DE69714956T2

DE69714956T2 - Hindernis-Entdeckungsradar, insbesondere für Fahrzeuge

Info

Publication number: DE69714956T2
Application number: DE69714956T
Authority: DE
Inventors: Jean-Paul Artis; Pascal Cornic
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1996-12-20
Filing date: 1997-12-19
Publication date: 2003-04-24
Anticipated expiration: 2017-12-20
Also published as: EP0849607A1; US5923284A; FR2757639A1; FR2757639B1; JP4045626B2; DE69714956D1; EP0849607B1; JPH10197626A; ES2183108T3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Radargerät zur Erfassung von Hindernissen. Sie ist insbesondere auf Kraftfahrzeuge anwendbar, um Hindernisse, insbesondere vorausfahrende Kraftfahrzeuge, zu erfassen.
Radargeräte für Anwendungen beim breiten Publikum müssen möglichst preisgünstig sein und doch die technischen Leistungen erbringen, die für die Zuverlässigkeit und Sicherheit erforderlich sind. Dies gilt insbesondere für Radargeräte zur Niveaumessung, zur Überwachung des Straßenverkehrs und insbesondere für Kraftfahrzeuge, wo sie für die Funktionen der Geschwindigkeitsregelung und die Erfassung von Hindernissen eingesetzt werden. Ein Radargerät zur Regelung der Geschwindigkeit eines Kraftfahrzeugs hat insbesondere die Aufgabe, den Abstand und die Geschwindigkeit zwischen einem das Gerät enthaltenden Kraftfahrzeug und dem vorausfahrenden Kraftfahrzeug zu erfassen, damit das erstgenannte Kraftfahrzeug seine Geschwindigkeit bezüglich des vorausfahrenden Kraftfahrzeugs regeln kann, um beispielsweise Sicherheitskriterien zu erfüllen. Ein solches Radargerät muß insbesondere bei allen Witterungsbedingungen betriebsfähig sein.
Eine bekannte Lösung zur Messung der Geschwindigkeit eines Hindernisses durch ein Radargerät besteht darin, die Phasendrehung des von dem Radargerät ausgesendeten Signals während des Hin- und Rückwegs des Radarsignals bezüglich des Hindernisses auszuwerten. Das ausgesendete Signal e(t) ist durch folgende Beziehung definiert:
e(t) = A·cos(2πFt) (1)
Hierbei bedeutet F die Frequenz des Radarsignals, t die Zeit und A die Amplitude des Radarsignals.
Die Phasendrehung oder Phasenverschiebung φ, die das Signal beim Durchlaufen einer Strecke von 2D entsprechend dem Hin- und Rückweg zwischen dem Radargerät und dem Hindernis erfährt, ergibt sich aus der folgenden Beziehung:
φ = 2πFτ (2)
Hierbei bedeutet τ die Zeit, die eine Radarwelle für den Hin- und Rückweg 2D benötigt hat.
Es gilt nämlich:
τ = 2·D/c (3)
Hierbei bedeutet c die Lichtgeschwindigkeit.
Aus den Beziehungen (2) und (3) folgt:
D = c·φ/4πF (4)
Die Beziehung (4) zeigt, daß eine einfache Phasenmessung die Messung der Entfernung D zwischen dem Radargerät und dem Hindernis ermöglicht. In der Praxis ist jedoch der Meßwert mehrdeutig, sobald die Phasenverschiebung φ größer als 2π ist, wenn der Empfänger zwei Empfangskanäle in Quadratur besitzt, oder sobald die Phasenverschiebung größer als π wird, wenn der Empfänger nur einen Empfangskanal besitzt. Dies schließt eine direkte Messung des Abstands aufgrund der Phase bei einer Anwendung aus, bei der die Frequenz üblicherweise größer als 1 GHz ist. Eine bekannte Lösung dieses Problems besteht darin, eine Differentialphasenmessung entsprechend Radarsignalen zu verwenden, die auf zwei unterschiedlichen Frequenzen F&sub1; und F&sub2; empfangen werden.
Eine Aussendung einer ersten Frequenz F&sub1; ergibt eine erste Phasenverschiebung φ&sub1;:
φ&sub1; = 4π·D·F&sub1;/c (5)
Entsprechend ergibt die Aussendung einer zweiten Frequenz F&sub2; eine zweite Phasenverschiebung φ&sub2;:
φ&sub2; = 4π·D·F&sub2;/c (6)
Aus den Beziehungen (5) und (6) wird der Abstand D abgeleitet:
D = c(φ&sub2; - φ&sub1;)/4π(F&sub2; - F&sub1;) (7)
Setzt man φ&sub2; - φ&sub1; = Δφ und F&sub1; - F&sub2; = ΔF, dann gilt:
D = (c·Δφ)/(4π·ΔF) (8)
Aus Kostengründen beruhen die Radargeräte in zivilen Anwendungen und insbesondere in Kraftfahrzeugen oft auf homodynen Lösungen aus der Sicht des Senders und des Empfängers und aus monostatischen Lösungen aus der Sicht der Antenne.
Ein solches Gerät ist jedoch erheblich eingeschränkt aufgrund insbesondere von verschiedenen Rauschquellen, deren Leistung die des thermischen Rauschens insbesondere im unteren Bereich des Videosignalspektrums am Ausgang der Mischstufe deutlich übersteigt. Dieses Rauschen ist mit dem Amplitudenrauschen des Oszillators und den daraus resultierenden Verlusten aufgrund der schlechten Anpassung der Einheit aus Zirkulator und Antenne, mit dem Eigenrauschen der Mischstufe, den Variationen des offenbaren Stehwellenverhältnisses (TOS - Taux d'Ondes Stationnaires) der Antenne bei mechanischen Erschütterungen, mit dem Regenprasseln oder auch dem Auftreffen von Wasser auf die Antenne des Radargeräts verknüpft. In der Praxis ist das Rauschen in den Hochfrequenzstufen am größten, wenn das Radargerät im Millimeterbereich arbeitet, was insbesondere für Radargeräte in Kraftfahrzeugen gilt, die bei 76 GHz arbeiten. In der Praxis gilt, daß das Ampitudenrauschen der Oszillatoren mit Gunn- Diode oder mit Transistoren für die Oszillatorfunktion und das Rauschen der für die Mischfunktion verwendeten Dioden erheblich die Schätzung der Phase des empfangenen Signals stören oder sogar unmöglich machen, wenn die Frequenz des demodulierten Empfangssignals niedrig ist.
Im besonderen Fall eines Radargeräts zur Regelung der Geschwindigkeit von Kraftfahrzeugen ist es wichtig, daß die Qualität der Phasenmessung erhalten bleibt, wenn die radiale Geschwindigkeit des vom Radargerät erfaßten Ziels nahe null liegt. Da das erfaßte Ziel das Kraftfahrzeug ist, das dem das Radargerät tragenden Kraftfahrzeug vorausfährt, entspricht eine radiale Geschwindigkeit in der Nähe des Nullpunkts dem Regelbereich. Die Dopplerfrequenz des Radarechos ist dann nahe dem Wert null und die Abschätzung des Abstands erfolgt dann ausgehend von einer besonders rauschbehafteten Phasenmessung.
Ziel der Erfindung ist es insbesondere, diesen Nachteil trotz der beschränkten technischen Mittel aufgrund der Wahl des homodynen Radarprinzips zu beheben.
Hierzu ist Gegenstand der Erfindung ein Radargerät zur Erfassung eines Ziels, dadurch gekennzeichnet, daß es mindestens vier Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4; verwendet, für die gilt: F&sub1; - F&sub3; = F&sub2; - F&sub4; und (F&sub1; + F&sub3;) - (F&sub2; + F&sub4;) = K, wobei K einen konstanten Frequenzwert bezeichnet, und daß die Abstandsmessung zum Ziel aufgrund der Phasendifferenz zwischen zwei Signalen erfolgt, von denen das erste von der Differenz zweier Signale gebildet wird, die der Frequenz F&sub1; beziehungsweise F&sub3; entsprechen, während das zweite von der Differenz zweier Signale gebildet wird, die der Frequenz F&sub2; beziehungsweise F&sub4; entsprechen.
Die wesentlichen Vorteile der Erfindung liegen darin, daß sie an mehrere Typen von Radargeräten angepaßt werden kann sowie einfach und wirtschaftlich realisiert werden kann.
Weitere Merkmale und Vorzüge der Erfindung werden nun anhand er beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt ein Beispiel für ein Radargerät nach dem Stand der Technik, wie es in zivilen Anwendungen, insbesondere Kraftfahrzeugen, eingesetzt wird.
Fig. 2 zeigt beispielhaft Zeitdiagramme von Sende- und Empfangssignalen eines Zweifrequenz-Radargeräts.
Fig. 3 zeigt beispielhaft Zeitdiagramme für Sende/- Empfangssignale eines Radargeräts gemäß der Erfindung.
Fig. 4 zeigt das Übersichtsschaltbild einer möglichen Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Radargeräts in Verbindung beispielsweise mit einer Antenne vom Monopulstyp.
Fig. 1 zeigt ein Beispiel für ein Radargerät gemäß dem Stand der Technik für zivile Anwendungen und insbesondere für Anwendungen in Kraftfahrzeugen. In einem solchen Radargerät erfolgt die Separation der Ziele und die Messung der Geschwindigkeit durch Filterung der Dopplerfrequenz, während die Abstandsmessung durch Phasenmessung nach der Dopplerverarbeitung erhalten wird. Ein solches Radargerät mit Phasenmessung beruht im allgemeinen auf homodynen Lösungen hinsichtlich des Sender/Empfängers sowie auf monostatischen Lösungen hinsichtlich der Antenne. Es enthält beispielsweise Mittel 1 zur Steuerung der Modulation eines Hochfrequenzoszillators 2, der bei Anwendungen in Kraftfahrzeugen meist bei 76 GHz arbeitet. Die Steuermittel 1 modulieren beispielsweise die Ausgangsfrequenz des Oszillators gemäß zwei Frequenzen F&sub1; und F&sub2;. Die vom Oszillator 2 ausgehende Frequenz gelangt an eine Antenne 3 über einen Zirkulator 4 und über nicht dargestellte Verstärkungsmittel. Die von der Antenne 3 empfangenen Signale gelangen an eine Mischstufe 5 über den Zirkulator 4 und werden dort mittels vom Oszillator 2 gelieferten Signalen demoduliert. Diese Signale werden nacheinander moduliert/demoduliert bei einer ersten Frequenz F&sub1; und dann bei einer zweiten Frequenz F&sub2;. Das am Ausgang der Mischstufe 5 erhaltene Videosignal gelangt an den Empfänger des Radargeräts.
Fig. 2 zeigt beispielhaft Zeitdiagramme der Sendesignale 21 und der Empfangssignale 22, die mit diesen beiden Frequenzen F&sub1; und F&sub2; moduliert sind. Wie die oben erwähnten Beziehungen (4) bis (8) zeigen, ermöglichen diese beiden Frequenzen die Beseitigung der Mehrdeutigkeit hinsichtlich des Abstands durch eine eindeutige Messung zwischen D = 0 und D = c/4ΔF. Gemäß Fig. 2 erfolgt eine erste Aussendung bei der ersten Modulationsfrequenz F&sub1; und dann eine Totzeit oder die Aussendung einer bestimmten vom Radargerät nicht verwendeten. Frequenz. Nun beginnt eine zweite Aussendung bei der zweiten Modulationsfrequenz F&sub2; gefolgt von einer Totzeit, worauf wieder die erste Frequenz F&sub1; ausgesendet wird und so weiter in Folge. Die Empfangsphasen ergeben sich gleichzeitig mit den Sendephasen in den entsprechenden Modulationsfrequenzen. Wie oben ausgeführt, weist ein solches Radargerät, das gemäß den Fig. 1 und 2 betrieben wird, eine erhebliche Einschränkung aufgrund von mehreren Arten des Leistungsrauschens auf, die deutlich größer als das Wärmerauschen ist, insbesondere im unteren Bereich des Spektrums des Videosignals am Ausgang der Mischstufe 5. Dieses Rauschen beruht auf dem Amplitudenrauschen des Oszillators 2 und auf den Verlusten, die sich daraus durch die Fehlanpassung der vom Zirkulator 4 und der Antenne 3 gebildeten Einheit ergeben. Sie beruhen beispielsweise weiter auf dem Eigenrauschen der Mischstufe 5, auf dem offenbaren Stehwellenverhältnis der Antenne 3 bei mechanischen Erschütterungen, auf dem Vorliegen von Regenprasseln oder dem Auftreffen von Wasser auf der Antenne. Im Bereich der Millimeterwellen, insbesondere bei der Frequenz 76 GHz für Kraftfahrzeug- Anwendungen, ist das Rauschen aufgrund der Hochfrequenzbauelemente von großer Bedeutung. Insbesondere das Amplitudenrauschen der Oszillatoren mit Gunn-Diode oder der vom Oszillator 2 verwendeten Transistoren sowie beispielsweise das Rauschen bei 1/F der in der Mischstufe 5 verwendeten Schottky-Dioden behindern oder verhindern sogar die Schätzung der Phase des Empfangssignals, wenn die Frequenz des demodulierten Empfangssignals niedrig ist. Dieser letztere Fall entspricht nämlich der Situation, in der die radiale Geschwindigkeit des vom Radargerät erfaßten Ziels dem Nullpunkt nahe ist. In einer Anwendung eines Radargeräts auf die Regelung der Geschwindigkeit des Kraftfahrzeugs entspricht dies also dem Regelbereich, also dem Bereich, in dem der Sicherheitsabstand zwischen den Kraftfahrzeugen eingehalten wird und diese Kraftfahrzeuge im wesentlichen mit gleicher Geschwindigkeit fahren.
Um eine qualitativ hochwertige Phasenmessung zu erlauben, beruht insbesondere in diesem letztgenannten Fall das Funktionsprinzip des erfindungsgemäßen Radargeräts in der Aussendung und dem Empfang von sinusförmigen Wellen gemäß mindestens zwei Paaren von Frequenzen, die nachfolgend mit (F&sub1;, F&sub2;) und (F&sub3;, F&sub4;) bezeichnet werden.
Das erste Paar besteht aus einer ersten Frequenz F&sub1; und einer zweiten Frequenz F&sub2;, während das zweite Paar aus einer dritten Frequenz F&sub3; und einer vierten Frequenz F&sub4; besteht. Diese Frequenzen gehorchen folgenden Beziehungen:
F&sub1; - F&sub3; = F&sub2; - F&sub4; = ΔF (A)
(F&sub1; + F&sub3;)/2 - (F&sub2; + F&sub4;)/2 = ΔF' (B)
Die Wahl der Frequenzdifferenzen ΔF und ΔF' erfolgt gemäß bestimmten nachfolgend aufgeführten Bedingungen.
Fig. 3 zeigt beispielhaft das Zeitdiagramm der Sendesignale 31 und Empfangssignale 32, 33, 34, 35 bei diesen vier Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4; in dem besonderen Fall eines Kraftfahrzeug-Radargeräts für eine Reichweite von etwa 150 m.
Die Sendefrequenzen folgen beispielsweise aufeinander wie nachstehend angegeben: Auf die Aussendung der ersten Frequenz F&sub1; folgt die der dritten Frequenz F&sub3;, auf die wiederum die Aussendung der zweiten Frequenz F&sub2; und schließlich die der vierten Frequenz F&sub4;. Dann beginnt eine neue Aussendung mit der ersten Frequenz F&sub1;. Die Dauer der Aussendung jeder Frequenz beträgt beispielsweise 2,5 us. Die Werte der Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4; sind beispielsweise folgende:
F&sub1; 76 GHz;
F&sub2; = F&sub1; + ΔF', mit ΔF' = 230 kHz;
F&sub3; = F&sub1; + ΔF, mit ΔF = 750 kHz;
F&sub4; = F&sub2; + ΔF = F&sub1; + ΔF + ΔF'.
Da F&sub1;, ΔF und ΔF' festgelegt sind, leiten sich die Werte der Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4; aus den obigen Beziehungen (A) und (B) ab.
Fig. 4 zeigt das Übersichtsschaltbild einer möglichen Ausführungsform für ein erfindungsgemäßes Radargerät.
Es enthält beispielsweise Mittel 41 zur Steuerung der Modulation eines Hochfrequenzoszillators 42. Der Ausgang dieses Oszillators ist an einen Eingang eines Zirkulators 43 über einen Koppler 44 angeschlossen. Der Oszillator 42 liefert beispielsweise Hochfrequenzsignale mit den Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4;, wie in Fig. 3 dargestellt. Ein erster Ausgang des Zirkulators 43 für die Sendesignale ist beispielsweise an ein magisches T 45 angeschlossen, das beispielsweise zu einer Antenne 46 vom Monopuls-Typ führt. Eine solche Antenne enthält einen Summenkanal Σ und einen Differenzkanal Δ. Für den Empfang ist der Summenkanal Σ beispielsweise eingangsseitig an den ersten erwähnten Ausgang des Zirkulators 43 über das magische T 45 angeschlossen. Das auf dem Summenkanal empfangene Signal gelangt an einen zweiten Ausgang des Zirkulators 43, der an einen ersten Eingang einer ersten Mischstufe 47 angeschlossen ist, während der andere Ausgang dieser Mischstufe an den Ausgang des Hochfrequenzoszillators über den Koppler 44 angeschlossen ist. Das auf dem Differenzkanal Δ empfangene Signal wird über das magische T 45 an den ersten Eingang einer zweiten Mischstufe 48 angelegt, deren anderer Eingang an den Ausgang des Hochfrequenzoszillators 42 über den Koppler 44 angeschlossen ist.
Das Radargerät sendet und empfängt beispielsweise nacheinander auf den vier Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4;, wie dies Fig. 3 zeigt. Der Empfang erfolgt während der Dauer eines Sendefensters. Das Signal bei jeder Frequenz wird beispielsweise homodyn mithilfe der Mischstufen 47 und 48 bezüglich des auch für die Aussendung derselben Frequenz verwendeten Oszillators demoduliert. Dies ergibt ein Videosignal, dessen Frequenz der Dopplerfrequenz des Radarziels entspricht und dessen Phase vom Abstand zwischen dem Radargerät und dem Ziel bestimmt wird. So ergibt sich das von einem bestimmten Ziel empfangene Signal aus der folgenden Beziehung:
xi(t) = cos(2π·Fd·t - 4π·Fi·D/c) (9)
Hierbei bedeutet:
- i ist der Index entsprechend der verwendeten Frequenz Fi; beispielsweise ist i nacheinander 1, 2, 3 und 4, also ist Fi nacheinander gleich einer der oben definierten Frequenzen;
- Fd ist die Dopplerfrequenz des Ziels;
- D ist der Abstand zwischen dem Radargerät und dem Ziel;
- t ist die Zeit;
- c ist die Lichtgeschwindigkeit.
Für die Anwendung auf ein Radargerät zur Regelung der Geschwindigkeit eines Kraftfahrzeugs, bei der die verwendete Antenne beispielsweise eine Monopulsantenne ist, erfolgt die Erfassung mithilfe des Signals xi(t) auf dem Summenkanal Σ.
Dieses Signal xi(t) ist mit einem zusätzlichen Rauschen bi(t) behaftet, das von den verschiedenen oben erwähnten Störerscheinungen stammt, wie beispielsweise vom Rauschen bei 1/F des Sender/Empfängers, von den Erschütterungen der Antenne oder dem Regenprasseln. Am Ausgang einer Mischstufe 47, 48 ergibt sich das folgende Signal ri(t) entsprechend der i-ten Frequenz Fi:
ri(t) = xi(t) + bi(t) (10)
Erfindungsgemäß werden die mit den verschiedenen Frequenzen empfangenen Signale durch die Verarbeitungsmittel des Radargeräts verstärkt, dann demultiplexiert und getastet, sodaß die folgenden Differenzsignale gebildet werden:
r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t)
Um die obigen Operationen durchzuführen, ist beispielsweise ein erster Verstärker 50 an den Ausgang der ersten Mischstufe 47 angeschlossen, die für den Summenkanal Σ bestimmt ist. Der positive Eingang eines ersten Subtraktionselements 51, beispielsweise auf der Basis eines Differentialverstärkers, ist beispielsweise an den Ausgang des ersten Verstärkers 50 über einen Schalter 52 angeschlossen, der während der Sende/Empfangsphase bei der ersten Frequenz F&sub1; in den geschlossenen Zustand gesteuert wird. Der negative Eingang des ersten Subtraktionselements 51 ist an den Ausgang des ersten Verstärkers 50 über einen Schalter 53 angeschlossen, der während der Sende/Empfangsphase bei der dritten Frequenz F&sub3; in den geschlossenen Zustand gesteuert wird. Das Subtraktionselement 51 bildet die Differenz zwischen seinem positiven und seinem negativen Eingang. Es bewirkt außerdem beispielsweise die Blockierung über eine Periode der mit der Frequenz F&sub1; und dann der mit der Frequenz F&sub3; empfangenen Signale mithilfe beispielsweise von nicht dargestellten Blockiergliedern, die zwischen seinen Eingängen und den Schaltern eingefügt sind, um das Differenzsignal r&sub1;(t) - r&sub3;(t) bilden zu können. Dieses Signal wird beispielsweise mithilfe eines Analog/Digitalwandlers 54 digitalisiert, der mit einem seiner Eingänge an den Ausgang des ersten Subtraktionselements angeschlossen ist. Entsprechend liefert ein zweites Subtraktionselement 55 das Differenzsignal r&sub2;(t) - r&sub4;(t) an den Analog/Digitalwandler 54. Hierzu ist sein positiver Eingang an den Ausgang des ersten Verstärkers über einen während der Sende/Empfangsphase der zweiten Frequenz F&sub2; geschlossenen Schalter 56 angeschlossen, während der negative Eingang an den Ausgang des ersten Verstärkers über einen während der Sende/Empfangsphase bei der vierten Frequenz F&sub4; geschlossenen Schalter 57 angeschlossen ist. Die Steuermittel für die Schalter, die mit denen des Hochfrequenzoszillators 42 synchronisiert sind, wurden nicht dargestellt. Der Analog/Digitalwandler hat beispielsweise auch die Aufgabe der Tastung der Differenzsignale. Er wird zu diesem Zweck beispielsweise von einem Tastsignal gesteuert, das von nicht dargestellten Mitteln erzeugt wird.
Die Differenzsignale r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t) werden dann in einer Batterie von Dopplerfiltern hoher Auflösung gefiltert, um insbesondere die Ziele gemäß ihrer Geschwindigkeit vor ihrer Erfassung zu separieren. Diese Batterie von Dopplerfiltern wird beispielsweise durch Mittel 49 gebildet, die eine schnelle Fourier-Transformierte (FFT) realisieren. Hierzu liefert der Analog/Digitalwandler die digitalisierten Daten an die Mittel 49 zur schnelle Fourier- Transformation.
Eine andere Lösung kann beispielsweise darin bestehen, die Differenzsignale r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t) am Ausgang der Mittel 49 zur Berechnung der schnellen Fourier- Transformierten zu bilden, da dies eine lineare Operation ist. In beiden Fällen erfolgt die Erfassung des Nutzsignals durch Erfassung der Maxima und durch deren Vergleich mit einem absoluten Schwellwert der Spektraldichten von Leistungen ausgehend von den Differenzsignalen.
Die Absolutwerte der Spektraldichten von Leistungen, die aus den Differenzsignalen r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t) gebildet werden, werden mit r1-3r und r2-r4 bezeichnet, wobei die entsprechenden Spektren am Rechenausgang für die schnelle Fouriertransformierte mit r1-r3 beziehungsweise r2-r4 bezeichnet werden.
Die Messung der Geschwindigkeit Vr des im Filter der Ordnung k erfaßten Ziels ergibt sich durch folgende Beziehung:
Vr = λ·Fd/2 = λ·k·Fe/(2N) (11)
Hierbei bedeutet:
- k ist die Nummer des Filters, in dem die Erfassung erfolgt;
- λ ist die Wellenlänge des Radargeräts;
- N ist die Gesamtzahl der Punkte der schnellen Fourier- Transformierten FFT;
- Fa ist die Tastfrequenz des Signals;
- Fd ist die Dopplerfrequenz entsprechend dem Ziel;
Die Messung des Abstands eines Erfassungsziels im Filter der Ordnung k ergibt sich durch Berechnung der Phasendifferenz:
φ( r1-r3) - φ( r2-r4)
Hierbei ist φ( r1-r3) die Phasenverschiebung im Spektrum r1-r3 und φ( r2-r4) ist die Phasenverschiebung im Spektrum r2-r4, wobei r1-r3 - r2-r4 oben definiert wurden. Die Phasendifferenz φ( r1-r3) - φ( r2-r4) entspricht nämlich der Phasenverschiebung zwischen den Differenzsignalen r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t). Jede andere Methode als die Verarbeitung durch eine Fourier-Transformierte kann zur Bestimmung dieser Phasenverschiebung verwendet werden. Erfindungsgemäß erfolgt nämlich die Abstandsmessung zum Ziel aufgrund der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen, die von der Differenz r&sub1;(t) - r&sub3;(t) beziehungsweise der Differenz r&sub2;(t) - r&sub4;(t) von je zwei empfangenen Signalen r&sub1;(t), r&sub3;(t) beziehungsweise r&sub2;(t), r&sub4;(t) entsprechend beispielsweise der ersten und der dritten Sendefrequenz einerseits und der zweiten und der vierten Sendefrequenz anderseits gebildet werden.
Dieses Ergebnis kann gemäß aufeinanderfolgenden Schritten aus der obigen Beziehung (9) abgeleitet werden. Ohne Rauschen ergibt sich:
r&sub1;(t) - r&sub3;(t) = x&sub1;(t) - x&sub3;(t) = = cos(2π·Fd·t - 4π·F&sub1;·D/c) - cos(2π·Fd·t - 4π·F&sub3;·D/c) = = [cos(4π·F&sub1;·D/c) - cos(4π·F&sub3;·D/c)]·cos2π·Fd·t + [sin(4π·F&sub1;·D/c) - sin(4π·F&sub3;·D/c)]sin2π·Fd·t.
Dies kann auch wie folgt geschrieben werden:
x&sub1;(t) - x&sub3;(t) = -2sin(2π·Fd·t - 4π·F&sub0;·D/c)·sin(2π·ΔF·D/c) (12)
indem man setzt F&sub1; = F&sub0; - ΔF/2 und F&sub3; = F&sub0; + ΔF/2 wobei ΔF oben definiert wurde.
Daraus ergibt sich:
φ( x1-x3) = 2π·D·(F&sub1; + F&sub3;)/c - π/2 (13)
Auf gleiche Art erhält man:
φ( x2-x4) = 2π·D·(F&sub2; + F&sub4;)/c - π/2 (14)
und: φ( x1-x3) - φ( x2-x4) = 4π·D·ΔF'/c (15)
Da ΔF' oben definiert wurde, ergibt sich der Abstand
D = [φ( x1-x3) - φ( x2-x4)]·c/(4π·ΔF') (16)
Die Schätzung der Phasendifferenz φ( x1-x3) - φ( x2-x4) kann auf zwei unterschiedliche Arten erfolgen:
Im und R bedeuten den imaginären beziehungsweise den reellen Teil einer Zahl.
oder:
In Gegenwart von Rauschen ganz allgemein ermöglicht dieses erfindungsgemäße Vorgehen beim Abschätzen des Abstands eines Ziels insbesondere eine Eliminierung oder zumindest starke Schwächung des Hochfrequenzrauschens, dessen spektrale Leistungsdichte ab der Frequenz null abnimmt und dessen Schwankungen langsam sind.
Das Rauschen erscheint korreliert zu den Empfangskanälen entsprechend den Frequenzen F&sub1; und F&sub3; einerseits und den Frequenzen F&sub2; und F&sub4; andrerseits, sodaß durch Subtraktion dieses Rauschen stark vermindert werden kann. Daraus folgt:
r&sub1;(t) - r&sub3;(t) x&sub1;(t) - x&sub3;(t)
Das Differenzsignal r&sub1;(t) - r&sub3;(t) ist also im wesentlichen gleich dem Differenzsignal x&sub1;(t) - x&sub3;(t).
Entsprechend gilt
r&sub2;(t) - r&sub4;(t) x&sub2;(t) - x&sub4;(t)
Das Differenzsignal r&sub2;(t) - r&sub4;(t) ist also im wesentlichen gleich dem Differenzsignal x&sub2;(t) - x&sub4;(t).
Die Schätzung der Phasendifferenz, die in der Praxis aus den Differenzsignalen r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t) erhalten wird, ist also ihrerseits nicht mehr rauschbehaftet.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann auch andere Störerscheinungen verringern wie das Regenprasseln, die Modulationen des Stehwellenverhältnisses der Antenne aufgrund von Erschütterungen, die bei Abständen in der Nähe von null vom Radarempfänger auftreten. Die Differenzsignale r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t) verhalten sich gemäß einem Empfindlichkeitsgesetz abhängig vom Abstand D wie folgt:
2 sin(2π·ΔF·D/c)
Die Wirkung ähnelt also derjenigen, die in einem Radargerät mit einer Modulation von Impulszügen durch ein einfaches Anullierungsfilter erhalten wird, das die Empfindlichkeit bei niedrige Dopplerfrequenzen absenkt. Die Extraktion der Phasendifferenz, also des Abstands, wird dadurch weiter verbessert.
Die Wahl der Frequenzdifferenzen ΔF und ΔF' beruht erfindungsgemäß beispielsweise insbesondere auf folgendem Kompromiß:
- Die Frequenzdifferenz ΔF = F&sub1; - F&sub3; = F&sub2; - F&sub4; muß beispielsweise eine starke Dämpfung für aus den ersten Metern empfangene Signale erlauben, ohne Löcher in der Reichweite des Radargeräts zu erzeugen, und um doch eine maximale Empfindlichkeit bezüglich der Ziele am Rand des Reichweitebereichs zu gewährleisten. Bei der Anwendung auf ein Kraftfahrzeug- Radargerät, bei dem die Reichweite beispielsweise 150 m beträgt, kann die Frequenzdifferenz beispielsweise auf etwa 750 kHz festgelegt werden.
- Die Frequenzdifferenz ΔF' = (F&sub1; + F&sub3;)/2 - (F&sub2; + F&sub4;)/2 darf keine Mehrdeutigkeiten bei der Messung der Phasendifferenz φ( x1-x3) - φ( x2-x4) erzeugen, gemäß der Beziehung (15). Daraus folgt: 4π·D·ΔF' < π.
Bei einer Anwendung auf Kraftfahrzeuge, bei der beispielsweise in Betracht gezogen wird, die mehrdeutigen Abstände größer als 300 m auszuschließen, kann die Frequenzdifferenz ΔF' beispielsweise unter 250 kHz gewählt werden. Andrerseits soll diese Differenz ΔF' möglichst groß sein, um die Dynamik der gemessenen Phase an die Reichweite des Radargeräts anzupassen. Beträgt diese Reichweite des Radargerät 150 m, dann kann die Frequenzdifferenz ΔF' beispielsweise gleich 250 kHz gewählt werden, was insbesondere zu einer maximalen Phase von π für den größten Abstand führt.
Diese Werte können beispielsweise von Mitteln zur Modulationssteuerung des Radargeräts angewendet werden, wie dies in dem Übersichtsschaltbild gemäß Fig. 4 zu sehen ist.
In diesem Ausführungsbeispiel eines Monopuls-Radargeräts mit Frequenzsprung für Kraftfahrzeuge erfolgt die Erfassung auf dem Summenkanal Σ des Monopuls-Empfängers ausgehend von den Differenzsignalen Σr&sub1;-r&sub3; entsprechen den Frequenzen F&sub1; und F&sub3; einerseits und von den Differenzsignalen Σr&sub2;-r&sub4; entsprechend den Frequenzen F&sub2; und F&sub4; andrerseits mithilfe insbesondere der oben beschriebenen Elemente. Da die Mittel 49 zur Berechnung der Fourier-Transformierten, die Spektren SΣr1-r3 und SΣr2-r4 bezüglich der Signale Σr&sub1;-r&sub3; beziehungsweise Σr&sub2;-r&sub4; liefern, erfolgt die Abstandsmessung durch Berechnung der Phasendifferenz φ( Σr1-r3) - φ( Σr2-r4) gemäß beispielsweise der Beziehung (18).
Diese Berechnung wird beispielsweise von einem nicht dargestellten Rechner durchgeführt, der an den Ausgang der Mittel 49 zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten angeschlossen ist oder diese Mittel auch enthält.
Die Winkelabweichungsmessung ergibt sich beispielsweise durch Berechnung des Verhältnisses der Phasenverschiebungen:
Δr1-r3 / Σr1-r3
Hierbei stellt der Zähler die spektrale Dichte des Differenzsignals Δr1-r3 auf dem Differenzkanal Δ und der Nenner die Spektraldichte des Differenzsignals Σr1-r3 auf dem Summenkanal entsprechend den Frequenzen F&sub1; und F&sub3; dar.
Um das Differenzsignal Δr1-r3 auf dem Differenzkanal Δ zu erhalten, wird ein drittes Subtraktionselement 58 beispielsweise auf dem Differenz-Empfangskanal Δ verwendet. Der positive Eingang dieses Elements ist an den Ausgang eines zweiten Verstärkers 59 über einen Schalter 60 angeschlossen, der während der Sende/Empfangsphase entsprechend der ersten Frequenz F&sub1; geschlossen ist. Der negative Eingang ist an diesen zweiten Verstärker 59 über einen Schalter 61 angeschlossen, der während der Sende/Empfangsphase entsprechend der dritten Frequenz F&sub3; geschlossen ist. Der Eingang des zweiten Verstärkers 59 ist beispielsweise an den Ausgang der Mischstufe 48 des Differenzkanals Δ angeschlossen. Das dritte Subtraktionselement 58 liefert das Differenzsignal Δr1- r3 an den Analog/Digitaiwandler 54. Das digitalisierte Signal gelangt dann an die Mittel 49 zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten FFT, die das Spektrum Δr1-r3 liefern. Das Verhältnis Σr1-r3 / Δr1-r3 wird beispielsweise durch die obigen Rechenmittel berechnet, die in Fig. 4 nicht zu sehen sind. Eine andere mögliche Ausführungsform besteht beispielsweise darin, die Signale direkt am Ausgang der Verstärker 50, 59 hinter den Mischstufen 47 und 48 zu tasten und zu kodieren. Anstatt die Demultiplexierung von den Schaltern 52, 53, 56, 57, 60, 61 durchführen zu lassen, wird sie nun digital von einem Rechner durchgeführt, beispielsweise von demselben Rechner, der auch zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten und dann zur Berechnung des Abstands und der Winkelabweichung eingesetzt wird. Ein solcher Rechner auf der Basis von Mikroprozessoren zur Signalverarbeitung ist dem Fachmann gut bekannt.
Das Arbeitsprinzip gemäß der Erfindung ist auf ein Radargerät für Kraftfahrzeuge mit Frequenzsprung anwendbar, das insbesondere für die Regelung der Geschwindigkeit oder die Erfassung von Hindernissen bestimmt ist. Es kann auch auf andere Radargeräte, ob Monopuls oder nicht, angewendet werden, sofern ausreichend Empfangskanäle zur Realisierung der Differenzsignale r&sub1;(t) - r&sub3;(t) und r&sub2;(t) - r&sub4;(t) vorhanden sind, die oben beschrieben wurden. Das erfindungsgemäße Erfassungssystem ist auch beispielsweise auf ein Dauerstrichradargerät mit Frequenzrampe anwendbar.
Ein Radargerät gemäß der Erfindung erlaubt es, die Qualität der Abstandsschätzung aufgrund der Messung von Phasendifferenzen in einem Dauerstrichradargerät zu verbessern, insbesondere wenn zeitlich korreliertes Rauschen vorhanden ist, oder ganz allgemein bei vorhandenem Regenprasseln oder für geringe Abstände. Die Realisierung ist einfach und erfordert keine wesentlichen Mehrkosten im Vergleich zu einem klassischen Radargerät.
In einer Ausführungsform eines homodynen Radargeräts für Kraftfahrzeuge mit Frequenzsprung und für Millimeterwellen, insbesondere 76 GHz, wo der Empfang gegen Störungen im Niederfrequenzbereich besonders empfindlich ist, sind einzig als zusätzliche Elemente die Steuerschaltung für den Hochfrequenzoszillator 42 und die Demultiplexierschaltungen 52, 53, 56, 57, 60, 61, 51, 55, 58 des Empfängers erforderlich.
Schließlich erlaubt die Wahl der Frequenzdifferenzen ΔF und ΔF' wie oben definiert die Anpassung und Verringerung der Dynamik des Empfängers abhängig von der geforderten Reichweite. In dem Beispiel eines Radargeräts für Kraftfahrzeuge mit einer Reichweite von etwa 150 m kann die Dynamik des Empfängers um etwa 15 dB verringert werden.

Claims

1. Radargerät zur Erfassung eines Ziels, dadurch gekennzeichnet, daß es mindestens vier Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4; verwendet, für die gilt: F&sub1; - F&sub3; = F&sub2; - F&sub4; und (F&sub1; + F&sub3;) - (F&sub2; + F&sub4;) = K, wobei K einen konstanten Frequenzwert bezeichnet, und daß die Abstandsmessung zum Ziel aufgrund der Phasendifferenz zwischen zwei Signalen erfolgt, von denen das erste (r&sub1;(t) - r&sub3;(t)) von der Differenz zweier Signale gebildet wird, die der Frequenz F&sub1; beziehungsweise F&sub3; entsprechen, während das zweite (r 2(t) - r4(t)) von der Differenz zweier Signale gebildet wird, die der Frequenz F&sub2; beziehungsweise F&sub4; entsprechen.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Empfangssignal homodyn bezüglich des für die Aussendung bei der gleichen Frequenz verwendeten Oszillators (42) demoduliert wird.

3. Radargerät nach einem beliebigen der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß es ein Monopuls-Radargerät ist.

4. Radargerät nach einem beliebigen der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß es mindestens aufweist:

- einen Hochfrequenzoszillator (42),

- Mittel (41) zur Steuerung der Modulation des Oszillators (42) auf die Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4;,

- einen Summen-Empfangskanal (Σ) mit Mitteln (51, 52, 53, 55, 56, 57) zur Bildung des ersten Differenzsignals (Σr1-r3) und des zweiten Differenzsignals (Σr2-r4),

- einen Differenz-Empfangskanal (Δ) mit Mitteln (58, 60, 61) zur Bildung des ersten Differenzsignals (Δr1-r3), wobei die Abstandemessung durch den Phasenabstand zwischen den Differenzsignalen (Σr1-r3, Σr2-r4) auf dem Summenkanal erhalten wird, während der Meßwert der Winkelabweichung Bus dem Verhältnis zwischen dem ersten Differenzsignal (Σr1-r3) auf dem Summenkanal (Σ) und dem ersten Differenzsignal (Δr1-r3) auf dem Differenzkanal (Δ) errechnet wird.

5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Summen-Empfangskanal (Σ) eine erste Mischstufe (47) besitzt, deren erster Eingang das Empfangssignal empfängt und deren zweiter Eingang an den Ausgang des Hochfrequenzoszillators (42) angeschlossen ist, und daß der Differenzkanal (Δ) eine zweite Mischstufe (48) besitzt, deren erster Eingang das Empfangssignal empfängt und deren zweiter Eingang an den Ausgang des Hochfrequenzoszillators (42) angeschlossen ist.

6. Radargerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Verstärker (50, 59) an den Ausgang der Mischstufen (47, 48) angeschlossen sind.

7. Radargerät nach einem beliebigen der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Bildung eines Differenzsignals (Σr1-r3, Σr2-r4, Δr1-r3) mindestens ein Subtraktionselement (51, 55, 58) aufweisen, dessen positiver Eingang an einen während der Empfangsphase bei der Frequenz (F&sub1;, F&sub2;) entsprechend einem ersten Signal (r&sub1;(t), r&sub2;(t)) geschlossenen Schalter (52, 56, 60) angeschlossen ist, während der negative Eingang an einen während der Empfangsphase bei der Frequenz (F&sub3;, F&sub4;) entsprechend einem zweiten Signal (r&sub3;(t), r&sub4;(t)) geschlossenen Schalter (53, 57, 61) angeschlossen ist und daß das Subtraktionselement (51, 55, 58) die Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal bildet.

8. Radargerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzsignale von einem Analog/Digitalwandler (54) getastet, kodiert und dann an Mittel (49) zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten (FFT) geliefert werden, wobei die Phasendifferenz an den Spektren ( Σr1-r3, Σr2-r4) der Differenzsignale gemessen werden, die von der Fourier-Transformierten bestimmt werden.

9. Radargerät nach einem beliebigen der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Mischstufen (47, 48) getastet und kodiert werden, daß die Differenzsignale (Σr1-r3, Σr2-r4, Δr1-r3) digital definiert und dann an Mittel (49) zur Berechnung der schnellen Fourier- Transformierten (FFT) geliefert werden, wobei die Phasendifferenz an den Spektren ( Σr1-r3, Σr2-r4) der Differenzsignale gemessen werden, die von der Fourier-Transformierten bestimmt werden.

10. Radargerät nach einem beliebigen der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß es mit einer auf ein Dauerstrichsignal angewendeten Frequenzrampe arbeitet.

11. Radargerät nach einem beliebigen der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß es im Frequenzband zwischen 76 und 77 GHz arbeitet.

12. Radargerät nach einem beliebigen der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzen F&sub1; - F&sub3; und F&sub2; - F&sub4; im wesentlichen 750 kHz betragen und daß die Differenz (F&sub1; + F&sub3;)/2 - (F&sub2; + F&sub4;)/2 einen Wert kleiner oder gleich 250 kHz hat.

13. Radargerät nach einem beliebigen der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz F&sub1; im wesentlichen 76 GHz beträgt.

14. Radargerät nach einem beliebigen der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß es nacheinander auf den vier Frequenzen F&sub1;, F&sub2;, F&sub3;, F&sub4; sendet und daß der Empfang während der Sendezeitfenster erfolgt.

15. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß es in ein Kraftfahrzeug eingebaut ist und Hindernisse vor dem Kraftfahrzeug erfaßt.