MX2015001664A - Sistema y metodo para evitar la polarizacion de cc en un receptor homodino. - Google Patents
Sistema y metodo para evitar la polarizacion de cc en un receptor homodino.Info
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Abstract
Un sistema de radar homodino incluye un mezclador que emite una señal que tiene una frecuencia de salida del mezclador que es una diferencia en frecuencia entre dos señales de entrada. Cuando la diferencia en frecuencia es pequeña, el ruido de baja frecuencia puede enmascarar la señal real. Un desfasador variable se agrega a una de las entradas del mezclador para cambiar la fase a una velocidad predeterminada de cambio. El desfasador desplaza la frecuencia de la señal de entrada para que la frecuencia de salida del mezclador sea desplazada por la velocidad predeterminada. Las bajas frecuencias se asignan a frecuencias que están por encima de las frecuencias de ruido. El desplazamiento de fase se puede lograr mediante la adición de una fase constante a intervalos de tiempo predeterminados. Puede ser necesario aumentar la frecuencia de muestreo de la señal resultante para adaptarse a las frecuencias más altas.
Description
SISTEMA Y MÉTODO PARA EVITAR LA POLARIZACIÓN DE
CC EN UN RECEPTOR HOMODINO
CAMPO TÉCNICO
Esta aplicación se refiere generalmente a evitar ruido de baja frecuencia en un sistema
de radar.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN
Un sistema de radar se puede utilizar para muchos propósitos en un vehículo automotor. Por ejemplo, un sistema de radar permite características de seguridad tales como la advertencia de colisión y el control de crucero adaptativo. La eficacia de dichos sistemas
puede depender del rendimiento del sistema de radar. Un radar funciona mediante la transmisión de una onda electromagnética que se refleja desde un objeto de vuelta a un receptor de radar. La señal reflejada puede ser desplazada en frecuencia de la señal transmitida. La electrónica de radar, que utiliza un mezclador, puede generar una señal que es
la diferencia en frecuencia entre las señales transmitidas y recibidas. Esta diferencia en » frecuencia luego se puede procesar para calcular el rango y la velocidad relativa del objeto.
Un receptor homodino puede convertir descendentemente una señal de radar directamente en una frecuencia de banda base sin convertir primero la señal en ninguna frecuencia intermedia. Los retomos sin movimiento (sin contenido Doppler) de rango cero o cercano a cero pueden dar lugar a señales de frecuencia de CC (corriente continua) o cercanas
a la CC en la banda base. Las señales con alto contenido de fuga y ruido y la dispersión de frecuencia debida al mido de fase del oscilador pueden enmascarar los retomos de CC y de
baja frecuencia (de rango cercano).
El mido resultante del proceso de conversión descendente homodino puede ser principalmente un mido de polarización de CC, a veces referido como polarización del mezclador. La polarización contribuye al mido referido como mido 1/f, 1/f2 y 1/f3. Este mido, además del mido inherente al dispositivo en el caso de los componentes 1/f1, puede ser el resultado de componentes de frecuencia igual o casi igual que reaccionan en el mezclador de conversión descendente y el mido de fase de las señales propiamente dichas. Las señales de
fuga del oscilador local (LO, por sus siglas en inglés) y de radiofrecuencia (RF) pueden automezclarse con CC. La fuga también puede reflejarse internamente en los puertos del mezclador debido a una adaptación imperfecta.
El aislamiento de antena de transmisión a recepción puede ser mayor que 50dB y las señales de retomo del radar pueden ser mayores que 50dB debajo de los niveles de transmisión. La fuga en el propio mezclador puede ser de aproximadamente 20-25dB debajo de los niveles de la señal del oscilador. En los radares de automóviles, el nivel de la señal del oscilador al mezclador homodino solo puede ser de 3-5dB debajo del nivel de la señal de transmisión. Los niveles de retomo objetivo de rango cercano están limitados por la reducción gradual de respuesta R4 determinada por la ecuación del rango del radar. Además, la sección transversal del radar (RCS, por sus siglas en inglés) de los objetivos puede estar limitada físicamente por la iluminación de la antena, que puede ser un punto muy pequeño en el rango cercano. Por lo tanto, las señales de fuga en el mezclador pueden dominar los retomos de los objetivos de rango cercano con RCS baja que tienen poco o ningún movimiento relativo.
Los peatones pueden tener una RCS pequeña y bajo contenido Doppler. En un rango cercano, una señal de retomo de un peatón puede ser enmascarada por el mido de polarización del mezclador. En situaciones de parada y continuación alternativas, un vehículo instrumentado con un radar puede estar siguiendo un vehículo objetivo hasta una parada. Pueden surgir problemas cuando el vehículo objetivo exhibe una RCS baja (por ejemplo, motos, algunos autos). A medida que el vehículo se acerca al vehículo objetivo y reduce la velocidad, el retomo del vehículo objetivo puede quedar enmascarado por la polarización del mezclador. El resultado puede ser un menor rendimiento de las funciones que se basan en el sistema de radar para detectar objetos.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN
Un receptor homodino incluye un mezclador configurado para recibir una primera señal de entrada basada en una señal transmitida y una segunda señal de entrada basada en una señal recibida y un desfasador configurado para aplicar una velocidad predeterminada de cambio de fase a una de la primera señal de entrada y la segunda señal de entrada, donde una frecuencia de salida del mezclador es desplazada por la velocidad predeterminada. El
desfasador puede estar configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada. El receptor homodino puede incluir un acoplador configurado para acoplar la señal transmitida a la primera señal de entrada y el desfasador puede estar configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada. El desfasador puede estar configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la segunda señal de entrada. El receptor homodino puede incluir un amplificador de bajo nivel de ruido configurado para procesar la señal recibida y emitir la segunda señal de entrada y el desfasador puede estar configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la segunda señal de entrada. La velocidad predeterminada de cambio de fase puede ser un valor constante predeterminado. El receptor homodino puede incluir al menos un controlador configurado para muestrear una amplitud de salida del mezclador, donde una frecuencia de muestreo para la amplitud de salida del mezclador puede ser mayor que una frecuencia de salida más alta prevista del mezclador.
Un método para evitar el ruido de polarización de CC en un receptor homodino incluye cambiar la fase de una primera señal de entrada a un mezclador a una velocidad predeterminada, mezclar la primera señal de entrada y una segunda señal de entrada al mezclador y emitir una señal con una frecuencia que es desplazada por la velocidad predeterminada de modo que una amplitud de salida del mezclador esté por encima de una amplitud de ruido correspondiente. El cambio de la fase de la primera señal de entrada puede incluir agregar una fase constante a la primera señal de entrada a intervalos de tiempo predeterminados. La velocidad predeterminada puede ser un valor constante predeterminado. La primera señal de entrada puede estar basada en una señal transmitida. La primera señal de entrada puede estar basada en una señal recibida.
Un sistema de radar incluye un oscilador configurado para generar una señal transmitida, una antena configurada para transmitir la señal transmitida y recibir una señal recibida y un receptor homodino que incluye un mezclador configurado para mezclar una primera señal de entrada basada en la señal transmitida y una segunda señal de entrada basada en la señal recibida y un desfasador configurado para aplicar una velocidad predeterminada de cambio de fase a una de la primera señal de entrada y la segunda señal de entrada, donde una
frecuencia de salida del mezclador es desplazada por la velocidad predeterminada de cambio de fase. El sistema de radar puede incluir al menos un controlador configurado para muestrear la amplitud de salida del mezclador, donde una frecuencia de muestreo para la amplitud de salida del mezclador es mayor que una frecuencia de salida más alta prevista del mezclador. La velocidad predeterminada de cambio de fase puede seleccionarse de modo que una amplitud de salida del mezclador esté por encima de una amplitud de ruido correspondiente a una frecuencia base. La velocidad predeterminada de cambio de fase puede ser un valor constante predeterminado. El desfasador puede estar configurado para aplicar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada mediante la adición de una fase constante a la primera señal de entrada a intervalos de tiempo predeterminados. El receptor homodino puede estar configurado para aplicar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada. El receptor homodino puede estar configurado para aplicar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la segunda señal de entrada. El sistema de radar puede incluir un acoplador configurado para proporcionar la señal transmitida a la antena y proporcionar una salida acoplada basada en la señal transmitida y donde la primera señal de entrada puede ser la salida acoplada.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS
La Figura 1 es un diagrama de un vehículo que incluye un sistema de radar homodino mejorado.
La Figura 2 es un diagrama que ilustra una configuración posible para un sistema de radar homodino que incluye un desfasador variable en línea con la señal de transmisión.
La Figura 3 es un diagrama que ilustra una configuración posible para un sistema de radar homodino que incluye un desfasador variable en línea con la señal recibida.
La Figura 4 es un diagrama que ilustra la frecuencia frente a las características de tiempo para un sistema de radar homodino y un sistema de radar homodino que incluye un desfasador variable.
La Figura 5 es un diagrama que ilustra la amplitud frente a las características de frecuencia para un sistema de radar homodino y un sistema de radar homodino que incluye un desfasador.
La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra un método para evitar la polarización de ruido de CC en un sistema de radar homodino.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS REALIZACIONES PREFERIDAS DE LA INVENCIÓN
Las realizaciones de la presente divulgación se describen en el presente documento. Se comprende, sin embargo, que las realizaciones divulgadas son meramente ejemplos y que otras realizaciones pueden adoptar diversas formas y alternativas. Las figuras no están necesariamente a escala; algunas de las características podrían estar exageradas o minimizadas para mostrar detalles de componentes particulares. Por lo tanto, los detalles estructurales y funcionales específicos divulgados en este documento no han de interpretarse como limitantes, sino meramente como una base representativa para enseñar a una persona capacitada en la téenica a emplear de diversas maneras la presente invención. Como entenderán las personas con conocimientos básicos en el estado de la técnica, diversas características ilustradas y descritas con referencia a cualquiera de las figuras se pueden combinar con características ilustradas en una o más de otras figuras para producir realizaciones que no se ilustran o describen de manera explícita. Las combinaciones de características ilustradas proporcionan realizaciones representativas para aplicaciones típicas. Sin embargo, varias combinaciones y modificaciones de las características de acuerdo con las enseñanzas de esta divulgación, podrían ser deseables para aplicaciones o implementaciones particulares.
La Figura 1 muestra un diagrama de bloques a modo de ejemplo de un sistema de radar homodino con Modulación de Frecuencia Lineal (LFM, por sus siglas en inglés) 12 en un vehículo 10. Un sistema de radar homodino 12 puede estar configurado para convertir directamente y descendentemente una frecuencia de señal en frecuencia intermedia cero. Un sistema de radar 12 puede generar una onda electromagnética 30 que tiene una frecuencia y amplitud. Un Oscilador Controlado por Tensión (VCO, por sus siglas en inglés) 14 puede estar configurado para emitir una señal modulada en frecuencia 22. El VCO 14 puede incluir un amplificador para proporcionar una señal modulada en frecuencia 22 a un nivel de potencia adecuado para la transmisión. La señal modulada en frecuencia 22 puede ser una señal que varía en frecuencia con el tiempo. El VCO 14 puede generar una señal modulada en frecuencia
22 que varía linealmente con el tiempo, tal como f(t) = fo + yt. La frecuencia de la señal modulada en frecuencia 22 se puede repetir en un rango fijo de frecuencias. La frecuencia de la señal modulada en frecuencia 22 también se puede seleccionar de modo que la frecuencia aumente y disminuya repetidamente de manera lineal dentro de un rango de frecuencias. El rango de frecuencias puede ser indicado como el ancho de banda (BW, por sus siglas en inglés) y puede ser igual a la diferencia entre las frecuencias más altas y más bajas barridas por la señal modulada en frecuencia 22. La salida de frecuencia del VCO 22 puede ser alimentada a un acoplador 16. El acoplador 16 puede permitir que una señal de transmisión principal 28 cruce hacia una antena de transmisión 18. El acoplador 16 puede hacer pasar una mayor parte de la energía de la señal hacia la antena de transmisión 18. El acoplador. 16 también puede proporcionar una señal acoplada 20 que indica la frecuencia y la amplitud de la señal de transmisión principal 28. La señal acoplada 20 puede parecerse a la señal de transmisión principal 28 en términos de frecuencia para usar en el circuito receptor de radar. La señal de transmisión principal 28 puede ser enviada a una antena de transmisión 18.
La señal transmitida modulada en frecuencia 28 puede ser convertida por la antena de transmisión 18 en una onda electromagnética 30. La onda transmitida 30 puede ser de la forma s(t) = At cos(2 (fot + yt2)) ( 1 ) donde f0 es una frecuencia de la señal modulada en frecuencia 22, y es igual a un índice de modulación en frecuencia que puede estar definido como la relación del ancho de banda por impulso (BW) sobre la longitud de impulsos del transmisor (Tp).
La onda electromagnética transmitida 30 puede viajar desde la antena 18 y se puede reflejar cuando golpea un objeto 32 ubicado a una distancia R de la unidad de radar 12 y que viaja a una velocidad u relativa a la unidad de radar 12. Puede haber varios objetos 32 ubicados a diferentes distancias del vehículo y que viajan a diferentes velocidades relativas al vehículo. Cuando golpea el objeto 32, la onda electromagnética 30 se puede reflejar de vuelta a la unidad de radar 12. La onda reflejada 34 puede ser recibida por una antena de recepción 36. Aunque la antena de transmisión 18 y la antena de recepción 36 se muestran como antenas separadas se puede utilizar una única antena para ambos propósitos. La forma de onda reflejada 34 puede tener diferente amplitud, frecuencia y fase que la onda transmitida 30. La onda reflejada 30 puede ser de la forma:
s(t + t) = Ar cos{ 2p [ f0(t + t) + y(t + t)2 + 2D/C f0(t + t) ] } (2) donde c es la velocidad de la luz, y t es el retraso de propagación de la señal y es igual a 2R/c.
La onda reflejada 34 puede ser convertida en una señal eléctrica 38 por la antena de recepción 36. La señal recibida 38 se puede hacer pasar a través de un amplificador de bajo nivel de ruido (LNA, por sus siglas en inglés) 40 para aumentar la amplitud de la señal recibida. El amplificador 40 puede proporcionar una señal recibida amplificada 42. La señal recibida amplificada 42 puede ser enviada a través de un divisor de potencia de la señal recibida 44 para dividir la señal recibida para usar en diferentes partes del circuito.
La señal acoplada 20 se puede hacer pasar a una entrada de un desfasador variable 78. El desfasador 78 puede estar configurado para aplicar un desplazamiento periódico de fase a la señal de entrada basada en la transmisión 20. La señal de salida 86 del desfasador 78 puede ser enviada a través de un divisor de potencia de referencia 46 para dividir la frecuencia de referencia para diferentes partes del circuito. Una primera salida 48 del divisor de potencia de referencia 46 puede ser enviada a una entrada de un mezclador 50. Una salida 52 del divisor de potencia de la señal recibida 44 puede ser enviada a una segunda entrada del mezclador 50. La señal basada en la recepción 52 puede tener una frecuencia diferente de la señal de referencia 48 debido a la velocidad y distancia del objeto 32 desde el sistema de radar 12. El mezclador 50 puede eliminar la frecuencia de la señal de referencia 48 de la señal recibida 52. En el dominio de la frecuencia, la frecuencia de la señal de referencia 48 puede restarse de la frecuencia de la señal recibida 52. Una salida 54 del mezclador 50 puede enviarse a través de un filtro 56. El filtro 56 puede ser un filtro de paso bajo para eliminar los componentes de frecuencias más altas de la salida del mezclador 54. Una señal de salida final en fase 58 puede tener una frecuencia basada en la velocidad y el rango del objeto 32 que reflejó la onda.
En algunas aplicaciones, una segunda salida 60 del divisor de potencia de referencia 46 puede enviarse a través de un desfasador constante 62 que desplaza la fase de la señal basada en la transmisión 60 por una constante de 90 grados. La señal de referencia con fase desplazada constante 64 puede enviarse a una entrada de un segundo mezclador 66. Una salida 68 del divisor de potencia de la señal recibida 44 puede enviarse a una entrada del segundo mezclador 66. El segundo mezclador 66 puede eliminar la frecuencia de la señal de referencia con fase desplazada 64 de la señal recibida 68. Una salida del segundo mezclador 70 puede
enviarse a través de un filtro 72. El filtro 72 puede ser un filtro de paso bajo. Esta configuración genera una salida de datos en cuadratura 74 que está 90 grados desfasada con la señal de salida en fase 58.
La señal en fase 58 y la señal en cuadratura 74 pueden ser enviadas a un controlador 76. El controlador 76 puede incluir uno o más conversores de analógico a digital para muestrear las señales. Las señales muestreadas se pueden procesar para determinar el contenido de amplitud y frecuencia de las señales. Las señales procesadas se pueden utilizar para calcular el rango y la velocidad relativa del objeto 32. Los datos del rango y la velocidad relativa pueden ser utilizados para llevar a cabo funciones de prevención de colisiones (CW, por sus siglas en inglés) que pueden advertir al conductor la posibilidad de una colisión con un objeto. Además, la función de CW puede ordenar al sistema de frenos que aplique presión de freno para frenar el vehículo para evitar una colisión. Las señales procesadas también se pueden utilizar para funciones de control de crucero adaptativo (ACC, por sus siglas en inglés) que controlan la velocidad del vehículo de acuerdo con la distancia entre el objeto y la velocidad relativa del objeto. La función de ACC puede controlar el sistema de par de propulsión y frenado para mantener una distancia y/o velocidad deseada. Por ejemplo, cuando el ACC está activo, el sistema puede primero intentar controlar la velocidad del vehículo hasta una velocidad fijada deseada. Cuando se detecta un objeto que se mueve más lento enfrente del vehículo, el sistema puede controlar la velocidad del vehículo con el fin de mantener una distancia fijada entre el objeto y el vehículo. A medida que el objeto delante frena, el vehículo se puede frenar para mantener la distancia de separación. Si el objeto se detiene, el vehículo también se puede detener.
Los sistemas de radar homodino del arte previo no incluyen el desfasador variable 78. Los sistemas homodinos del arte previo pueden conectar la señal de transmisión acoplada 20 directamente a la entrada del divisor de potencia de referencia 46.
La Figura 2 representa un ejemplo simplificado de un sistema de radar homodino en el que un desfasador 78 se introduce en el trayecto de la señal basada en la transmisión acoplada 20 en la arquitectura homodina. La Figura 2 representa solamente la porción en fase del sistema de radar homodino pero la siguiente descripción se puede aplicar también a la parte en cuadratura. El desfasador 78 también se puede colocar en el trayecto de la antena de
transmisión después de desacoplar la señal de-modulada en frecuencia pero esta ubicación puede causar una atenuación intolerable para la señal de transmisión. El desfasador 78 puede estar configurado para aplicar un desplazamiento periódico de fase a la señal de entrada basada en la transmisión 20.
El desplazamiento periódico de fase se puede seleccionar para que sea lineal con el desplazamiento de fase que se imparte a una velocidad de muestreo determinada. La velocidad de muestreo puede corresponder a una frecuencia de muestreo del conversor A/D asociado. La frecuencia está relacionada con la velocidad de cambio o tiempo derivado de la fase (d<|>/dt). Una desviación de frecuencia constante se puede introducir en una señal mediante el cambio de la fase de la señal a una velocidad constante (p. ej., d<|)/dt = K, donde K es constante). Esto puede lograrse mediante la aplicación periódica de un ajuste de fase constante a la señal. La desviación de frecuencia se puede calcular como Df*?/(2p) donde Df es el ajuste de fase constante en radianes y f es la frecuencia a la que se ajusta la fase. Como un ejemplo, la adición de fase constante se puede seleccionar para que sea hp/2. Se debe tener en cuenta que se puede elegir cualquier valor para la adición de fase constante y el análisis será similar. La velocidad constante se puede seleccionar como una velocidad o frecuencia de muestreo, fs. La desviación de frecuencia luego se puede calcular como nfs / 4.
La frecuencia de la señal de entrada 20 puede ser desplazada mediante la configuración del desfasador 78 para proporcionar una velocidad predeterminada de cambio de fase a la señal de entrada 20. La desviación de frecuencia está relacionada con la velocidad de cambio de fase. Por lo tanto, mediante la adición de un cambio de fase constante a intervalos de tiempo predeterminados (p. ej., una frecuencia de muestreo de la señal de salida no desplazada del mezclador) se puede lograr una desviación de frecuencia constante. La desviación de frecuencia se puede seleccionar de modo que la amplitud de la señal de salida del mezclador 54 sea mayor que una amplitud de ruido correspondiente a una frecuencia determinada.
Por ejemplo, mediante la selección de un desplazamiento periódico de fase de ni 2 (es decir, en cada tiempo de muestreo se agregan p/2 radianes al trayecto de la señal), la desviación de frecuencia impartida puede ser una cuarta parte de la frecuencia de muestreo, fs. Se pueden utilizar otros valores de desplazamiento de fase diferencial que dan como resultado diferentes frecuencias de desplazamiento. Además, la velocidad a la que se agrega la fase se
puede ajustar a otros valores. El desplazamiento de frecuencia resultante en la señal de banda base puede requerir un aumento en una frecuencia de muestreo del conversor A/D del controlador 76 para asegurar que el extremo de alta frecuencia de la banda se pueda muestrear adecuadamente.
En este ejemplo, después de que se hace pasar la señal de transmisión 20 a través del desfasador variable 78, la frecuencia de la señal de salida 86 puede ser f + fd4, donde f es la frecuencia del oscilador. En la ausencia del desfasador variable, la frecuencia de la señal 86 sería la frecuencia de la señal del oscilador 22, f. Mediante el uso del desfasador variable, la señal del oscilador local 20 se puede desplazar en frecuencia por una frecuencia de fs/4. La frecuencia de la salida del mezclador 54 luego se puede calcular como fs/4 + D?, donde D? es la diferencia en frecuencia entre la señal transmitida y la señal reflejada. Un controlador 76 puede estar configurado para muestrear la salida 54 del mezclador 50. El controlador 76 también puede estar configurado para ajustar la fase del desfasador. El controlador 76 puede proporcionar una salida 82 que puede ser el ajuste de fase para el desfasador 78. La salida 82 se puede actualizar a una frecuencia particular para proporcionar una velocidad constante de cambio de fase. El desfasador 78 puede ser analógico o digital. El controlador 76 puede estar configurado para proporcionar una salida 82 que es una tensión variable para controlar un desfasador analógico. El controlador 76 puede estar configurado para emitir 82 una señal o señales digitales para controlar un desfasador digital.
Las señales de retomo del radar pueden ser réplicas de la señal transmitida en el espacio de frecuencia con retraso de tiempo de recepción y diferencias de amplitud. El proceso de de-modulación en frecuencia homodina proporciona una diferencia entre la frecuencia de la señal de transmisión y la frecuencia de la señal de retomo en el espacio entre frecuencias. El retraso de la señal de retomo codifica el rango a un objetivo en una frecuencia constante. La banda de interés depende de la velocidad de modulación en frecuencia, el rango máximo de interés y la frecuencia Doppler máxima prevista. Los retomos sin movimiento (sin contenido Doppler) de rango cero o cercano a cero pueden dar lugar a señales de frecuencia de CC o cercanas a la CC en la banda base (es decir, frecuencia intermedia cero). Las señales con alto contenido de fuga y mido y la dispersión de frecuencia debida al mido de fase del oscilador pueden enmascarar los retornos de CC y de baja frecuencia (de rango cercano).
La Figura 4 proporciona un ejemplo de una señal de retomo de frecuencia de rango cercano y de rango lejano para el sistema de radar homodino. Las frecuencias de las señales transmitidas y recibidas se pueden trazar en función del tiempo. La salida de frecuencia del transmisor puede variar linealmente con el tiempo. La frecuencia transmitida se puede representar a través del tiempo como una línea 200 que se inicia en un valor base, Fo 210 y que aumenta linealmente. Una señal de retomo para un objeto de rango cercano 202 puede parecerse a la característica de frecuencia de la señal original 200, pero puede tener una desviación de frecuencia de Af„ 206 de la señal transmitida 200 en un momento determinado. Una señal de retomo para un objeto de rango lejano 204 puede parecerse a la característica de frecuencia de la señal transmitida 200, pero tiene una desviación de frecuencia de Aff 208 de la señal transmitida 200 en un momento determinado. Se debe tener en cuenta que las frecuencias de la señal de retomo de rango cercano 202 y de rango lejano 2Ó4 pueden variar linealmente con el tiempo de la misma manera que la frecuencia de la señal transmitida 200.
La salida del desfasador variable (78 en la Figura 1) puede ser representada por una curva de frecuencia de base desplazada 212. La frecuencia puede estar desplazada por una frecuencia constante f¡/4214 de la señal transmitida 200. Una señal de rango cercano 202 que está desplazada por Afn 206 de la señal transmitida 200 puede dar lugar a un perfil de frecuencia de salida del desfasador 216 que está desplazado del perfil de frecuencia de base desplazado 212 por Afn 206 en un momento determinado. Cuando se convierte descendentemente, la frecuencia de salida final puede ser Afn' 218 que puede ser la suma de la frecuencia de desplazamiento fs/4 214 y Afn 206. Una señal de rango lejano 204 que está desplazada por Aff 208 de la señal transmitida 200 puede dar lugar a un perfil de frecuencia 222 que está desplazado del perfil de frecuencia de base desplazado 212 por Aff 208 en un momento determinado. Después de la conversión descendente, la frecuencia de salida final puede ser Aff' 220 que puede ser la suma de la frecuencia de desplazamiento fs/4 214 y Aff 208. Se debe tener en cuenta que sin el desfasador variable, la frecuencia convertida descendentemente es Afn 206 para la frecuencia de rango cercano y Aff 208 para la frecuencia de rango lejano.
La Figura 5 representa la amplitud de los componentes de frecuencia. Las amplitudes de los componentes de frecuencia de las señales de retomo convertidas se pueden trazar en
función de la frecuencia. Una amplitud de ruido de CC 216 también se puede trazar en función de la frecuencia. La amplitud de ruido de CC 216 puede estar presente sobre un rango relativamente bajo de frecuencias. Se representa un perfil de amplitud de un receptor homodino del arte previo 232. Además se muestra un perfil de amplitud del receptor homodino con desfasadores variables 226.
Para el perfil de amplitud del arte previo 232, se observa fácilmente que a una frecuencia de rango cercano D?h 206, la amplitud de la señal recibida 234 puede ser menos que una amplitud del ruido 236. En el rango en el que la amplitud de polarización de ruido de CC 216 es mayor que la amplitud de la señal de retomo 232, los retomos objetivo pueden no distinguirse del raido. En este rango bajo de frecuencias, puede que no sea posible distinguir entre las señales de retomo reales y el raido. Por lo tanto, el rendimiento del sistema de radar al detectar objetos de rango cercano puede estar limitado. A frecuencias más altas que están por encima de la amplitud de polarización de raido de CC, tal como Aff 208, la amplitud puede no verse afectada por el raido de baja frecuencia.
El perfil de amplitud del receptor homodino mejorado 226 resuelve este problema mediante el cambio del perfil de amplitud de las señales de retomo sin cambiar las características de CC. La amplitud 226 de los componentes de frecuencia de salida de las señales de retomo con fase desplazada se puede trazar en función de la frecuencia. La salida con fase desplazada para una señal de rango cercano puede estar desplazada a una frecuencia de Afn 218 que puede ser la suma de la frecuencia de desplazamiento fs/4 214 y D?h 206. La magnitud de la señal de salida con fase desplazada 224 a la frecuencia de desplazamiento D?h' 218 puede ser mayor que la amplitud del raido de CC 228 a la misma frecuencia. La frecuencia de rango lejano 230 puede ser desplazada de igual modo y puede permanecer por encima del ruido de CC a la frecuencia Aff' 220. Los retomos de rango cero ahora se pueden asignar a fs/4214 en el espacio de frecuencia.
La Figura 3 representa una configuración alternativa en la que un desfasador variable 90 se coloca alternativamente en el trayecto de la antena de recepción 38. La entrada al desfasador 90 puede ser una salida de un amplificador de bajo ruido 40. En la ausencia de un amplificador de bajo raido 40, la señal recibida 38 desde la antena puede ser introducida en el desfasador 90. La colocación del desfasador 90 después del amplificador de bajo raido (LNA)
40 puede afectar negativamente la figura del ruido del sistema. Un análisis similar se puede realizar como anteriormente con formas de onda resultantes similares.
La adición del desfasador variable al sistema de receptor homodino proporciona un beneficio ya que las amplitudes de las señales ahora pueden estar por encima de la amplitud del ruido de baja frecuencia. Esto puede permitir mía mejor detección de objetos de rango cercano que, como las señales de retomo desplazadas, se pueden distinguir del ruido. La adición del desfasador variable permite mantener la arquitectura homodina sin tener que recurrir a diseños de receptor heterodino más complejos y costosos.
Debido a que el rango de frecuencia previsto se ha desplazado, puede ser conveniente modificar la velocidad de muestreo de la señal resultante. Como ejemplo, supongamos que la frecuencia de muestreo original es 5/4 veces la frecuencia más alta prevista en la arquitectura homodina original. La frecuencia más alta prevista en la arquitectura original puede ser D? y se puede elegir una frecuencia de muestreo 5Aff /4 con el fin de muestrear adecuadamente los retomos complejos. Supongamos que un desplazamiento de fase secuencial de hp/2 se agregará a la señal basada en la transmisión utilizando el desfasador. Como se analizó, las frecuencias se desplazarán por una cantidad predeterminada. Puede ser necesario aumentar la frecuencia de muestreo de la señal nueva con el fin de adaptarla a las frecuencias aumentadas.
Se puede seleccionar una nueva frecuencia de muestreo, fsn para las señales de banda base con frecuencia desplazada de 1,5 veces la frecuencia de muestreo original, fs. Esta elección adelanta la frecuencia de la señal objetivo de rango más cercano en 0,375 veces (Afn + fsn/4 = Afn + 3fs/8) la frecuencia de muestreo original. Suponiendo que la señal de rango más cercano está en 0 Hz, entonces la frecuencia más baja se desplaza 0,375 veces la frecuencia de muestreo original. El efecto puede ser el aumento de la frecuencia más baja de interés fuera del rango de mido de CC.
La mayor frecuencia de interés en el espectro de la señal objetivo de banda base también se desplaza unas 0,375 veces de la frecuencia de muestreo original. La frecuencia más alta se aplica a 47/60 veces la nueva frecuencia de muestreo, fsn. La nueva frecuencia de muestreo, fsn es más que 1,25 veces la frecuencia más alta en el espectro complejo de interés por lo que el espectro se puede muestrear adecuadamente.
Haciendo referencia nuevamente a la Figura 2, la fase se puede ajustar a la nueva frecuencia de muestreo, fsn. El controlador 76 puede muestrear las señales de salida del mezclador 54 a la nueva frecuencia de muestreo. Además, el controlador 76 puede aplicar el ajuste de fase 82 al desfasador 78 a la misma frecuencia. De manera similar, en la Figura 3, el controlador 76 puede estar configurado para leer la salida del mezclador 94 y proporcionar una señal 96 al desfasador 90 para ajustar la fase.
La configuración descrita introduce un desfasador 78 configurado para aplicar una velocidad de cambio de fase a la señal. La velocidad de cambio de fase crea una desviación de frecuencia para la señal. La pata de cuadratura de la Figura 1 tambien representa un desfasador adicional 92. Este desfasador 62 está presente para proporcionar una salida de cuadratura que es desplazada noventa grados de la fase de la señal no desplazada. El resultado de la adición de una fase fija a una señal es una señal de la misma frecuencia que se retrasa o se adelanta en fase de la original. El desfasador 62 está configurado para aplicar un desplazamiento de fase fija a la señal y no desplaza la frecuencia de la señal. El desfasador 78 está configurado para aplicar una velocidad de cambio de fase que cambia efectivamente la frecuencia de la señal.
La Figura 6 ilustra un diagrama de flujo para el funcionamiento del sistema de radar homodino. El sistema puede iniciar la operación 300 sobre la base de la activación o encendido de un sistema. El radar puede generar la señal de transmisión 302. Después de que se transmite la señal se puede recibir una señal reflejada. El sistema de radar puede recibir y filtrar la señal reflejada 304. El filtrado puede incluir la amplificación de la señal recibida. Una velocidad de cambio de fase predeterminada se puede aplicar a la señal basada en la transmisión 306. El efecto de aplicar una velocidad de cambio de fase puede ser el desplazamiento de las frecuencias de las señales mezcladas encima del ruido de CC. El sistema puede entonces convertir descendentemente las señales en frecuencias de banda base 308. Un controlador luego puede procesar la señal convertida descendentemente 310 para calcular el rango y las velocidades de los objetos en el trayecto del radar. El sistema puede repetirse o cuando las condiciones de parada se cumplen, la operación puede terminar 312. La secuencia anterior se puede implementar mediante una combinación de circuitos de hardware y un controlador basado en un microprocesador.
Los procesos, metodos o algoritmos divulgados en este documento pueden ser distribuibles a/implementados por un dispositivo de procesamiento, controlador o computadora, que pueden incluir cualquier unidad de control electrónico programable o unidad de control electrónico dedicado existente. De manera similar, los procesos, métodos o algoritmos pueden ser almacenados como datos e instrucciones ejecutables por un controlador o computadora en muchas formas incluyendo, pero sin limitación, información almacenada permanentemente en soportes de memoria no registrables tales como dispositivos de memoria de solo lectura (ROM, por sus siglas en inglés) e información almacenada de modo alterable en soportes de memoria registrables tales como disquetes, cintas magnéticas, discos compactos, dispositivos de memoria de acceso aleatorio (RAM, por sus siglas en inglés) y otros soportes magnéticos y ópticos. Los procesos, métodos o algoritmos también se pueden implementar en un objeto ejecutable por software. Por otra parte, los procesos, métodos o algoritmos pueden estar incorporadas en su totalidad o en parte, utilizando componentes de hardware adecuados, tales como los Circuitos Integrados para Aplicaciones Específicas (ASIC, por sus siglas en inglés), matriz de puertas programable por campo (FPGA, por sus siglas en inglés), máquinas de estado, controladores u otros componentes o dispositivos de hardware o una combinación de componentes de hardware, software y microprograma.
Aunque anteriormente se describen realizaciones a modo de ejemplo, no se pretende que estas realizaciones describan todas las formas posibles abarcadas por las reivindicaciones. Las palabras utilizadas en la memoria descriptiva son palabras de descripción en lugar de limitación y se entiende que pueden hacerse varios cambios sin apartarse del espíritu y alcance de la divulgación. Como se describió anteriormente, las características de varias realizaciones se pueden combinar para formar realizaciones adicionales de la invención que pueden no estar descritas o ilustradas explícitamente. Si bien se pudo haber descrito que diversas realizaciones proporcionan ventajas o son preferidas antes que otras realizaciones o implementaciones del arte previo con respecto a una o más características deseadas, quienes tienen conocimientos básicos en el estado de la téenica reconocen que uno o más aspectos o características pueden verse comprometidos para lograr los atributos deseados del sistema general, que dependen de la aplicación e implementación específica. Estos atributos pueden incluir, pero sin limitación, costo, resistencia, durabilidad, costo del ciclo de vida, comerciabilidad, aspecto, envasado,
tamaño, capacidad de mantenimiento, peso, capacidad de fabricación, facilidad de montaje, etc. Como tales, las realizaciones descritas como menos deseables que otras realizaciones o implementaciones del arte previo con respecto a una o más características no están fuera del alcance de la divulgación y pueden ser deseables para aplicaciones particulares.
Claims (20)
1. Un receptor homodino caracterizado porque comprende: un mezclador configurado para recibir una primera señal de entrada basada en una señal transmitida y una segunda señal de entrada basada en una señal recibida; y un desfasador configurado para aplicar una velocidad predeterminada de cambio de fase a una de la primera señal de entrada y la segunda señal de entrada, donde una frecuencia de salida del mezclador es desplazada por la velocidad predeterminada.
2. El receptor homodino de la reivindicación 1, caracterizado porque el desfasador está configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada.
3. El receptor homodino de la reivindicación 1 caracterizado porque además comprende un acoplador configurado para acoplar la señal transmitida a la primera señal de entrada y donde el desfasador está configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada.
4. El receptor homodino de la reivindicación 1, caracterizado porque el desfasador está configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la segunda señal de entrada.
5. El receptor homodino de la reivindicación 1 caracterizado porque además comprende un amplificador de bajo nivel de ruido configurado para procesar la señal recibida y emitir la segunda señal de entrada, donde el desfasador está configurado para proporcionar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la segunda señal de entrada.
6. El receptor homodino de la reivindicación 1, caracterizado porque la velocidad predeterminada de cambio de fase es un valor constante predeterminado.
7. El receptor homodino de la reivindicación 1 caracterizado porque además comprende al menos un controlador configurado para muestrear una amplitud de salida del mezclador, donde una frecuencia de muestreo para la amplitud de salida del mezclador es mayor que una frecuencia de salida más alta prevista del mezclador.
8. Un método para evitar el ruido de polarización de CC en un receptor homodino caracterizado porque comprende: cambiar la fase de una primera señal de entrada a un mezclador a una velocidad predeterminada; mezclar la primera señal de entrada y una segunda señal de entrada al mezclador; y emitir una señal con una frecuencia que es desplazada por la velocidad predeterminada de modo que una amplitud de salida del mezclador esté por encima de una amplitud de ruido correspondiente.
9. El método de la reivindicación 8, caracterizado porque el cambio de fase de la primera señal de entrada incluye agregar una fase constante a la primera señal de entrada a intervalos de tiempo predeterminados.
10. El método de la reivindicación 8, caracterizado porque la velocidad predeterminada es un valor constante predeterminado.
11. El método de la reivindicación 8, caracterizado porque la primera señal de entrada se basa en una señal transmitida.
12. El método de la reivindicación 8, caracterizado porque la primera señal de entrada se basa en una señal recibida.
13. Un sistema de radar caracterizado porque comprende: un oscilador configurado para generar una señal transmitida; una antena configurada para transmitir la señal transmitida y recibir una señal recibida; y un receptor homodino que incluye un mezclador configurado para mezclar una primera señal de entrada basada en la señal transmitida y una segunda señal de entrada basada en la señal recibida y un desfasador configurado para aplicar una velocidad predeterminada de cambio de fase a una de la primera señal de entrada y la segunda señal de entrada, donde una frecuencia de salida del mezclador es desplazada por la velocidad predeterminada.
14. El sistema de radar de la reivindicación 13 caracterizado porque además comprende al menos un controlador configurado para muestrear una amplitud de salida del mezclador, donde una frecuencia de muestreo para la amplitud de salida del mezclador es mayor que una frecuencia de salida más alta prevista del mezclador.
15. El sistema de radar de la reivindicación 13, caracterizado porque la velocidad predeterminada de cambio de fase se selecciona de modo que una amplitud de salida del mezclador esté por encima de una amplitud de ruido correspondiente a una frecuencia base.
16. El sistema de radar de la reivindicación 13, caracterizado porque la velocidad predeterminada de cambio de fase es un valor constante predeterminado.
17. El sistema de radar de la reivindicación 13, caracterizado porque el desfasador está configurado para aplicar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada mediante la adición de una fase constante a la primera señal de entrada a intervalos de tiempo predeterminados.
18. El sistema de radar de la reivindicación 13, caracterizado porque el receptor homodino está configurado para aplicar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la primera señal de entrada.
19. El sistema de radar de la reivindicación 13, caracterizado porque el receptor homodino está configurado para aplicar la velocidad predeterminada de cambio de fase a la segunda señal de entrada.
20. El sistema de radar de la reivindicación 13 caracterizado porque además comprende un acoplador configurado para proporcionar la señal transmitida a la antena y proporcionar una salida acoplada basada en la señal transmitida y donde la primera señal de entrada es la salida acoplada.
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