 des Phasenverschiebers 78 kann durch einen Referenzleistungsteiler 46 geleitet werden, um die Referenzfrequenz für verschiedene Teile des Schaltkreises zu teilen. Ein erster Ausgang 48 des Referenzleistungsteilers 46 kann zu einem Eingang eines Mischers 50 geleitet werden. Ein Ausgang 52 des Empfangssignalleistungsteilers 44 kann zu einem zweiten Eingang des Mischers 50 geleitet werden. Das empfangsbasierte Signal 52 kann aufgrund der Geschwindigkeit und des Abstands des Objekts 32 vom Radarsystem 12 eine andere Frequenz als das Referenzsignal 48 haben. Der Mischer 50 kann die Frequenz des Referenzsignals 48 vom empfangenen Signal 52 entfernen. In der Frequenzdomäne kann die Frequenz des Referenzsignals 48 von der Frequenz des empfangenen Signals 52 subtrahiert werden.
  • Ein Ausgang 54 des Mischers 50 kann durch ein Filter 56 geleitet werden. Das Filter 56 kann ein Tiefpassfilter zur Entfernung hoher Frequenzkomponenten aus dem Mischerausgang 54 sein. Ein abschließendes phasengleiches Ausgangssignal 58 kann eine Frequenz aufweisen, die auf der Geschwindigkeit und dem Bereich des Objekts 32 beruht, das die Welle reflektierte.
  • In einigen Anwendungen kann ein zweiter Ausgang 60 des Referenzleistungsteilers 46 durch einen konstanten Phasenverschieber 62 geleitet werden, der die Phase des sendebasierten Signals 60 um konstante 90 Grad verschiebt. Das konstant phasenverschobene Referenzsignal 64 kann zu einem Eingang eines zweiten Mischers 66 geleitet werden. Ein Ausgang 68 des Empfangssignalleistungsteilers 44 kann zu einem Eingang des zweiten Mischers 66 geleitet werden. Der zweite Mischer 66 kann die Frequenz des phasenverschobenen Referenzsignals 64 aus dem empfangenen Signal 68 entfernen. Ein zweiter Mischerausgang 70 kann durch ein Filter 72 geleitet werden. Das Filter 72 kann ein Tiefpassfilter sein. Diese Konfiguration erzeugt einen Quadraturdatenausgang 74, der 90 Grad zum phasengleichen Ausgangssignal 58 phasenverschoben ist.
  • Das phasengleiche Signal 58 und Quadratursignal 74 können zu einer Steuerung 76 geleitet werden. Die Steuerung 76 kann einen oder mehrere Analog/Digital-Wandler zum Abtasten der Signale enthalten. Die abgetasteten Signale können verarbeitet werden, um den Amplituden- und Frequenzgehalt der Signale zu überprüfen. Die verarbeiteten Signale können zum Berechnen des Bereichs und der relativen Geschwindigkeit des Objekts 32 verwendet werden. Die Bereichs- und relativen Geschwindigkeitsdaten können zur Ausführung von Kollisionswarnungs(CW)-Funktionen verwendet werden, die den Lenker warnen können, wenn eine Kollision mit einem Objekt möglich ist. Zusätzlich kann die CW-Funktion dem Bremssystem befehlen, einen Bremsdruck anzuwenden, um das Fahrzeug zur Vermeidung einer Kollision zu verlangsamen. Die verarbeiteten Signale können auch für adaptive Geschwindigkeitsregelungs(ACC)-Funktionen verwendet werden, die die Fahrzeuggeschwindigkeit gemäß dem Abstand zwischen dem Objekt und der relativen Geschwindigkeit des Objekts steuern. Die ACC-Funktion kann das Antriebsmoment und Bremssystem steuern, um einen gewünschten Abstand und/oder eine gewünschte Geschwindigkeit aufrechtzuerhalten. Wenn zum Beispiel die ACC aktiv ist, kann das System zuerst versuchen, die Fahrzeuggeschwindigkeit auf eine gewünschte Sollgeschwindigkeit zu steuern. Wenn ein sich langsamer bewegendes Objekt vor dem Fahrzeug erfasst wird, kann das System die Fahrzeuggeschwindigkeit steuern, um einen Sollabstand zwischen dem Objekt und dem Fahrzeug aufrechtzuerhalten. Während sich das Objekt vorne verlangsamt, kann das Fahrzeug verlangsamt werden, um den Trennabstand aufrechtzuerhalten. Wenn das Objekt anhält, kann das Fahrzeug ebenso angehalten werden.
  • Homodyne-Radarsysteme nach dem Stand der Technik enthalten keinen variablen Phasenverschieber 78. Homodyne-Systeme nach dem Stand der Technik können das gekoppelte Sendesignal 20 direkt an den Eingang des Referenzleistungsteilers 46 koppeln.
  • 2 zeigt ein vereinfachtes Beispiel eines Homodyne-Radarsystems, in dem ein Phasenverschieber 78 in den gekoppelten sendebasierten Signalpfad 20 in der Homodyne-Architektur eingeführt wird. 2 zeigt nur den phasengleichen Abschnitt des Homodyne-Radarsystems, aber die folgende Besprechung kann ebenso auf den Quadraturabschnitt angewendet werden. Der Phasenverschieber 78 kann auch nach Abkoppeln des De-Chirp-Signals in den Sendeantennenpfad eingefügt werden, aber diese Anordnung kann eine inakzeptable Dämpfung beim Sendesignal verursachen. Der Phasenverschieber 78 kann zum Anlegen einer periodischen Phasenverschiebung an das sendebasierte Eingangssignal 20 gestaltet sein.
  • Die periodische Phasenverschiebung kann linear mit der Phasenverschiebung gewählt werden, die bei einer bestimmten Abtastrate erfolgt. Die Abtastrate kann einer zugehörigen A/D-Wandler-Abtastfrequenz entsprechen. Die Frequenz hängt mit der Änderungsrate oder Zeitableitung der Phase (dφ/dt) zusammen. Ein konstanter Frequenzversatz kann in ein Signal durch Ändern der Phase des Signals bei einer konstanten Rate eingeführt werden (z.B. dφ/dt = K, wobei K konstant ist). Dies kann durch periodisches Anlegen einer konstanten Phaseneinstellung an das Signal erreicht werden. Der Frequenzversatz kann als Δφ·f/(2π) berechnet werden, wobei Δφ die konstante Phaseneinstellung in rad ist und f die Frequenz ist, bei der die Phase eingestellt wird. Beispielsweise kann die konstante Phasenaddition als nπ/2 gewählt werden. Es ist zu beachten, dass jeder Wert für die konstante Phasenaddition gewählt werden kann und die Analyse ähnlich sein wird. Die konstante Rate kann als eine Abtastrate oder Frequenz fs gewählt werden. Der Frequenzversatz kann dann als nfs/4 berechnet werden.
  • Die Frequenz des Eingangssignals 20 kann verschoben werden, indem der Phasenverschieber 78 so gestaltet wird, dass am Eingangssignal 20 eine vorbestimmte Phasenänderungsrate vorgesehen wird. Der Frequenzversatz hängt mit der Phasenänderungsrate zusammen. Daher kann durch Hinzufügen einer konstanten Phasenänderung in vorbestimmten Zeitintervallen (z.B. einer Abtastfrequenz des unverschobenen Mischerausgangssignals) ein konstanter Frequenzversatz erreicht werden. Der Frequenzversatz kann so gewählt werden, dass die Amplitude des Mischerausgangssignals 54 größer ist als eine entsprechende Rauschamplitude bei einer bestimmten Frequenz.
  • Wenn zum Beispiel eine periodische Phasenverschiebung mit π/2 gewählt wird (d.h., zu jeder Abtastzeit werden dem Signalpfad π/2 rad hinzugefügt), kann der erfolgte Frequenzversatz ein Viertel der Abtastfrequenz fs sein. Andere Werte einer Differentialphasenverschiebung können verwendet werden, die zu anderen Versatzfrequenzen führen. Zusätzlich kann die Rate, bei der die Phase hinzugefügt wird, auf andere Werte eingestellt werden. Die erhaltene Frequenzverschiebung im Basisbandsignal kann eine Erhöhung in einer A/D-Wandler-Abtastfrequenz der Steuerung 76 erfordern, um sicherzustellen, dass das hohe Frequenzende des Bandes angemessen abgetastet wird.
  • Nachdem das Sendesignal 20 durch den variablen Phasenverschieber 78 geleitet wurde, kann in diesem Beispiel die Frequenz des Ausgangssignals 86 f + fs/4 sein, wobei f die Oszillatorfrequenz ist. In Abwesenheit des variablen Phasenverschiebers wäre die Frequenz des Signals 86 die Frequenz f des Oszillatorsignals 22. Unter Verwendung des variablen Phasenverschiebers kann das örtliche Oszillatorsignal 20 in der Frequenz um eine Frequenz von fs/4 verschoben sein. Die Frequenz des Mischerausgangs 54 kann dann als fs/4 + Δf berechnet werden, wobei Δf die Frequenzdifferenz zwischen dem gesendeten Signal und dem reflektierten Signal sein kann. Eine Steuerung 76 kann zum Abtasten des Ausgangs 54 des Mischers 50 gestaltet sein. Die Steuerung 76 kann auch zum Einstellen der Phase des Phasenverschiebers gestaltet sein. Die Steuerung 76 kann einen Ausgang 82 vorsehen, der die Phaseneinstellung für den Phasenverschieber 78 sein kann. Der Ausgang 82 kann bei einer bestimmten Frequenz aktualisiert werden, um eine konstante Phasenänderungsrate vorzusehen. Der Phasenverschieber 78 kann analog oder digital sein. Die Steuerung 76 kann so gestaltet sein, dass sie einen Ausgang 82 vorsieht, der eine variable Spannung zur Steuerung eines analogen Phasenverschiebers ist. Die Steuerung 76 kann so gestaltet sein, dass sie ein digitales Signal oder digitale Signale zur Steuerung eines digitalen Phasenverschiebers ausgibt 82.
  • Die Radarrücklaufsignale können Replikate des gesendeten Signals im Frequenzraum mit Empfangszeitverzögerung und Amplitudendifferenzen sein. Der Homodyne-De-Chirping-Prozess sieht eine Differenz zwischen der Sendesignalfrequenz und der Rücklaufsignalfrequenz im Frequenzraum vor. Die Verzögerung des Rücklaufsignals codiert den Bereich zu einem Ziel in eine konstante Frequenz. Das Band von Interesse hängt von der Chirp-Rate, dem maximalen Bereich von Interesse und der maximalen erwarteten Doppler Frequenz ab. Unbewegliche (kein Doppler-Gehalt) Rückläufe von einem Null- oder Fast-Null-Bereich können zu Gleichstrom- oder Fast-Gleichstromfrequenzsignalen im Basisband führen (d.h., Null-Zwischenfrequenz). Hohe Verlust- und Rauschsignale und eine Frequenzspreizung aufgrund eines Oszillatorphasenrauschens können die Gleichstrom- und Niederfrequenz-(Nahbereich-)Rückläufe maskieren.
  • 4 sieht ein Beispiel eines Nahbereich- und eines Fernbereich-Frequenzrücklaufsignals für ein Homodyne-Radarsystem vor. Die Frequenzen der gesendeten und empfangenen Signale können als Funktion der Zeit eingetragen werden. Der Frequenzausgang des Senders kann im Laufe der Zeit linear variieren. Die gesendete Frequenz kann im Laufe der Zeit als eine Linie 200, beginnend von einem Grundwert F0 210 und linear ansteigend, dargestellt werden. Ein Rücklaufsignal für ein Nahbereich-Objekt 202 kann dem Frequenzverlauf des ursprünglichen Signals 200 ähnlich sein, kann aber zu einem bestimmten Zeitpunkt einen Frequenzversatz von Δfn 206 vom gesendeten Signal 200 aufweisen. Ein Rücklaufsignal für ein Fernbereichsobjekt 204 kann dem Frequenzverlauf des gesendeten Signals 200 ähnlich sein, aber zu einem bestimmten Zeitpunkt einen Frequenzversatz von Δff 208 vom gesendeten Signal 200 aufweisen. Es ist zu beachten, dass die Nah- 202 und Fernbereichs- 204 Rücklaufsignalfrequenzen im Laufe der Zeit auf dieselbe Weise wie die Frequenz des gesendeten Signals 200 linear variieren können.
  • Der Ausgang des variablen Phasenverschiebers (78 1) kann durch eine verschobene Basisfrequenzkurve 212 dargestellt werden. Die Frequenz kann um eine konstante Frequenz fs/4 214 vom gesendeten Signal 200 versetzt sein. Ein Nahbereichssignal 202, das vom gesendeten Signal 200 um Δfn 206 versetzt ist, kann zu einem Phasenverschieber-Ausgangsfrequenzprofil 216 führen, das vom verschobenen Basisfrequenzprofil 212 zu einem bestimmten Zeitpunkt um Δfn 206 versetzt ist. Bei einer Abwärtskonvertierung kann die endgültige Ausgangsfrequenz Δfn’ 218 sein, die die Summe der Versatzfrequenz fs/4 214 und Δfn 206 sein kann. Ein Fernbereichssignal 204, das um Δff 208 von dem gesendeten Signal 200 versetzt ist, kann zu einem Frequenzprofil 222 führen, das zu einem bestimmten Zeitpunkt vom verschobenen Basisfrequenzprofil 212 um Δff 208 versetzt ist. Nach der Abwärtskonvertierung kann die endgültige Ausgangsfrequenz Δff’ 220 sein, die die Summe der Versatzfrequenz fs/4 214 und Δff 208 ist. Es ist zu beachten, dass ohne den variablen Phasenverschieber die abwärtskonvertierte Frequenz Δfn 206 für die Nahbereichsfrequenz und Δff 208 für die Fernbereichsfrequenz ist.
  • 5 zeigt die Amplitude der Frequenzkomponenten. Die Amplituden der Frequenzkomponenten der konvertierten Rücklaufsignale können als eine Funktion der Frequenz eingetragen werden. Eine Gleichstromrauschamplitude 216 kann auch als Funktion der Frequenz eingetragen werden. Die Gleichstromrauschamplitude 216 kann über einen relativ niederen Bereich von Frequenzen vorhanden sein. Es ist ein Amplitudenprofil eines Homodyne-Empfängers 232 nach dem Stand der Technik dargestellt. Zusätzlich wird ein Amplitudenprofil des Homodyne-Empfängers mit variablen Phasenverschiebern 226 gezeigt.
  • Für das Amplitudenprofil 232 nach dem Stand der Technik ist leicht erkennbar, dass bei einer Nahbereichsfrequenz Δfn 206 die Amplitude des empfangenen Signals 234 kleiner als eine Amplitude des Rauschens 236 sein kann. In dem Bereich, in dem die Gleichstrom-Rauschvorspannungsamplitude 216 größer als die Rücklaufsignalamplitude 232 ist, können Rückläufe vom Ziel vom Rauschen nicht unterscheidbar sein. In diesem niederen Bereich von Frequenzen könnte es nicht möglich sein, zwischen tatsächlichen Rücklaufsignalen und Rauschen zu unterscheiden. Somit kann die Leistung des Radarsystems beim Erfassen von Nahbereichsobjekten begrenzt sein. Bei höheren Frequenzen, die über der Gleichstrom-Rauschvorspannungsamplitude liegen, wie Δff 208, kann die Amplitude vom Niederfrequenzrauschen nicht betroffen sein.
  • Das Amplitudenprofil des verbesserten Homodyne-Empfängers 226 löst dieses Problem durch Verschieben des Amplitudenprofils der Rücklaufsignale ohne Verschieben des Gleichstromverlaufs. Die Amplitude 226 der ausgegebenen Frequenzkomponenten der phasenverschobenen Rücklaufsignale kann als Funktion der Frequenz eingetragen werden. Der phasenverschobene Ausgang für ein Nahbereichssignal kann zu einer Frequenz von Δfn’ 218 versetzt sein, die die Summe der Versatzfrequenz fs/4 214 und Δfn 206 sein kann. Die Größe des phasenverschobenen Ausgangssignals 224 bei der Versatzfrequenz Δfn’ 218 kann größer als die Amplitude des Gleichstromrauschens 228 bei derselben Frequenz sein. Die Fernbereichsfrequenz 230 kann ebenso verschoben sein und kann über dem Gleichstromrauschen bei der Frequenz Δff’ 220 bleiben. Null-Bereich-Rückläufe können nun auf fs/4 214 im Frequenzraum abgebildet werden.
  • 3 zeigt eine alternative Gestaltung, bei der ein variabler Phasenverschieber 90 alternativ im Empfangsantennenpfad 38 angeordnet wird. Der Eingang zum Phasenverschieber 90 kann ein Ausgang eines rauscharmen Verstärkers 40 sein. In Abwesenheit eines rauscharmen Verstärkers 40 kann das empfangene Signal 38 von der Antenne in den Phasenverschieber 90 eingegeben werden. Die Anordnung des Phasenverschiebers 90 nach dem rauscharmen Verstärker (LNA) 40 kann eine negative Auswirkung auf die System-Rauschzahl haben. Es kann eine ähnliche Analyse wie oben mit ähnlichen resultierenden Wellenformen durchgeführt werden.
  • Das Hinzufügen des variablen Phasenverschiebers zum Homodyne-Empfängersystem bietet dahingehend einen Nutzen, dass die Amplituden der Signale nun über der Amplitude des Niederfrequenzrauschens sein können. Dies kann einen besseren Nachweis von Nahbereichsobjekten ermöglichen, die wie die verschobenen Rücklaufsignale vom Rauschen unterscheidbar sein können. Das Hinzufügen des variablen Phasenverschiebers ermöglicht, dass die Homodyne-Architektur aufrechterhalten wird, ohne auf komplexere und teure Heterodyne-Empfängerdesigns zurückgreifen zu müssen.
  • Da der erwartete Frequenzbereich verschoben wurde, kann es wünschenswert sein, die Abtastrate des resultierenden Signals zu modifizieren. Es sei beispielsweise angenommen, dass die ursprüngliche Abtastfrequenz das 5/4-fache der höchsten erwarteten Frequenz in der ursprünglichen Homodyne-Architektur ist. Die höchste erwartete Frequenz in der ursprünglichen Architektur kann Δff sein und es kann eine Abtastfrequenz 5Δff/4 gewählt werden, um die komplexen Rückläufe adäquat abzutasten. Es sei angenommen, dass eine sequentielle Phasenverschiebung von nπ/2 dem sendebasierten Signal unter Verwendung des Phasenverschiebers hinzugefügt wird. Wie besprochen, werden die Frequenzen um ein vorbestimmtes Maß verschoben. Es kann eine Erhöhung der Abtastfrequenz des neuen Signals zur Anpassung an die erhöhten Frequenzen notwendig sein.
  • Es kann eine neue Abtastfrequenz, fsn, für die frequenzverschobenen Basisbandsignale mit dem 1,5-fachen der ursprünglichen Abtastfrequenz, fs, gewählt werden. Diese Wahl bewegt die Frequenz des nächsten Bereichszielsignals um das 0,375-fache (Δfn + fsn/4 = Δfn + 3fs/8) der ursprünglichen Abtastfrequenz nach oben. Unter der Annahme, dass das nächste Bereichssignal bei 0 Hz liegt, wird die niedrigste Frequenz auf das 0,375-fache der ursprünglichen Abtastfrequenz bewegt. Die Wirkung kann eine Erhöhung der niedrigsten Frequenz von Interesse aus dem Gleichstromrauschbereich sein.
  • Die höchste Frequenz von Interesse im Basisbandzielsignalspektrum wird auch um das 0,375-fache der ursprünglichen Abtastfrequenz nach oben verschoben. Die höchste Frequenz wird mit dem 47/60-fachen der neuen Abtastfrequenz, fsn, abgebildet. Die neue Abtastfrequenz, fsn, ist mehr als das 1,25-Fache der höchsten Frequenz in dem komplexen Spektrum von Interesse, so dass das Spektrum angemessen abgetastet werden kann.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 2 kann die Phase bei der neuen Abtastfrequenz, fsn, eingestellt werden. Die Steuerung 76 kann die Mischerausgangssignale 54 bei der neuen Abtastfrequenz abtasten. Zusätzlich kann die Steuerung 76 die Phaseneinstellung 82 an den Phasenverschieber 78 bei derselben Frequenz anlegen. Ebenso kann in 3 die Steuerung 76 so gestaltet sein, dass der Mischerausgang 94 gelesen wird und am Phasenverschieber 90 ein Signal 96 vorgesehen wird, um die Phase einzustellen.
  • Die beschriebene Gestaltung führt einen Phasenverschieber 78 ein, der zum Anlegen einer Phasenänderungsrate an dem Signal gestaltet ist. Die Phasenänderungsrate erzeugt einen Frequenzversatz bei dem Signal. Der Quadraturschenkel von 1 zeigt auch einen zusätzlichen Phasenverschieber 92. Dieser Phasenverschieber 62 ist vorhanden, um einen Quadraturausgang vorzusehen, der um neunzig Grad von dem nicht verschobenen Signal phasenverschoben ist. Das Ergebnis einer Addition einer festgesetzten Phase zu einem Signal ist ein Signal derselben Frequenz, das in der Phase zu der ursprünglichen verzögert oder vorgerückt ist. Der Phasenverschieber 62 ist zum Anlegen eines festgesetzten Phasenversatzes an das Signal gestaltet und verschiebt die Frequenz des Signals nicht. Der Phasenverschieber 78 ist zum Anlegen einer Phasenänderungsrate gestaltet, die effektiv die Frequenz des Signals verändert.
  • 6 zeigt ein Flussdiagramm für den Betrieb des Homodyne-Radarsystems. Das System kann mit dem Betrieb 300 auf der Basis einer Systemeinschaltung oder eines Zündens beginnen. Das Radar kann das Sendesignal 302 erzeugen. Sobald das Signal gesendet ist, kann ein reflektiertes Signal empfangen werden. Das Radarsystem kann das reflektierte Signal 304 empfangen und filtern. Das Filtern kann eine Verstärkung des empfangenen Signals enthalten. Eine vorbestimmte Phasenänderungsrate kann an das sendebasierten Signal 306 angelegt werden. Die Wirkung des Anlegens einer Phasenänderungsrate kann eine Verschiebung der Frequenzen der gemischten Signale über ein Gleichstromrauschen sein. Das System kann dann die Signale auf Basisbandfrequenzen 308 abwärtskonvertieren. Eine Steuerung kann dann das abwärtskonvertierte Signal 310 verarbeiten, um den Bereich und die Geschwindigkeiten von Objekten im Radarpfad zu berechnen. Das System kann eine Wiederholung durchführen oder, wenn Abschaltbedingungen erfüllt sind, kann der Betrieb beendet werden 312. Die obenstehende Abfolge kann durch eine Kombination aus Hardware-Schaltkreis und einer Steuerung auf Mikroprozessorbasis ausgeführt werden.
  • Die hier offenbarten Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können an eine Verarbeitungsvorrichtung, eine Steuerung oder einen Computer geleitet/von dieser ausgeführt werden, die bzw. der eine bestehende programmierbare elektronische Steuereinheit oder zweckbestimmte elektronische Steuereinheit enthalten kann. Ebenso können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen als Daten und Anweisungen gespeichert werden, die von einer Steuerung oder einem Computer in vielen Formen ausführbar sind, einschließlich, ohne aber darauf beschränkt zu sein, Informationen, die permanent auf nicht beschreibbaren Speichermedien gespeichert sind, wie ROM-Vorrichtungen, und Informationen, die änderbar auf beschreibbaren Speichermedien wie Disketten, Magnetbändern, CDs, RAM-Vorrichtungen und anderen magnetischen und optischen Medien gespeichert sind. Die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können auch in einem durch Software ausführbaren Objekt realisiert werden. Alternativ können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen zur Gänze oder teilweise unter Verwendung geeigneter Hardware-Komponenten ausgeführt sein, wie Application Specific Integrated Circuits (anwendungsspezifische integrierte Schaltungen, ASICs), Field-Programmable Gate Arrays (feldprogrammierbare Gate-Arrays, FPGAs), Zustandsmaschinen, Steuerungen oder anderen Hardware-Komponenten oder -Vorrichtungen oder einer Kombination aus Hardware-, Software- und Firmware-Komponenten.
  • Während oben beispielhafte Ausführungsformen beschrieben sind, ist nicht beabsichtigt, dass diese Ausführungsformen alle möglichen Formen beschreiben, die von den Ansprüchen umfasst sind. Die in der Patentschrift verwendeten Wörter sind Wörter der Beschreibung und nicht der Einschränkung und es ist klar, dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Wesen und Schutzumfang der Offenbarung abzuweichen. Wie zuvor beschrieben, können die Elemente verschiedener Ausführungsformen kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen der Erfindung zu bilden, die nicht ausdrücklich beschrieben oder dargestellt sind. Während verschiedene Ausführungsformen so beschrieben sein könnten, dass sie Vorteile bieten oder gegenüber anderen Ausführungsformen oder Ausführungen nach dem Stand der Technik in Bezug auf eine oder mehrere gewünschte Eigenschaft(en) bevorzugt sind, erkennen Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet, dass ein Erreichen der gesamten gewünschten Systemattribute, die von der speziellen Anwendung und Ausführung abhängen, auf Kosten eines Elements oder mehrerer Elemente oder Eigenschaften erfolgen kann. Diese Attribute können Kosten, Stärke, Haltbarkeit, Lebenszykluskosten, Vermarktbarkeit, Aussehen, Verpackung, Größe, Bedienbarkeit, Gewicht, Fertigungsgerechtigkeit, leichte Montage usw. enthalten, ohne aber darauf beschränkt zu sein. Als solches liegen Ausführungsformen, die als weniger wünschenswert als andere Ausführungsformen oder Ausführungen nach dem Stand der Technik in Bezug auf eine oder mehrere Eigenschaft(en) beschrieben sind, nicht außerhalb des Schutzumfangs der Offenbarung und können für besondere Anwendungen wünschenswert sein.

Claims (10)

  1. Homodyne-Empfänger, aufweisend: einen Mischer, der zum Empfangen eines ersten Eingangssignals auf der Basis eines gesendeten Signals und eines zweiten Eingangssignals auf der Basis eines empfangenen Signals gestaltet ist; und einen Phasenverschieber, der zum Anlegen einer vorbestimmten Phasenänderungsrate an eines des ersten Eingangssignals und des zweiten Eingangssignals gestaltet ist, wobei eine Mischerausgangsfrequenz um die vorbestimmte Rate verschoben ist.
  2. Homodyne-Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Phasenverschieber zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am ersten Eingangssignal gestaltet ist.
  3. Homodyne-Empfänger nach Anspruch 1, des Weiteren aufweisend einen Koppler, der zum Koppeln des gesendeten Signals an das erste Eingangssignal gestaltet ist, und wobei der Phasenverschieber zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am ersten Eingangssignal gestaltet ist.
  4. Homodyne-Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Phasenverschieber zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am zweiten Eingangssignal gestaltet ist.
  5. Homodyne-Empfänger nach Anspruch 1, des Weiteren aufweisend einen rauscharmen Verstärker, der zum Verarbeiten des empfangenen Signals und Ausgeben des zweiten Eingangssignals gestaltet ist, wobei der Phasenverschieber zum Vorsehen der vorbestimmten Phasenänderungsrate am zweiten Eingangssignal gestaltet ist.
  6. Verfahren zum Vermeiden eines Gleichstromvorspannungsrauschens in einem Homodyne-Empfänger, aufweisend: Ändern einer Phase eines ersten Eingangssignals zu einem Mischer bei einer vorbestimmten Rate; Mischen des ersten Eingangssignals und eines zweiten Eingangssignals zu dem Mischer; und Ausgeben eines Signals mit einer Frequenz, die um die vorbestimmte Rate verschoben ist, so dass eine Mischerausgangsamplitude über einer entsprechenden Rauschamplitude liegt.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei ein Ändern der Phase des ersten Eingangssignals ein Addieren einer konstanten Phase zum ersten Eingangssignal in vorbestimmten Zeitintervallen enthält.
  8. Verfahren nach Anspruch 6, wobei die vorbestimmte Rate ein vorbestimmter konstanter Wert ist.
  9. Verfahren nach Anspruch 6, wobei das erste Eingangssignal auf einem gesendeten Signal beruht.
  10. Verfahren nach Anspruch 6, wobei das erste Eingangssignal auf einem empfangenen Signal beruht.
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