JPH10197626A - 特に自動車のための障害物検出用レーダ - Google Patents

特に自動車のための障害物検出用レーダ

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JPH10197626A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 少なくとも4つの周波数F1 、F2 、F3
4 を使用する障害物を検出するためのレーダを提供す
る。 【解決手段】 前記の少なくとも4つの周波数F1 、F
2 、F3 、F4 は、 F1 −F3 =F2 −F4 の関係にあって、さらに(F1 +F3 )−(F2 +F
4 )=Cteの関係にもあり、ただし、Cteは定周波
数値を表し、物標からの距離の測定は2つの信号間の位
相差に基づいて行われ、このうちの第1(r1 (t)−
3 (t))は、周波数F1 と周波数F3 とにそれぞれ
該当する2つの受信された信号間の差分によって構成さ
れ、第2(r2 (t)−r4 (t))は、周波数F2
周波数F4 に該当する2つの受信された信号間の差分に
よって構成される。特に自動車の速度制御に応用され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、障害物検出用レー
ダに関する。このレーダは特に自動車に応用することが
でき、この場合、障害物、さらに詳細には先行する他の
自動車によって構成される障害物を検出するために使用
することができる。
【0002】
【従来の技術】大規模な消費者の応用分野のために設計
されるレーダは、できるだけ低価格で販売される必要が
あり、同時に信頼性または安全性に必要な技術的性能特
性に応じたものでなければならない。レベル測定レー
ダ、道路交通管理レーダ、さらに詳細には速度調整また
は障害物検出のために使用される自動車用レーダについ
ては特にそうである。自動車用の速度調整レーダは、運
搬車両がその速度を先行する車両の速度に関して調節で
き、例えば安全基準に従うことができるようにするため
に、運搬車両とこの先行車両との間の距離および速度を
検出するために特に設計される。この種類のレーダは特
に、いかなる大気条件においても機能するものでなけれ
ばならない。
【0003】障害物からレーダまでの距離を測定するた
めの周知の手法の一つは、レーダによって送り出される
信号の相回転を、この信号のレーダから障害物までの往
復経路を通じて使用することである。送られる信号e
(t)は次の関係式によって定義される。 e(t)=A cos(2πFt) (1) ただし、Fはレーダ信号の周波数を表し、tは時間を表
し、Aはレーダ信号の振幅を表す。
【0004】障害物とレーダとの間の往復経路に該当す
る距離2Dにわたる伝播の後に、この信号について得ら
れる相回転φすなわち移相は、次の関係式によって定義
される。 φ=2πFτ (2) ただしτは、往復距離2Dを通じて移動するレーダ波に
よって取られる時間を表す。実際には次の通りである。 τ=2D/c (3) ただしcは、光の速度を表す。関係式(2)と(3)か
ら下記が得られる。 D=cφ/4nF (4)
【0005】関係式(4)は、簡単な位相測定によっ
て、レーダと障害物との間の距離Dの測定のアクセスで
きるようになることを示している。しかし実際には、受
信機が直角位相で2つの受信チャネルを有する場合に移
相φが2πより大きくなるか、またはただ一つの受信チ
ャネルを含む場合にπより大きくなると、この測定は不
明確になる。これは、周波数が通常1GHzより大きい
場合に、レーダ使用において位相による距離の直接測定
を妨げる。そして通常実行される一つの手法は、2つの
異なる周波数F1 、F2 で発信および受信されるレーダ
信号に該当する微分位相測定の使用からなる。
【0006】第1周波数F1 における伝送順序は第1移
相φ1 へのアクセスをもたらす。 φ1 =4πD/c×F1 (5)
【0007】同様に、第2周波数F2 における伝送順序
は第2移相φ1 へのアクセスをもたらす。 φ2 =4πD/c×F2 (6)
【0008】関係式(5)、(6)から、距離Dの測定
が下記の通り導き出される。 D=c/4π(φ2 −φ1 /F2 −F1 ) (7) ただし、 φ2 −φ1 =Δφ およびF1 −F2 =ΔFであると想定すると、下記の式
が得られる。 D=cΔφ/4πΔF (8)
【0009】費用上の理由から、民間への応用や特に自
動車への応用のために使用されるレーダ装置は、送信機
と受信機の観点からホモダイン方式の解決法に、またア
ンテナの観点からモノスタティック方式の解決法に依存
することが多い。
【0010】しかし、この形式の装置には、特にさまざ
まな雑音の存在に関連する主な制限があり、この雑音の
電力は、特にミキサの出力側におけるビデオ信号のスペ
クトル下部分における熱雑音の電力よりはるかに大き
い。これらの雑音は、発振器の振幅雑音、サーキュレー
タ・アンテナ構成物の不整合によって発振器に起因する
漏えいの振幅雑音、ミキサの固有雑音、機械的振動があ
る場合のアンテナの見掛け常波比(SWR)、および降
雨クラッタに関係するもので、またはさらにレーダ・ア
ンテナへの放水に関係する。実際には、マイクロ波成分
に関係する雑音は、特に76GHzで動作する自動車レ
ーダの場合であるミリメートル波モードでレーダが動作
するときには、より大きくなる。実際には、Gunn型発振
器の振幅雑音と、または発振器機能のために使用される
トランジスタの振幅雑音と、ミキサ機能のために使用さ
れるダイオードの雑音とは、受信される信号の位相の推
定を実質的に妨害し、また復調された受信信号の周波数
が低いときには、この推定を不可能にさえする。
【0011】自動車の速度を調整するためのレーダの特
定の事例では、レーダによって検出された物標の放射方
向の速度がゼロに近いときに、位相測定の質を保存すべ
きであることが重要である。検出された物標は実際に運
搬車両に先行する車両であるから、ゼロに近い放射方向
の速度は調整モードに該当する。それから、レーダ・エ
コーのドップラー周波数はゼロに近くなり、距離の推定
は特定の雑音に荒らされる位相測定に基づいて行われ
る。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、特
に、ホモダイン・レーダ原理の選択によってもたらされ
る技術的制限があるにもかかわらず、上記の欠点を克服
することである。
【0013】
【課題を解決するための手段】このために、本発明が対
象とするものは、少なくとも4つの周波数F1 、F2
3 、F4 を使用する物標検出のためのレーダであり、
これら4つの周波数は次の関係にある。 F1 −F3 =F2 −F4 さらに次の関係にもある。 (F1 +F3 )−(F2 +F4 )=Cte ただし、Cteは定周波数値であり、物標からの距離の
測定は2つの信号間の位相差に基づいて行われ、このう
ちの第1信号は、周波数F1 と周波数F3 とにそれぞれ
該当する2つの受信された信号間の差によって構成さ
れ、第2信号は、周波数F2 と周波数F4 に該当する2
つの受信された信号間の差によって構成される。
【0014】本発明の主な利点は、いくつかの形式のレ
ーダに適合可能であり、実現が簡単で経済的なことであ
る。
【0015】本発明の他の特徴および利点は、添付の図
面を参照して行う次の説明から明らかになる。
【0016】
【発明の実施の形態】図1は、ブロック図を使用して、
民間への応用、特に自動車への応用に使用される従来の
技術によるレーダの実施形態例を示す。この形式のレー
ダでは、物標の分離と速度の測定はドップラー周波数の
フィルタリングによって行われ、距離の測定はドップラ
ー処理の後の位相測定によって得られる。位相測定を伴
うこの形式のレーダは一般に、送信機と受信機の観点か
らホモダイン方式による解決法に、またアンテナの観点
からモノスタティック方式による解決法に依存する。こ
のレーダは、例えば、自動車応用の分野において特に7
6GHzで動作するマイクロ波発振器2の変調を制御す
るための手段1を含む。この制御手段1は、例えば、発
振器によって放出される周波数を2つの周波数F1 、F
2 に変調する。発振器2によって伝送される周波数は、
サーキュレータ4と増幅手段(図示せず)を通じてアン
テナ3の方に送られる。アンテナ3によって受信された
信号は、サーキュレータ4を通じてミキサ5に送られ、
それから発振器2によって得られた信号によって変調さ
れる。これらの信号は、順番に第1周波数F1 に、それ
から第2周波数F2 に変調および復調される。ミキサ5
の出力側で得られるビデオ信号は、レーダの受信機に送
られる。
【0017】図2は、2つの周波数F1 、F2 で変調さ
れた信号の送信タイミング図表21と受信タイミング図
表22とを示す。上記の関係式(4)〜(8)によって
示したように、周波数を使用して、距離の不明確さを、
D=0とD=C/4ΔFの間で不明確ではない測定値に
よって除去する。図2によれば、第1送信が第1変調周
波数F1 で行われ、次いで遊休時間またはレーダによっ
て使用されないある周波数での送信が続く。それから第
2送信が第2変調周波数F2 で始まり、遊休時間が続
き、次いで送信が第1周波数F1 で始まり、以下このよ
うに連続する。受信位相は送信位相と同時に、また同じ
変調周波数で起る。先に説明したように、図1と図2に
従って動作するある形式のレーダは、さまざまな雑音の
存在に関する主な制限があり、この雑音の電力は、特に
ミキサ5の出力側におけるビデオ信号のスペクトル下部
分における熱雑音の電力よりはるかに大きい。これらの
雑音は、発振器2の振幅雑音と、サーキュレータ4とア
ンテナ3によって形成される構成物の不整合を通じて発
振器に起因する漏えいの振幅雑音とに関連するものであ
る。これらの雑音はまた、例えばミキサ5の固有騒音、
機械的振動がある場合のアンテナ3の見掛けSWR、そ
してアンテナへの降雨クラッタまたは放水の存在にも起
因する。ミリメートル波領域では、特に自動車への応用
のための76GHzの周波数では、マイクロ波成分に関
係する雑音は極めて重大である。特に、Gunn型発振器の
振幅雑音、または発振器2によって使用されるトランジ
スタの振幅雑音、ならびに例えばミキサ5によって使用
されるショットキー・ダイオードの1/F騒音は、復号
された受信信号の周波数が低いときは、受信される信号
の位相の推定を妨害し、また不可能にさえする。この場
合は実際には、レーダによって検出された目標の放射方
向の速度がゼロに近い場合に該当する。したがって、自
動車の速度を調整するためにレーダを応用する場合に
は、これは調整モード、すなわち車両間の安全距離が維
持され、車両が実質的に同じ速度で移動するモードに該
当する。
【0018】特に上記の場合において、位相の質の測定
を可能にするために、本発明によるレーダの動作原理
は、以後(F1 、F2 )および(F3 、F4 )と呼ぶ少
なくとも2対の周波数での正弦波の送信と受信に依存す
る。
【0019】第1対は第1周波数F1 と第2周波数F2
からなり、第2対は第3周波数F3と第4周波数F4
らなる。これら4つの周波数は次の関係式に該当する。 F1 −F3 =F2 −F4 =ΔF (A) (F1 +F3 )/2−(F2 +F4 )/2=ΔF’ (B)
【0020】差分周波数ΔF、ΔF’の選択は、後述の
いくつかの制約に合致する。
【0021】図3は、約150mの範囲に適合する自動
車用レーダの特定の事例における、これらの4つの周波
数F1 、F2 、F3 、F4 での例示的な送信タイミング
図表31と受信タイミング図表32、33、34、35
とを示す。
【0022】送信周波数は、例えば後述のように互いに
順次連続する。第1周波数F1 での送信の次に第3周波
数F3 での送信が続き、この後に第2周波数F2 での送
信が続き、次いで第4周波数F4 での送信が続き、それ
から新しい送信が第1周波数F1 で始まる。各位相の送
信の持続時間は例えば2.5μ秒である。周波数F1
2 、F3 、F4 の値は、例えば下記の通りである。 F1 =76GHz(実質上の値) F2 =F1 +ΔF’、ただしΔF’=230kHz F3 =F1 +ΔF、ただしΔF=750kHz F4 =F2 +ΔF=F1 +ΔF+ΔF’
【0023】F1 、ΔF、ΔF’を固定することによ
り、4つの周波数F1 、F2 、F3 、F4 は上記の関係
式(A)、(B)から導き出される。
【0024】図4は、ブロック図を使用して、本発明に
よるレーダの可能な一実施形態を示す。
【0025】これは、例えばマイクロ波発振器42の変
調を制御するための手段41を含む。この発振器の出力
側は、カップラ44を通じてサーキュレータ43の入力
側に接続されている。発振器42は、例えば、図3を参
照して定義されたように、周波数F1 、F2 、F3 、F
4 でマイクロ波信号を発生させる。送信のために設計さ
れたサーキュレータ43の第1出力部は、例えばマジッ
クT接合45に接続され、このマジックT接合45は例
えばモノパルス型アンテナ46に接続されている。この
種類のアンテナは、例えば和信号Σと差分チャネルΔと
を含む。受信については、和信号Σは、例えばマジック
T接合45を通じてサーキュレータ43の上記の第1出
力部に、入力側で接続されている。和チャネルにおいて
受信された信号は、第1ミキサ47の第1入力部に接続
されたサーキュレータ43の第2出力部に向けて送ら
れ、このミキサの他の出力部はカップラ44を通じてマ
イクロ波発振器の出力側に接続されている。差分チャネ
ルΔにおいて受信された信号は、マジックT接合45を
通じて第2ミキサ48の第1入力部に送られ、このミキ
サの他の入力部はカップラ44を通じてマイクロ波発振
器42の出力側に接続されている。
【0026】レーダは、図3に示すように、例えば4周
波数F1 、F2 、F3 、F4 で連続して送受信する。受
信は送信方形波パルス中に行われる。各周波数で受信さ
れる信号は、ミキサ47、48によって例えばホモダイ
ン様式で、同じ周波数での送信のために使用される発振
器に関して復号される。これはビデオ信号を発生させ、
この周波数はレーダ物標のドップラー周波数に対応し、
位相はレーダと物標の間の距離によって決まる。こうし
て、変調の後に、所定の物標から受信される信号は次の
関係式に従って得られる。 xi (t)=cos(2πFdt−4π/c×Fi D) (9) ただし、 − iは使用される周波数Fiに対応する指数。例えば
iが連続して1、2、3、4であれば、Fiは上に定義
したようにF1 、F2 、F3 、F4 になる。 − Fdは物標のドップラー周波数である。 − Dはレーダと物標の間の距離である。 − tは時間を表す。 − cは光の速度を表す。
【0027】使用されるアンテナが例えばモノパルス型
アンテナである、自動車の速度調整レーダへの応用の場
合には、信号xi (t)による検出は和チャネルΣによ
って行われる。
【0028】この信号xi (t)は、例えば送信機/受
信機の1/F騒音、アンテナの振動、クラッタなどの上
記のさまざまな妨害現象に起因する追加騒音bi (t)
によって汚染される。こうして、ミキサ47、48の出
力側において、i番目の周波数Fi に該当する下記の信
号ri (t)が得られる。 ri (t)=xi (t)+bi (t) (10)
【0029】本発明によれば、レーダ処理手段は、下記
の差分信号を形成するように、さまざまな周波数で受信
した信号を増幅し、それからデマルチプレクスし、そし
て抽出する。 r1 (t)−r3 (t) r2 (t)−r4 (t)
【0030】上記の演算を行うために、第1増幅器50
は、例えば和チャネルΣを目的とした第1ミキサ47の
出力側に接続される。例えば差動増幅器に基づく第1減
算素子51の正の入力部は、例えば、第1周波数F1
の送信/受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイ
ッチ52を通じて、第1増幅器50の出力側に接続され
る。第1減算素子51の負の入力部は、第3周波数F3
での送信/受信段階中に閉鎖されるように制御されるス
イッチ53を通じて、第1増幅器50の出力側に接続さ
れる。減算素子51は、その正入力と負入力との間の差
を取る。これはまた例えば、差分信号r1 (t)−r3
(t)を得ることを可能にするため、その入力部とスイ
ッチとの間に配線された図示されていない、例えば自己
保持回路を使用して、第1周波数F1 で受信した信号
と、次いで第3周波数F3 で受信した信号との周期につ
いて保持操作を行う。それからこの信号は、例えばアナ
ログ/ディジタル変換器54によってディジタル方式で
変換され、アナログ/ディジタル変換器54の一つの入
力部は第1減算素子51の出力側に接続されている。ア
ナログ様式では、第2減算素子55が差分信号r2
(t)−r4 (t)をアナログ/ディジタル変換器54
に送る。このために、その正の入力部と負の入力部は、
それぞれ第2周波数F2 での送信/受信段階中に閉鎖さ
れるように制御されるスイッチ56を通じて、また第4
周波数F4 での送信/受信段階中に閉鎖されるように制
御されるスイッチ57を通じて、第1増幅器の出力側に
接続される。スイッチのための制御手段はマイクロ波発
振器42の制御手段と同期されるが、図示されていな
い。アナログ/ディジタル変換器も、例えば差分信号を
抽出する機能を持っている。このために、これは例えば
図示されていない手段によって発生する抽出信号によっ
て制御される。
【0031】それから、差分信号r1 (t)−r3
(t)およびr2 (t)−r4 (t)は、一組の高分解
能ドップラー・フィルタによってろ過され、検出の前に
特に速度によって物標を分離する。この一組のドップラ
ー・フィルタは、例えば高速フーリエ変換(FFT)を
実施するための手段49によって得られる。このため
に、アナログ/ディジタル変換器がディジタル化された
データを高速フーリエ変換手段49に送る。
【0032】別のアプローチとして、高速フーリエ変換
の計算は線形演算であるから、高速フーリエ変換を計算
するための手段49の出力部に差分信号r1 (t)−r
3 (t)およびr2 (t)−r4 (t)を形成すること
からなるものがある。いずれの場合でも、有効信号の検
出は、差分信号から形成される電力値スペクトル密度係
数の最大値の検出と、しきい値との比較によって行われ
る。
【0033】差分信号r1 (t)−r3 (t)およびr
2 (t)−r4 (t)から形成される電力値スペクトル
密度係数は、それぞれ
【数11】 および
【数12】 で表され、高速フーリエ変換FFTの計算出力部におけ
る該当スペクトルは、それぞれ
【数13】
【数14】 で表される。
【0034】k位フィルタにおいて検出された物標の速
度のVr の測定は、次の関係式によって得られる。 Vr =λFd /2=λ/2×k/N×Fe (11) ただし、 − kは、検出が行われるフィルタの番号、 − λは、レーダの波長、 − Nは、高速フーリエ変換FFTの点の全数、 − Fe は、信号の抽出周波数、 − Fd は、物標に対応するドップラー周波数である。
【0035】k位フィルタにおける検出物標の距離の測
定値は、位相差の計算によって得られる。
【数15】
【数16】 はスペクトル
【数17】 上の移相であり、
【数18】 はスペクトル
【数19】 上の移相であり、
【数20】
【数21】 は上記に定義されている。位相差
【数22】 は、実際に、差分信号r1 (t)−r3 (t)とr2
(t)−r4 (t)の位相差に対応する。フーリエ変換
を使用する方法以外のどの方法も、この移相を決定する
ために使用できる。実際に、本発明によれば、物標から
の距離の測定は、例えば一方では第1および第3送信周
波数に、他方では第2および第4送信周波数にそれぞれ
該当する、2つの受信される信号r1 (t)、r3
(t)およびr2(t)、r4 (t)の差分r1 (t)
−r3 (t)およびr2 (t)−r4 (t)によってそ
れぞれ構成される、2信号間の位相差に基づいて行われ
る。
【0036】この結果は、上記の関係式(9)から連続
ステップによって導き出される。騒音がないときには、
この結果は次のようになる。
【数23】 下記のように書くこともできる。
【数24】 ただし、F1 =F0 −ΔF/2およびF3 =F0 +ΔF
/2で、ΔFは上記に定義されている。したがって次式
が得られる。
【数25】
【0037】同じ方法で次の関係式が得られる。
【数26】 および、
【数27】 ΔF’は上記に定義されている。距離Dは次式で得られ
る。
【数28】 位相差
【数29】 の推定値は、2つの異なった方法で行うことができる。
【数30】 ImとRは、それぞれ虚部と実部とを表す。ただし、
【数31】
【0038】一般的意味での「騒音」の存在下では、物
標の距離を測定するための本発明による手順は特に、周
波数ゼロから前方へ減少する電力スペクトル密度と遅い
変動とを有するマイクロ波に由来する騒音を、除去する
かまたは大幅に減衰させるために使用することができ
る。
【0039】実際に、これらの騒音は、これらが減算に
よって極めて大幅に減衰するように、一方では周波数F
1 、F3 に対応し、他方では周波数F2 、F4 に対応す
る受信チャネルに相関すると思われる。したがって、 r1 (t)−r3 (t)〜x1 (t)−x3 (t)
【0040】したがって、差分信号r1 (t)−r3
(t)は、差分信号x1 (t)−x3(t)に実質的に
等しい。
【0041】同じ方法で、r2 (t)−r4 (t)〜x
2 (t)−x4 (t)となる。
【0042】したがって、差分信号r2 (t)−r4
(t)は差分信号x2 (t)−x4 (t)に実質的に等
しい。
【0043】したがって、差分信号r1 (t)−r3
(t)とr2 (t)−r4 (t)から実際に得られた位
相差の推定は、それ自体全く騒音はない。
【0044】本発明による装置はさらに、レーダ受信機
に関してゼロに近い距離で現れる振動に関連するアンテ
ナの定常波比(SWR)における、降雨クラッタや変調
などの、寄生現象の減衰を可能にする。実際に、差分信
号r1 (t)−r3 (t)とr2 (t)−r4 (t)は
下記の距離Dの関数として感度の関係式に従う。 2sin(2π/c×ΔF D) この効果は、低いドップラー周波数で感度を減衰する簡
単な取消しフィルタによるパルス列変調によってレーダ
で得られた結果と似ている。位相差の取出し、したがっ
て距離の取出しはさらに改善される。
【0045】周波数ΔFとΔF’における差の選択は、
例えば本発明によれば特に下記の妥協案の結果である。 − 周波数の差ΔF=F1 −F3 =F2 −F4 は、例え
ば、レーダの到達距離内で穴を作ることなく、また同時
にこの到達距離の限界内で物標に最大感度を提供して、
最初の距離で受信された信号の高い減衰を可能にすべき
である。到達距離が例えば約150mである自動車用レ
ーダへの応用では、周波数の差は約750kHzとする
ことができる。 − 周波数の差ΔF’=(F1 +F3 )/2−(F2
4 )/2は、位相差
【数32】 の測定において不明瞭さを生じさせてはならない。関係
式(15)に従って下記の通りになる。4π/c・DΔ
F’はxより小さい。
【0046】例えば自動車への応用では、300m以上
の距離の不明瞭な測定は回避され、周波数の差ΔF’は
例えば250kHz未満に選択されることが考えられ
る。さらに、この差ΔF’は、測定された位相の動的範
囲をレーダの到達距離に調節するために、できるだけ大
きくすべきである。レーダの到達距離が150mの場合
には、周波数の差ΔF’は、例えば250kHzに選択
できる。これは特に最大到達距離については最大位相π
になる。
【0047】これらの値は、例えば、図4のブロック図
で説明されているように、レーダの変調を制御するため
の手段によって適用される。自動車用の周波数ホッピン
グ・モノパルス・レーダのこの例示的実施形態では、検
出は、一方では周波数F1 およびF3 に対応する差分信
号Σr1 −r3 と、他方ではF2 およびF4 に対応する
差分信号Σr2 −r4 によって、特に上述の素子によっ
て、モノパルス受信機の和チャネルΣで行われる。高速
フーリエ変換計算手段49は、信号Σr1 −r3 と信号
Σr2 −r4 にそれぞれ関係するスペクトル
【数33】
【数34】 を配分するので、距離の測定は位相差を計算することに
よって行われる。すなわち、例えば関係式(18)によ
れば、
【数35】 である。
【0048】この計算は例えば、高速フーリエ変換計算
手段49の出力部に連結されているか、またはさらにこ
の手段を含むコンピュータ(図示せず)によって行われ
る。
【0049】角偏位測定値は、例えば移相間の関係
【数36】 を計算することによって得られる。ただし、
【数37】
【数38】 は、周波数F1 とF3 に対応する差分チャネルΔ上の差
分信号
【数39】 と、和チャネルΣ上の差分信号
【数40】 との、それぞれのスペクトル密度を表す。
【0050】差分チャネルΔ上の差分信号
【数41】 を得るために、第3減算素子58が、例えば差分受信チ
ャネルΔ上で使用されている。このチャネルの正の入力
部は、第1周波数F1 に対応する送信/受信周波数段階
中に閉鎖されるように制御されるスイッチ60を通じ
て、第2増幅器59の出力側に接続されている。負の入
力部は、第3周波数F3 に対応する送信/受信周波数段
階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ61を通じ
て、第2増幅器59に接続される。第2増幅器59の入
力側は、例えば差分チャネルΔのミキサ48の出力側に
接続されている。第3減算素子58は、差分信号
【数42】 をアナログ/ディジタル変換器54に送る。それから、
ディジタル化された信号は、高速フーリエ変換FFTを
計算する手段49に送られ、この手段49はスペクトル
【数43】 をもたらす。比
【数44】 は、例えば上述の計算手段によって計算され、この手段
は図4には示されていない。もう一つの可能な実施形態
は、例えばミキサ47、48に続く増幅器50、59の
出力側で信号を直接抽出および符号化することからな
る。スイッチ52、53、56、57、60、61によ
って行う代わりにデマルチプレクシングが、コンピュー
タによって、例えば高速フーリエ変換の計算と次いで距
離と角偏位の計算を行うものと同じコンピュータによっ
て、ディジタル式に実施される。信号を処理するマイク
ロプロセッサに基づくこの種類のコンピュータは当業者
には周知である。
【0051】本発明による操作原理は、特に速度調整と
障害物検出のために設計された自動車用の周波数ホッピ
ング・レーダに応用することができる。これはまた、上
述の差分信号r1 (t)−r3 (t)とr2 (t)−r
4 (t)を得るために十分な数の受信チャネルを有する
ことを条件として、他のレーダ形式、モノパルス型など
に応用することもできる。本発明による検出の原理は、
例えば周波数傾斜持続波レーダに応用することもでき
る。
【0052】本発明によるレーダは、特に一時的相関騒
音、さらに一般的にはクラッタのある場合、または短い
距離の場合に、持続波レーダにおいて位相差の測定によ
って得られる距離推定の質を向上させる。この実現は簡
単で、標準的なレーダと比較して大きな追加費用がかか
ることはない。
【0053】受信が低周波妨害に特に敏感である、ミリ
メートル波域、特に76GHzで動作する実施形態の周
波数ホッピング・ホモダイン型自動車用レーダでは、実
施すべき物理的変化のみが、マイクロ波発振器42制御
用の回路および受信機のアナログ・デマルチプレクシン
グ回路52、53、56、57、60、61、51、5
5、58に関係する。
【0054】結局、上記に定義した周波数の差ΔF、Δ
F’の選択は、探索される到達範囲に応じて受信機の動
的尺度の調節と減少を可能にする。約150mの到達範
囲を有する自動車用レーダの例では、受信機の動的尺度
を約15dBだけ減少することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】民間、特に自動車への応用に使用される従来の
技術によるレーダの例示的一実施形態を示す図である。
【図2】二周波数レーダの送信/受信の例示的タイミン
グ図である。
【図3】本発明によるレーダの送信/受信の例示的タイ
ミング図である。
【図4】例えばモノパルス型アンテナに接続された本発
明によるレーダの、可能な一実施形態のブロック図であ
る。
【符号の説明】
1 マイクロ波発振器変調制御手段 2 マイクロ波発振器 3 アンテナ 4 サーキュレータ 5 ミキサ 21 送信タイミング図表 22 受信タイミング図表 32 周波数F1 での受信タイミング図表 33 周波数F2 での受信タイミング図表 34 周波数F3 での受信タイミング図表 35 周波数F4 での受信タイミング図表 41 マイクロ波発振器変調制御手段 42 マイクロ波発振器 43 サーキュレータ 44 カップラ 45 マジックT接合 46 モノパルス型アンテナ 47 第1ミキサ 48 第2ミキサ 49 高速フーリエ変換計算手段 50 第1増幅器 51 第1減算素子 52 スイッチ 53 スイッチ 54 アナログ/ディジタル変換器 55 第2減算素子 56 スイッチ 57 スイッチ 58 第3減算素子 59 第2増幅器 60 スイッチ 61 スイッチ

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 少なくとも4つの周波数F1 、F2 、F
    3 、F4 を使用する物標検出のためのレーダであって、
    これら4つの周波数は F1 −F3 =F2 −F4 の関係にあって、さらに (F1 +F3 )−(F2 +F4 )=Cte の関係にもあり、ただし、Cteは定周波数値を表し、
    物標からの距離の測定は2つの信号間の位相差に基づい
    て行われ、このうちの第1(r1 (t)−r3 (t))
    は、周波数F1 と周波数F3 とにそれぞれ該当する2つ
    の受信された信号間の差分によって構成され、第2(r
    2 (t)−r4 (t))は、周波数F2 と周波数F4
    該当する2つの受信された信号間の差分によって構成さ
    れるレーダ。
  2. 【請求項2】 受信信号が、同じ周波数で送信のために
    使用される発振器に関してホモダイン・モードで復調さ
    れる、請求項1に記載のレーダ。
  3. 【請求項3】 モノパルス・レーダである請求項1に記
    載のレーダ。
  4. 【請求項4】 少なくとも、 − 一つのマイクロ波発振器と、 − 周波数F1 、F2 、F3 、F4 での発振器の変調を
    制御する手段と、 − 第1差分信号 【数1】 と第2差分信号 【数2】 を得るための手段を含む受信和チャネル(Σ)と、 − 第1差分信号 【数3】 を得るための手段を含む受信差分チャネル(Δ)とを含
    み、距離の測定値は、和チャネル上の差分信号 【数4】 間の位相差によって得られ、角偏位の測定値は、和チャ
    ネル(Σ)上の第1差分信号 【数5】 と差分チャネル(Δ)上の第1差分信号 【数6】 との間の比によって得られる、請求項1に記載のレー
    ダ。
  5. 【請求項5】 受信和チャネル(Σ)が、受信信号のた
    めに設計された一つの入力部と、マイクロ波発振器の出
    力側に接続された他の入力部とを有する第1のミキサを
    含み、差分チャネル(Δ)は、受信信号を目的とする一
    つの入力部とマイクロ波発振器の出力側に接続された他
    の入力部とを有する第2ミキサを含む、請求項4に記載
    のレーダ。
  6. 【請求項6】 増幅器がミキサの出力部に接続されてい
    る請求項5に記載のレーダ。
  7. 【請求項7】 差分信号 【数7】 を得るための手段が、少なくとも一つの減算素子を含
    み、減算素子の正の入力部は、第1信号(r1 (t)、
    2 (t))の周波数での送信/受信段階中に閉鎖され
    るように制御されるスイッチに接続され、減算素子の負
    の入力部は、第2信号(r3 (t)、r4 (t))に対
    応する周波数(F3 、F4 )での送信/受信段階中に閉
    鎖されるように制御されるスイッチに接続され、減算素
    子は第1信号と第2信号の間の差分を取る、請求項4か
    ら6のいずれかに記載のレーダ。
  8. 【請求項8】 差分信号がアナログ/ディジタル変換器
    によって抽出され、符号化されて、高速フーリエ変換
    (FFT)計算手段に送られ、位相差は、フーリエ変換
    によって測定される差分信号のスペクトル 【数8】 について測定される、請求項7に記載のレーダ。
  9. 【請求項9】 ミキサから出力される信号は抽出され、
    符号化され、差分信号 【数9】 はディジタル式に定義され、それから高速フーリエ変換
    (FFT)手段に送られ、位相差は、フーリエ変換によ
    って決定される差分信号のスペクトル 【数10】 について測定される、請求項4に記載のレーダ。
  10. 【請求項10】 持続波に適用される周波数傾斜によっ
    て動作する請求項1に記載のレーダ。
  11. 【請求項11】 76〜77GHzの周波数帯で動作す
    る請求項1に記載のレーダ。
  12. 【請求項12】 F1 −F3 およびF2 −F4 が、実質
    的に750kHzに等しく、(F1 +F3 )/2−(F
    2 +F4 )/2が250kHzまたはこれ以下である、
    請求項1に記載のレーダ。
  13. 【請求項13】 F1 が実質的に76GHzに等しい請
    求項1に記載のレーダ。
  14. 【請求項14】 4つの周波数F1 、F2 、F3 、F4
    を連続的に送信し、受信は送信方形波パルス中に行われ
    る、請求項1に記載のレーダ。
  15. 【請求項15】 自動車に固定され、自動車に先行する
    障害物を検出する請求項1に記載のレーダ。
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