JP2000338230A - レーダ装置 - Google Patents
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- G01S7/285—Receivers
- G01S7/288—Coherent receivers
- G01S7/2883—Coherent receivers using FFT processing
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩＱバランスの悪化による真のスペクトルの
振幅レベルのピーク値の低下を正しい値に補正する。 【解決手段】 送信電磁波が目標物体で反射されて戻っ
てきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、この
受信手段の出力信号を、ＦＦＴ処理する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の
振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求め
る振幅レベル補正手段とを備える。周波数の絶対値が同
じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ＋ｊＢｂ，
Ａｓ＋ｊＢｓで得られたときは、真の振幅レベルのピー
ク値を（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂｓ）2 ）1/2 と
して算出する。
振幅レベルのピーク値の低下を正しい値に補正する。 【解決手段】 送信電磁波が目標物体で反射されて戻っ
てきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、この
受信手段の出力信号を、ＦＦＴ処理する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の
振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求め
る振幅レベル補正手段とを備える。周波数の絶対値が同
じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ＋ｊＢｂ，
Ａｓ＋ｊＢｓで得られたときは、真の振幅レベルのピー
ク値を（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂｓ）2 ）1/2 と
して算出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、自動車等の車両
に搭載され例えば車間距離警報発生システムを構成する
ために用いられるレーダ装置に関し、特に検出されたス
ペクトルの振幅レベルのピーク値を、正しい値に補正す
る振幅レベルのピーク値補正に関するものである。
に搭載され例えば車間距離警報発生システムを構成する
ために用いられるレーダ装置に関し、特に検出されたス
ペクトルの振幅レベルのピーク値を、正しい値に補正す
る振幅レベルのピーク値補正に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種のレーダ装置としては、送受共用
アンテナを用いることで小型化し自動車への搭載性を向
上させたＦＭＣＷレーダ装置が知られている。図４は従
来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。
図４において、１は発振器、２はパワーデバイダ、３は
送信アンプ、４はサーキュレータである。５は送受共用
アンテナで、電磁放射器５１と反射鏡５２とで構成され
ている。６は目標物体、７は受信アンプ、８はＩＱ検波
ミクサ、９はフィルタ、１０はＡＧＣアンプ、１１はＡ
Ｄ変換器、１２は信号処理装置、１３はアンテナスキャ
ン用モータ、１４はハンドル角センサである。
アンテナを用いることで小型化し自動車への搭載性を向
上させたＦＭＣＷレーダ装置が知られている。図４は従
来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。
図４において、１は発振器、２はパワーデバイダ、３は
送信アンプ、４はサーキュレータである。５は送受共用
アンテナで、電磁放射器５１と反射鏡５２とで構成され
ている。６は目標物体、７は受信アンプ、８はＩＱ検波
ミクサ、９はフィルタ、１０はＡＧＣアンプ、１１はＡ
Ｄ変換器、１２は信号処理装置、１３はアンテナスキャ
ン用モータ、１４はハンドル角センサである。
【０００３】次に、このように構成された従来装置の動
作を説明する。信号処理装置１２は線形なＦＭ変調用の
電圧信号を出力する。そのＦＭ変調用電圧信号により発
振器１がＦＭ変調された電磁波を発生する。その電磁波
はパワーデバイダー２により２つに分けられ、一方はＩ
Ｑ検波ミクサ８に入力される。もう一方は送信アンプ３
で増幅された後、サーキュレータ４を経由し、送受共用
アンテナ５から空間に出力される。送受共用アンテナ５
から空間に出力された電磁波は目標物体６で反射され、
送信電磁波に対して遅延時間Ｔｄをもって送受共用アン
テナ５に入力される。さらに、目標物体６が相対速度を
持つ場合受信電磁波は送信電磁波に対してドップラシフ
トｆｄをもって送受共用アンテナ５に入力される。送受
共用アンテナ５で受信した電磁波は受信アンプ７で増幅
された後、ＩＱ検波ミクサ８により発振器１の出力電磁
波とミキシングされ、遅延時間Ｔｄとドップラシフトｆ
ｄとに対応したビート信号を出力する。得られたビート
信号はフィルタ９を通過し、ＡＧＣアンプ１０により増
幅されてＡ／Ｄ変換器１１に入力される。そのビート信
号から信号処理装置１２は目標物体６までの距離と相対
速度とを算出する。
作を説明する。信号処理装置１２は線形なＦＭ変調用の
電圧信号を出力する。そのＦＭ変調用電圧信号により発
振器１がＦＭ変調された電磁波を発生する。その電磁波
はパワーデバイダー２により２つに分けられ、一方はＩ
Ｑ検波ミクサ８に入力される。もう一方は送信アンプ３
で増幅された後、サーキュレータ４を経由し、送受共用
アンテナ５から空間に出力される。送受共用アンテナ５
から空間に出力された電磁波は目標物体６で反射され、
送信電磁波に対して遅延時間Ｔｄをもって送受共用アン
テナ５に入力される。さらに、目標物体６が相対速度を
持つ場合受信電磁波は送信電磁波に対してドップラシフ
トｆｄをもって送受共用アンテナ５に入力される。送受
共用アンテナ５で受信した電磁波は受信アンプ７で増幅
された後、ＩＱ検波ミクサ８により発振器１の出力電磁
波とミキシングされ、遅延時間Ｔｄとドップラシフトｆ
ｄとに対応したビート信号を出力する。得られたビート
信号はフィルタ９を通過し、ＡＧＣアンプ１０により増
幅されてＡ／Ｄ変換器１１に入力される。そのビート信
号から信号処理装置１２は目標物体６までの距離と相対
速度とを算出する。
【０００４】次に、距離と相対速度とを算出する方法を
説明する。図５は従来の車載用レーダ装置によって距離
と相対速度とを算出する方法の一例を示した説明図であ
る。図５において、送信電磁波は周波数掃引帯域幅Ｂ，
変調周期ＴｍでＦｍ変調されている。受信電磁波は送信
電磁波が距離Ｒに存在する目標物体６で反射され送受共
用アンテナ５に入力されるまでの遅延時間Ｔｄを持って
いる。また、目標物体６が相対速度Ｖを持つとき受信電
磁波は送信電磁波に対しｆｄだけドップラシフトする。
このとき周波数上昇時における送信信号と受信信号との
周波数差Ｆｂｕと、周波数降下時における送信信号と受
信信号との周波数差Ｆｂｄがビート信号としてＩＱ検波
ミクサ８により出力される。そのビート信号をＡ／Ｄ変
換器１１を介して信号処理装置１２にデータとして取り
込み、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理することによ
り、図６に示すように、Ｆｂｕ，Ｆｂｄとその振幅レベ
ルのピーク値Ｍを求める。なお、Ｍは受信強度に相当す
る値で、以下受信強度と記す。
説明する。図５は従来の車載用レーダ装置によって距離
と相対速度とを算出する方法の一例を示した説明図であ
る。図５において、送信電磁波は周波数掃引帯域幅Ｂ，
変調周期ＴｍでＦｍ変調されている。受信電磁波は送信
電磁波が距離Ｒに存在する目標物体６で反射され送受共
用アンテナ５に入力されるまでの遅延時間Ｔｄを持って
いる。また、目標物体６が相対速度Ｖを持つとき受信電
磁波は送信電磁波に対しｆｄだけドップラシフトする。
このとき周波数上昇時における送信信号と受信信号との
周波数差Ｆｂｕと、周波数降下時における送信信号と受
信信号との周波数差Ｆｂｄがビート信号としてＩＱ検波
ミクサ８により出力される。そのビート信号をＡ／Ｄ変
換器１１を介して信号処理装置１２にデータとして取り
込み、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理することによ
り、図６に示すように、Ｆｂｕ，Ｆｂｄとその振幅レベ
ルのピーク値Ｍを求める。なお、Ｍは受信強度に相当す
る値で、以下受信強度と記す。
【０００５】Ｆｂｕ，Ｆｂｄ，受信強度Ｍの求め方の概
要は以下のとおりである。ＦＦＴ処理を行うと、横軸時
間，縦軸各時間での振幅の信号が、横軸周波数，縦軸各
周波数成分の振幅に変換できる。周波数Ｆｂｕ，受信強
度Ｍを求める場合、一般に振幅のレベルがピークになる
点を探し出し、そのピークの振幅レベル値，周波数値を
受信強度Ｍ，周波数Ｆｂｕとする。周波数Ｆｂｄについ
ても同様である。なお、Ｆｂｕ，Ｆｂｄの受信強度は一
般的には同じでありＭとなる。
要は以下のとおりである。ＦＦＴ処理を行うと、横軸時
間，縦軸各時間での振幅の信号が、横軸周波数，縦軸各
周波数成分の振幅に変換できる。周波数Ｆｂｕ，受信強
度Ｍを求める場合、一般に振幅のレベルがピークになる
点を探し出し、そのピークの振幅レベル値，周波数値を
受信強度Ｍ，周波数Ｆｂｕとする。周波数Ｆｂｄについ
ても同様である。なお、Ｆｂｕ，Ｆｂｄの受信強度は一
般的には同じでありＭとなる。
【０００６】上記Ｆｂｕ，Ｆｂｄ，Ｔｍ，Ｂと、光速Ｃ
（＝３．０×１０8 ｍ／ｓ），搬送波の波長λ（搬送波
の基本周波数がｆｏ＝７７ＧＨｚならば、λ＝４．０×
１０ -3ｍ）とにより目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖ
は，式（１）及び（２）により求められる。 Ｒ＝（ＴｍＣ／４Ｂ）×（Ｆｂｕ＋Ｆｂｄ） ・・・（１） Ｖ＝（λ／４）×（Ｆｂｕ−Ｆｂｄ） ・・・（２） また、目標物体が複数存在する場合、周波数上昇時にお
ける送信信号と受信信号との複数の周波数差Ｆｂｕと、
周波数降下時における送信信号と受信信号との複数の周
波数差Ｆｂｄから同一物体のＦｂｕとＦｂｄとを選び、
式（１），式（２）から距離Ｒ及び相対速度Ｖを求め
る。
（＝３．０×１０8 ｍ／ｓ），搬送波の波長λ（搬送波
の基本周波数がｆｏ＝７７ＧＨｚならば、λ＝４．０×
１０ -3ｍ）とにより目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖ
は，式（１）及び（２）により求められる。 Ｒ＝（ＴｍＣ／４Ｂ）×（Ｆｂｕ＋Ｆｂｄ） ・・・（１） Ｖ＝（λ／４）×（Ｆｂｕ−Ｆｂｄ） ・・・（２） また、目標物体が複数存在する場合、周波数上昇時にお
ける送信信号と受信信号との複数の周波数差Ｆｂｕと、
周波数降下時における送信信号と受信信号との複数の周
波数差Ｆｂｄから同一物体のＦｂｕとＦｂｄとを選び、
式（１），式（２）から距離Ｒ及び相対速度Ｖを求め
る。
【０００７】次に、ＩＱ検波ミクサ８の動作の詳細を説
明する。図４において、発振器１からの電磁波はパワー
デバイダ２により分配され、さらにＩＱ検波ミクサ８の
入力部でパワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、ミク
サ８１及び８２にＬＯ（ローカル）信号として入力され
る。また、受信した電磁波は受信アンプ７で増幅された
後パワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、一方はその
ままミクサ８１に入力される。もう一方は９０度線路
（１／４波長）を経由後ミクサ８２に入力される。ここ
で２つのミクサ８１，８２から出力されるビート信号は
Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分Ｉとそれに対し９０度の位相差を
持つＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分Ｑを出力する。それら出
力されたＩＱ成分をＡ／Ｄ変換器１１にてサンプリング
し、Ｉ，Ｑそれぞれを実数部，虚数部として複素ＦＦＴ
処理を行う。
明する。図４において、発振器１からの電磁波はパワー
デバイダ２により分配され、さらにＩＱ検波ミクサ８の
入力部でパワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、ミク
サ８１及び８２にＬＯ（ローカル）信号として入力され
る。また、受信した電磁波は受信アンプ７で増幅された
後パワーデバイダＰ／Ｄにより２等分され、一方はその
ままミクサ８１に入力される。もう一方は９０度線路
（１／４波長）を経由後ミクサ８２に入力される。ここ
で２つのミクサ８１，８２から出力されるビート信号は
Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分Ｉとそれに対し９０度の位相差を
持つＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分Ｑを出力する。それら出
力されたＩＱ成分をＡ／Ｄ変換器１１にてサンプリング
し、Ｉ，Ｑそれぞれを実数部，虚数部として複素ＦＦＴ
処理を行う。
【０００８】このように処理すると、９０度の位相差の
正負によりスペクトルの周波数成分の正負が判定でき、
図６に示すように、ＦＦＴ処理後のスペクトルは１つし
か出現しない。つまり、通常のミクサであるとＦＦＴ結
果は周波数軸において正負反転したスペクトルが一対出
現するので正負の判定ができないが、ＩＱ検波ミクサ８
を使用すると図６に示すように、ＦＦＴ後のスペクトル
は１つしか出現しないので、周波数の正負が分かる。こ
れにより、通常のミクサを使用するよりも、複数のター
ゲットを検出した場合のＦｂｕ，Ｆｂｄの組み合わせを
間違えてしまうことによって出力される偽像を減らすこ
とができるのである。
正負によりスペクトルの周波数成分の正負が判定でき、
図６に示すように、ＦＦＴ処理後のスペクトルは１つし
か出現しない。つまり、通常のミクサであるとＦＦＴ結
果は周波数軸において正負反転したスペクトルが一対出
現するので正負の判定ができないが、ＩＱ検波ミクサ８
を使用すると図６に示すように、ＦＦＴ後のスペクトル
は１つしか出現しないので、周波数の正負が分かる。こ
れにより、通常のミクサを使用するよりも、複数のター
ゲットを検出した場合のＦｂｕ，Ｆｂｄの組み合わせを
間違えてしまうことによって出力される偽像を減らすこ
とができるのである。
【０００９】次に、受信強度Ｍから信号処理装置１２が
目標物体６の方向を演算する方法を述べる。従来方向を
演算する方法として、例えば特公平７−２００１６号公
報にモノパルス方式，シーケンシャルロービング方式，
コニカルスキャン方式等の代表的な方式が開示されてい
る。また、ここではシーケンシャルロービング方式につ
いて説明する。この方式は、特開平７−９２２５８号公
報に開示されている方式、つまり異なる軸を有する２つ
のレーダビームの受信強度の差を正規化して用い、広い
範囲で角度計測できる測角方式と同等のものである。
目標物体６の方向を演算する方法を述べる。従来方向を
演算する方法として、例えば特公平７−２００１６号公
報にモノパルス方式，シーケンシャルロービング方式，
コニカルスキャン方式等の代表的な方式が開示されてい
る。また、ここではシーケンシャルロービング方式につ
いて説明する。この方式は、特開平７−９２２５８号公
報に開示されている方式、つまり異なる軸を有する２つ
のレーダビームの受信強度の差を正規化して用い、広い
範囲で角度計測できる測角方式と同等のものである。
【００１０】その概要は下記の通りである。距離，相対
速度及び受信強度Ｍ１を所定の方向θ１で測定した後、
信号処理装置１２はモータ１３を動作させ送受共用アン
テナ５を次の方向θ２に移動させ、同様に距離，相対速
度及び受信強度Ｍ２を測定する。これら複数方向の検出
データにおいて同一の距離，相対速度のデータを選び出
し、基本的に受信強度Ｍ１と受信強度Ｍ２の大小関係に
より測角することができる。なお、θは車両の正面方向
を０°、車両の前方右斜め方向を正、車両の前方左斜め
方向を負とする角度である。
速度及び受信強度Ｍ１を所定の方向θ１で測定した後、
信号処理装置１２はモータ１３を動作させ送受共用アン
テナ５を次の方向θ２に移動させ、同様に距離，相対速
度及び受信強度Ｍ２を測定する。これら複数方向の検出
データにおいて同一の距離，相対速度のデータを選び出
し、基本的に受信強度Ｍ１と受信強度Ｍ２の大小関係に
より測角することができる。なお、θは車両の正面方向
を０°、車両の前方右斜め方向を正、車両の前方左斜め
方向を負とする角度である。
【００１１】具体的には、所定の２方向θ１とθ２にお
けるアンテナビームパターンＢ１（θ）とＢ２（θ）と
から、和パターンＳ（θ）と差パターンＤ（θ）とを下
式により求める。 Ｓ（θ）＝Ｂ１（θ）＋Ｂ２（θ） ・・・（３） Ｄ（θ）＝Ｂ１（θ）−Ｂ２（θ） ・・・（４） 次に、Ｓ（θ）で規格化した次式のＤＳ（θ）を求め
る。 ＤＳ（θ）＝Ｄ（θ）／Ｓ（θ） ・・・（５） なお、Ｓ（θ）の半値幅θｓ内ではθに対してＤＳ
（θ）が単調増加、あるいは単調減少の関係になる。
けるアンテナビームパターンＢ１（θ）とＢ２（θ）と
から、和パターンＳ（θ）と差パターンＤ（θ）とを下
式により求める。 Ｓ（θ）＝Ｂ１（θ）＋Ｂ２（θ） ・・・（３） Ｄ（θ）＝Ｂ１（θ）−Ｂ２（θ） ・・・（４） 次に、Ｓ（θ）で規格化した次式のＤＳ（θ）を求め
る。 ＤＳ（θ）＝Ｄ（θ）／Ｓ（θ） ・・・（５） なお、Ｓ（θ）の半値幅θｓ内ではθに対してＤＳ
（θ）が単調増加、あるいは単調減少の関係になる。
【００１２】次に、所定の２方向θ１とθ２の中心をθ
ｏ，Ｓ（θ）の半値幅をθｓとし、θｓで規格化した角
度θｎ及びθｎ＝０付近のＤＳ（θ）の傾きｋを次式で
求める。 θｎ＝（θ−θｏ）／θｓ ・・・（６） ｋ＝ＤＳ（θ）／θｎ ・・・（７） また、受信強度Ｍ１と受信強度Ｍ２とから観測で得られ
るＤＳを次式から求める。 ＤＳ＝（Ｍ１−Ｍ２）／（Ｍ１＋Ｍ２） ・・・（８） よって、予め計算できるθｓ，ｋ，θｏと観測で得られ
たＤＳとから次式によりθを求めることができる。 θ＝（θｓ／ｋ）・ＤＳ＋θｏ ・・・（９）
ｏ，Ｓ（θ）の半値幅をθｓとし、θｓで規格化した角
度θｎ及びθｎ＝０付近のＤＳ（θ）の傾きｋを次式で
求める。 θｎ＝（θ−θｏ）／θｓ ・・・（６） ｋ＝ＤＳ（θ）／θｎ ・・・（７） また、受信強度Ｍ１と受信強度Ｍ２とから観測で得られ
るＤＳを次式から求める。 ＤＳ＝（Ｍ１−Ｍ２）／（Ｍ１＋Ｍ２） ・・・（８） よって、予め計算できるθｓ，ｋ，θｏと観測で得られ
たＤＳとから次式によりθを求めることができる。 θ＝（θｓ／ｋ）・ＤＳ＋θｏ ・・・（９）
【００１３】上記により測定した目標物体までの距離と
角度から先行車の相対位置が分かる。また、ハンドル角
センサ１４から道路の曲率が分かると自車が走行するレ
ーンの位置が分かる（レーン幅は約３．５ｍと決まって
いる）。よって先行車が同一レーン上にあるかが分か
る。このようにして、目標物体が自車両と同一レーン上
を走行する先行車かどうか判定し、車間距離警報発生や
安全車間距離を保つ追従走行等を行う。
角度から先行車の相対位置が分かる。また、ハンドル角
センサ１４から道路の曲率が分かると自車が走行するレ
ーンの位置が分かる（レーン幅は約３．５ｍと決まって
いる）。よって先行車が同一レーン上にあるかが分か
る。このようにして、目標物体が自車両と同一レーン上
を走行する先行車かどうか判定し、車間距離警報発生や
安全車間距離を保つ追従走行等を行う。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のレ
ーダ装置では、ＩＱ検波ミクサ８の２つの出力をＡ／Ｄ
変換器１１を介して信号処理装置１２に入力し、ＦＦＴ
処理しているので、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチ
ャネル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振
幅値にアンバランスが生じると、図７に示すようにスペ
クトルの周波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが
出現する。また、偽スペクトルはＩＱの位相誤差及び振
幅値のアンバランスが大きくなる程振幅レベルが大きく
なる。アンバランスになる原因としてＩＱ検波ミクサ８
の９０度線路の正確さやＩＱ検波ミクサ８のパワーデバ
イダＰ／Ｄのバランス、ＩＱ検波ミクサ８の２つのミク
サ８１，８２の変換損のばらつき、ＩＱ検波ミクサ８の
温度特性，多重反射などが考えられるが、根本的にそれ
らによるＩＱの位相誤差及び振幅値のアンバランスは、
小さくすることはできても無くすことは価格や自動車の
運用条件下では不可能であった。これにより真のスペク
トルの振幅が低下し検出性能が劣化したり、真のスペク
トルの振幅誤差により測角演算に誤差を生じるという問
題があった。
ーダ装置では、ＩＱ検波ミクサ８の２つの出力をＡ／Ｄ
変換器１１を介して信号処理装置１２に入力し、ＦＦＴ
処理しているので、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチ
ャネル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振
幅値にアンバランスが生じると、図７に示すようにスペ
クトルの周波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが
出現する。また、偽スペクトルはＩＱの位相誤差及び振
幅値のアンバランスが大きくなる程振幅レベルが大きく
なる。アンバランスになる原因としてＩＱ検波ミクサ８
の９０度線路の正確さやＩＱ検波ミクサ８のパワーデバ
イダＰ／Ｄのバランス、ＩＱ検波ミクサ８の２つのミク
サ８１，８２の変換損のばらつき、ＩＱ検波ミクサ８の
温度特性，多重反射などが考えられるが、根本的にそれ
らによるＩＱの位相誤差及び振幅値のアンバランスは、
小さくすることはできても無くすことは価格や自動車の
運用条件下では不可能であった。これにより真のスペク
トルの振幅が低下し検出性能が劣化したり、真のスペク
トルの振幅誤差により測角演算に誤差を生じるという問
題があった。
【００１５】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、ＩＱ位相検波する受信手段の出
力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周
波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の
振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求め
る振幅レベル補正手段とを設けることにより、ＩＱ検波
ミクサのＩチャンネル信号とＱチャンネル信号との位相
誤差及び振幅値のアンバランスが生じても、受信強度つ
まり振幅レベルのピーク値を正しく計測することができ
ると共に測角誤差の発生を抑えた高性能で安価なレーダ
装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、ＩＱ位相検波する受信手段の出
力信号を、周波数とその振幅レベルとの関係で表され周
波数スペクトルが分かるデータに変換する信号変換手段
と、この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数
の絶対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を
持つ一対のスペクトルがあれば、ピーク値の大きい方の
振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求め
る振幅レベル補正手段とを設けることにより、ＩＱ検波
ミクサのＩチャンネル信号とＱチャンネル信号との位相
誤差及び振幅値のアンバランスが生じても、受信強度つ
まり振幅レベルのピーク値を正しく計測することができ
ると共に測角誤差の発生を抑えた高性能で安価なレーダ
装置を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明に係るレーダ装
置は、送信電磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が
目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相
検波する受信手段と、この受信手段の出力信号を、周波
数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトル
が分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変
換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じ
で正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペ
クトルがあれば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補
正して真の振幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補
正手段とを備えたものである。
置は、送信電磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が
目標物体で反射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相
検波する受信手段と、この受信手段の出力信号を、周波
数とその振幅レベルとの関係で表され周波数スペクトル
が分かるデータに変換する信号変換手段と、この信号変
換手段で変換されたデータの中に周波数の絶対値が同じ
で正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペ
クトルがあれば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補
正して真の振幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補
正手段とを備えたものである。
【００１７】また、送信手段から出力される送信電磁波
及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を
変化させるビーム走査手段と、同一目標物体について、
ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方
向から得られた受信信号を基に、振幅レベル補正手段で
求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値
を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段と
を設けたものである。
及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を
変化させるビーム走査手段と、同一目標物体について、
ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方
向から得られた受信信号を基に、振幅レベル補正手段で
求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値
を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段と
を設けたものである。
【００１８】さらに、振幅レベル補正手段は、周波数の
絶対値が同じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ
＋ｊＢｂ，Ａｓ＋ｊＢｓで得られたとき、真の振幅レベ
ルのピーク値を（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂ
ｓ）2 ）1/2 として算出するものである。また、振幅レ
ベル補正手段は、予め実験により求めて記憶させておい
たデータに基づいて振幅レベルのピーク値を補正するも
のである。さらに、信号変換手段は、ＩＱ位相検波され
たＩチャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実
数部，虚数部として高速フーリエ変換を行うものであ
る。さらにまた、周波数の絶対値が同じであることを判
定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定さ
れているものである。また、所定のマージンを含んだ判
定幅を、プラスマイナス１ビン程度にしたものである。
絶対値が同じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ
＋ｊＢｂ，Ａｓ＋ｊＢｓで得られたとき、真の振幅レベ
ルのピーク値を（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂ
ｓ）2 ）1/2 として算出するものである。また、振幅レ
ベル補正手段は、予め実験により求めて記憶させておい
たデータに基づいて振幅レベルのピーク値を補正するも
のである。さらに、信号変換手段は、ＩＱ位相検波され
たＩチャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実
数部，虚数部として高速フーリエ変換を行うものであ
る。さらにまた、周波数の絶対値が同じであることを判
定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定さ
れているものである。また、所定のマージンを含んだ判
定幅を、プラスマイナス１ビン程度にしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は実施の形態
１における目標物体との距離，相対速度及び角度を演算
する処理の流れを示すフローチャートである。なお、装
置の構成を示す図は図４と同じである。以下、実施の形
態１を説明するが、前述したように、ＩＱ検波ミクサ８
を用いた場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチャネ
ル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振幅値
にアンバランスが生じると、図７に示すようにスペクト
ルの周波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが出現
する。この際受信エネルギーは真のスペクトルと偽のス
ペクトルの２つに分かれることになり、真のスペクトル
のレベルが下がる。これにより、検出性能が低下したり
受信強度を使用して測角演算する場合、測角値に誤差を
生じたりすることになる。そこで、真のスペクトルの振
幅値を補正して測角を行うようにする。
１における目標物体との距離，相対速度及び角度を演算
する処理の流れを示すフローチャートである。なお、装
置の構成を示す図は図４と同じである。以下、実施の形
態１を説明するが、前述したように、ＩＱ検波ミクサ８
を用いた場合、Ａ／Ｄ変換器１１に入力されるＩチャネ
ル信号とＱチャネル信号とにＩＱの位相誤差及び振幅値
にアンバランスが生じると、図７に示すようにスペクト
ルの周波数の正負反転した周波数に偽スペクトルが出現
する。この際受信エネルギーは真のスペクトルと偽のス
ペクトルの２つに分かれることになり、真のスペクトル
のレベルが下がる。これにより、検出性能が低下したり
受信強度を使用して測角演算する場合、測角値に誤差を
生じたりすることになる。そこで、真のスペクトルの振
幅値を補正して測角を行うようにする。
【００２０】次に、補正の仕方について具体的に説明す
る。１つの方法として実験により予め振幅レベルが振幅
誤差，位相誤差によりどの程度下がるかを求めておい
て、メモリに記憶させておき補正する方法がある。ま
た、演算にて振幅レベルを補正する方法もある。ここ
で、得られたＦＦＴ結果において周波数が正負反転して
いる１対のスペクトルのＦＦＴ結果を、 Ｓｂ＝Ａｂ＋ｊＢｂ もう一方のＦＦＴ結果を、 Ｓｓ＝Ａｓ＋ｊＢｓ とすると、本来位相誤差，振幅誤差が生じていない場合
の真のスペクトルの振幅は、 Ｍ＝（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂｓ）2 ）1/2 で示される。
る。１つの方法として実験により予め振幅レベルが振幅
誤差，位相誤差によりどの程度下がるかを求めておい
て、メモリに記憶させておき補正する方法がある。ま
た、演算にて振幅レベルを補正する方法もある。ここ
で、得られたＦＦＴ結果において周波数が正負反転して
いる１対のスペクトルのＦＦＴ結果を、 Ｓｂ＝Ａｂ＋ｊＢｂ もう一方のＦＦＴ結果を、 Ｓｓ＝Ａｓ＋ｊＢｓ とすると、本来位相誤差，振幅誤差が生じていない場合
の真のスペクトルの振幅は、 Ｍ＝（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂｓ）2 ）1/2 で示される。
【００２１】たとえば、ＩＱ信号として振幅１、位相差
９０°の３Ｈｚの信号を６４点の複素ＦＦＴしたとす
る。ここで、位相誤差、振幅誤差がない場合複素ＦＦＴ
の結果は３Ｈｚの周波数で（18.5782193442855-61.2441
814868614i）、−３Ｈｚの周波数で（0-0i）となる。こ
れは位相誤差、振幅誤差がない理想的なＩＱ検波の条件
であり、正負逆転したスペクトルは存在しないというこ
とを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトルの受信強
度Ｍは((18.5782193442855) 2 +(-61.244181486861
4)2 ) 1/2 =64 となる。
９０°の３Ｈｚの信号を６４点の複素ＦＦＴしたとす
る。ここで、位相誤差、振幅誤差がない場合複素ＦＦＴ
の結果は３Ｈｚの周波数で（18.5782193442855-61.2441
814868614i）、−３Ｈｚの周波数で（0-0i）となる。こ
れは位相誤差、振幅誤差がない理想的なＩＱ検波の条件
であり、正負逆転したスペクトルは存在しないというこ
とを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトルの受信強
度Ｍは((18.5782193442855) 2 +(-61.244181486861
4)2 ) 1/2 =64 となる。
【００２２】たとえば、位相誤差が１０°（Ｉチャンネ
ルに対しＱチャンネルが９０°−１０°＝８０°の位相
を持つ場合）振幅誤差がない場合、複素ＦＦＴの結果は
３Ｈｚの周波数で（23.7545671497977-59.165926154288
8i）−３Ｈｚの周波数で（-5.17634780551222+2.078255
33257265i ）となる。これは位相誤差がある場合のＩＱ
検波の結果であり、正負逆転したスペクトルが出現する
ということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトル
の受信強度Ｍは((23.7545671497977) 2 +(-59.16592615
42888)2 ) 1/2 =63.75646 となり、上記理想的な場合と
比べ振幅レベルに誤差を持つことになり、結果測角に誤
差が生じる。これを防ぐために−３Ｈｚの偽スペクトル
のデータを使用し、Ｍ＝((Ａｂ＋Ａｓ) 2 +(Ｂｂ−Ｂ
ｓ) 2 ) 1/ 2 と補正すると、 Ｍ＝((23.7545671497977-5.17634780551222)2 +(-59.16
59261542888-2.07825533257265) 2 ) 1 /2=((18.578219
3442855)2 +(-61.2441814868614)2 ) 1/2 =64 となり、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍと同じ
になる。また、たとえば位相誤差が１０°（Ｉチャンネ
ルに対しＱチャンネルが９０°−１０°＝８０°の位相
を持つ場合）振幅誤差が６ｄＢ（Ｉの振幅が１、Ｑの振
幅が２）の場合、複素ＦＦＴの結果は３Ｈｚの周波数で
（38.2200246274527-87.7097615651469i）−３Ｈｚの周
波数で（-19.6418052831673-26.4655800782854i ）とな
る。
ルに対しＱチャンネルが９０°−１０°＝８０°の位相
を持つ場合）振幅誤差がない場合、複素ＦＦＴの結果は
３Ｈｚの周波数で（23.7545671497977-59.165926154288
8i）−３Ｈｚの周波数で（-5.17634780551222+2.078255
33257265i ）となる。これは位相誤差がある場合のＩＱ
検波の結果であり、正負逆転したスペクトルが出現する
ということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクトル
の受信強度Ｍは((23.7545671497977) 2 +(-59.16592615
42888)2 ) 1/2 =63.75646 となり、上記理想的な場合と
比べ振幅レベルに誤差を持つことになり、結果測角に誤
差が生じる。これを防ぐために−３Ｈｚの偽スペクトル
のデータを使用し、Ｍ＝((Ａｂ＋Ａｓ) 2 +(Ｂｂ−Ｂ
ｓ) 2 ) 1/ 2 と補正すると、 Ｍ＝((23.7545671497977-5.17634780551222)2 +(-59.16
59261542888-2.07825533257265) 2 ) 1 /2=((18.578219
3442855)2 +(-61.2441814868614)2 ) 1/2 =64 となり、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍと同じ
になる。また、たとえば位相誤差が１０°（Ｉチャンネ
ルに対しＱチャンネルが９０°−１０°＝８０°の位相
を持つ場合）振幅誤差が６ｄＢ（Ｉの振幅が１、Ｑの振
幅が２）の場合、複素ＦＦＴの結果は３Ｈｚの周波数で
（38.2200246274527-87.7097615651469i）−３Ｈｚの周
波数で（-19.6418052831673-26.4655800782854i ）とな
る。
【００２３】これは位相誤差、振幅誤差がある場合のＩ
Ｑ検波の結果であり、正負逆転したスペクトルが出現す
るということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクト
ルの受信強度Ｍは((38.2200246274527) 2 +(-87.709761
5651469)2 ) 1/2 =95.67535となり、上記理想的な場合
と比べ受信強度に誤差を持つことになり、結果測角に誤
差が生じる。これを防ぐために−３Ｈｚの偽スペクトル
のデータを使用し、Ｍ＝((Ａｂ＋Ａｓ) 2 +(Ｂｂ−Ｂ
ｓ) 2 ) 1/2 と補正すると、 Ｍ＝((38.2200246274527-19.6418052831673)2 +(-87.70
97615651469+26.4655800782854) 2 ) 1 /2=((18.578219
3442855)2 +(61.2441814868614) 2 ) 1/2 =64 となり、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍと同じ
になる。よって、Ｍ＝((Ａｂ＋Ａｓ) 2 +(Ｂｂ−Ｂｓ)
2 ) 1/2 で補正することにより、理想的なＩＱ検波の条
件での受信強度Ｍを正確に求めることができる。
Ｑ検波の結果であり、正負逆転したスペクトルが出現す
るということを意味する。よって、３Ｈｚでのスペクト
ルの受信強度Ｍは((38.2200246274527) 2 +(-87.709761
5651469)2 ) 1/2 =95.67535となり、上記理想的な場合
と比べ受信強度に誤差を持つことになり、結果測角に誤
差が生じる。これを防ぐために−３Ｈｚの偽スペクトル
のデータを使用し、Ｍ＝((Ａｂ＋Ａｓ) 2 +(Ｂｂ−Ｂ
ｓ) 2 ) 1/2 と補正すると、 Ｍ＝((38.2200246274527-19.6418052831673)2 +(-87.70
97615651469+26.4655800782854) 2 ) 1 /2=((18.578219
3442855)2 +(61.2441814868614) 2 ) 1/2 =64 となり、理想的なＩＱ検波の条件での受信強度Ｍと同じ
になる。よって、Ｍ＝((Ａｂ＋Ａｓ) 2 +(Ｂｂ−Ｂｓ)
2 ) 1/2 で補正することにより、理想的なＩＱ検波の条
件での受信強度Ｍを正確に求めることができる。
【００２４】以下、図１のフローチャートに基づいて具
体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェ
ーズのビート信号を３方向で取得する（ステップ（以
下、Ｓと記す）１，２，３，４）。ここでは一例として
３方向としているが何方向でもよい。また、ここでビー
ト信号の最大値を取得し、次回ＡＧＣ量を決定しＡＧＣ
１０をセットする（Ｓ５〜８）。ここで、ＡＧＣ１０の
ゲイン量（Ｇａｉｎ）をフィードバック制御し再設定す
るためのイメージ図を図２に示す。図２において、信号
はＡＧＣ１０にて増幅された信号が８ビットＡ／Ｄ変換
器１１に時系列にサンプリングされた結果を示してい
る。信号処理装置１２は常に増幅された信号の最大振幅
が所定の範囲内に収まるようにＡＧＣ１０のゲイン量を
設定する。ここでは例として、Ａ／Ｄ変換器１１の最大
入力値が０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を１２
７、最小入力値は−０．５Ｖとし、そのときのデジタル
値を−１２７としている。また、所定の範囲を最大入力
値より４ｄｂ下がった地点（デジタル値５０）からマー
ジンを見込んで最大入力値より１ｄｂ下がった地点（デ
ジタル値１００）の間とし、この範囲内に収まるように
フィードバック制御する。
体的に説明する。先ず、周波数上昇時と下降時の２フェ
ーズのビート信号を３方向で取得する（ステップ（以
下、Ｓと記す）１，２，３，４）。ここでは一例として
３方向としているが何方向でもよい。また、ここでビー
ト信号の最大値を取得し、次回ＡＧＣ量を決定しＡＧＣ
１０をセットする（Ｓ５〜８）。ここで、ＡＧＣ１０の
ゲイン量（Ｇａｉｎ）をフィードバック制御し再設定す
るためのイメージ図を図２に示す。図２において、信号
はＡＧＣ１０にて増幅された信号が８ビットＡ／Ｄ変換
器１１に時系列にサンプリングされた結果を示してい
る。信号処理装置１２は常に増幅された信号の最大振幅
が所定の範囲内に収まるようにＡＧＣ１０のゲイン量を
設定する。ここでは例として、Ａ／Ｄ変換器１１の最大
入力値が０．５Ｖとし、そのときのデジタル値を１２
７、最小入力値は−０．５Ｖとし、そのときのデジタル
値を−１２７としている。また、所定の範囲を最大入力
値より４ｄｂ下がった地点（デジタル値５０）からマー
ジンを見込んで最大入力値より１ｄｂ下がった地点（デ
ジタル値１００）の間とし、この範囲内に収まるように
フィードバック制御する。
【００２５】次に、３方向６フェーズのビート信号を複
素ＦＦＴ処理する（Ｓ９）。ここでフェーズ数は測距，
測速度方式によって異なる。次に、複素ＦＦＴ処理した
すべてのフェーズにおいてノイズフロアーの４倍程度の
スレショルドを設定する（Ｓ１０）。なお、ノイズフロ
アーはノイズ部分の振幅レベルの平均値で、図６の場合
は横軸がノイズフロアーのレベルに相当する。また、各
フェーズ別々にスレショルドを設定したが、ノイズレベ
ルはどのフェーズでも同じになるはずなので、まとめて
ノイズレベルの平均値を求めてノイズフロアーとしても
よい。さらに、ここでは４倍程度のスレショルドとした
が、レーダの仕様に応じてこの値は変化するものであ
る。また、ＣＦＡＲ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｆａｌｓｅ
ａｌａｒｍｒａｔｅ）処理を施してスレショルドを決定
してもよい。次に、スレショルドより大きい振幅レベル
のスペクトルの周波数とピーク値を抽出することでノイ
ズ成分を除去する（Ｓ１１）。次に、抽出した周波数と
ピーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクトル
の対を探す（Ｓ１２）。ここで周波数で正負反転してい
る判定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定して
もよい。
素ＦＦＴ処理する（Ｓ９）。ここでフェーズ数は測距，
測速度方式によって異なる。次に、複素ＦＦＴ処理した
すべてのフェーズにおいてノイズフロアーの４倍程度の
スレショルドを設定する（Ｓ１０）。なお、ノイズフロ
アーはノイズ部分の振幅レベルの平均値で、図６の場合
は横軸がノイズフロアーのレベルに相当する。また、各
フェーズ別々にスレショルドを設定したが、ノイズレベ
ルはどのフェーズでも同じになるはずなので、まとめて
ノイズレベルの平均値を求めてノイズフロアーとしても
よい。さらに、ここでは４倍程度のスレショルドとした
が、レーダの仕様に応じてこの値は変化するものであ
る。また、ＣＦＡＲ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｆａｌｓｅ
ａｌａｒｍｒａｔｅ）処理を施してスレショルドを決定
してもよい。次に、スレショルドより大きい振幅レベル
のスペクトルの周波数とピーク値を抽出することでノイ
ズ成分を除去する（Ｓ１１）。次に、抽出した周波数と
ピーク値に対し、周波数で正負反転しているスペクトル
の対を探す（Ｓ１２）。ここで周波数で正負反転してい
る判定の際、所定のマージンを含んだ判定幅を設定して
もよい。
【００２６】次に、Ｓ１２で対が見つかったものに対
し、ピーク値の小さい方のスペクトルと大きい方のスペ
クトルのＦＦＴ値を用いて大きい方の振幅レベルを前述
の方法で補正する。さらに、ピーク値の小さいスペクト
ルは消去し、Ｓ１１で抽出したスペクトルの数を削減す
る（Ｓ１３）。次に、各方向について、Ｓ１３で残った
スペクトルの周波数から、前述の式（１），（２）によ
り距離，相対速度を演算しする。（Ｓ１４）。 次に、
各方向において距離，相対速度の同じもの（同一目標物
体）について、Ｓ１３で補正された振幅レベルのピーク
値Ｍ１，Ｍ２を用い、式（８），（９）により測角演算
を行う（Ｓ１５）。次に、終了を判定する（Ｓ１６）。
なお、Ｓ１６は電源オフ，測距離停止指令，フェール等
で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
し、ピーク値の小さい方のスペクトルと大きい方のスペ
クトルのＦＦＴ値を用いて大きい方の振幅レベルを前述
の方法で補正する。さらに、ピーク値の小さいスペクト
ルは消去し、Ｓ１１で抽出したスペクトルの数を削減す
る（Ｓ１３）。次に、各方向について、Ｓ１３で残った
スペクトルの周波数から、前述の式（１），（２）によ
り距離，相対速度を演算しする。（Ｓ１４）。 次に、
各方向において距離，相対速度の同じもの（同一目標物
体）について、Ｓ１３で補正された振幅レベルのピーク
値Ｍ１，Ｍ２を用い、式（８），（９）により測角演算
を行う（Ｓ１５）。次に、終了を判定する（Ｓ１６）。
なお、Ｓ１６は電源オフ，測距離停止指令，フェール等
で終了し、終了でなけばＳ１へ戻る。
【００２７】ここで、ＩＱの内片方のチャンネルが飽和
した場合、１チャンネル検波と同様、Ｓ９において振幅
レベルが同じで周波数が正負反転したスペクトルが出現
する。ここでＡＧＣを設定しているにも係わらず飽和す
る可能性がある理由は、今回のデータが前回の計測結果
に基づきＡＧＣ値を設定しているからである。この場合
は振幅値が同じであるので、Ｓ１３において、何方が真
のスペクトルか判定しにくい。そこで、過去の履歴から
何方が真のスペクトルかを求める。即ち、前回の選択結
果から判断し選択する。即ち、前回、周波数反転してい
るスペクトルのうち周波数が負のものの振幅レベルのピ
ーク値が小さいと判定され削除された場合、今回も同じ
周波数であれば周波数が負のものを削除する。また、過
去数回の観測結果から選択してもよい。即ち、確実性を
増すために、過去数回で周波数の何方の方が選択されて
いることが多いかを判定して、選択してもよい。なお、
振幅レベルのピーク値の補正は前述の方法で行えばよ
い。
した場合、１チャンネル検波と同様、Ｓ９において振幅
レベルが同じで周波数が正負反転したスペクトルが出現
する。ここでＡＧＣを設定しているにも係わらず飽和す
る可能性がある理由は、今回のデータが前回の計測結果
に基づきＡＧＣ値を設定しているからである。この場合
は振幅値が同じであるので、Ｓ１３において、何方が真
のスペクトルか判定しにくい。そこで、過去の履歴から
何方が真のスペクトルかを求める。即ち、前回の選択結
果から判断し選択する。即ち、前回、周波数反転してい
るスペクトルのうち周波数が負のものの振幅レベルのピ
ーク値が小さいと判定され削除された場合、今回も同じ
周波数であれば周波数が負のものを削除する。また、過
去数回の観測結果から選択してもよい。即ち、確実性を
増すために、過去数回で周波数の何方の方が選択されて
いることが多いかを判定して、選択してもよい。なお、
振幅レベルのピーク値の補正は前述の方法で行えばよ
い。
【００２８】上記実施の形態１では、周波数において正
負反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベ
ルの小さい方を真のスペクトルではないとしたが、発振
器１のリニアリティや温度変化、複素ＦＦＴ演算により
周波数が１ビン程度ずれている場合があるので、正負反
転しているスペクトルの対を見つけ出す際、プラスマイ
ナス１ビン程度のマージンを持った判定範囲を設定する
のが望ましい。なお、ビンとは、ＦＦＴのポイント数及
び計測時間から決まる周波数最小刻みのことである。ま
た、スレショルドを設定してからスペクトルを抽出した
が、複素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行い
大きいレベルのスペクトルの振幅レベルを補正し、小さ
いレベルのスペクトルのデータを消去してからスレショ
ルドを設定し、スレショルド以上のレベルのスペクトル
を抽出してもよい。このようにすれば、スレショルドぎ
りぎりで検出できないスペクトルに対しても、本来の値
に振幅レベルを補正してからスレショルドにより検出判
定することになるので、ＩＱバランスの悪化による検出
性能の劣化を防ぐことができる。
負反転しているスペクトルの対を見つけ出し、振幅レベ
ルの小さい方を真のスペクトルではないとしたが、発振
器１のリニアリティや温度変化、複素ＦＦＴ演算により
周波数が１ビン程度ずれている場合があるので、正負反
転しているスペクトルの対を見つけ出す際、プラスマイ
ナス１ビン程度のマージンを持った判定範囲を設定する
のが望ましい。なお、ビンとは、ＦＦＴのポイント数及
び計測時間から決まる周波数最小刻みのことである。ま
た、スレショルドを設定してからスペクトルを抽出した
が、複素ＦＦＴ結果からピークを求めて正負判定を行い
大きいレベルのスペクトルの振幅レベルを補正し、小さ
いレベルのスペクトルのデータを消去してからスレショ
ルドを設定し、スレショルド以上のレベルのスペクトル
を抽出してもよい。このようにすれば、スレショルドぎ
りぎりで検出できないスペクトルに対しても、本来の値
に振幅レベルを補正してからスレショルドにより検出判
定することになるので、ＩＱバランスの悪化による検出
性能の劣化を防ぐことができる。
【００２９】上記実施の形態１によれば、ＩＱ検波ミク
サ８のＩチャンネル信号とＩチャンネル信号との位相誤
差及び振幅値のアンバランスが生じても、正しく振幅レ
ベルのピーク値Ｍを計測できるので、ＩＱバランスの悪
化により検出性能が劣化することがない。また、正しく
振幅レベルのピーク値Ｍを計測できるので、測角誤差を
抑えることができる。上記実施の形態１では、Ｓ１にお
いて、周波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号
を複素ＦＦＴ処理しているが、測距，測速度方法によっ
て異なるものである。例えば周波数上昇時，周波数変化
無し（無変調），周波数下降時の３フェーズの場合もあ
り、周波数上昇時と周波数一定時の組み合わせの場合も
ある。このステップでは、距離，速度を演算するのに必
要なフェーズをＦＦＴ処理するが、ＦＦＴ処理の結果か
ら、周波数において正負反転しているスペクトルの対を
見つけ出し、振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピ
ーク値Ｍを求める点は同じである。
サ８のＩチャンネル信号とＩチャンネル信号との位相誤
差及び振幅値のアンバランスが生じても、正しく振幅レ
ベルのピーク値Ｍを計測できるので、ＩＱバランスの悪
化により検出性能が劣化することがない。また、正しく
振幅レベルのピーク値Ｍを計測できるので、測角誤差を
抑えることができる。上記実施の形態１では、Ｓ１にお
いて、周波数上昇時と下降時の２フェーズのビート信号
を複素ＦＦＴ処理しているが、測距，測速度方法によっ
て異なるものである。例えば周波数上昇時，周波数変化
無し（無変調），周波数下降時の３フェーズの場合もあ
り、周波数上昇時と周波数一定時の組み合わせの場合も
ある。このステップでは、距離，速度を演算するのに必
要なフェーズをＦＦＴ処理するが、ＦＦＴ処理の結果か
ら、周波数において正負反転しているスペクトルの対を
見つけ出し、振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピ
ーク値Ｍを求める点は同じである。
【００３０】
【発明の効果】この発明は以上説明したとおり、送信電
磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が目標物体で反
射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信
手段と、この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅
レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデー
タに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換
されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方
に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれ
ば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補正して真の振
幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補正手段とを備
えたものであるから、ＩＱバランスの悪化による真のス
ペクトルの振幅レベルのピーク値の低下を、本来の正し
い値である真値に補正できる。従って、特別な装置を付
加することなく、目標物体の検出性能を向上することが
できる。
磁波を出力する送信手段と、送信電磁波が目標物体で反
射されて戻ってきた受信電磁波をＩＱ位相検波する受信
手段と、この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅
レベルとの関係で表され周波数スペクトルが分かるデー
タに変換する信号変換手段と、この信号変換手段で変換
されたデータの中に周波数の絶対値が同じで正負の両方
に振幅レベルのピーク値を持つ一対のスペクトルがあれ
ば、ピーク値の大きい方の振幅レベルを補正して真の振
幅レベルのピーク値を求める振幅レベル補正手段とを備
えたものであるから、ＩＱバランスの悪化による真のス
ペクトルの振幅レベルのピーク値の低下を、本来の正し
い値である真値に補正できる。従って、特別な装置を付
加することなく、目標物体の検出性能を向上することが
できる。
【００３１】また、送信手段から出力される送信電磁波
及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を
変化させるビーム走査手段と、同一目標物体について、
ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方
向から得られた受信信号を基に、振幅レベル補正手段で
求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値
を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段と
を設けたものであるから、ＩＱバランスの悪化による真
のスペクトルの振幅レベルのピーク値の低下を、本来の
正しい値である真値に補正できる。従って、特別な装置
を付加することなく、目標物体の測角を正確に行うこと
ができる。
及び目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を
変化させるビーム走査手段と、同一目標物体について、
ビーム走査手段により方向が変えられた複数のビーム方
向から得られた受信信号を基に、振幅レベル補正手段で
求められたそれぞれの方向の真の振幅レベルのピーク値
を用いて、該目標物体の方向を演算する測角処理手段と
を設けたものであるから、ＩＱバランスの悪化による真
のスペクトルの振幅レベルのピーク値の低下を、本来の
正しい値である真値に補正できる。従って、特別な装置
を付加することなく、目標物体の測角を正確に行うこと
ができる。
【００３２】さらに、周波数の絶対値が同じであること
を判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設
定されているものであるから、発振器のリニアリティや
温度変化、ＦＦＴの演算による誤差が生じても、正しく
正負反転しているスペクトルの対を見つけ出すことがで
きる。
を判定するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設
定されているものであるから、発振器のリニアリティや
温度変化、ＦＦＴの演算による誤差が生じても、正しく
正負反転しているスペクトルの対を見つけ出すことがで
きる。
【図１】 実施の形態１における目標物体との距離，相
対速度及び角度を演算する処理の流れを示すフローチャ
ートである。
対速度及び角度を演算する処理の流れを示すフローチャ
ートである。
【図２】 実施の形態１におけるＡＧＣの動作を説明す
る説明図である。
る説明図である。
【図３】 受信系が飽和したときの真スペクトルと偽ス
ペクトルを説明する説明図である。
ペクトルを説明する説明図である。
【図４】 従来の車載用レーダ装置を示すブロック図で
ある。
ある。
【図５】 従来の車載用レーダ装置によって距離，相対
速度を算出する方法を説明する説明図である。
速度を算出する方法を説明する説明図である。
【図６】 ＩＱバランスが良好なときの検出スペクトル
を説明する説明図である。
を説明する説明図である。
【図７】 ＩＱバランスが悪化したときの検出スペクト
ルを説明する説明図である。
ルを説明する説明図である。
１ 発振器、３ 送信アンプ、５ 送受共用アンテナ、
６ 目標物体、７ 受信アンプ、８ ＩＱ検波ミクサ、
１３ アンテナスキャン用モータ、１４ ハンドル角セ
ンサ。
６ 目標物体、７ 受信アンプ、８ ＩＱ検波ミクサ、
１３ アンテナスキャン用モータ、１４ ハンドル角セ
ンサ。
Claims (7)
- 【請求項１】 送信電磁波を出力する送信手段と、 上記送信電磁波が目標物体で反射されて戻ってきた受信
電磁波をＩＱ位相検波する受信手段と、 この受信手段の出力信号を、周波数とその振幅レベルと
の関係で表され周波数スペクトルが分かるデータに変換
する信号変換手段と、 この信号変換手段で変換されたデータの中に周波数の絶
対値が同じで正負の両方に振幅レベルのピーク値を持つ
一対のスペクトルがあれば、上記ピーク値の大きい方の
振幅レベルを補正して真の振幅レベルのピーク値を求め
る振幅レベル補正手段とを備えたことを特徴とするレー
ダ装置。 - 【請求項２】 送信手段から出力される送信電磁波及び
目標物体から戻ってきた受信電磁波のビーム方向を変化
させるビーム走査手段と、 同一目標物体について、上記ビーム走査手段により方向
が変えられた複数のビーム方向から得られた受信信号を
基に、上記振幅レベル補正手段で求められたそれぞれの
方向の真の振幅レベルのピーク値を用いて、該目標物体
の方向を演算する測角処理手段とを設けたことを特徴と
する請求項１記載のレーダ装置。 - 【請求項３】 振幅レベル補正手段は、周波数の絶対値
が同じで正負の両方に存在するスペクトルがＡｂ＋ｊＢ
ｂ，Ａｓ＋ｊＢｓで得られたとき、真の振幅レベルのピ
ーク値を（（Ａｂ＋Ａｓ）2 ＋（Ｂｂ−Ｂｓ）2 ）1/2
として算出することを特徴とする請求項１又は請求項２
記載のレーダ装置。 - 【請求項４】 振幅レベル補正手段は、予め実験により
求めて記憶させておいたデータに基づいて振幅レベルの
ピーク値を補正することを特徴とする請求項１又は請求
項２記載のレーダ装置。 - 【請求項５】 信号変換手段は、ＩＱ位相検波されたＩ
チャンネル信号とＱチャンネル信号のそれぞれを実数
部，虚数部として高速フーリエ変換を行うことを特徴と
する請求項１〜請求項４のいずれか一項記載のレーダ装
置。 - 【請求項６】 周波数の絶対値が同じであることを判定
するために、所定のマージンを含んだ判定幅が設定され
ていることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか
一項記載のレーダ装置。 - 【請求項７】 所定のマージンを含んだ判定幅を、プラ
スマイナス１ビン程度にしたことを特徴とする請求項６
記載のレーダ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15033399A JP3577240B2 (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | レーダ装置 |
| US09/408,560 US6204803B1 (en) | 1999-05-28 | 1999-09-30 | Radar apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15033399A JP3577240B2 (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | レーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000338230A true JP2000338230A (ja) | 2000-12-08 |
| JP3577240B2 JP3577240B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=15494726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15033399A Expired - Fee Related JP3577240B2 (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | レーダ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6204803B1 (ja) |
| JP (1) | JP3577240B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004226121A (ja) * | 2003-01-20 | 2004-08-12 | Denso Corp | レーダ装置，プログラム |
| JP2006030022A (ja) * | 2004-07-16 | 2006-02-02 | Japan Radio Co Ltd | 電波を利用した距離測定装置及び距離測定方法 |
| JP2014062804A (ja) * | 2012-09-21 | 2014-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｆｍｃｗレーダ装置およびｆｍｃｗレーダ用信号処理方法 |
| JP2014153216A (ja) * | 2013-02-08 | 2014-08-25 | Denso Corp | レーダ装置 |
| JP2016161439A (ja) * | 2015-03-03 | 2016-09-05 | パナソニック株式会社 | レーダ装置 |
| KR20180106489A (ko) * | 2017-03-20 | 2018-10-01 | 재단법인대구경북과학기술원 | 레이더 수신 신호의 수신세기 보상 장치 및 방법 |
| CN109477890A (zh) * | 2016-08-05 | 2019-03-15 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 雷达系统中的故障检测 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3587440B2 (ja) * | 1999-06-04 | 2004-11-10 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| JP3753652B2 (ja) * | 2001-12-04 | 2006-03-08 | 富士通テン株式会社 | Ｆｍ−ｃｗレーダのミスペアリング判定及び信号処理方法 |
| US6661370B2 (en) * | 2001-12-11 | 2003-12-09 | Fujitsu Ten Limited | Radar data processing apparatus and data processing method |
| JP2003332892A (ja) * | 2002-05-14 | 2003-11-21 | Seiko Instruments Inc | ラッチ回路及び半導体集積回路装置 |
| JP2004361245A (ja) * | 2003-06-04 | 2004-12-24 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
| DE10349882A1 (de) * | 2003-10-25 | 2005-05-25 | Daimlerchrysler Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Abstandsregelung |
| WO2005066654A1 (ja) * | 2004-01-07 | 2005-07-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | レーダ |
| CN1295486C (zh) * | 2004-12-23 | 2007-01-17 | 太原理工大学 | 线性调频雷达物位计非线性进化校正方法 |
| JP4737165B2 (ja) * | 2006-10-31 | 2011-07-27 | 株式会社村田製作所 | レーダの物標検知方法、およびこの物標検知方法を用いたレーダ装置 |
| JP5376777B2 (ja) * | 2007-06-13 | 2013-12-25 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| IL250253B (en) * | 2017-01-24 | 2021-10-31 | Arbe Robotics Ltd | A method for separating targets and echoes from noise, in radar signals |
| IL260695A (en) | 2018-07-19 | 2019-01-31 | Arbe Robotics Ltd | Method and device for eliminating waiting times in a radar system |
| IL260694A (en) | 2018-07-19 | 2019-01-31 | Arbe Robotics Ltd | Method and device for two-stage signal processing in a radar system |
| IL260696A (en) | 2018-07-19 | 2019-01-31 | Arbe Robotics Ltd | Method and device for structured self-testing of radio frequencies in a radar system |
| IL261636A (en) | 2018-09-05 | 2018-10-31 | Arbe Robotics Ltd | Deflected MIMO antenna array for vehicle imaging radars |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5517196A (en) * | 1992-08-14 | 1996-05-14 | Pakett; Allan G. | Smart blind spot sensor with object ranging |
| JP3525425B2 (ja) * | 1997-10-31 | 2004-05-10 | トヨタ自動車株式会社 | Ｆｍ−ｃｗレーダ |
| US5959570A (en) * | 1997-11-21 | 1999-09-28 | Raytheon Company | Automotive forward looking sensor blockage detection system and related techniques |
| US5929802A (en) * | 1997-11-21 | 1999-07-27 | Raytheon Company | Automotive forward looking sensor application |
-
1999
- 1999-05-28 JP JP15033399A patent/JP3577240B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-09-30 US US09/408,560 patent/US6204803B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004226121A (ja) * | 2003-01-20 | 2004-08-12 | Denso Corp | レーダ装置，プログラム |
| JP2006030022A (ja) * | 2004-07-16 | 2006-02-02 | Japan Radio Co Ltd | 電波を利用した距離測定装置及び距離測定方法 |
| JP4537137B2 (ja) * | 2004-07-16 | 2010-09-01 | 日本無線株式会社 | 電波を利用した距離測定装置及び距離測定方法 |
| JP2014062804A (ja) * | 2012-09-21 | 2014-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｆｍｃｗレーダ装置およびｆｍｃｗレーダ用信号処理方法 |
| JP2014153216A (ja) * | 2013-02-08 | 2014-08-25 | Denso Corp | レーダ装置 |
| US10247810B2 (en) | 2015-03-03 | 2019-04-02 | Panasonic Corporation | Radar apparatus and signal generating apparatus |
| JP2016161439A (ja) * | 2015-03-03 | 2016-09-05 | パナソニック株式会社 | レーダ装置 |
| JP2019527831A (ja) * | 2016-08-05 | 2019-10-03 | 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社 | レーダーシステムにおける欠陥検出 |
| CN109477890A (zh) * | 2016-08-05 | 2019-03-15 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 雷达系统中的故障检测 |
| JP7121238B2 (ja) | 2016-08-05 | 2022-08-18 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド | レーダーシステムにおける欠陥検出 |
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| CN109477890B (zh) * | 2016-08-05 | 2023-08-08 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 雷达系统中的故障检测 |
| KR20180106489A (ko) * | 2017-03-20 | 2018-10-01 | 재단법인대구경북과학기술원 | 레이더 수신 신호의 수신세기 보상 장치 및 방법 |
| KR102374575B1 (ko) * | 2017-03-20 | 2022-03-15 | 재단법인대구경북과학기술원 | 레이더 수신 신호의 수신세기 보상 장치 및 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3577240B2 (ja) | 2004-10-13 |
| US6204803B1 (en) | 2001-03-20 |
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