JP3577240B2

JP3577240B2 - レーダ装置

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Publication number: JP3577240B2
Application number: JP15033399A
Authority: JP
Inventors: 直久上原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-05-28
Filing date: 1999-05-28
Publication date: 2004-10-13
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車等の車両に搭載され例えば車間距離警報発生システムを構成するために用いられるレーダ装置に関し、特に検出されたスペクトルの振幅レベルのピーク値を、正しい値に補正する振幅レベルのピーク値補正に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種のレーダ装置としては、送受共用アンテナを用いることで小型化し自動車への搭載性を向上させたＦＭＣＷレーダ装置が知られている。図４は従来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。図４において、１は発振器、２はパワーデバイダ、３は送信アンプ、４はサーキュレータである。５は送受共用アンテナで、電磁放射器５１と反射鏡５２とで構成されている。６は目標物体、７は受信アンプ、８はＩＱ検波ミクサ、９はフィルタ、１０はＡＧＣアンプ、１１はＡＤ変換器、１２は信号処理装置、１３はアンテナスキャン用モータ、１４はハンドル角センサである。
【０００３】
次に、このように構成された従来装置の動作を説明する。信号処理装置１２は線形なＦＭ変調用の電圧信号を出力する。そのＦＭ変調用電圧信号により発振器１がＦＭ変調された電磁波を発生する。その電磁波はパワーデバイダー２により２つに分けられ、一方はＩＱ検波ミクサ８に入力される。もう一方は送信アンプ３で増幅された後、サーキュレータ４を経由し、送受共用アンテナ５から空間に出力される。送受共用アンテナ５から空間に出力された電磁波は目標物体６で反射され、送信電磁波に対して遅延時間Ｔｄをもって送受共用アンテナ５に入力される。さらに、目標物体６が相対速度を持つ場合受信電磁波は送信電磁波に対してドップラシフトｆｄをもって送受共用アンテナ５に入力される。送受共用アンテナ５で受信した電磁波は受信アンプ７で増幅された後、ＩＱ検波ミクサ８により発振器１の出力電磁波とミキシングされ、遅延時間Ｔｄとドップラシフトｆｄとに対応したビート信号を出力する。得られたビート信号はフィルタ９を通過し、ＡＧＣアンプ１０により増幅されてＡ／Ｄ変換器１１に入力される。そのビート信号から信号処理装置１２は目標物体６までの距離と相対速度とを算出する。
【０００４】
次に、距離と相対速度とを算出する方法を説明する。図５は従来の車載用レーダ装置によって距離と相対速度とを算出する方法の一例を示した説明図である。図５において、送信電磁波は周波数掃引帯域幅Ｂ，変調周期ＴｍでＦｍ変調されている。受信電磁波は送信電磁波が距離Ｒに存在する目標物体６で反射され送受共用アンテナ５に入力されるまでの遅延時間Ｔｄを持っている。また、目標物体６が相対速度Ｖを持つとき受信電磁波は送信電磁波に対しｆｄだけドップラシフトする。このとき周波数上昇時における送信信号と受信信号との周波数差Ｆｂｕと、周波数降下時における送信信号と受信信号との周波数差Ｆｂｄがビート信号としてＩＱ検波ミクサ８により出力される。そのビート信号をＡ／Ｄ変換器１１を介して信号処理装置１２にデータとして取り込み、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理することにより、図６に示すように、Ｆｂｕ，Ｆｂｄとその振幅レベルのピーク値Ｍを求める。なお、Ｍは受信強度に相当する値で、以下受信強度と記す。
【０００５】
Ｆｂｕ，Ｆｂｄ，受信強度Ｍの求め方の概要は以下のとおりである。ＦＦＴ処理を行うと、横軸時間，縦軸各時間での振幅の信号が、横軸周波数，縦軸各周波数成分の振幅に変換できる。周波数Ｆｂｕ，受信強度Ｍを求める場合、一般に振幅のレベルがピークになる点を探し出し、そのピークの振幅レベル値，周波数値を受信強度Ｍ，周波数Ｆｂｕとする。周波数Ｆｂｄについても同様である。なお、Ｆｂｕ，Ｆｂｄの受信強度は一般的には同じでありＭとなる。
【０００６】
上記Ｆｂｕ，Ｆｂｄ，Ｔｍ，Ｂと、光速Ｃ（＝３．０×１０^８ｍ／ｓ），搬送波の波長λ（搬送波の基本周波数がｆｏ＝７７ＧＨｚならば、λ＝４．０×１０^−３ｍ）とにより目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖは，式（１）及び（２）により求められる。
Ｒ＝（ＴｍＣ／４Ｂ）×（Ｆｂｕ＋Ｆｂｄ）・・・（１）
Ｖ＝（λ／４）×（Ｆｂｕ−Ｆｂｄ）・・・（２）
また、目標物体が複数存在する場合、周波数上昇時における送信信号と受信信号との複数の周波数差Ｆｂｕと、周波数降下時における送信信号と受信信号との複数の周波数差Ｆｂｄから同一物体のＦｂｕとＦｂｄとを選び、式（１），式（２）から距離Ｒ及び相対速度Ｖを求める。
【０００７】
次に、ＩＱ検波ミクサ８の動作の詳細を説明する。図４において、発振器１からの電磁波はパワーデバイダ２により分配され、さらにＩＱ検波ミクサ８の入力部でパワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、ミクサ８１及び８２にＬＯ（ローカル）信号として入力される。また、受信した電磁波は受信アンプ７で増幅された後パワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、一方はそのままミクサ８１に入力される。もう一方は９０度線路（１／４波長）を経由後ミクサ８２に入力される。ここで２つのミクサ８１，８２から出力されるビート信号はＩｎ−ｐｈａｓｅ成分Ｉとそれに対し９０度の位相差を持つＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分Ｑを出力する。それら出力されたＩＱ成分をＡ／Ｄ変換器１１にてサンプリングし、Ｉ，Ｑそれぞれを実数部，虚数部として複素ＦＦＴ処理を行う。
【０００８】
このように処理すると、９０度の位相差の正負によりスペクトルの周波数成分の正負が判定でき、図６に示すように、ＦＦＴ処理後のスペクトルは１つしか出現しない。つまり、通常のミクサであるとＦＦＴ結果は周波数軸において正負反転したスペクトルが一対出現するので正負の判定ができないが、ＩＱ検波ミクサ８を使用すると図６に示すように、ＦＦＴ後のスペクトルは１つしか出現しないので、周波数の正負が分かる。これにより、通常のミクサを使用するよりも、複数のターゲットを検出した場合のＦｂｕ，Ｆｂｄの組み合わせを間違えてしまうことによって出力される偽像を減らすことができるのである。
【０００９】
次に、受信強度Ｍから信号処理装置１２が目標物体６の方向を演算する方法を述べる。従来方向を演算する方法として、例えば特公平７−２００１６号公報にモノパルス方式，シーケンシャルロービング方式，コニカルスキャン方式等の代表的な方式が開示されている。また、ここではシーケンシャルロービング方式について説明する。この方式は、特開平７−９２２５８号公報に開示されている方式、つまり異なる軸を有する２つのレーダビームの受信強度の差を正規化して用い、広い範囲で角度計測できる測角方式と同等のものである。
【００１０】
その概要は下記の通りである。距離，相対速度及び受信強度Ｍ１を所定の方向θ１で測定した後、信号処理装置１２はモータ１３を動作させ送受共用アンテナ５を次の方向θ２に移動させ、同様に距離，相対速度及び受信強度Ｍ２を測定する。これら複数方向の検出データにおいて同一の距離，相対速度のデータを選び出し、基本的に受信強度Ｍ１と受信強度Ｍ２の大小関係により測角することができる。
なお、θは車両の正面方向を０°、車両の前方右斜め方向を正、車両の前方左斜め方向を負とする角度である。
【００１１】
具体的には、所定の２方向θ１とθ２におけるアンテナビームパターンＢ１（θ）とＢ２（θ）とから、和パターンＳ（θ）と差パターンＤ（θ）とを下式により求める。
Ｓ（θ）＝Ｂ１（θ）＋Ｂ２（θ）・・・（３）
Ｄ（θ）＝Ｂ１（θ）−Ｂ２（θ）・・・（４）
次に、Ｓ（θ）で規格化した次式のＤＳ（θ）を求める。
ＤＳ（θ）＝Ｄ（θ）／Ｓ（θ）・・・（５）
なお、Ｓ（θ）の半値幅θｓ内ではθに対してＤＳ（θ）が単調増加、あるいは単調減少の関係になる。
【００１２】
次に、所定の２方向θ１とθ２の中心をθｏ，Ｓ（θ）の半値幅をθｓとし、θｓで規格化した角度θｎ及びθｎ＝０付近のＤＳ（θ）の傾きｋを次式で求める。
θｎ＝（θ−θｏ）／θｓ・・・（６）
ｋ＝ＤＳ（θ）／θｎ・・・（７）
また、受信強度Ｍ１と受信強度Ｍ２とから観測で得られるＤＳを次式から求める。
ＤＳ＝（Ｍ１−Ｍ２）／（Ｍ１＋Ｍ２）・・・（８）
よって、予め計算できるθｓ，ｋ，θｏと観測で得られたＤＳとから次式によりθを求めることができる。
θ＝（θｓ／ｋ）・ＤＳ＋θｏ・・・（９）
【００１３】
上記により測定した目標物体までの距離と角度から先行車の相対位置が分かる。また、ハンドル角センサ１４から道路の曲率が分かると自車が走行するレーンの位置が分かる（レーン幅は約３．５ｍと決まっている）。よって先行車が同一レーン上にあるかが分かる。このようにして、目標物体が自車両と同一レーン上を走行する先行車かどうか判定し、車間距離警報発生や安全車間距離を保つ追従走行等を行う。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来のレーダ装置では、ＩＱ検波ミクサ８の２つの出力をＡ／Ｄ変換器１１を介して信号処理装置１２に入力し、ＦＦＴ処理しているので、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチャネル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振幅値にアンバランスが生じると、図７に示すようにスペクトルの周波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが出現する。また、偽スペクトルはＩＱの位相誤差及び振幅値のアンバランスが大きくなる程振幅レベルが大きくなる。アンバランスになる原因としてＩＱ検波ミクサ８の９０度線路の正確さやＩＱ検波ミクサ８のパワーデバイダＰ／Ｄのバランス、ＩＱ検波ミクサ８の２つのミクサ８１，８２の変換損のばらつき、ＩＱ検波ミクサ８の温度特性，多重反射などが考えられるが、根本的にそれらによるＩＱの位相誤差及び振幅値のアンバランスは、小さくすることはできても無くすことは価格や自動車の運用条件下では不可能であった。これにより真のスペクトルの振幅が低下し検出性能が劣化したり、真のスペクトルの振幅誤差により測角演算に誤差を生じるという問題があった。
【００１５】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、ＩＱ位相検波する受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補正手段とを設けることにより、ＩＱ検波ミクサのＩチャンネル信号とＱチャンネル信号との位相誤差及び振幅値のアンバランスが生じても、受信強度つまり振幅レベルのピーク値を正しく計測することができると共に測角誤差の発生を抑えた高性能で安価なレーダ装置を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るレーダ装置は、送信電磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補正手段と、送信手段から出力される送信電磁波及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を変化させるビーム走査手段と、同一目標物体について、ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方向から得られた受信信号を基に、振幅レベル補正手段で求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段とを備えたものである。
【００１８】
さらに、振幅レベル補正手段は、周波数の絶対値が同じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ＋ｊＢｂ，Ａｓ＋ｊＢｓで得られたとき、真の振幅レベルのピーク値を（（Ａｂ＋Ａｓ）^２＋（Ｂｂ−Ｂｓ）^２）^１／２として算出するものである。
また、振幅レベル補正手段は、予め実験により求めて記憶させておいたデータに基づいて振幅レベルのピーク値を補正するものである。
さらに、信号変換手段は、ＩＱ位相検波されたＩチャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実数部，虚数部として高速フーリエ変換を行うものである。さらにまた、周波数の絶対値が同じであることを判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定されているものである。
また、所定のマージンを含んだ判定幅を、プラスマイナス１ビン程度にしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１における目標物体との距離，相対速度及び角度を演算する処理の流れを示すフローチャートである。なお、装置の構成を示す図は図４と同じである。
以下、実施の形態１を説明するが、前述したように、ＩＱ検波ミクサ８を用いた場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチャネル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振幅値にアンバランスが生じると、図７に示すようにスペクトルの周波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが出現する。この際受信エネルギーは真のスペクトルと偽のスペクトルの２つに分かれることになり、真のスペクトルのレベルが下がる。これにより、検出性能が低下したり受信強度を使用して測角演算する場合、測角値に誤差を生じたりすることになる。そこで、真のスペクトルの振幅値を補正して測角を行うようにする。
【００２０】
次に、補正の仕方について具体的に説明する。１つの方法として実験により予め振幅レベルが振幅誤差，位相誤差によりどの程度下がるかを求めておいて、メモリに記憶させておき補正する方法がある。
また、演算にて振幅レベルを補正する方法もある。ここで、得られたＦＦＴ結果において周波数が正負反転している１対のスペクトルのＦＦＴ結果を、
Ｓｂ＝Ａｂ＋ｊＢｂ
もう一方のＦＦＴ結果を、
Ｓｓ＝Ａｓ＋ｊＢｓ
とすると、本来位相誤差，振幅誤差が生じていない場合の真のスペクトルの振幅は、
Ｍ＝（（Ａｂ＋Ａｓ）^２＋（Ｂｂ−Ｂｓ）^２）^１／２
で示される。
【００２１】
たとえば、ＩＱ信号として振幅１、位相差９０°の３Ｈｚの信号を６４点の複素ＦＦＴしたとする。
ここで、位相誤差、振幅誤差がない場合複素ＦＦＴの結果は３Ｈｚの周波数で（１８．５７８２１９３４４２８５５−６１．２４４１８１４８６８６１４ｉ）、−３Ｈｚの周波数で（０−０ｉ）となる。これは位相誤差、振幅誤差がない理想的なＩＱ検波の条件であり、正負逆転したスペクトルは存在しないということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトルの受信強度Ｍは（（１８．５７８２１９３４４２８５５） ^２＋（−６１．２４４１８１４８６８６１４）^２） ^１／２＝６４となる。
【００２２】
たとえば、位相誤差が１０°（Ｉチャンネルに対しＱチャンネルが９０°−１０°＝８０°の位相を持つ場合）振幅誤差がない場合、複素ＦＦＴの結果は３Ｈｚの周波数で（２３．７５４５６７１４９７９７７−５９．１６５９２６１５４２８８８ｉ）−３Ｈｚの周波数で（−５．１７６３４７８０５５１２２２＋２．０７８２５５３３２５７２６５ｉ）となる。これは位相誤差がある場合のＩＱ検波の結果であり、正負逆転したスペクトルが出現するということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトルの受信強度Ｍは（（２３．７５４５６７１４９７９７７） ^２＋（−５９．１６５９２６１５４２８８８）^２） ^１／２＝６３．７５６４６となり、上記理想的な場合と比べ振幅レベルに誤差を持つことになり、結果測角に誤差が生じる。これを防ぐために−３Ｈｚの偽スペクトルのデータを使用し、Ｍ＝（（Ａｂ＋Ａｓ） ^２＋（Ｂｂ−Ｂｓ） ^２） ^１／２と補正すると、
Ｍ＝（（２３．７５４５６７１４９７９７７−５．１７６３４７８０５５１２２２）^２＋（−５９．１６５９２６１５４２８８８−２．０７８２５５３３２５７２６５） ^２） ^{１／２}＝（（１８．５７８２１９３４４２８５５）^２＋（−６１．２４４１８１４８６８６１４）^２） ^１／２＝６４
となり、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍと同じになる。
また、たとえば位相誤差が１０°（Ｉチャンネルに対しＱチャンネルが９０°−１０°＝８０°の位相を持つ場合）振幅誤差が６ｄＢ（Ｉの振幅が１、Ｑの振幅が２）の場合、複素ＦＦＴの結果は３Ｈｚの周波数で（３８．２２００２４６２７４５２７−８７．７０９７６１５６５１４６９ｉ）−３Ｈｚの周波数で（−１９．６４１８０５２８３１６７３−２６．４６５５８００７８２８５４ｉ）となる。
【００２３】
これは位相誤差、振幅誤差がある場合のＩＱ検波の結果であり、正負逆転したスペクトルが出現するということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトルの受信強度Ｍは（（３８．２２００２４６２７４５２７） ^２＋（−８７．７０９７６１５６５１４６９）^２） ^１／２＝９５．６７５３５となり、上記理想的な場合と比べ受信強度に誤差を持つことになり、結果測角に誤差が生じる。これを防ぐために−３Ｈｚの偽スペクトルのデータを使用し、Ｍ＝（（Ａｂ＋Ａｓ） ^２＋（Ｂｂ−Ｂｓ） ^２） ^１／２と補正すると、
Ｍ＝（（３８．２２００２４６２７４５２７−１９．６４１８０５２８３１６７３）^２＋（−８７．７０９７６１５６５１４６９＋２６．４６５５８００７８２８５４） ^２） ^{１／２}＝（（１８．５７８２１９３４４２８５５）^２＋（６１．２４４１８１４８６８６１４） ^２） ^１／２＝６４
となり、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍと同じになる。
よって、Ｍ＝（（Ａｂ＋Ａｓ） ^２＋（Ｂｂ−Ｂｓ） ^２） ^１／２で補正することにより、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍを正確に求めることができる。
【００２４】
以下、図１のフローチャートに基づいて具体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号を３方向で取得する（ステップ（以下、Ｓと記す）１，２，３，４）。ここでは一例として３方向としているが何方向でもよい。また、ここでビート信号の最大値を取得し、次回ＡＧＣ量を決定しＡＧＣ１０をセットする（Ｓ５〜８）。ここで、ＡＧＣ１０のゲイン量（Ｇａｉｎ）をフィードバック制御し再設定するためのイメージ図を図２に示す。図２において、信号はＡＧＣ１０にて増幅された信号が８ビットＡ／Ｄ変換器１１に時系列にサンプリングされた結果を示している。信号処理装置１２は常に増幅された信号の最大振幅が所定の範囲内に収まるようにＡＧＣ１０のゲイン量を設定する。ここでは例として、Ａ／Ｄ変換器１１の最大入力値が０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を１２７、最小入力値は−０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を−１２７としている。また、所定の範囲を最大入力値より４ｄｂ下がった地点（デジタル値５０）からマージンを見込んで最大入力値より１ｄｂ下がった地点（デジタル値１００）の間とし、この範囲内に収まるようにフィードバック制御する。
【００２５】
次に、３方向６フェーズのビート信号を複素ＦＦＴ処理する（Ｓ９）。ここでフェーズ数は測距，測速度方式によって異なる。次に、複素ＦＦＴ処理したすべてのフェーズにおいてノイズフロアーの４倍程度のスレショルドを設定する（Ｓ１０）。なお、ノイズフロアーはノイズ部分の振幅レベルの平均値で、図６の場合は横軸がノイズフロアーのレベルに相当する。また、各フェーズ別々にスレショルドを設定したが、ノイズレベルはどのフェーズでも同じになるはずなので、まとめてノイズレベルの平均値を求めてノイズフロアーとしてもよい。さらに、ここでは４倍程度のスレショルドとしたが、レーダの仕様に応じてこの値は変化するものである。また、ＣＦＡＲ（ｃｏｎｓｔａｎｔｆａｌｓｅａｌａｒｍｒａｔｅ）処理を施してスレショルドを決定してもよい。次に、スレショルドより大きい振幅レベルのスペクトルの周波数とピーク値を抽出することでノイズ成分を除去する（Ｓ１１）。次に、抽出した周波数とピーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクトルの対を探す（Ｓ１２）。ここで周波数で正負反転している判定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定してもよい。
【００２６】
次に、Ｓ１２で対が見つかったものに対し、ピーク値の小さい方のスペクトルと大きい方のスペクトルのＦＦＴ値を用いて大きい方の振幅レベルを前述の方法で補正する。さらに、ピーク値の小さいスペクトルは消去し、Ｓ１１で抽出したスペクトルの数を削減する（Ｓ１３）。次に、各方向について、Ｓ１３で残ったスペクトルの周波数から、前述の式（１），（２）により距離，相対速度を演算しする。（Ｓ１４）。次に、各方向において距離，相対速度の同じもの（同一目標物体）について、Ｓ１３で補正された振幅レベルのピーク値Ｍ１，Ｍ２を用い、式（８），（９）により測角演算を行う（Ｓ１５）。次に、終了を判定する（Ｓ１６）。なお、Ｓ１６は電源オフ，測距離停止指令，フェール等で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
【００２７】
ここで、ＩＱの内片方のチャンネルが飽和した場合、１チャンネル検波と同様、Ｓ９において振幅レベルが同じで周波数が正負反転したスペクトルが出現する。ここでＡＧＣを設定しているにも係わらず飽和する可能性がある理由は、今回のデータが前回の計測結果に基づきＡＧＣ値を設定しているからである。この場合は振幅値が同じであるので、Ｓ１３において、何方が真のスペクトルか判定しにくい。そこで、過去の履歴から何方が真のスペクトルかを求める。即ち、前回の選択結果から判断し選択する。即ち、前回、周波数反転しているスペクトルのうち周波数が負のものの振幅レベルのピーク値が小さいと判定され削除された場合、今回も同じ周波数であれば周波数が負のものを削除する。また、過去数回の観測結果から選択してもよい。即ち、確実性を増すために、過去数回で周波数の何方の方が選択されていることが多いかを判定して、選択してもよい。
なお、振幅レベルのピーク値の補正は前述の方法で行えばよい。
【００２８】
上記実施の形態１では、周波数において正負反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベルの小さい方を真のスペクトルではないとしたが、発振器１のリニアリティや温度変化、複素ＦＦＴ演算により周波数が１ビン程度ずれている場合があるので、正負反転しているスペクトルの対を見つけ出す際、プラスマイナス１ビン程度のマージンを持った判定範囲を設定するのが望ましい。
なお、ビンとは、ＦＦＴのポイント数及び計測時間から決まる周波数最小刻みのことである。
また、スレショルドを設定してからスペクトルを抽出したが、複素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行い大きいレベルのスペクトルの振幅レベルを補正し、小さいレベルのスペクトルのデータを消去してからスレショルドを設定し、スレショルド以上のレベルのスペクトルを抽出してもよい。このようにすれば、スレショルドぎりぎりで検出できないスペクトルに対しても、本来の値に振幅レベルを補正してからスレショルドにより検出判定することになるので、ＩＱバランスの悪化による検出性能の劣化を防ぐことができる。
【００２９】
上記実施の形態１によれば、ＩＱ検波ミクサ８のＩチャンネル信号とＩチャンネル信号との位相誤差及び振幅値のアンバランスが生じても、正しく振幅レベルのピーク値Ｍを計測できるので、ＩＱバランスの悪化により検出性能が劣化することがない。また、正しく振幅レベルのピーク値Ｍを計測できるので、測角誤差を抑えることができる。
上記実施の形態１では、Ｓ１において、周波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号を複素ＦＦＴ処理しているが、測距，測速度方法によって異なるものである。例えば周波数上昇時，周波数変化無し（無変調），周波数下降時の３フェーズの場合もあり、周波数上昇時と周波数一定時の組み合わせの場合もある。このステップでは、距離，速度を演算するのに必要なフェーズをＦＦＴ処理するが、ＦＦＴ処理の結果から、周波数において正負反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値Ｍを求める点は同じである。
【００３０】
【発明の効果】
この発明は以上説明したとおり、送信電磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補正手段と、送信手段から出力される送信電磁波及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を変化させるビーム走査手段と、同一目標物体について、ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方向から得られた受信信号を基に、振幅レベル補正手段で求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段とを備えたものであるから、ＩＱバランスの悪化による真のスペクトルの振幅レベルのピーク値の低下を、本来の正しい値である真値に補正できる。従って、特別な装置を付加することなく、目標物体の検出性能を向上することができる。
【００３２】
さらに、周波数の絶対値が同じであることを判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定されているものであるから、発振器のリニアリティや温度変化、ＦＦＴの演算による誤差が生じても、正しく正負反転しているスペクトルの対を見つけ出すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１における目標物体との距離，相対速度及び角度を演算する処理の流れを示すフローチャートである。
【図２】実施の形態１におけるＡＧＣの動作を説明する説明図である。
【図３】受信系が飽和したときの真スペクトルと偽スペクトルを説明する説明図である。
【図４】従来の車載用レーダ装置を示すブロック図である。
【図５】従来の車載用レーダ装置によって距離，相対速度を算出する方法を説明する説明図である。
【図６】ＩＱバランスが良好なときの検出スペクトルを説明する説明図である。
【図７】ＩＱバランスが悪化したときの検出スペクトルを説明する説明図である。
【符号の説明】
１発振器、３送信アンプ、５送受共用アンテナ、６目標物体、
７受信アンプ、８ＩＱ検波ミクサ、１３アンテナスキャン用モータ、
１４ハンドル角センサ。

Claims

送信電磁波を出力する送信手段と、
上記送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、
この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段と、
この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれば、上記ピーク値の大きい方の振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補正手段と、
上記送信手段から出力される送信電磁波及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を変化させるビーム走査手段と、
同一目標物体について、上記ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方向から得られた受信信号を基に、上記振幅レベル補正手段で求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段とを備えたことを特徴とするレーダ装置。
振幅レベル補正手段は、周波数の絶対値が同じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ＋ｊＢｂ，Ａｓ＋ｊＢｓで得られたとき、真の振幅レベルのピーク値を（（Ａｂ＋Ａｓ） ^２＋（Ｂｂ−Ｂｓ） ^２） ^１／２として算出することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
振幅レベル補正手段は、予め実験により求めて記憶させておいたデータに基づいて振幅レベルのピーク値を補正することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
信号変換手段は、ＩＱ位相検波されたＩチャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実数部，虚数部として高速フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項記載のレーダ装置。
周波数の絶対値が同じであることを判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定されていることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項記載のレーダ装置。
所定のマージンを含んだ判定幅を、プラスマイナス１ビン程度にしたことを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。