JP2000338229A - レーダ装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩＱバランスの悪化により、偽スペクトルが
発生し、距離，相対速度演算時間が増大するのを防止す
る。 【解決手段】 送信電磁波を出力する送信手段と、送信
電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波を
ＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力信号
を、ＦＦＴ処理する信号変換手段と、この信号変換手段
で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負
の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトル
があれば、振幅レベルのピーク値の大きい方が真のスペ
クトルであると判定し、判定された真のスペクトルの周
波数を用いて、目標物体との距離，相対速度を演算する
信号処理手段とを備えたものである。
発生し、距離，相対速度演算時間が増大するのを防止す
る。 【解決手段】 送信電磁波を出力する送信手段と、送信
電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波を
ＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力信号
を、ＦＦＴ処理する信号変換手段と、この信号変換手段
で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負
の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトル
があれば、振幅レベルのピーク値の大きい方が真のスペ
クトルであると判定し、判定された真のスペクトルの周
波数を用いて、目標物体との距離，相対速度を演算する
信号処理手段とを備えたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、自動車等の車両
に搭載され例えば車間距離警報発生システムを構成する
ために用いられるレーダ装置に関し、特に偽像の発生や
距離，相対速度の演算時間の増大の防止に関するもので
ある。
に搭載され例えば車間距離警報発生システムを構成する
ために用いられるレーダ装置に関し、特に偽像の発生や
距離，相対速度の演算時間の増大の防止に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】この種のレーダ装置としては、送受共用
アンテナを用いることで小型化し自動車への搭載性を向
上させたＦＭＣＷレーダ装置が知られている。図５は従
来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。
図５において、１は発振器、２はパワーデバイダ、３は
送信アンプ、４はサーキュレータである。５は送受共用
アンテナで、電磁放射器５１と反射鏡５２とで構成され
ている。６は目標物体、７は受信アンプ、８はＩＱ検波
ミクサ、９はフィルタ、１０はＡＧＣアンプ、１１はＡ
Ｄ変換器、１２は信号処理装置、１３はアンテナスキャ
ン用モータ、１４はハンドル角センサである。
アンテナを用いることで小型化し自動車への搭載性を向
上させたＦＭＣＷレーダ装置が知られている。図５は従
来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。
図５において、１は発振器、２はパワーデバイダ、３は
送信アンプ、４はサーキュレータである。５は送受共用
アンテナで、電磁放射器５１と反射鏡５２とで構成され
ている。６は目標物体、７は受信アンプ、８はＩＱ検波
ミクサ、９はフィルタ、１０はＡＧＣアンプ、１１はＡ
Ｄ変換器、１２は信号処理装置、１３はアンテナスキャ
ン用モータ、１４はハンドル角センサである。
【０００３】次に、このように構成された従来装置の動
作を説明する。信号処理装置１２は線形なＦＭ変調用の
電圧信号を出力する。そのＦＭ変調用電圧信号により発
振器１がＦＭ変調された電磁波を発生する。その電磁波
はパワーデバイダー２により２つに分けられ、一方はＩ
Ｑ検波ミクサ８に入力される。もう一方は送信アンプ３
で増幅された後、サーキュレータ４を経由し、送受共用
アンテナ５から空間に出力される。送受共用アンテナ５
から空間に出力された電磁波は目標物体６で反射され、
送信電磁波に対して遅延時間Ｔｄをもって送受共用アン
テナ５に入力される。さらに、目標物体６が相対速度を
持つ場合受信電磁波は送信電磁波に対してドップラシフ
トｆｄをもって送受共用アンテナ５に入力される。送受
共用アンテナ５で受信した電磁波は受信アンプ７で増幅
された後、ＩＱ検波ミクサ８により発振器１の出力電磁
波とミキシングされ、遅延時間Ｔｄとドップラシフトｆ
ｄとに対応したビート信号を出力する。得られたビート
信号はフィルタ９を通過し、ＡＧＣアンプ１０により増
幅されてＡ／Ｄ変換器１１に入力される。そのビート信
号から信号処理装置１２は目標物体６までの距離と相対
速度とを算出する。
作を説明する。信号処理装置１２は線形なＦＭ変調用の
電圧信号を出力する。そのＦＭ変調用電圧信号により発
振器１がＦＭ変調された電磁波を発生する。その電磁波
はパワーデバイダー２により２つに分けられ、一方はＩ
Ｑ検波ミクサ８に入力される。もう一方は送信アンプ３
で増幅された後、サーキュレータ４を経由し、送受共用
アンテナ５から空間に出力される。送受共用アンテナ５
から空間に出力された電磁波は目標物体６で反射され、
送信電磁波に対して遅延時間Ｔｄをもって送受共用アン
テナ５に入力される。さらに、目標物体６が相対速度を
持つ場合受信電磁波は送信電磁波に対してドップラシフ
トｆｄをもって送受共用アンテナ５に入力される。送受
共用アンテナ５で受信した電磁波は受信アンプ７で増幅
された後、ＩＱ検波ミクサ８により発振器１の出力電磁
波とミキシングされ、遅延時間Ｔｄとドップラシフトｆ
ｄとに対応したビート信号を出力する。得られたビート
信号はフィルタ９を通過し、ＡＧＣアンプ１０により増
幅されてＡ／Ｄ変換器１１に入力される。そのビート信
号から信号処理装置１２は目標物体６までの距離と相対
速度とを算出する。
【０００４】次に、距離と相対速度とを算出する方法を
説明する。図６は従来の車載用レーダ装置によって距離
と相対速度とを算出する方法の一例を示した説明図であ
る。図６において、送信電磁波は周波数掃引帯域幅Ｂ，
変調周期ＴｍでＦｍ変調されている。受信電磁波は送信
電磁波が距離Ｒに存在する目標物体６で反射され送受共
用アンテナ５に入力されるまでの遅延時間Ｔｄを持って
いる。また、目標物体６が相対速度Ｖを持つとき受信電
磁波は送信電磁波に対しｆｄだけドップラシフトする。
このとき周波数上昇時における送信信号と受信信号との
周波数差Ｆｂｕと、周波数降下時における送信信号と受
信信号との周波数差Ｆｂｄがビート信号としてＩＱ検波
ミクサ８により出力される。そのビート信号をＡ／Ｄ変
換器１１を介して信号処理装置１２にデータとして取り
込み、ＦＦＴ処理することにより、図７に示すように、
Ｆｂｕ，Ｆｂｄとその振幅レベルのピーク値Ｍを求め
る。なお、Ｍは受信強度に相当する値で、以下受信強度
と記す。
説明する。図６は従来の車載用レーダ装置によって距離
と相対速度とを算出する方法の一例を示した説明図であ
る。図６において、送信電磁波は周波数掃引帯域幅Ｂ，
変調周期ＴｍでＦｍ変調されている。受信電磁波は送信
電磁波が距離Ｒに存在する目標物体６で反射され送受共
用アンテナ５に入力されるまでの遅延時間Ｔｄを持って
いる。また、目標物体６が相対速度Ｖを持つとき受信電
磁波は送信電磁波に対しｆｄだけドップラシフトする。
このとき周波数上昇時における送信信号と受信信号との
周波数差Ｆｂｕと、周波数降下時における送信信号と受
信信号との周波数差Ｆｂｄがビート信号としてＩＱ検波
ミクサ８により出力される。そのビート信号をＡ／Ｄ変
換器１１を介して信号処理装置１２にデータとして取り
込み、ＦＦＴ処理することにより、図７に示すように、
Ｆｂｕ，Ｆｂｄとその振幅レベルのピーク値Ｍを求め
る。なお、Ｍは受信強度に相当する値で、以下受信強度
と記す。
【０００５】Ｆｂｕ，Ｆｂｄ，受信強度Ｍの求め方の概
要は以下のとおりである。ＦＦＴ処理を行うと、横軸時
間，縦軸各時間での振幅の信号が、横軸周波数，縦軸各
周波数成分の振幅に変換できる。周波数Ｆｂｕ，受信強
度Ｍを求める場合、一般に振幅のレベルがピークになる
点を探し出し、そのピークの振幅レベル値，周波数値を
受信強度Ｍ，周波数Ｆｂｕとする。周波数Ｆｂｄについ
ても同様である。なお、Ｆｂｕ，Ｆｂｄの受信強度は一
般的には同じでありＭとなる。
要は以下のとおりである。ＦＦＴ処理を行うと、横軸時
間，縦軸各時間での振幅の信号が、横軸周波数，縦軸各
周波数成分の振幅に変換できる。周波数Ｆｂｕ，受信強
度Ｍを求める場合、一般に振幅のレベルがピークになる
点を探し出し、そのピークの振幅レベル値，周波数値を
受信強度Ｍ，周波数Ｆｂｕとする。周波数Ｆｂｄについ
ても同様である。なお、Ｆｂｕ，Ｆｂｄの受信強度は一
般的には同じでありＭとなる。
【０００６】上記Ｆｂｕ，Ｆｂｄ，Ｔｍ，Ｂと、光速Ｃ
（＝３．０×１０8 ｍ／ｓ），搬送波の波長λ（搬送波
の基本周波数がｆｏ＝７７ＧＨｚならば、λ＝４．０×
１０ -3ｍ）とにより目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖ
は，式（１）及び（２）により求められる。 Ｒ＝（ＴｍＣ／４Ｂ）×（Ｆｂｕ＋Ｆｂｄ） ・・・（１） Ｖ＝（λ／４）×（Ｆｂｕ−Ｆｂｄ） ・・・（２） また、目標物体が複数存在する場合、周波数上昇時にお
ける送信信号と受信信号との複数の周波数差Ｆｂｕと、
周波数降下時における送信信号と受信信号との複数の周
波数差Ｆｂｄから同一物体のＦｂｕとＦｂｄとを選び、
式（１），式（２）から距離Ｒ及び相対速度Ｖを求め
る。
（＝３．０×１０8 ｍ／ｓ），搬送波の波長λ（搬送波
の基本周波数がｆｏ＝７７ＧＨｚならば、λ＝４．０×
１０ -3ｍ）とにより目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖ
は，式（１）及び（２）により求められる。 Ｒ＝（ＴｍＣ／４Ｂ）×（Ｆｂｕ＋Ｆｂｄ） ・・・（１） Ｖ＝（λ／４）×（Ｆｂｕ−Ｆｂｄ） ・・・（２） また、目標物体が複数存在する場合、周波数上昇時にお
ける送信信号と受信信号との複数の周波数差Ｆｂｕと、
周波数降下時における送信信号と受信信号との複数の周
波数差Ｆｂｄから同一物体のＦｂｕとＦｂｄとを選び、
式（１），式（２）から距離Ｒ及び相対速度Ｖを求め
る。
【０００７】次に、ＩＱ検波ミクサ８の動作の詳細を説
明する。図５において、発振器１からの電磁波はパワー
デバイダ２により分配され、さらにＩＱ検波ミクサ８の
入力部でパワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、ミク
サ８１及び８２にＬＯ（ローカル）信号として入力され
る。また、受信した電磁波は受信アンプ７で増幅された
後パワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、一方はその
ままミクサ８１に入力される。もう一方は９０度線路
（１／４波長）を経由後ミクサ８２に入力される。ここ
で２つのミクサ８１，８２から出力されるビート信号は
Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分Ｉとそれに対し９０度の位相差を
持つＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分Ｑを出力する。それら出
力されたＩＱ成分をＡ／Ｄ変換器１１にてサンプリング
し、Ｉ，Ｑそれぞれを実数部，虚数部として複素ＦＦＴ
処理を行う。
明する。図５において、発振器１からの電磁波はパワー
デバイダ２により分配され、さらにＩＱ検波ミクサ８の
入力部でパワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、ミク
サ８１及び８２にＬＯ（ローカル）信号として入力され
る。また、受信した電磁波は受信アンプ７で増幅された
後パワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、一方はその
ままミクサ８１に入力される。もう一方は９０度線路
（１／４波長）を経由後ミクサ８２に入力される。ここ
で２つのミクサ８１，８２から出力されるビート信号は
Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分Ｉとそれに対し９０度の位相差を
持つＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分Ｑを出力する。それら出
力されたＩＱ成分をＡ／Ｄ変換器１１にてサンプリング
し、Ｉ，Ｑそれぞれを実数部，虚数部として複素ＦＦＴ
処理を行う。
【０００８】このように処理すると、９０度の位相差の
正負によりスペクトルの周波数成分の正負が判定でき、
図７に示すように、ＦＦＴ処理後のスペクトルは１つし
か出現しない。つまり、通常のミクサであるとＦＦＴ結
果は周波数軸において正負反転したスペクトルが一対出
現するので正負の判定ができないが、ＩＱ検波ミクサ８
を使用すると図７に示すように、ＦＦＴ後のスペクトル
は１つしか出現しないので、周波数の正負が分かる。こ
れにより、通常のミクサを使用するよりも、複数のター
ゲットを検出した場合のＦｂｕ，Ｆｂｄの組み合わせを
間違えてしまうことによって出力される偽像を減らすこ
とができるのである。
正負によりスペクトルの周波数成分の正負が判定でき、
図７に示すように、ＦＦＴ処理後のスペクトルは１つし
か出現しない。つまり、通常のミクサであるとＦＦＴ結
果は周波数軸において正負反転したスペクトルが一対出
現するので正負の判定ができないが、ＩＱ検波ミクサ８
を使用すると図７に示すように、ＦＦＴ後のスペクトル
は１つしか出現しないので、周波数の正負が分かる。こ
れにより、通常のミクサを使用するよりも、複数のター
ゲットを検出した場合のＦｂｕ，Ｆｂｄの組み合わせを
間違えてしまうことによって出力される偽像を減らすこ
とができるのである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＩＱ検
波ミクサ８を用いた場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力され
るＩチャネル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差
及び振幅値にアンバランスが生じると、図８に示すよう
にスペクトルの周波数の正負反転した周波数に偽スペク
トルが出現する。また、偽スペクトルはＩＱの位相誤差
及び振幅値のアンバランスが大きくなる程振幅レベルが
大きくなる。アンバランスになる原因としてＩＱ検波ミ
クサ８の９０度線路の正確さやＩＱ検波ミクサ８のパワ
ーデバイダＰ／Ｄのバランス、ＩＱ検波ミクサ８の２つ
のミクサ８１，８２の変換損のばらつき、ＩＱ検波ミク
サ８の温度特性，多重反射などが考えられるが、根本的
にそれらによるＩＱの位相誤差及び振幅値のアンバラン
スは、小さくすることはできても無くすことは価格の点
や自動車の運用条件下では不可能であった。これにより
偽スペクトルが出現し偽像の発生やスペクトル増大によ
る演算時間の増大が生じるという問題があった。
波ミクサ８を用いた場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力され
るＩチャネル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差
及び振幅値にアンバランスが生じると、図８に示すよう
にスペクトルの周波数の正負反転した周波数に偽スペク
トルが出現する。また、偽スペクトルはＩＱの位相誤差
及び振幅値のアンバランスが大きくなる程振幅レベルが
大きくなる。アンバランスになる原因としてＩＱ検波ミ
クサ８の９０度線路の正確さやＩＱ検波ミクサ８のパワ
ーデバイダＰ／Ｄのバランス、ＩＱ検波ミクサ８の２つ
のミクサ８１，８２の変換損のばらつき、ＩＱ検波ミク
サ８の温度特性，多重反射などが考えられるが、根本的
にそれらによるＩＱの位相誤差及び振幅値のアンバラン
スは、小さくすることはできても無くすことは価格の点
や自動車の運用条件下では不可能であった。これにより
偽スペクトルが出現し偽像の発生やスペクトル増大によ
る演算時間の増大が生じるという問題があった。
【００１０】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、ＩＱ位相検波する受信手段の出
力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周
波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがあれば、振幅レベルのピーク値
の大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定され
た真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを設けることに
より、ＩＱ検波ミクサのＩチャネル信号とＱチャネル信
号との位相誤差及び振幅レベルのアンバランスが生じて
も、偽像の発生や演算時間の増大を抑えることができる
高性能で安価なレーダ装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、ＩＱ位相検波する受信手段の出
力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周
波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがあれば、振幅レベルのピーク値
の大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定され
た真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを設けることに
より、ＩＱ検波ミクサのＩチャネル信号とＱチャネル信
号との位相誤差及び振幅レベルのアンバランスが生じて
も、偽像の発生や演算時間の増大を抑えることができる
高性能で安価なレーダ装置を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明に係るレーダ装
置は、送信電磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が
目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相
検波する受信手段と、この受信手段の出力信号を、周波
数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトル
が分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変
換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じ
で正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペ
クトルがあれば、振幅レベルのピーク値の大きい方が真
のスペクトルであると判定し、判定された真のスペクト
ルの周波数を用いて、目標物体との距離，相対速度を演
算する信号処理手段とを備えたものである。
置は、送信電磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が
目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相
検波する受信手段と、この受信手段の出力信号を、周波
数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトル
が分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変
換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じ
で正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペ
クトルがあれば、振幅レベルのピーク値の大きい方が真
のスペクトルであると判定し、判定された真のスペクト
ルの周波数を用いて、目標物体との距離，相対速度を演
算する信号処理手段とを備えたものである。
【００１２】また、送信電磁波を出力する送信手段と、
送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁
波をＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力
信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波
数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがある場合、その振幅レベルのピ
ーク値の差が所定の範囲内にあるならば、受信系が飽和
していると判断し、受信系飽和検出信号を出力する受信
系飽和検出手段とを備えたものである。
送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁
波をＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力
信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波
数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがある場合、その振幅レベルのピ
ーク値の差が所定の範囲内にあるならば、受信系が飽和
していると判断し、受信系飽和検出信号を出力する受信
系飽和検出手段とを備えたものである。
【００１３】さらに、受信系飽和検出信号が出力された
ならば、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、
判定された真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体
との距離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えた
ものである。また、受信系飽和検出信号が出力された場
合、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、受信
系飽和検出信号の出力がない場合、振幅レベルのピーク
値の大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定さ
れた真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えたもので
ある。さらに、信号変換手段は、ＩＱ位相検波されたＩ
チャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実数
部，虚数部として高速フーリエ変換を行うものである。
さらにまた、周波数の絶対値が同じであることを判定す
るために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定されて
いるものである。また、所定のマージンを含んだ判定幅
を、プラスマイナス１ビン程度にしたものである。
ならば、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、
判定された真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体
との距離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えた
ものである。また、受信系飽和検出信号が出力された場
合、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、受信
系飽和検出信号の出力がない場合、振幅レベルのピーク
値の大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定さ
れた真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えたもので
ある。さらに、信号変換手段は、ＩＱ位相検波されたＩ
チャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実数
部，虚数部として高速フーリエ変換を行うものである。
さらにまた、周波数の絶対値が同じであることを判定す
るために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定されて
いるものである。また、所定のマージンを含んだ判定幅
を、プラスマイナス１ビン程度にしたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は実施の形態
１における距離，相対速度を演算する処理の流れを示す
フローチャートである。なお、装置の構成を示す図は図
５と同じである。以下、実施の形態１を説明するが、前
述したように、ＩＱ検波ミクサ８を用いた場合、Ａ／Ｄ
変換器１１に入力されるＩチャネル信号とＱチャネル信
号とにＩＱの位相誤差及び振幅値にアンバランスが生じ
ると、図８に示すようにスペクトルの周波数の正負反転
した周波数に偽スペクトルが出現する。しかし、真のス
ペクトルである周波数Ｆｂｕ及びＦｂｄのスペクトルに
対し偽のスペクトルである周波数−Ｆｂｕ及び−Ｆｂｄ
は振幅レベルが小さい。実施の形態１は、この点に着目
し、ＦＦＴ処理後のスペクトルから周波数において正負
反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベル
の小さい方を真のスペクトルではないとし、距離，相対
速度演算に使用しないようにする点が特徴である。
１における距離，相対速度を演算する処理の流れを示す
フローチャートである。なお、装置の構成を示す図は図
５と同じである。以下、実施の形態１を説明するが、前
述したように、ＩＱ検波ミクサ８を用いた場合、Ａ／Ｄ
変換器１１に入力されるＩチャネル信号とＱチャネル信
号とにＩＱの位相誤差及び振幅値にアンバランスが生じ
ると、図８に示すようにスペクトルの周波数の正負反転
した周波数に偽スペクトルが出現する。しかし、真のス
ペクトルである周波数Ｆｂｕ及びＦｂｄのスペクトルに
対し偽のスペクトルである周波数−Ｆｂｕ及び−Ｆｂｄ
は振幅レベルが小さい。実施の形態１は、この点に着目
し、ＦＦＴ処理後のスペクトルから周波数において正負
反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベル
の小さい方を真のスペクトルではないとし、距離，相対
速度演算に使用しないようにする点が特徴である。
【００１５】以下、図１のフローチャートに基づいて具
体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェ
ーズのビート信号を複素ＦＦＴ処理する（ステップ（以
下、Ｓと記す）１）。次に、複素ＦＦＴ処理した各フェ
ーズについてノイズフロアーの４倍程度のスレショルド
を設定する（Ｓ２）。なお、ノイズフロアーはノイズ部
分の振幅レベルの平均値で、図７の場合は横軸がノイズ
フロアーのレベルに相当する。また、各フェーズ別々に
スレショルドを設定したが、ノイズレベルはどのフェー
ズでも同じになるはずなので、まとめてノイズレベルの
平均値を求めてノイズフロアーとしてもよい。さらに、
ここでは４倍程度のスレショルドとしたが、レーダの仕
様に応じてこの値は変化するものである。また、ＣＦＡ
Ｒ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｆａｌｓｅ ａｌａｒｍ ｒａ
ｔｅ）処理を施してスレショルドを決定してもよい。
体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェ
ーズのビート信号を複素ＦＦＴ処理する（ステップ（以
下、Ｓと記す）１）。次に、複素ＦＦＴ処理した各フェ
ーズについてノイズフロアーの４倍程度のスレショルド
を設定する（Ｓ２）。なお、ノイズフロアーはノイズ部
分の振幅レベルの平均値で、図７の場合は横軸がノイズ
フロアーのレベルに相当する。また、各フェーズ別々に
スレショルドを設定したが、ノイズレベルはどのフェー
ズでも同じになるはずなので、まとめてノイズレベルの
平均値を求めてノイズフロアーとしてもよい。さらに、
ここでは４倍程度のスレショルドとしたが、レーダの仕
様に応じてこの値は変化するものである。また、ＣＦＡ
Ｒ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｆａｌｓｅ ａｌａｒｍ ｒａ
ｔｅ）処理を施してスレショルドを決定してもよい。
【００１６】次に、スレショルドより大きい振幅レベル
のスペクトルの周波数とピーク値を抽出することでノイ
ズ成分を除去する（Ｓ３）。次に、抽出した周波数とピ
ーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクトルの
対を探す（Ｓ４）。ここで周波数で正負反転している判
定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定してもよ
い。次に、Ｓ４で対が見つかったものに対しピーク値の
小さいほうのスペクトルは消去し、Ｓ３により抽出した
スペクトルの数を削減する（Ｓ５）。次に、Ｓ５で残っ
たスペクトルの周波数から、前述の式（１），（２）に
より距離，相対速度を演算する（Ｓ６）。次に、終了を
判定する（Ｓ７）。なお、Ｓ７は電源オフ，測距離停止
指令，フェール等で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
のスペクトルの周波数とピーク値を抽出することでノイ
ズ成分を除去する（Ｓ３）。次に、抽出した周波数とピ
ーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクトルの
対を探す（Ｓ４）。ここで周波数で正負反転している判
定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定してもよ
い。次に、Ｓ４で対が見つかったものに対しピーク値の
小さいほうのスペクトルは消去し、Ｓ３により抽出した
スペクトルの数を削減する（Ｓ５）。次に、Ｓ５で残っ
たスペクトルの周波数から、前述の式（１），（２）に
より距離，相対速度を演算する（Ｓ６）。次に、終了を
判定する（Ｓ７）。なお、Ｓ７は電源オフ，測距離停止
指令，フェール等で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
【００１７】上記実施の形態１では、周波数において正
負反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベ
ルの小さい方を真のスペクトルではないとしたが、発振
器１のリニアリティや温度変化、複素ＦＦＴ演算により
周波数が１ビン程度ずれている場合があるので、正負反
転しているスペクトルの対を見つけ出す際、プラスマイ
ナス１ビン程度のマージンを持った判定範囲を設定する
のが望ましい。なお、ビンとは、ＦＦＴのポイント数及
び計測時間から決まる周波数最小刻みのことである。ま
た、スレショルドを設定してからスペクトルを抽出した
が、複素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行
い、小さいレベルのスペクトルのデータを消去してから
スレショルドを設定しスレショルド以上のレベルのスペ
クトルを抽出してもよい。
負反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベ
ルの小さい方を真のスペクトルではないとしたが、発振
器１のリニアリティや温度変化、複素ＦＦＴ演算により
周波数が１ビン程度ずれている場合があるので、正負反
転しているスペクトルの対を見つけ出す際、プラスマイ
ナス１ビン程度のマージンを持った判定範囲を設定する
のが望ましい。なお、ビンとは、ＦＦＴのポイント数及
び計測時間から決まる周波数最小刻みのことである。ま
た、スレショルドを設定してからスペクトルを抽出した
が、複素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行
い、小さいレベルのスペクトルのデータを消去してから
スレショルドを設定しスレショルド以上のレベルのスペ
クトルを抽出してもよい。
【００１８】以上説明したように、実施の形態１によれ
ば、距離，相対速度演算前に偽スペクトルを除去できる
ので、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の増大を防
ぐことができる。
ば、距離，相対速度演算前に偽スペクトルを除去できる
ので、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の増大を防
ぐことができる。
【００１９】上記実施の形態１では、Ｓ１において、周
波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号を複素Ｆ
ＦＴ処理しているが、測距，測速度方法によって異なる
ものである。例えば周波数上昇時，周波数変化無し（無
変調），周波数下降時の３フェーズの場合もあり、周波
数上昇時と周波数一定時の組み合わせの場合もある。こ
のステップでは、距離，速度を演算するのに必要なフェ
ーズをＦＦＴ処理するが、ＦＦＴ処理の結果から、周波
数において正負反転しているスペクトルの対を見つけ出
し、振幅レベルの小さい方を真のスペクトルではないと
する点は同じである。
波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号を複素Ｆ
ＦＴ処理しているが、測距，測速度方法によって異なる
ものである。例えば周波数上昇時，周波数変化無し（無
変調），周波数下降時の３フェーズの場合もあり、周波
数上昇時と周波数一定時の組み合わせの場合もある。こ
のステップでは、距離，速度を演算するのに必要なフェ
ーズをＦＦＴ処理するが、ＦＦＴ処理の結果から、周波
数において正負反転しているスペクトルの対を見つけ出
し、振幅レベルの小さい方を真のスペクトルではないと
する点は同じである。
【００２０】実施の形態２．図２は実施の形態２におけ
る距離，相対速度を演算する処理の流れを示すフローチ
ャートである。なお、装置の構成を示す図は図５と同じ
である。実施の形態１と同様、ＩＱ検波ミクサ８を用い
た場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチャネル信号
とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振幅値にアン
バランスが生じると、図８に示すようにスペクトルの周
波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが出現する。
さらに、ＩＱの片方のチャンネルの信号が受信系でで飽
和すると、１チャンネル検波と同様、振幅レベルが同等
で周波数が正負逆転したスペクトルが出現する。そこ
で、周波数が正負逆転しているものの振幅レベルが同等
か否かを判定することにより、ＩＱの片方のチャンネル
の信号が受信系でで飽和していることを検出することが
できる。この場合は振幅レベルが同じであるから、どち
らが真のスペクトルか判定しにくいので、過去の履歴か
らどちらが真のスペクトルかを求める。なお、上記の振
幅レベルが同等で周波数が正負逆転したスペクトルが出
現する現象は、主にＡ／Ｄ変換器の入力部で現れるが、
図５の７から１１までの何処で飽和しても同じ現象が現
れる。
る距離，相対速度を演算する処理の流れを示すフローチ
ャートである。なお、装置の構成を示す図は図５と同じ
である。実施の形態１と同様、ＩＱ検波ミクサ８を用い
た場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチャネル信号
とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振幅値にアン
バランスが生じると、図８に示すようにスペクトルの周
波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが出現する。
さらに、ＩＱの片方のチャンネルの信号が受信系でで飽
和すると、１チャンネル検波と同様、振幅レベルが同等
で周波数が正負逆転したスペクトルが出現する。そこ
で、周波数が正負逆転しているものの振幅レベルが同等
か否かを判定することにより、ＩＱの片方のチャンネル
の信号が受信系でで飽和していることを検出することが
できる。この場合は振幅レベルが同じであるから、どち
らが真のスペクトルか判定しにくいので、過去の履歴か
らどちらが真のスペクトルかを求める。なお、上記の振
幅レベルが同等で周波数が正負逆転したスペクトルが出
現する現象は、主にＡ／Ｄ変換器の入力部で現れるが、
図５の７から１１までの何処で飽和しても同じ現象が現
れる。
【００２１】以下、図２のフローチャートに基づいて具
体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェ
ーズのビート信号をＡ／Ｄ変換器１１で所定数（一般に
２のｎ乗）サンプリングする（Ｓ１）。次に、ビート信
号の最大値を取得し、次回ＡＧＣ量を決定し、ＡＧＣ１
０をセットする（Ｓ２〜５）。ここで、ＡＧＣ１０のゲ
イン量（Ｇａｉｎ）をフィードバック制御し再設定する
ためのイメージ図を図３に示す。図３において、信号は
ＡＧＣ１０にて増幅された信号が８ビットＡ／Ｄ変換器
１１に時系列にサンプリングされた結果を示している。
信号処理装置１２は常に増幅された信号の最大振幅が所
定の範囲内に収まるようにＡＧＣ１０のゲイン量を設定
する。ここでは例として、Ａ／Ｄ変換器１１の最大入力
値が０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を１２７、最
小入力値は−０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を−
１２７としている。また、所定の範囲を最大入力値より
４ｄｂ下がった地点（デジタル値５０）からマージンを
見込んで最大入力値より１ｄｂ下がった地点（デジタル
値１００）の間とし、この範囲内に収まるようにフィー
ドバック制御する。
体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェ
ーズのビート信号をＡ／Ｄ変換器１１で所定数（一般に
２のｎ乗）サンプリングする（Ｓ１）。次に、ビート信
号の最大値を取得し、次回ＡＧＣ量を決定し、ＡＧＣ１
０をセットする（Ｓ２〜５）。ここで、ＡＧＣ１０のゲ
イン量（Ｇａｉｎ）をフィードバック制御し再設定する
ためのイメージ図を図３に示す。図３において、信号は
ＡＧＣ１０にて増幅された信号が８ビットＡ／Ｄ変換器
１１に時系列にサンプリングされた結果を示している。
信号処理装置１２は常に増幅された信号の最大振幅が所
定の範囲内に収まるようにＡＧＣ１０のゲイン量を設定
する。ここでは例として、Ａ／Ｄ変換器１１の最大入力
値が０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を１２７、最
小入力値は−０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を−
１２７としている。また、所定の範囲を最大入力値より
４ｄｂ下がった地点（デジタル値５０）からマージンを
見込んで最大入力値より１ｄｂ下がった地点（デジタル
値１００）の間とし、この範囲内に収まるようにフィー
ドバック制御する。
【００２２】次に、周波数上昇時と下降時の２フェーズ
のビート信号を複素ＦＦＴ処理する（Ｓ６）。次に、複
素ＦＦＴ処理した各フェーズについてノイズフロアーの
４倍程度のスレショルドを設定する（Ｓ７）。なお、ノ
イズフロアーはノイズ部分の振幅レベルの平均値で、図
７の場合は横軸がノイズフロアーのレベルに相当する。
また、各フェーズ別々にスレショルドを設定したが、ノ
イズレベルはどのフェーズでも同じになるはずなので、
まとめてノイズレベルの平均値を求めてノイズフロアー
としてもよい。さらに、ここでは４倍程度のスレショル
ドとしたが、レーダの仕様に応じてこの値は変化するも
のである。また、ＣＦＡＲ処理を施してスレショルドを
決定してもよい。次に、スレショルドより大きい振幅レ
ベルのスペクトルの周波数とピーク値を抽出することで
ノイズ成分を除去する（Ｓ８）。次に、抽出した周波数
とピーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクト
ルの対を探す（Ｓ９）。ここで周波数で正負反転してい
る判定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定して
もよい。なお、Ｓ６〜９の処理は実施の形態１のＳ１〜
４の処理と同じである。
のビート信号を複素ＦＦＴ処理する（Ｓ６）。次に、複
素ＦＦＴ処理した各フェーズについてノイズフロアーの
４倍程度のスレショルドを設定する（Ｓ７）。なお、ノ
イズフロアーはノイズ部分の振幅レベルの平均値で、図
７の場合は横軸がノイズフロアーのレベルに相当する。
また、各フェーズ別々にスレショルドを設定したが、ノ
イズレベルはどのフェーズでも同じになるはずなので、
まとめてノイズレベルの平均値を求めてノイズフロアー
としてもよい。さらに、ここでは４倍程度のスレショル
ドとしたが、レーダの仕様に応じてこの値は変化するも
のである。また、ＣＦＡＲ処理を施してスレショルドを
決定してもよい。次に、スレショルドより大きい振幅レ
ベルのスペクトルの周波数とピーク値を抽出することで
ノイズ成分を除去する（Ｓ８）。次に、抽出した周波数
とピーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクト
ルの対を探す（Ｓ９）。ここで周波数で正負反転してい
る判定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定して
もよい。なお、Ｓ６〜９の処理は実施の形態１のＳ１〜
４の処理と同じである。
【００２３】次に、Ｓ９で対が見つかったものに対しピ
ーク値の大きさが同等であるか否か判定し（Ｓ１０）、
同等であればどちらのスペクトルが真であるか前回の判
定結果から判断し選択する。即ち、前回、周波数反転し
ているスペクトルのうち周波数が負のものの振幅レベル
のピーク値が小さいと判定され削除された場合、今回も
同じ周波数であれば周波数が負のものを削除する。Ｓ１
からＳ１４までの処理を例えば１００ｍｓ毎に行う場
合、１００ｍｓ前の選択結果に基づいて選択する（Ｓ１
１）。Ｓ１０の判定結果が、同等でなければ実施の形態
１と同様大きいピーク値の方のスペクトルを選択する
（Ｓ１２）。次に、Ｓ１１又はＳ１２で抽出したスペク
トルの周波数から、前述の式（１），（２）により距
離，相対速度を演算する（Ｓ１３）。次に、終了を判定
する（Ｓ１４）。なお、Ｓ１４は電源オフ，測距離停止
指令，フェール等で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
ーク値の大きさが同等であるか否か判定し（Ｓ１０）、
同等であればどちらのスペクトルが真であるか前回の判
定結果から判断し選択する。即ち、前回、周波数反転し
ているスペクトルのうち周波数が負のものの振幅レベル
のピーク値が小さいと判定され削除された場合、今回も
同じ周波数であれば周波数が負のものを削除する。Ｓ１
からＳ１４までの処理を例えば１００ｍｓ毎に行う場
合、１００ｍｓ前の選択結果に基づいて選択する（Ｓ１
１）。Ｓ１０の判定結果が、同等でなければ実施の形態
１と同様大きいピーク値の方のスペクトルを選択する
（Ｓ１２）。次に、Ｓ１１又はＳ１２で抽出したスペク
トルの周波数から、前述の式（１），（２）により距
離，相対速度を演算する（Ｓ１３）。次に、終了を判定
する（Ｓ１４）。なお、Ｓ１４は電源オフ，測距離停止
指令，フェール等で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
【００２４】なお、Ｓ６において、ＩＱのうち片方のチ
ャンネルが飽和した場合、１チャンネル検波と同様、振
幅レベルが同じで周波数が正負反転したスペクトルが出
現する。ここでＡＧＣを設定しているにも係わらず飽和
する可能性がある理由は、今回のデータが前回の計測結
果に基づきＡＧＣ値を設定しているからである。また、
Ｓ９で、周波数において正負反転しているスペクトルの
対を見つけ出す際、発振器１のリニアリティや温度変
化、複素ＦＦＴ演算により周波数が１ビン程度ずれてい
る場合があるので、プラスマイナス１ビン程度のマージ
ンを持った判定範囲を設定するのが望ましい。また、ス
レショルドを設定してからスペクトルを抽出したが、複
素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行い、小さ
いレベルのスペクトルのデータを消去してからスレショ
ルドを設定しスレショルド以上のレベルのスペクトルを
抽出してもよい。
ャンネルが飽和した場合、１チャンネル検波と同様、振
幅レベルが同じで周波数が正負反転したスペクトルが出
現する。ここでＡＧＣを設定しているにも係わらず飽和
する可能性がある理由は、今回のデータが前回の計測結
果に基づきＡＧＣ値を設定しているからである。また、
Ｓ９で、周波数において正負反転しているスペクトルの
対を見つけ出す際、発振器１のリニアリティや温度変
化、複素ＦＦＴ演算により周波数が１ビン程度ずれてい
る場合があるので、プラスマイナス１ビン程度のマージ
ンを持った判定範囲を設定するのが望ましい。また、ス
レショルドを設定してからスペクトルを抽出したが、複
素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行い、小さ
いレベルのスペクトルのデータを消去してからスレショ
ルドを設定しスレショルド以上のレベルのスペクトルを
抽出してもよい。
【００２５】さらに、Ｓ１０で、ピーク値の大きさが同
等であるかを判定したが、所定のレベル差が確保されて
いないことを判定してもよい。即ち、正常な状態では真
のスペクトルに対し正負反転したスペクトルは振幅レベ
ルが十分小さいはずである。そこで、例えば真のスペク
トルに対し正負反転したスペクトルの振幅レベルが半分
以上であれば、片方のチャンネルが飽和していると判断
してもよい。これをまとめると以下のようになる。即
ち、周波数の絶対値が同じで正負の両方に存在するスペ
クトルがある場合、その振幅レベルのピーク値の差が所
定の範囲内にあるならば、片方のチャンネルが飽和して
いると判断する。また、Ｓ１１は前回の選択結果を利用
しているが、過去数回の観測結果から選択してもよい。
即ち、確実性を増すために、過去数回で周波数の何方の
方が選択されていることが多いかを判定して、選択して
もよい。
等であるかを判定したが、所定のレベル差が確保されて
いないことを判定してもよい。即ち、正常な状態では真
のスペクトルに対し正負反転したスペクトルは振幅レベ
ルが十分小さいはずである。そこで、例えば真のスペク
トルに対し正負反転したスペクトルの振幅レベルが半分
以上であれば、片方のチャンネルが飽和していると判断
してもよい。これをまとめると以下のようになる。即
ち、周波数の絶対値が同じで正負の両方に存在するスペ
クトルがある場合、その振幅レベルのピーク値の差が所
定の範囲内にあるならば、片方のチャンネルが飽和して
いると判断する。また、Ｓ１１は前回の選択結果を利用
しているが、過去数回の観測結果から選択してもよい。
即ち、確実性を増すために、過去数回で周波数の何方の
方が選択されていることが多いかを判定して、選択して
もよい。
【００２６】以上説明したように、実施の形態２によれ
ば、距離，相対速度演算前に偽スペクトルを除去できる
ので、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の増大を防
ぐことができる。また、実施の形態２では、Ｓ６におい
て、周波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号を
複素ＦＦＴ処理しているが、実施の形態１と同様測距，
測速度方法によってフェーズ数は異なるものである。し
かし、ＦＦＴ処理の結果から、周波数が正負逆転してい
るものの振幅レベルが同等か否かを判定することによ
り、ＩＱの片方のチャンネルの信号が受信系で飽和して
いることを検出する点、飽和している場合は、過去の履
歴からどちらが真のスペクトルかを求める点は同じであ
る。
ば、距離，相対速度演算前に偽スペクトルを除去できる
ので、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の増大を防
ぐことができる。また、実施の形態２では、Ｓ６におい
て、周波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号を
複素ＦＦＴ処理しているが、実施の形態１と同様測距，
測速度方法によってフェーズ数は異なるものである。し
かし、ＦＦＴ処理の結果から、周波数が正負逆転してい
るものの振幅レベルが同等か否かを判定することによ
り、ＩＱの片方のチャンネルの信号が受信系で飽和して
いることを検出する点、飽和している場合は、過去の履
歴からどちらが真のスペクトルかを求める点は同じであ
る。
【００２７】
【発明の効果】この発明は以上説明したとおり、送信電
磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が目標物体で反
射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信
手段と、この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅
レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデー
タに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換
されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方
に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれ
ば、振幅レベルのピーク値の大きい方が真のスペクトル
であると判定し、判定された真のスペクトルの周波数を
用いて、目標物体との距離，相対速度を演算する信号処
理手段とを備えたものであるから、ＩＱバランスの悪化
による偽スペクトルを距離，相対速度の演算前に除去で
きる。従って、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の
増大を防ぐことができる。
磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が目標物体で反
射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信
手段と、この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅
レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデー
タに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換
されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方
に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれ
ば、振幅レベルのピーク値の大きい方が真のスペクトル
であると判定し、判定された真のスペクトルの周波数を
用いて、目標物体との距離，相対速度を演算する信号処
理手段とを備えたものであるから、ＩＱバランスの悪化
による偽スペクトルを距離，相対速度の演算前に除去で
きる。従って、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の
増大を防ぐことができる。
【００２８】また、送信電磁波を出力する送信手段と、
送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁
波をＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力
信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波
数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがある場合、その振幅レベルのピ
ーク値の差が所定の範囲内にあるならば、受信系が飽和
していると判断し、受信系飽和検出信号を出力する受信
系飽和検出手段とを備えたものであるから、ＩＱバラン
スの悪化及び受信系の飽和を検出できる。従って、演算
を間違えて偽像を発生させることがない。
送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁
波をＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力
信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波
数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがある場合、その振幅レベルのピ
ーク値の差が所定の範囲内にあるならば、受信系が飽和
していると判断し、受信系飽和検出信号を出力する受信
系飽和検出手段とを備えたものであるから、ＩＱバラン
スの悪化及び受信系の飽和を検出できる。従って、演算
を間違えて偽像を発生させることがない。
【００２９】さらに、受信系飽和検出信号が出力された
ならば、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、
判定された真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体
との距離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えた
ものであり、また、受信系飽和検出信号が出力された場
合、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、受信
系飽和検出信号の出力がない場合、振幅レベルのピーク
値の大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定さ
れた真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えたもので
あるから、ＩＱバランスの悪化及び受信系の飽和による
偽スペクトルを距離，相対速度の演算前に除去できる。
従って、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の増大を
防ぐことができる。
ならば、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、
判定された真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体
との距離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えた
ものであり、また、受信系飽和検出信号が出力された場
合、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、受信
系飽和検出信号の出力がない場合、振幅レベルのピーク
値の大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定さ
れた真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えたもので
あるから、ＩＱバランスの悪化及び受信系の飽和による
偽スペクトルを距離，相対速度の演算前に除去できる。
従って、偽像の発生、距離，相対速度演算時間の増大を
防ぐことができる。
【００３０】また、周波数の絶対値が同じであることを
判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定
されているものであるから、発振器のリニアリティや温
度変化、ＦＦＴの演算による誤差を生じても、正しく正
負反転しているスペクトルの対を見つけ出すことができ
る。
判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定
されているものであるから、発振器のリニアリティや温
度変化、ＦＦＴの演算による誤差を生じても、正しく正
負反転しているスペクトルの対を見つけ出すことができ
る。
【図１】 実施の形態１における距離，相対速度を演算
する処理の流れを示すフローチャートである。
する処理の流れを示すフローチャートである。
【図２】 実施の形態２における距離，相対速度を演算
する処理の流れを示すフローチャートである。
する処理の流れを示すフローチャートである。
【図３】 実施の形態２におけるＡＧＣの動作を説明す
る説明図である。
る説明図である。
【図４】 受信系が飽和したときの真スペクトルと偽ス
ペクトルとを説明する説明図である。
ペクトルとを説明する説明図である。
【図５】 従来の車載用レーダ装置の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】 従来の車載用レーダ装置における距離，相対
速度の算出方法を説明する説明図である。
速度の算出方法を説明する説明図である。
【図７】 ＩＱバランスが良好なときの検出スペクトル
を説明する説明図である。
を説明する説明図である。
【図８】 ＩＱバランスが悪化したときの検出スペクト
ルを説明する説明図である。
ルを説明する説明図である。
１ 発振器、３ 送信アンプ、５ 送受共用アンテナ、
６ 目標物体、７ 受信アンプ、８ ＩＱ検波ミクサ、
１３ アンテナスキャン用モータ、１４ ハンドル角セ
ンサ。
６ 目標物体、７ 受信アンプ、８ ＩＱ検波ミクサ、
１３ アンテナスキャン用モータ、１４ ハンドル角セ
ンサ。
Claims (7)
- 【請求項１】 送信電磁波を出力する送信手段と、 上記送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信
電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、 この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルと
の関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換
する信号変換手段と、 この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶
対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ
一対のスペクトルがあれば、振幅レベルのピーク値の大
きい方が真のスペクトルであると判定し、判定された真
のスペクトルの周波数を用いて、上記目標物体との距
離，相対速度を演算する信号処理手段とを備えたことを
特徴とするレーダ装置。 - 【請求項２】 送信電磁波を出力する送信手段と、 上記送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信
電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、 この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルと
の関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換
する信号変換手段と、 この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶
対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ
一対のスペクトルがある場合、その振幅レベルのピーク
値の差が所定の範囲内にあるならば、受信系が飽和して
いると判断し、受信系飽和検出信号を出力する受信系飽
和検出手段とを備えたことを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項３】 受信系飽和検出信号が出力されたなら
ば、過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、判定
された真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との
距離，相対速度を演算する信号処理手段を備えたことを
特徴とする請求項２記載のレーダ装置。 - 【請求項４】 受信系飽和検出信号が出力された場合、
過去の判定結果から真のスペクトルを判定し、受信系飽
和検出信号の出力がない場合、振幅レベルのピーク値の
大きい方が真のスペクトルであると判定し、判定された
真のスペクトルの周波数を用いて、目標物体との距離，
相対速度を演算する信号処理手段を備えたことを特徴と
する請求項２記載のレーダ装置。 - 【請求項５】 信号変換手段は、ＩＱ位相検波されたＩ
チャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実数
部，虚数部として高速フーリエ変換を行うことを特徴と
する請求項１〜請求項４のいずれか一項記載のレーダ装
置。 - 【請求項６】 周波数の絶対値が同じであることを判定
するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定され
ていることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか
一項記載のレーダ装置。 - 【請求項７】 所定のマージンを含んだ判定幅を、プラ
スマイナス１ビン程度にしたことを特徴とする請求項６
記載のレーダ装置。
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|---|---|---|---|
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| US09/408,561 US6229474B1 (en) | 1999-05-28 | 1999-09-30 | Radar apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14932299A JP3623128B2 (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | レーダ装置 |
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|---|---|
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| JP3623128B2 JP3623128B2 (ja) | 2005-02-23 |
Family
ID=15472592
Family Applications (1)
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| JP14932299A Expired - Fee Related JP3623128B2 (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | レーダ装置 |
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| JP2014062804A (ja) * | 2012-09-21 | 2014-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｆｍｃｗレーダ装置およびｆｍｃｗレーダ用信号処理方法 |
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| JP2004361245A (ja) * | 2003-06-04 | 2004-12-24 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
| JP4737165B2 (ja) * | 2006-10-31 | 2011-07-27 | 株式会社村田製作所 | レーダの物標検知方法、およびこの物標検知方法を用いたレーダ装置 |
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| RU2580507C2 (ru) * | 2013-12-23 | 2016-04-10 | Общество с ограниченной ответственностью "Интеллектуальные радиооптические системы" (ООО "ИРС") | Способ радиолокации и радиолокатор с доплеровским передатчиком для его реализации |
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| CN111103588B (zh) * | 2019-12-31 | 2022-12-13 | 哈尔滨工程大学 | 一种利用信号能量的三角波多目标识别方法 |
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-
1999
- 1999-05-28 JP JP14932299A patent/JP3623128B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-09-30 US US09/408,561 patent/US6229474B1/en not_active Expired - Lifetime
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