DE112021004485T5

DE112021004485T5 - Schnelle chirp-synthese durch segmentierte frequenzverschiebung

Info

Publication number: DE112021004485T5
Application number: DE112021004485.0T
Authority: DE
Inventors: Tom Heller
Original assignee: Ay Dee Kay LLC
Current assignee: Ay Dee Kay LLC
Priority date: 2020-09-22
Filing date: 2021-09-10
Publication date: 2023-08-17
Also published as: US11709247B2; US11914022B2; US20220091251A1; US20230358876A1; WO2022066443A1; CN116635743A

Abstract

In einer dargestellten integrierten Schaltung liefert ein Chirp-Generator (403) ein Chirp-Signal mit linear rampierten Chirp-Intervallen, während ein Shift-Frequenz-Generator ein Signal mit einer unterschiedlichen Shift-Frequenz während jedes von mehreren Segmenten in jedem Chirp-Intervall liefert. Ein Modulator (510) kombiniert die Signale, um ein segmentiertes Chirp-Signal abzuleiten, das in jedem Chirp-Intervall mehrere Chirp-Segmente mit linearer Steigung aufweist. Der Modulator kann ein Einseitenbandmodulator sein, um frequenzverschobene und frequenzabwärtsverschobene Chirp-Segmente zu erzeugen. Das segmentierte Chirp-Signal kann während der Wiedereinsetzintervalle des ursprünglichen Chirp-Signals unterdrückt werden.

Description

HINTERGRUND
Auf der Suche nach immer sichereren und bequemeren Transportmöglichkeiten entwickeln viele Autohersteller selbstfahrende Autos, die eine beeindruckende Anzahl und Vielfalt von Sensoren benötigen. Zu den in Betracht gezogenen Sensortechnologien gehören Radarsysteme mit mehreren Eingängen und Ausgängen, um die Abstände zwischen dem Auto und allen Fahrzeugen oder Hindernissen entlang des Fahrwegs zu überwachen. Solche Systeme können von Techniken profitieren, die eine schnellere Wiederholung der Messungen ermöglichen. Ein solches Beispiel findet sich in der ebenfalls anhängigen angemeldeten US-Anmeldung 16/196,623 mit dem Titel „Chirp Sequence Synthesis in a Dynamic Dist ribution Network“, die am 26.11.2019 von den Erfindern Tom Heller et al. eingereicht wurde.
ZUSAMMENFASSUNG
Dementsprechend wird hier eine erläuternde integrierte Schaltung offenbart, die Folgendes umfasst: einen Chirp-Generator, um ein Chirp-Signal mit Chirp-Intervallen mit linearer Rampe bereitzustellen; einen Verschiebungsfrequenz-Generator, um ein Signal mit einer unterschiedlichen Verschiebungsfrequenz während jedes von mehreren Segmenten in jedem Chirp-Intervall bereitzustellen; und einen Modulator, um ein segmentiertes Chirp-Signal aus einem Produkt des Chirp-Signals mit dem Verschiebungsfrequenzsignal abzuleiten, wobei das segmentierte Chirp-Signal mehrere Chirp-Segmente mit linearer Rampe in jedem Chirp-Intervall hat.
Ein erläuterndes Verfahren umfasst: Erzeugen eines Chirp-Signals mit Chirp-Intervallen mit linearer Rampe; Erzeugen eines Signals mit einer unterschiedlichen Verschiebungsfrequenz während jedes von mehreren Segmenten in jedem Chirp-Intervall; und Ableiten eines segmentierten Chirp-Signals aus einem Produkt des Chirp-Signals mit dem Verschiebungsfrequenzsignal, wobei das segmentierte Chirp-Signal mehrere Chirp-Segmente in jedem Chirp-Intervall aufweist.
Eine erläuternde Radarvorrichtung umfasst: einen Chirp-Generator, um ein Chirp-Signal mit linear rampierten Chirp-Intervallen bereitzustellen; ein Mittel zur Erzeugung eines Verschiebungsfrequenzsignals; und ein Modulationsmittel zum Ableiten eines segmentierten Chirp-Signals aus einem Produkt des Chirp-Signals mit dem Verschiebungsfrequenzsignal, wobei das segmentierte Chirp-Signal mehrere linear rampierte Chirp-Segmente in jedem Chirp-Intervall aufweist.
Jedes der vorgenannten Merkmale kann einzeln oder gemeinsam verwendet werden und kann eines oder mehrere der folgenden Merkmale in jeder geeigneten Kombination enthalten: 1. die mehrfachen Chirp-Segmente mit linearer Rampe in jedem Chirp-Intervall haben eine gleiche Dauer, einen gleichen Frequenzanstieg und eine gleiche Startfrequenz. 2. der Verschiebungsfrequenzgenerator umfasst: mehrere Quadraturfrequenzteiler, um jeweils ein Verschiebungsfrequenzsignal in Quadratur bereitzustellen, wobei jeder Quadraturfrequenzteiler eine andere Verschiebungsfrequenz bereitstellt; und eine Multiplexeranordnung, um aus den Verschiebungsfrequenzsignalen für jedes der mehreren Chirp-Segmente auszuwählen. 3. der Verschiebungsfrequenzgenerator umfasst mindestens einen Quadraturfrequenzteiler, um das Verschiebungsfrequenzsignal in Quadratur bereitzustellen. 4. der Modulator ein Einseitenbandmodulator ist, um für jede Verschiebungsfrequenz des Verschiebungsfrequenzsignals ein nach oben verschobenes und ein nach unten verschobenes Ausgangssignal zu erzeugen. 5. eine Schalteranordnung zur Auswahl zwischen den nach oben und nach unten verschobenen Signalausgängen für jedes der mehreren Chirp-Segmente. 6. Außerhalb der Chirp-Intervalle ist die Schalteranordnung so konfiguriert, dass die nach oben und nach unten verschobenen Signalausgänge von einem Schalterausgang isoliert werden. 7. Die Chirp-Segmente haben die gleiche Dauer und die verschiedenen Verschiebungsfrequenzen sind ganzzahlige Vielfache einer Basisfrequenz. 8. Einen Sender zur Erzeugung eines Sendesignals auf der Grundlage des segmentierten Chirp-Signals. 9. Einen Empfänger zur Abwärtskonvertierung eines Empfangssignals unter Verwendung des segmentierten Chirp-Signals. 10. Signalverarbeitungsschaltungen zum Ableiten von Zielentfernungs- und Geschwindigkeitsinformationen auf der Grundlage des Empfangssignals. 11. Das segmentierte Chirp-Signal lässt Chirp-Segmente während der Beruhigungsintervalle des Chirp-Signals aus, aber die Signalverarbeitungsschaltung ist so konfiguriert, dass sie Entfernungs-Geschwindigkeits-Informationen für die ausgelassenen Chirp-Segmente interpoliert.
Figurenliste

1 ist eine Draufsicht auf ein mit Sensoren ausgestattetes Fahrzeug.
ist ein Blockdiagramm eines erläuternden Fahrerassistenzsystems.
3 ist ein Blockdiagramm einer erläuternden Radar-Front-End-Vorrichtung.
4A ist ein Blockdiagramm eines anschaulichen frequenzmodulierten Dauerstrich-Radar-Sendeempfängers (FMCW).
ist ein Diagramm eines erläuternden Chirp-Signals.
5A ist ein Diagramm eines erläuternden segmentierten Chirp-Signals, das aus eine Reihe von frequenzverschobenen Chirp-Signalen.
5B ist ein erläuterndes segmentiertes Chirp-Radar-Sende-Empfangsgerät.
5C ist eine schematische Darstellung eines Mischers.
6A ist ein erster erläuternder Datenwürfel, der einen Satz von Radarmessungen darstellt.
6B ist ein zweiter erläuternder Datenwürfel, der einen transformierten Satz von Radarmessungen darstellt.
7 ist ein Datenflussdiagramm für ein erläuterndes Radarsystem.
8 ist ein Flussdiagramm eines erläuternden Radarerkennungsverfahrens.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Es sollte verstanden werden, dass die folgende Beschreibung und die begleitenden Zeichnungen zu Erklärungszwecken bereitgestellt werden, nicht um die Offenbarung einzuschränken. Das heißt, sie bilden die Grundlage dafür, dass ein normaler Fachmann alle Modifikationen, Äquivalente und Alternativen verstehen kann, die in den Anwendungsbereich der Ansprüche fallen. Obwohl die folgende Beschreibung Fahrzeuge als erläuternden Anwendungskontext verwendet, sind die offenbarten Prinzipien und Techniken auch auf andere Anwendungskontexte anwendbar, wie z. B. Verkehrsüberwachung, Parkplatzbelegungserkennung und Abstandsmessung.
1 zeigt ein Fahrzeug 102, das mit einer Reihe von Radarantennen ausgestattet ist, darunter Antennen 104 für die Erfassung im Nahbereich (z. B. für die Einparkhilfe), Antennen 106 für die Erfassung im mittleren Bereich (z. B. für die Überwachung von Stop-and-Go-Verkehr und Cut-in-Ereignissen) und Antennen 108 für die Erfassung im Fernbereich (z. B. für die adaptive Geschwindigkeitsregelung und die Kollisionswarnung), von denen jede hinter der vorderen Stoßfängerabdeckung angeordnet sein kann. Antennen 110 für die Nahbereichserfassung (z. B. für die Rückfahrhilfe) und Antennen 112 für die Mittelbereichserfassung (z. B. für die Heckkollisionswarnung) können hinter der hinteren Stoßfängerabdeckung angebracht werden. Die Antennen 114 für den Nahbereich (z. B. für die Überwachung des toten Winkels und die Erkennung seitlicher Hindernisse) können hinter den Kotflügeln angebracht werden. Jeder Antennensatz kann eine Radarerfassung mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO) durchführen. Die Art, Anzahl und Konfiguration der Sensoren in der Sensoranordnung für Fahrzeuge mit Fahrerassistenz- und Selbstfahrfunktionen ist unterschiedlich. Das Fahrzeug kann die Sensoranordnung zur Erkennung und Messung von Entfernungen/Richtungen zu Objekten in den verschiedenen Erkennungszonen verwenden, damit das Fahrzeug navigieren und dabei anderen Fahrzeugen und Hindernissen ausweichen kann.
2 zeigt eine elektronische Steuereinheit (ECU) 202, die mit den verschiedenen Radar-Frontendgeräten 204-206 als Zentrum einer Sterntopologie verbunden ist. Die Radar-Frontends umfassen jeweils mm-Wellen-Frequenz-Transceiver, die jeweils mit einigen der Sende- und Empfangsantennen 104-114 gekoppelt sind, um elektromagnetische Wellen zu senden, Reflexionen zu empfangen und optional eine Verarbeitung zur Bestimmung einer räumlichen Beziehung des Fahrzeugs zu seiner Umgebung durchzuführen. (Eine solche Verarbeitung kann alternativ von der ECU 202 durchgeführt werden.) Zur Unterstützung des Fahrers kann die ECU 202 ferner mit einer Reihe von Aktuatoren verbunden sein, wie z. B. einem Blinkeraktuator 208, einem Lenkaktuator 210, einem Bremsaktuator 212 und einem Drosselklappenaktuator 214. Die ECU 202 kann ferner mit einer benutzerinteraktiven Schnittstelle 216 verbunden sein, um Benutzereingaben zu akzeptieren und eine Anzeige der verschiedenen Messungen und des Systemstatus bereitzustellen.
Unter Verwendung der Schnittstelle, der Sensoren und der Aktuatoren kann die ECU 202 automatisches Einparken, assistiertes Einparken, Spurwechselhilfe, Hindernis- und Toter-Winkel-Erkennung, autonomes Fahren und andere wünschenswerte Funktionen bereitstellen. In einem Automobil werden die verschiedenen Sensormessungen von einer oder mehreren elektronischen Steuereinheiten (ECU) erfasst und können von der ECU verwendet werden, um den Status des Fahrzeugs zu bestimmen. Die ECU kann ferner auf den Status und die eingehenden Informationen reagieren, um verschiedene Signal- und Steuerwandler zu betätigen, um den Betrieb des Fahrzeugs einzustellen und aufrechtzuerhalten. Zu den Operationen, die von der ECU zur Verfügung gestellt werden können, gehören verschiedene fahrerunterstützende Funktionen wie automatisches Einparken, Spurverfolgung, automatisches Bremsen und selbstfahrendes Fahren.
Zur Erfassung der erforderlichen Messungen kann das Steuergerät ein MIMO-Radarsystem verwenden. Bei Radarsystemen werden elektromagnetische Wellen ausgesendet, die sich von der Sendeantenne ausbreiten, bevor sie zu einer Empfangsantenne zurückreflektiert werden. Der Reflektor kann jedes mäßig reflektierende Objekt sein, das sich im Weg der ausgesendeten elektromagnetischen Wellen befindet. Durch Messung der Laufzeit der elektromagnetischen Wellen von der Sendeantenne zum Reflektor und zurück zur Empfangsantenne kann das Radarsystem die Entfernung zum Reflektor bestimmen. Werden mehrere Sende- oder Empfangsantennen verwendet oder werden mehrere Messungen an verschiedenen Positionen vorgenommen, kann das Radarsystem die Richtung zum Reflektor bestimmen und somit die Position des Reflektors relativ zum Fahrzeug verfolgen. Mit einer anspruchsvolleren Verarbeitung können auch mehrere Reflektoren verfolgt werden. Zumindest einige Radarsysteme verwenden eine Array-Verarbeitung, um einen gerichteten Strahl elektromagnetischer Wellen zu „scannen“ und ein Bild der Fahrzeugumgebung zu erstellen. Es können sowohl gepulste als auch Dauerstrich-Radarsysteme eingesetzt werden, wobei frequenzmodulierte Dauerstrich-Radarsysteme aus Gründen der Genauigkeit im Allgemeinen vorzuziehen sind.
3 zeigt ein Blockdiagramm einer erläuternden Front-End-Vorrichtung 300 für ein Radarsystem (z.B. die Vorrichtungen 204-206 von 2). Die Vorrichtung 300 kann als integrierte Schaltung auf einem Halbleitersubstrat implementiert werden, die zu einem „Chip“ vereinzelt und in einer Standardausführung zur Montage auf einer Leiterplatte mit Leiterbahnen, die die Vorrichtung mit den Antennenelementen verbinden, eingehaust ist. Die Vorrichtung 300 hat Antenneneinspeisungen oder -anschlüsse für die Kopplung mit einer Gruppe von Sendeantennen 301 und Empfangsantennen 302. Verstärker mit einstellbarer Verstärkung 303A-303D treiben die Sendeantennen 301 mit verstärkten Signalen aus der Senderschaltung 304 an. Die Schaltung 304 erzeugt ein Trägersignal innerhalb eines programmierbaren Frequenzbandes unter Verwendung einer programmierbaren Chirp-Rate und eines programmierbaren Bereichs. Der Signalgenerator kann einen Phasenregelkreis mit einem spannungsgesteuerten Oszillator und geeigneten Frequenzteilern verwenden. Splitter und Phasenschieber leiten die Sendesignale für den gleichzeitigen Betrieb mehrerer Sender TX-1 bis TX-4 ab und liefern den Empfängern ein Referenzsignal als „Lokaloszillator“ zur Verwendung im Abwärtswandlungsprozess. Im dargestellten Beispiel umfasst die Front-End-Vorrichtung 300 vier Sender (TX-1 bis TX-4), von denen jeder fest mit einer entsprechenden Sendeantenne 301 verbunden ist. In alternativen Ausführungsformen sind mehrere Sendeantennen selektiv mit jedem der Sender gekoppelt.
Die Front-End-Vorrichtung 300 umfasst ferner vier Empfänger (RX-1 bis RX-4), von denen jeder mit einer Empfangsantenne 302 verbunden ist. Vier Analog-Digital-Wandler (ADCs) 306A-306D tasten die herunterkonvertierten Empfangssignale von den Empfängern RX-1 bis RX-4 ab und digitalisieren sie, wobei die digitalisierten Signale an die Schnittstelle 310 zur Weiterleitung an die Verarbeitungslogik 308 (wie einen eingebetteten digitalen Signalprozessor (DSP)) zur Filterung und Verarbeitung, an den eingebetteten Speicher 309 zur Pufferung oder außerhalb des Chips zur externen Verarbeitung der digitalisierten Basisbandsignale geliefert werden. Die Schnittstellenlogik 310 kann die Form eines Routing-Schalters oder einer anderen Standardimplementierung einer Brücke zwischen den externen Bussen, dem internen Datenbus und dem Prozessor/Speicherbus annehmen.
Eine Mikrocontroller-Einheit 311 koordiniert die Operationen der verschiedenen Komponenten des Frontend-Geräts 300 auf der Grundlage der in internen Registern eingestellten Parameterwerte. Eine Steuerschnittstelle 312 ermöglicht es dem Steuergerät oder einem anderen Host-Prozessor, die Parameterwerte anzupassen und so den Betrieb jedes Frontend-Geräts 300 zu konfigurieren, einschließlich der Schaltung zur Erzeugung von Sendesignalen 304, der Verarbeitungslogik 308 und der Schnittstellenlogik 310. Der eingebettete Speicher 309 ermöglicht es der Verarbeitungslogik 308 und/oder der Schnittstellenlogik 310, die digitalisierten Signale und alle abgeleiteten Zielmessdaten in Übereinstimmung mit den über die Steuerschnittstelle 312 eingestellten Konfigurationsparametern zu puffern.
Wie weiter unten erörtert, kann die Verarbeitungslogik 308 auf die digitalisierten Empfangssignale einwirken, um Zielentfernungsdaten, Zielgeschwindigkeitsdaten, Zielannäherungswinkeldaten abzuleiten und/oder Interferenzen und Störsignale auszusieben. Der Screening-Vorgang kann auch als vorläufige Zielerfassung oder Trennung der Zielenergie von der Rauschenergie angesehen werden. Obwohl einige Radarsysteme eine solche Verarbeitung an einer zentralen Stelle (z. B. dem Steuergerät) durchführen, können die in Betracht gezogenen Systeme zumindest einen Teil der Verarbeitung auf die Front-End-Geräte 204-206 aufteilen.
Die Front-End-Gerätearchitektur von 3 kann verschiedene Betriebsarten unterstützen, einschließlich der eines frequenzmodulierten Dauerstrich-Radar-Sendeempfängers (FMCW), wie er in 4A gezeigt ist. Im dargestellten Transceiver erzeugt ein Oszillator 402 ein Referenzfrequenzsignal, das eine Phasenregelschleife (PLL) 403 in ein Chirp-Signal umwandelt. Es gibt zwar verschiedene geeignete Techniken zur Erzeugung von Chirp-Signalen, ein potenzieller Vorteil der PLL-basierten Erzeugung ist jedoch das geringere Phasenrauschen, das das Signal-Rausch-Verhältnis der Messung verbessert. Durch den Einsatz eines Frequenzvervielfachers 404 kann die PLL 403 bei niedrigeren Frequenzen arbeiten, um das Phasenrauschen weiter zu verringern. Ein Frequenzvervielfacher 404 verschiebt das Chirp-Signal in den gewünschten Frequenzbereich für das Kfz-Radar (z. B. 24 GHz oder 77 GHz). Ein Leistungsteiler 405 überträgt das Chirp-Signal zu einem Sender 406 und einem Empfänger 407. Obwohl hier nicht dargestellt, können für die Verteilung des Chirp-Signals in einem MIMO-Radarsystem zusätzliche Aufteilung, Umschaltung und/oder Modulation verwendet werden.
Der Sender 406 steuert eine oder mehrere Sendeantennen mit dem Chirp-Signal an. Der Empfänger 407 filtert, verstärkt und wandelt das Signal von einer oder mehreren Empfangsantennen ab und liefert die abwärts gewandelten Signale an einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 408 zur Digitalisierung.
Die PLL 403 umfasst einen Phasenfrequenzdetektor (PFD) 410, der ein Phasenfehlersignal ableitet, indem er die Phase des Referenzfrequenzsignals mit der Phase eines Rückkopplungssignals vom Frequenzteiler 412 vergleicht. Eine Ladungspumpe und ein Schleifenfilter 414 wandeln das Phasenfehlersignal in ein Steuersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 416 um, wobei die Frequenz des VCO-Ausgangssignals erhöht wird, wenn die Phase des Rückkopplungssignals hinter der Phase des Referenzfrequenzsignals zurückbleibt, und die Frequenz des VCO-Ausgangssignals gesenkt wird, wenn die Phase des Rückkopplungssignals vorausgeht. Der Frequenzteiler 412 leitet das Rückkopplungssignal aus dem VCO-Ausgangssignal ab, indem er die Ausgangssignalfrequenz durch einen einstellbaren Teiler N teilt. PLL403 kann einen Sigma-Delta-Modulator verwenden, um die Werte von N mit einer Rate abzuwechseln, die viel höher ist als die PLL-Bandbreite, wodurch ein Mittelwert von N entsteht, der gebrochene (nicht ganzzahlige) Werte annehmen kann.
Um einen Chirp zu erzeugen, variiert PLL 403 langsam den Mittelwert von N, um die Ausgangssignalfrequenz linear von einer niedrigen Frequenz f₀ zu einer hohen Frequenz fi (wie in 4B gezeigt) oder umgekehrt zu wobbeln. Die Chirp-Wellenform in wiederholt sich einmal pro Messperiode T_P . Der plötzliche Steuersignalübergang verursacht ein Intervall der Instabilität, während der sich die PLL neu einstellt, was hier als Neueinstellungsintervall T_R bezeichnet wird. Auf das Neueinstellungsintervall T_R folgt ein Chirp-Intervall T_c, in dem die Frequenz linear mit einer programmierbaren Steigung m ansteigt.
Ein potenzielles Problem bei der Chirp-Wellenform in ist die Begrenzung der Messrate durch das Rücksetzintervall T_R . Eine Verringerung der Messperiode T_P geht nicht mit einer entsprechenden Verringerung des Rücksetzintervalls T_R einher, wodurch die Verbesserungen der Messauflösung, die andernfalls mit schnelleren Messungen erreicht werden könnten, eingeschränkt werden.
Um diesem potenziellen Problem zu begegnen, zeigt 5A die Chirp-Wellenform von 4B zusammen mit vier Versionen, die um -2f_B , -If_B , +If_B und +2f_B frequenzverschoben wurden, wobei f_B eine Basisverschiebungsfrequenz ist. Bei geeigneter Umschaltung zwischen der Chirp-Wellenform und ihren frequenzverschobenen Versionen kann ein Radar-Sende-/Empfangsgerät ein segmentiertes Chirp-Signal 500 erzeugen, das im Wesentlichen keine Verzögerung zwischen den Chirp-Segmenten T_s aufweist. (Die für die Umschaltung zwischen den Frequenzverschiebungen erforderliche Zeit kann weniger als eine Abtastperiode des ADC betragen). Durch geeignete Einstellung der Steigung der Chirp-Wellenform und/oder der Größe des Segmentintervalls wird das Chirp-Intervall in eine ganze Anzahl identischer Chirp-Segmente unterteilt. Während des Rücksetzungsintervalls T_R kann das segmentierte Chirp-Signal unterdrückt werden.
Der ursprüngliche Chirp überspannt einen Frequenzbereich von f₀ bis f_x , während jedes Chirp-Segment einen Frequenzbereich von f2 bis f₃ überspannt. Beachten Sie, dass die Basisverschiebungsfrequenz f_B den Frequenzbereich jedes Chirp-Segments begrenzt.
Der erläuternde Transceiver von 5B enthält die Elemente von 4A und darüber hinaus eine PLL 502, um ein Frequenzreferenzsignal (wie das von Oszillator 402 gelieferte) mit einem gewünschten Vielfachen der Basisverschiebungsfrequenz f_B zu multiplizieren. Für das vorliegende Beispiel beträgt das von der PLL 502 erzeugte Taktsignal 504 4f_B. Ein erster Satz von Flipflops 506 bildet einen ersten Quadraturfrequenzteiler, der das Taktsignal 504 in zwei Frequenzverschiebungssignale (ein gleichphasiges Signal für den Multiplexer 509A und ein Quadraturphasensignal für den Multiplexer 509B) mit einer Frequenz von jeweils 2f_B umwandelt. Ein zweiter Satz von Flipflops 508 bildet einen zweiten Quadratur-Frequenzteiler, der eines der 2f_B Frequenzverschiebungssignale in zwei weitere Frequenzverschiebungssignale (ein weiteres gleichphasiges Signal für Multiplexer 509A und ein weiteres Quadratur-Phasensignal für Multiplexer 509B) umwandelt, die jeweils eine Frequenz von f_B haben. Die Multiplexer 509A,B leiten entweder die f_B Frequenzverschiebungssignale oder die 2f_B Frequenzverschiebungssignale an einen Einseitenbandmodulator (SSM) 510 weiter, der auf einem Frequenzauswahlsignal F.SEL basiert. Tiefpassfilter 511 sind vorgesehen, um zu verhindern, dass Rechteckwellenoberwellen der Frequenzverschiebungssignale in den SSM 510 gelangen.
Man beachte, dass die Frequenzverschiebungssignale einen konstanten Wert haben (Frequenz Null), wenn die PLL 502 deaktiviert ist. Wenn der Betrieb der PLL 502 aufrechterhalten werden soll, kann das Frequenzverschiebungssignal auch unterdrückt werden, indem z. B. die Flipflops im ersten oder zweiten Quadraturfrequenzteiler deaktiviert werden, oder, als weiteres Beispiel, indem ein Freigabebit zu den Multiplexern 509A, 509B hinzugefügt wird, um deren Ausgang im deaktivierten Zustand auf einen niedrigen Wert zu setzen.
SSM 510 umfasst eine 90-Grad-Hybridschaltung 512, die das Chirp-Signal von PLL 403 in zwei Chirp-Signale aufteilt, die um 90 Grad phasenverschoben, d. h. „in Quadratur“ sind. Mischer 514 kombinieren das phasengleiche Chirp-Signal mit dem ausgewählten phasengleichen Frequenzverschiebungssignal, um ein erstes Produktsignal zu erzeugen, und kombinieren das quadraturphasige Chirp-Signal mit dem ausgewählten quadraturphasigen Frequenzverschiebungssignal, um ein zweites Produktsignal zu erzeugen. Eine 180-Grad-Hybridschaltung 516 kombiniert die Produktsignale, um ein Summenproduktsignal zu erzeugen, bei dem das Chirp-Signal in der Frequenz um die Frequenz des Frequenzverschiebungssignals nach oben verschoben wurde, und um ein Differenzproduktsignal zu erzeugen, bei dem das Chirp-Signal um den gleichen Betrag nach unten verschoben wurde. Eine Schalteranordnung 518 wählt entweder das nach oben verschobene Signal oder das nach unten verschobene Signal aus oder isoliert beide Signale vom Ausgang. Mit verschiedenen Kombinationen der Verschiebungssteuersignale (d.h. Verschiebungsfreigabesignal, Frequenzauswahlsignal und das Auf / Ab / Aus-Schaltsteuersignal) kann der dargestellte Transceiver das um - 2f_B , -f_B , 0, f_B , 2f_B verschobene Chirp-Signal auswählen oder das Chirp-Signal vollständig blockieren. Die Mikrocontrollereinheit 311 kann das Timing der Verschiebungssteuersignale relativ zum ursprünglichen Chirp-Signal-Timing konfigurieren, um die gewünschte Anzahl von Chirp-Segmenten in jedem Chirp-Intervall bereitzustellen.
5C ist ein Schaltplan eines erläuternden Mischers 514, der ein Paar Transkonduktanztransistoren 532 enthält, die jeweils ein differentielles Paar von Schalttransistoren 534 vorspannen. (Bei den dargestellten Transistoren handelt es sich um bipolare NPN-Transistoren, aber auch andere Transistorausführungen wären geeignet). Die differentiellen Paare koppeln parallel zu differentiellen Ausgangsspuren OUT+, OUT-, die einzeln über eine Vorspannungsimpedanz Z mit einer Versorgungsspannung VCC gekoppelt sind. In der dargestellten „Aufwärtswandlungs“-Konfiguration wird das Verschiebungsfrequenzsignal in differentieller Signalform IF+, IF- an die Basen des Transkonduktanztransistorpaares 532 geliefert, während das Chirp-Signal in differentieller Signalform RF+, RF- an die Basen jedes differentiellen Schalttransistorpaares 534 geliefert wird. Eine andere geeignete Konfiguration, hier als „Modulator“-Konfiguration bezeichnet, liefert das Chirp-Signal in differentieller Form an die Basen des Transkonduktanztransistorpaares 532 und das Verschiebungsfrequenzsignal an die Basen jedes differentiellen Schalttransistorpaares 534. In jedem Fall ist der Mischerausgang das Produkt aus dem Chirp-Signal und dem Verschiebungsfrequenzsignal.
6A zeigt einen erläuternden Datenwürfel, der einen Teil der digitalen Signalmessungen darstellt, die von einem bestimmten Front-End-Gerät unter Verwendung einer segmentierten Chirp-Signalübertragung erfasst werden können. Jedes Chirp-Segment (einseitige Durchquerung des Frequenzbereichs) kann als ein Messzyklus betrachtet werden. Während eines Messzyklus digitalisiert das Front-End-Gerät die abwärts gewandelten Empfangssignale von den ausgewählten Empfangsantennen, wodurch eine zeitliche Abfolge von digitalisierten Empfangssignalabtastungen entsteht. Aufgrund der Chirp-Modulation erreicht die von den Zielen reflektierte Signalenergie die Empfangsantennen mit einem Frequenzversatz, der von der Umlaufzeit (und damit von der Entfernung zum Ziel) abhängt. Eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) der in einem bestimmten Zyklus gesammelten Zeitsequenz isoliert die mit jedem Frequenzversatz verbundene Energie und liefert eine Funktion der reflektierten Energie in Abhängigkeit von der Zielentfernung. Dieser Vorgang, der hier als „Bereichs-FFT“ bezeichnet werden kann, kann für jede Antenne in jedem Messzyklus durchgeführt werden. Die Bereichs-FFT liefert Spitzenwerte für jedes Ziel mit einem bestimmten Bereich.
Die Bewegung des Ziels relativ zur Antennengruppe fügt der reflektierten Signalenergie eine Dopplerverschiebung hinzu, wobei die Dopplerverschiebung im Wesentlichen proportional zur relativen Geschwindigkeit ist. Obwohl sie im Vergleich zur entfernungsbedingten Frequenzverschiebung in der Regel klein ist, ist sie dennoch als Änderung der Phase der zugehörigen Frequenzkoeffizienten in nachfolgenden Messzyklen zu beobachten. (Es sei daran erinnert, dass FFT-Koeffizienten komplexwertig sind und sowohl Betrag als auch Phase haben). Durch Anwendung einer FFT auf die entsprechenden Frequenzkoeffizienten in einer Folge von Messzyklen wird die mit jeder Relativgeschwindigkeit verbundene Energie isoliert, was eine Funktion der reflektierten Energie in Abhängigkeit von der Zielgeschwindigkeit ergibt. Dieser Vorgang, der hier als „Geschwindigkeits-FFT“ bezeichnet werden kann, kann für jeden Bereich und jede Antenne durchgeführt werden. Das sich daraus ergebende zweidimensionale Datenfeld weist „Spitzen“ für jedes Ziel mit einer bestimmten Reichweite und Relativgeschwindigkeit auf.
Die von einem bestimmten Ziel reflektierte Energie erreicht die einzelnen Empfangsantennen in der Antennengruppe mit einer Phase, die von der Ankunftsrichtung der reflektierten Energie (auch „Anflugwinkel“ genannt) abhängt. Durch Anwendung einer FFT auf die entsprechenden Frequenzkoeffizienten, die einer Folge von gleichmäßig verteilten Antennen zugeordnet sind, wird die mit jedem Einfallswinkel verbundene Energie isoliert, was eine Funktion der reflektierten Energie in Abhängigkeit vom Einfallswinkel („AoA“) ergibt. Dieser Vorgang, der hier als „AoA-FFT“ bezeichnet werden kann, kann für jeden Bereich und jede Geschwindigkeit durchgeführt werden.
So können digitalisierte Signalmessungen, die in einem Messdatenwürfel angeordnet sind, dessen drei Dimensionen Funktionen der Zeit, des Messzyklus und der Antennenposition darstellen (wie in 6A gezeigt), in einen Zieldatenwürfel transformiert werden, dessen drei Dimensionen Funktionen der Entfernung, der Geschwindigkeit und des AoA darstellen (wie in 6B gezeigt). Da FFTs linear sind, können die Entfernungs-FFT, die Geschwindigkeits-FFT und die AoA-FFT in beliebiger Reihenfolge durchgeführt werden. Darüber hinaus sind die FFT-Operationen unabhängig (d. h., dass z. B. die Entfernungs-FFT für eine bestimmte Antenne und einen bestimmten Zyklus unabhängig von den Entfernungs-FFTs für andere Antennen und andere Zyklen ist und die Geschwindigkeits-FFT für eine bestimmte Entfernung und Antenne unabhängig von den Geschwindigkeits-FFTs für andere Entfernungen und Antennen ist), so dass die FFT-Verarbeitung auf Wunsch parallelisiert werden kann.
Ein weiterer wünschenswerter Verarbeitungsschritt ist die Trennung der Signalenergie von der Rauschenergie. Es kann jede geeignete Technik zur Rauschunterdrückung oder Zielerkennung verwendet werden. Eine weit verbreitete Technik (die viele Varianten umfasst) ist die Erkennung mit konstanter Fehlalarmrate (CFAR). Bei der CFAR-Erkennung werden die Erkennungsschwellenwerte auf der Grundlage der Energiewerte der Messungen in einem gleitenden Fenster in der Nähe oder im Umkreis der zu prüfenden Messung (auch bekannt als „zu prüfende Zelle“) angepasst. Die ursprüngliche Technik und ihre Variationen bieten verschiedene Kompromisse zwischen Leistung und Rechenkomplexität, indem sie verschiedene statistische Ansätze zum Ableiten der Erkennungsschwelle aus den Messungen innerhalb des gleitenden Fensters verwenden. Die CFAR-Detektion ist eine nichtlineare Technik, da die Messwerte unterhalb des Schwellenwerts auf Null gesetzt oder ignoriert werden, aber ihre Position in der Verarbeitungssequenz kann dennoch geändert werden, da die Nullsetzung von Frequenzkoeffizienten im Allgemeinen nicht verhindert, dass nachfolgende FFTs die relevanten Phasen-/Frequenzinformationen von Energiespitzen, die Ziele darstellen, auswerten.
7 zeigt einen erläuternden Datenfluss, der von jedem Frontend-Gerät 300 implementiert oder zwischen den Frontend-Geräten und dem Steuergerät aufgeteilt werden kann. Die Verarbeitungslogik 308 kann Bereichs-FFTs 702 an den digitalisierten Empfangssignalen x_R von jeder Antenne durchführen, im Wesentlichen während die Signale erfasst werden, und die resultierenden Frequenzkoeffizienten als Bereichsdaten in einem Rahmenpuffer 704 im Speicher 309 speichern. Der Rahmenpuffer 704 akkumuliert Entfernungsdaten aus mehreren Messzyklen und ermöglicht es der Verarbeitungslogik 308, Geschwindigkeits-FFTs 706 durchzuführen, um Zielentfernungs- und Geschwindigkeitsdaten für jede Antenne zu erzeugen, wie zuvor beschrieben. Es ist jedoch zu beachten, dass das segmentierte Chirp-Signal während des Rücksetzungsintervalls unterdrückt wird. Wenn das segmentierte Chirp-Signal K Chirp-Segmente pro Chirp-Intervall des ursprünglichen Chirp-Signals hat, bedeutet diese Unterdrückung, dass dem Datenwürfel von 6A Messungen für jeden (K+I)-ten Zyklus fehlen. Durch Interpolation 705 können die fehlenden Messzyklen durch interpolierte Messwerte ersetzt werden, bevor die Geschwindigkeits-FFT 706 durchgeführt wird.
Ein CFAR-Detektor 708 arbeitet mit den Zielentfernungs- und Geschwindigkeitsdaten, um Rauschenergie unterhalb des adaptiven Schwellenwerts zu entfernen. Der CFAR-Detektor 708 kann die Werte unterhalb des Schwellenwerts auf Null setzen, so dass nur die Werte oberhalb des Schwellenwerts die Entfernung und Geschwindigkeit potenzieller Ziele (Radarenergiereflektoren) darstellen. In bestimmten denkbaren Varianten komprimiert der CFAR-Erkennungsprozess die Datenmenge, indem er zumindest einige der Werte unterhalb der Schwelle weglässt und möglicherweise eine ausgefeiltere Datenkompressionstechnik einsetzt, um die Anforderungen an die Puffergröße und/ oder die Busbandbreite zu verringern. Die Verarbeitungsschaltung 308 oder das Steuergerät 202 kann ferner AoA-FFTs 710 durchführen, um die relativen Richtungen zu bestimmen, die mit potenziellen Zielen verbunden sind, und alle Spitzen in der Datenmenge analysieren, um die relative Position und die Geschwindigkeiten von Zielen relativ zum Fahrzeug zu erkennen und zu verfolgen 712.
8 ist ein Flussdiagramm eines erläuternden Radarerfassungsverfahrens, das durch das Front-End-Gerät implementiert werden kann. Es beginnt in Block 802 mit der Verwendung eines Chirp-Generators, z. B. einer PLL 403, zur Erzeugung eines Chirp-Signals mit Intervallen, in denen die Signalfrequenz linear von einer Startfrequenz zu einer Endfrequenz ansteigt. Das Chirp-Signal kann ein Aufwärts-Chirp, ein Abwärts-Chirp oder sogar ein dreieckiges Aufwärts- und Abwärts-Chirp-Signal sein. In Block 804 erzeugt das Gerät ein Verschiebungsfrequenzsignal mit mehreren Segmenten für jedes Chirp-Intervall, wobei jedes Segment eine andere Verschiebungsfrequenz hat. In Block 806 kombiniert das Gerät das Chirp-Signal mit dem Verschiebefrequenzsignal, um ein segmentiertes Chirp-Signal mit linearen Frequenzrampen in jedem Segment zu erhalten.
In Block 808 leitet das Gerät ein Sendesignal aus dem segmentierten Chirp-Signal ab und kombiniert ein oder mehrere Empfangssignale mit dem segmentierten Chirp-Signal, um mehrere Messzyklen in jedem Chirp-Intervall des ursprünglichen Chirp-Signals zu erhalten. In Block 810 digitalisiert und transformiert das Gerät das abwärts gewandelte Empfangssignal, um Informationen über die Entfernungsgeschwindigkeit aller Reflektoren zu erhalten. In Block 812 ersetzt das Gerät durch Interpolation alle fehlenden Messzyklen, die mit den Rücksetzintervallen des ursprünglichen Chirp-Signals verbunden sind. In Block 814 detektiert und verfolgt das Gerät (oder die ECU) potenzielle Ziele. In Block 816 wertet das Gerät (oder das Steuergerät) die Zielinformationen aus und warnt den Benutzer bei Bedarf, wobei es optional automatische Aktionen zur Vermeidung von Kollisionen durchführt.
Obwohl die Vorgänge in 8 zu Erklärungszwecken sequentiell beschrieben wurden, können die verschiedenen Vorgänge in der Praxis auch gleichzeitig oder in einer Pipeline ausgeführt werden. Darüber hinaus können die Operationen in einigen Implementierungen neu geordnet oder asynchron ausgeführt werden. Zahlreiche andere Modifikationen, Äquivalente und Alternativen werden für den Fachmann ersichtlich, sobald die obige Offenbarung vollständig verstanden ist. Es ist beabsichtigt, dass die folgenden Ansprüche so interpretiert werden, dass sie alle derartigen Modifikationen, Äquivalente und Alternativen umfassen, wo sie anwendbar sind.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 16/196623 [0001]

Claims

Eine integrierte Schaltung (300), die Folgendes umfasst: einen Chirp-Generator (403), um ein Chirp-Signal mit Chirp-Intervallen mit linearer Rampe zu erzeugen; einen Verschiebungsfrequenzgenerator zur Bereitstellung eines Verschiebungsfrequenzsignals mit einer unterschiedlichen Verschiebungsfrequenz während jedes von mehreren Segmenten in jedem Chirp-Intervall; und einen Modulator (510) zum Ableiten eines segmentierten Chirp-Signals aus einem Produkt des Chirp-Signals mit dem Verschiebungsfrequenzsignal, wobei das segmentierte Chirp-Signal in jedem Chirp-Intervall mehrere Chirp-Segmente mit linearen Rampen aufweist.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 1, bei der die mehrfachen Chirp-Segmente mit linearer Rampe in jedem Chirp-Intervall eine gleiche Dauer, eine gleiche Frequenzsteigung und eine gleiche Startfrequenz haben.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Frequenzverschiebungsgenerator umfasst: mehrere Quadraturfrequenzteiler (506, 508), um jeweils ein Verschiebungsfrequenzsignal in Quadratur zu liefern, wobei jeder Quadraturfrequenzteiler eine andere Verschiebungsfrequenz liefert; und eine Multiplexer-Anordnung (509) zur Auswahl aus den Verschiebungsfrequenzsignalen für jedes der mehreren Chirp-Segmente.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Verschiebefrequenzgenerator mindestens einen Quadraturfrequenzteiler (506) enthält, um das Verschiebefrequenzsignal in Quadratur bereitzustellen.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 4, wobei der Modulator (510) ein Einseitenbandmodulator ist, um für jede Verschiebungsfrequenz des Verschiebungsfrequenzsignals einen aufwärts verschobenen Signalausgang und einen abwärts verschobenen Signalausgang zu erzeugen.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 5 umfasst ferner eine Schalteranordnung (518) zur Auswahl zwischen den nach oben und nach unten verschobenen Signalausgängen für jedes der mehreren Chirp-Segmente.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 6, wobei außerhalb der Chirp-Intervalle die Schalteranordnung (518) so konfiguriert ist, dass sie aufwärts verschobenen und abwärts verschobenen Signalausgänge von einem Schalterausgang isoliert.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Chirp-Segmente die gleiche Dauer haben und die verschiedenen Verschiebungsfrequenzen ganzzahlige Vielfache einer Basisfrequenz sind.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 1, die außerdem Folgendes umfasst: einen Sender (406) zur Erzeugung eines Sendesignals auf der Grundlage des segmentierten Chirp-Signals; einen Empfänger (407) zur Abwärtskonvertierung eines Empfangssignals unter Verwendung des segmentierten Chirp-Signals; und Signalverarbeitungsschaltung (308) zum Ableiten von Zielentfernungs-Geschwindigkeitsinformationen auf der Grundlage des Empfangssignals.
Die integrierte Schaltung nach Anspruch 9, wobei das segmentierte Chirp-Signal Chirp-Segmente während Einschwingintervallen des Chirp-Signals auslässt, und wobei die Verarbeitungsschaltung (308) so konfiguriert ist, dass sie Entfernungs-Geschwindigkeits-Informationen für die ausgelassenen Chirp-Segmente interpoliert.
Ein Verfahren, das Folgendes umfasst: Erzeugen (802) eines Chirp-Signals mit linear geramperten Chirp-Intervallen; Erzeugen (804) eines Verschiebungsfrequenzsignals mit einer anderen Verschiebungsfrequenz während jedes von mehreren Segmenten in jedem Chirp-Intervall; und Ableiten (806) eines segmentierten Chirp-Signals aus einem Produkt des Chirp-Signals mit dem Verschiebungsfrequenzsignal, wobei das segmentierte Chirp-Signal mehrere linear gepulste Chirp-Segmente in jedem Chirp-Intervall umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Erzeugen des Verschiebungsfrequenzsignals umfasst: Verwenden mehrerer Quadraturfrequenzteiler, um jeweils ein Verschiebungsfrequenzsignal in Quadratur zu liefern, wobei jeder Quadraturfrequenzteiler eine andere Verschiebungsfrequenz liefert; und Auswählen aus den genannten Verschiebungsfrequenzsignalen für jedes der mehreren Chirp-Segmente.
Das Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Ableiten einen Einseitenbandmodulator verwendet, um für jede Verschiebungsfrequenz des Verschiebungsfrequenzsignals ein nach oben verschobenes Ausgangssignal und ein nach unten verschobenes Ausgangssignal zu erzeugen.
Das Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Ableiten die Auswahl aus den nach oben und unten verschobenen Ausgangssignalen für jedes der mehreren Chirp-Segmente umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Chirp-Segmente die gleiche Dauer haben und die verschiedenen Verschiebungsfrequenzen ganzzahlige Vielfache einer Basisfrequenz sind.
Das Verfahren nach Anspruch 11 umfasst ferner: Erzeugen eines Sendesignals auf der Grundlage des segmentierten Chirp-Signals; Abwärtswandeln eines Empfangssignals unter Verwendung des segmentierten Chirp-Signals; und Ableiten von Zielentfernungs-Geschwindigkeitsinformationen auf der Grundlage des Empfangssignals.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das segmentierte Chirp-Signal Chirp-Segmente während der Beruhigungsintervalle des Chirp-Signals auslässt, und wobei das Ableiten von Zielentfernungsgeschwindigkeitsinformationen das Interpolieren von Entfernungsgeschwindigkeitsinformationen für die ausgelassenen Chirp-Segmente umfasst.
Eine Radarvorrichtung (300), die Folgendes umfasst: einen Chirp-Generator (403) zur Erzeugung eines Chirp-Signals mit Chirp-Intervallen mit linearer Rampe; eine Verschiebungsfrequenzsignal-Erzeugungseinrichtung (506, 508) zur Bereitstellung eines Verschiebungsfrequenzsignals mit einer unterschiedlichen Verschiebungsfrequenz während jedes von mehreren Segmenten in jedem Chirp-Intervall; und ein Modulationsmittel (510) zum Ableiten eines segmentierten Chirp-Signals aus einem Produkt des Chirp-Signals mit dem Verschiebungsfrequenzsignal, wobei das segmentierte Chirp-Signal in jedem Chirp-Intervall mehrere Chirp-Segmente mit linearen Rampen aufweist.
Das Radargerät nach Anspruch 18, wobei die mehrfachen Chirp-Segmente mit linearer Rampe in jedem Chirp-Intervall eine gleiche Dauer, eine gleiche Frequenzsteigung und eine gleiche Startfrequenz haben.
Das Radargerät nach Anspruch 18, das außerdem Folgendes umfasst: einen Sender (406) zur Erzeugung eines Sendesignals auf der Grundlage des segmentierten Chirp-Signals; einen Empfänger (407) zur Abwärtskonvertierung eines Empfangssignals unter Verwendung des segmentierten Chirp-Signals; und eine Signalverarbeitungsschaltung (308) zum Ableiten von Zielentfernungs-Geschwindigkeitsinformationen auf der Grundlage des Empfangssignals.